JP3694726B2 - 安定化電源コンバータの一次側コントローラ - Google Patents

Description

【０００１】
【産業上の利用分野】
本発明は、安定化電源コンバータ、特に詳しくはそれに採用されているパワーコントローラに関する。
【０００２】
【従来の技術】
安定化電源コンバータ内で電力変換と安定化の両方を行う種々の方法が従来より知られている。スイッチモード動作は通常のパワーコンバージョンの技術である。パルス幅変調（ＰＷＭ）は一般にスイッチモード・パワーコンバータ内で安定化させるために用いられている。パワーデバイスのスイッチングを制御するため変動情報を使用するデバイスはパワーコントローラとして知られている。パワーコントロール法で使用頻度の高いものの１つは電流モード制御として知られている。この制御法では、コンバータの電流がモニターされると同時に変動情報が電流レベルの制御に用いられる。その電流レベルで、パワーデバイスがスイッチング周期の間ターンオフされる。
一般に使用されている従来の電流モード・パワーコントローラは３８４２コントローラとして知られている。これは８ピンパッケージとして入手でき、次のようなピン機能を持ち、特定のピンの表記が入力か出力かのいずれかで記載されている。
ピン１… 補償（出力）
ピン２… 帰還（入力）
ピン３… 電流検出（入力）
ピン４… 発振器のタイミング（入力）
ピン５… グランド
ピン６… 駆動回路（出力）
ピン７… 供給線（入力）
ピン８… 電圧基準（出力）
図２は、従来の３８４２コントローラが応用回路にどのように組み込まれているかを例示したものである。オプトカプラの一方の部品であるオプトトランジスタのみが示され、他方は多くの場合、誤差信号により駆動されるオプトＬＥＤである。トグルラッチ回路がオプションを表示するために点線で示されている。これが備え付けられると、デューティサイクルが５０％以下に制限される。コントローラでこのオプションを含むものは３８４４コントローラとして知られているが、その他の仕様は３８４２コントローラと同じである。以下の説明で、特に注意を促さない限り、用語３８４２は３８４２コントローラか又は３８４４コントローラのいずれかを指すものとする。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
図示例の３８４２コントローラの欠点の１つは、３８４２に組み込まれている演算増幅器が多分実践的に必要となる雑音ろ過コンデンサと共に低利得（すなわち１〜５）の反転増幅器としてのみ使用されていることである。３８４２は非絶縁出力を調整するのに適しており、演算増幅器はそのような目的に合っている。３８４２の基準ピンは、ここでは充電電流をタイミング抵抗ＲＴを介してタイミングコンデンサＣＴに供給する以外に何の目的も無く、かなり効率の悪い用い方である。デューティ比が５０％以上になったとき低調波発信をさせないようにするスロープ補償が図２の３８４２コントローラを用いた回路例では行われていない。スロープ補償には数個の外部部品が必要である。
電流モード制御のパワーコンバータでよく見かける望ましくない状態は、特に高いスイッチング周波数で動作しているときに、出力電流が短絡出力状態で設定値を実質上越えるおそれがあることである。図２の従来回路では、設定値がピン１の制御電圧に比例する。制御される電流信号に比例した電圧信号がピン３に印加される。コンバータで過負荷あるいは短絡出力が起きた場合、各スイッチングサイクルで電流信号が最大制御電圧に匹敵する値に達しコンバータの主パワースイッチのターンオフを開始する。回路遅延のため、内外両方の主パワースイッチのターンオフは電流信号が制御値を越えた瞬間正確には一致しない。むしろ、数１００ナノ秒程度遅れる。その遅延時間とクロック周期との比はコンバータのパワースイッチの達成可能な最小デューティ比を事実上制限する。電流波形が全てのスイッチングサイクルで制御値を行き過ぎたとしても、３８４２はデューティ比を更に減らすことができないので電流を設定値まで下げることができない。その結果、コンバータの出力電流が所定の最大値よりも実質的に大きくなり、出力電圧−電流特性の形状や短絡回路電流の確定的な値が寄生回路のパラメータ、すなわちトランスの巻線抵抗や漏れインダクタンス、内外の時間遅れ、パワースイッチや出力トランジスタの電圧降下の偶然の組み合せに依存して決まる。最終的な結果として熱消費が多くなり、コンバータが機能しなくなる。（出力電流が重過負荷や短絡出力で設定値を越える現象を「短絡電流暴走」と呼んでいる。この短絡電流暴走の詳細な説明や数学的な解析は、Ｒ．レデルとＮ．Ｏ．ソッカル共著の文献で、ＰＥＳＣ‘８７レコード〔ＩＥＥＥカタログｎｏ．８７ＣＨ２４５９−６〕，ｐｐ１０７−１１８の「スイッチングモードｄｃ／ｄｃコンバータの過負荷防止法；分類、分析、及び改良」に記載されている。）
したがって、本発明の主たる目的は、モノシリック集積回路で、上述した従来の３８４２コントローラの欠点を解消した一次側コントローラを提供することにある。
更に、本発明の他の目的は、モノシリック集積回路で、ピン数を少なくして上述した従来の３８４２コントローラと同等もしくは改良した機能を備える一次側コントローラを提供することにある。
更に、本発明の他の目的は、規定電流値に達したときに周期間隔を広げて電流を制限する保護機能を備えた一次側コントローラを提供することにある。
【０００４】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成する、安定化電源コンバータ内のパワースイッチングデバイスに駆動電圧パルスを制御印加するコントローラは、前記安定化電源コンバータにより発生した外部誤差信号、前記パワースイッチングデバイスに流れる電流から派生し該パワースイッチングデバイスを通して流れる電流に比例する電圧レベルを有する電流検出信号及び前記コントローラ内のスロープ補償回路により発生した電流ランプ信号から成る正味帰還信号を受信する単一加算点と、該単一加算点に接続されて、前記正味帰還信号と第１基準電圧とを比較し、正味帰還信号が第１基準電圧まで上昇したとき駆動電圧パルスの終了を起動する第１比較器手段、及び前記単一加算点に接続されて、前記正味帰還信号と第２基準電圧とを比較し正味帰還信号が第２基準電圧まで上昇したときに過電流状態を検出する第２比較器手段を有する周波数減少回路とから成り、該周波数減少回路は過電流が検出されたとき前記第２比較器手段に応答して、駆動電圧パルスの周期を長くしてパワースイッチングデバイスを過電流状態から保護することを特徴とする。
更に、上記目的を達成するコントローラは、更にクロック信号を発振し、また外部タイミングコンデンサの充電用電流源を有する発振手段、更に前記発振手段に接続されて前記発振手段により供給される充電電流の一部を前記タイミングコンデンサから引き込む第２電流源を有する前記周波数減少回路、並びに前記第２比較器手段、前記発振手段及び前記第２電流源に接続された周波数減少ラッチ回路を備え、該周波数減少ラッチ回路は前記第２比較器手段による過電流状態の検出に応答して発振手段により供給される充電電流の一部を外部タイミングコンデンサから第２電流源に引き込ませて駆動電圧パルスの周期を長くすることを特徴とする。
【０００５】
【作用及び実施例】
以下、図１を参照して説明すると、そこには本発明にかかる一次側コントローラ１０の詳細な回路図が示されている。ここでのコントローラは、パルス幅変調（ＰＷＭ）を介してパワーコンバータを制御するために用いられている。一次側コントローラ１０は従来の３８４２コントローラのようにトグルオプション２３を備えていていもよいし、備えていなくてもよい。幾つかの基本的な相違が従来の３８４２コントローラと本発明の一次側コントローラ１０との間にある。一次側コントローラ１０は、３８４２コントローラに備わっていた演算増幅器が無いので１ピン少ない。一次側コントローラ１０は基準出力ピンが無いので、更に１ピン少ない。帰還と電流検出機能は単一の入力ピン４で兼用されているので、更にもう１ピン少ない。一次側コントローラ１０は電流ランプスロープ補償を有しており、これは同じ４ピンを介してユーザにより大きさを変えることが可能で、周波数減少回路との組合せで過電流の防止を制御する。
【０００６】
最も簡単な構成で、本発明にかかる一次側コントローラ１０は６ピンの集積回路パッケージで実施できる。ピン番号とそれに関連する機能は次の通りである。
ピン１… 駆動回路（出力）
ピン２… グランド
ピン３… タイミングコンデンサ
ピン４… 帰還／電流検出／ランプスロープ補償／過電流保護
ピン５… グランド
ピン６… Ｖcc供給電圧
【０００７】
図１に示した応用回路では、図２の従来の３８４２の回路例と同じで、低電圧ロックアウト（ＵＶＬ）１１は供給電圧Ｖccが１５ボルトのレベルに達するまで一次側コントローラ１０の動作を止める。この点に達したところで、バンドギャップ基準電圧回路１３がＵＶＬ１１で活性化されることにより一次側コントローラ１０の回路構成の残りの部分を動作可能にする。一次側コントローラ１０はスイッチデバイス２０を流れる電流を抵抗で検出して電流モード制御を行う。図示例で、新規な構成は、ピン４の単一接続点で誤差信号３０と電流検出信号３２を加算することである。誤差信号３０は、制御される電源コンバータの一部であって一次側コントローラ回路１０の外部にある光トランジスタ３４により発生される従来の誤差信号である。電流検出信号３２は、制御されるスイッチデバイス２０を通して流れる電流に比例する電圧信号である。一次側コントローラ１０はまたスロープ補償を達成するために、一次側コントローラ１０内のスロープ補償３６により発生される補償信号である電流ランプ信号１４を同一接続点（ピン４）に加算する。スロープ補償はスイッチデバイス２０のジューティ比が５０％より大きくなると副調波発振を防ぐ。
前記ピン４の加算点に現れる、電流ランプ信号１４、誤差信号３０及び電流検出信号３２の加算（電気的な組み合わせ）であるこの正味帰還信号は、電流制御検出器１５により公称１．１１ボルトの基準電圧と比較される。正味帰還信号が１．１１ボルトの閾値に達すると、ＰＷＭラッチ１７、ＡＮＤゲート１９、及び出力駆動バッファ２１を通って回路例のピン１でスイッチデバイス２０に駆動パルスＤＲＶを供給するのを止めるように処理する。ピン４の正味帰還信号は更に過電流検出器１６で１，３６ボルトの基準値と比較される。この閾値に達するようなことがあると、電流が実質的に制御電流を越えていることを示すので周波数減少ラッチ１２がスイッチング期間の残りの部分を処理するためにトリガされる。周波数減少ラッチ１２は一次側コントローラ１０のピン３の外側にある外部タイミングコンデンサ１８から電流を引き込む。この動作はスイッチング期間を長くする役目を有し、これは過度の電流状態を解決する鍵となっている。トグルラッチ２３は駆動パルスＤＲＶのデューティ比を５０％に制限するためにオプションで備え付けられる。
【０００８】
スイッチング期間を広げることは最小デューティ比を小さくするのに等しい効果がある。デューティ比を減少させることは電流限界条件のもとで電流限界値や電力消費を比例して減少させることになる。図２の従来の３８４２回路と比較すると、電流限界条件のもとでパワーデバイス２０の電力消費が１／２の割合で減少していることが判る。電流限界の障害が出力サイクルの後半で起こると、消費電力の減少は、障害が出力サイクルの前半で起こるときよりも小さい。
【０００９】
電流制限機能を持つ周波数減少回路は、図１に示すように過電流検出器１６、周波数減少ラッチ１２、及び１２５μＡ電流源２２で構成されている。駆動パルスＤＲＶのサイクルの任意点で、障害が過電流検出器１６により検出されても、周波数減少ラッチ１２は、発振器２４により供給される２５０μＡの充電電流の一部を１２５μＡの第２電流源２２に引き込ませて、障害が起こった駆動パルスＤＲＶのサイクル期間を広くさせる。障害がサイクルの前半で起こった場合、周波数はほぼ１／２に減少させられる。障害がサイクルの後半で起こった場合、周波数はほんの少しだけ減少する。周波数ラッチ１２は発振器２４で発生しているクロック信号ｆＣＬＫによりリセットされると共に一次側コントローラ１０は障害を除去した後正常な状態に戻される。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の好ましい実施例である一次側コントローラ回路とその一次側コントローラが採用されている応用回路例を示した詳細図である。
【図２】従来の３８４２コントローラと従来例で採用されている外部回路を示した概略図である。
【符号の説明】
１０ 一次側コントローラ
１１ 低電圧ロックアウト
１２ 周波数減少ラッチ
１３ バンドギャップ基準電圧回路
１４ 電流ランプ信号
１５ 電流制御検出器
１６ 過電流検出器
１７ ＰＷＭラッチ
１９ ＡＮＤゲート
２１ 出力駆動バッファ
２２ 第２電流源
２３ トグルオプション
２４ 発振器

Claims (2)

1. 安定化電源コンバータ内のパワースイッチングデバイスに駆動電圧パルスを制御印加するコントローラであって、該コントローラは、
   前記安定化電源コンバータにより発生した外部誤差信号、前記パワースイッチングデバイスに流れる電流から派生し該パワースイッチングデバイスを通して流れる電流に比例する電圧レベルを有する電流検出信号及び前記コントローラ内のスロープ補償回路により発生した電流ランプ信号から成る正味帰還信号を受信する単一加算点と、
   該単一加算点に接続されて、前記正味帰還信号を第１基準電圧と比較し、正味帰還信号が第１基準電圧まで上昇したとき駆動電圧パルスの終了を起動する第１比較器手段、
   及び前記単一加算点に接続されて、前記正味帰還信号を第２基準電圧と比較し正味帰還信号が第２基準電圧まで上昇したときに過電流状態を検出する第２比較器手段を有する周波数減少回路とから成り、
   該周波数減少回路は過電流が検出されたとき前記第２比較器手段に応答して、駆動電圧パルスの周期を長くしてパワースイッチングデバイスを過電流状態から保護することを特徴とするコントローラ。
2. 前記コントローラは、更に
   クロック信号を発信し、また外部タイミングコンデンサの充電用電流源を有する発振手段、
   更に、前記発振手段に接続されて前記発振手段により供給される充電電流の一部を前記タイミングコンデンサから引き込む第２電流源を有する前記周波数減少回路、
   並びに前記第２比較器手段、前記発振手段及び前記第２電流源に接続された周波数減少ラッチ回路を備え、
   該周波数減少ラッチ回路は前記第２比較器手段による過電流状態の検出に応答して発振手段により供給される充電電流の一部を外部タイミングコンデンサから前記第２電流源に引き込ませて駆動電圧パルスの周期を長くする請求項１記載のコントローラ。

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