JPS58142785A - 誘導加熱調理器 - Google Patents
誘導加熱調理器Info
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- JPS58142785A JPS58142785A JP2580882A JP2580882A JPS58142785A JP S58142785 A JPS58142785 A JP S58142785A JP 2580882 A JP2580882 A JP 2580882A JP 2580882 A JP2580882 A JP 2580882A JP S58142785 A JPS58142785 A JP S58142785A
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- circuit
- current
- switching element
- heating coil
- load
- Prior art date
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、シングルエンデイツドプツシ：Ｌプル（以下
ＳＥ Ｐ Ｐと略す）インバータを使用した。湾導加熱
調理器に関する。
ＳＥ Ｐ Ｐと略す）インバータを使用した。湾導加熱
調理器に関する。
従来この挿誘導加熱調理器の駆動回路として、誘導加熱
コイルと共振コンデンサよりなる直列共振回路を利用し
、かつ共振コンデンサに並列にスイッチング素子を接続
して高周波インバータを構成したものが知られている。
コイルと共振コンデンサよりなる直列共振回路を利用し
、かつ共振コンデンサに並列にスイッチング素子を接続
して高周波インバータを構成したものが知られている。
かかる構成の調理器では、スイッチング素子のオソ則聞
及び上記直列共振回路の共振周期によってインバータの
発振周波数が変る。この周波数の変化、特にスイッチン
グ素子のオン期間の制卸により負荷への入力が調節され
る。このようｔ「周波数制御方式の調理器では、多口構
成としたとき、雑音発生という間頑が生じる。すなわち
、隣接する加熱口を同時に動作させたとき、加熱される
禍の材質の差或は設定された入力の差により、当然イン
バータの発振、晋波数もまた変ってくる。上記雑音は、
各加熱口からの磁異が互いに干渉し合って、両者の周波
数差に応じて発生するものであり、周波数差が大きくな
るにしたがって、大きくなる傾向がある。かかる雑音発
生は、使用者に不愉快を感じさせることから部品価値を
低下させる原因となっている。
及び上記直列共振回路の共振周期によってインバータの
発振周波数が変る。この周波数の変化、特にスイッチン
グ素子のオン期間の制卸により負荷への入力が調節され
る。このようｔ「周波数制御方式の調理器では、多口構
成としたとき、雑音発生という間頑が生じる。すなわち
、隣接する加熱口を同時に動作させたとき、加熱される
禍の材質の差或は設定された入力の差により、当然イン
バータの発振、晋波数もまた変ってくる。上記雑音は、
各加熱口からの磁異が互いに干渉し合って、両者の周波
数差に応じて発生するものであり、周波数差が大きくな
るにしたがって、大きくなる傾向がある。かかる雑音発
生は、使用者に不愉快を感じさせることから部品価値を
低下させる原因となっている。
本発明は、このような事情を考慮してなされたもので、
インバータの発振周波数を一定とし、かつこの条件下で
入力調節を可能としたもので、特に多口誘導加熱調理器
に適用して有益であるが、−口誘導加熱循理器に応用し
ても何ら差支えない。
インバータの発振周波数を一定とし、かつこの条件下で
入力調節を可能としたもので、特に多口誘導加熱調理器
に適用して有益であるが、−口誘導加熱循理器に応用し
ても何ら差支えない。
本発明は、上記目的を達成するためにシングルエンディ
ラドプッシュプル（５ＥＰＰ ）インバータを使用し、
かつこの５ＥＰＰインバータは、誘導加熱コイル及び共
振コンデンサよりなる負荷回路の一端が電源高電位便１
に接続されてなる。この点において従来の典型的な５Ｅ
ＰＰインバータが、その負荷回路の一端を低電位側（通
常アース電位）に接続されてなるのと異なっている。
ラドプッシュプル（５ＥＰＰ ）インバータを使用し、
かつこの５ＥＰＰインバータは、誘導加熱コイル及び共
振コンデンサよりなる負荷回路の一端が電源高電位便１
に接続されてなる。この点において従来の典型的な５Ｅ
ＰＰインバータが、その負荷回路の一端を低電位側（通
常アース電位）に接続されてなるのと異なっている。
本発明はまたＳＥ Ｐ Ｐインバータを構成する誘導加
熱コイルに過大電流が流れたとき、これを検知して負荷
への入力を低下させる入力低減機能を付加すること、及
びこの人力低減状■に入った後なお過大電流が検知され
たときインノ曵−夕の発振を停止させる停止機能を付加
することを目的とする。
熱コイルに過大電流が流れたとき、これを検知して負荷
への入力を低下させる入力低減機能を付加すること、及
びこの人力低減状■に入った後なお過大電流が検知され
たときインノ曵−夕の発振を停止させる停止機能を付加
することを目的とする。
第１図は本発明実施例に使用される５ＥＰＰインパーダ
（１）の構成を示し、（Ｑｌ）（Ｃ２）は各々第１スイ
ツチング素子及び第２スイツチング素子となる第１トラ
ンジスタ及び第２トランジスタで、ともにｎｐｎ型トラ
ンジスタが使用され直流電源間に直列接続されている。
（１）の構成を示し、（Ｑｌ）（Ｃ２）は各々第１スイ
ツチング素子及び第２スイツチング素子となる第１トラ
ンジスタ及び第２トランジスタで、ともにｎｐｎ型トラ
ンジスタが使用され直流電源間に直列接続されている。
第１、第２スイツチング素子としては、トランジスタの
ほか、ＧＴＯ等を使用する事もできる。（Ｄｌ）（Ｄｌ
）は、第１、第２トランジスタ（９１）ＣＣ２）に逆
並列に接続されたフリーホイルダイオード、（２）は、
第１トランジスタ（Ｑｌ）に並列に接続された負荷回路
で、誘導加熱コイル（Ｌｌ）及び共振コンデンサ（Ｃ１
）よりなる。鉄系金属よＩ）なる調理鍋は、誘導加熱コ
イル（Ｌｌ）上に近接配質される。
ほか、ＧＴＯ等を使用する事もできる。（Ｄｌ）（Ｄｌ
）は、第１、第２トランジスタ（９１）ＣＣ２）に逆
並列に接続されたフリーホイルダイオード、（２）は、
第１トランジスタ（Ｑｌ）に並列に接続された負荷回路
で、誘導加熱コイル（Ｌｌ）及び共振コンデンサ（Ｃ１
）よりなる。鉄系金属よＩ）なる調理鍋は、誘導加熱コ
イル（Ｌｌ）上に近接配質される。
第２図は、その動作波形図を示し、第１、′第２トラン
ジスタ（Ｑｌ）（Ｏｚ ）の各ベースには、オン、オフ
信号Ａ、Ｂが各々印加される。まず信号Ｂにより第２ト
ランジスタ（Ｃ２）がオンとなると、駆動電流１１が、
誘導０口熱コイル（Ｌｌ）、共振コンデンサ（Ｃ１）及
び第２トランジスタ（Ｃ２）を通って流れ、第２トラン
ジスタ（Ｃ２）がオフ、第１トランジスタ（Ｑｌ）がオ
ンになると、誘導加熱コイル（Ｌｌ）、共振コンデンサ
（（？ｌ）及びダイオード（Ｄｌ）な曲って循環′４流
Ｉ２が流れる。この循環電流１２がゼロになると負荷回
路（２）を流れる゛電流が反転し、第１トランジスタ（
０１）、共振コンデンサ（Ｃ１）及び誘導加熱コイル（
Ｌｌ）を通って駆動電流ｔ３が流れる。続いて、再び第
２トランジスタ（Ｃ２）がオン、第１トランジスダ（Ｑ
ｌ）がオフとなるが、しばらくの間ダイオード（Ｚ）２
）、共振コンデソ、す（Ｃ１）及び誘導加熱コイル（Ｌ
ｌ）を通って循環電流１４が流れる。第３図は、第１ト
ランジスタ（Ｑｌ）のオン、オフ期間割合を等しくし、
他方、第２トランジスタ（Ｃ２）のオン期間を、第１ト
ランジスタ（Ｑｌ）のオフ期間内においてデユーティ制
御した場合の負荷嬢流技形を示し、第１トランジスタ（
Ｑｌ）のオン期間を最大、ゼロを最小として任意に電流
値を制御することができる。第１トランジスタ（Ｑｌ）
は、エミッタ電位が不安定に変化するために、そのデユ
ーディ制御は難しく、これを行なうには複雑な回路を必
要とするが、第２トランジスタ（Ｃ２）は、エミッタ電
位が低電位（アース電位）に固定されているためにその
デユーティ制御は容易である。従って発振起動時、！２
）ランジスタ（Ｃ２）のオン期間が短い状態から開始す
ることも容易にＣ５５，でき、起動待発生し易い大電流
や、電流遮断時におけるサージ′醒圧によるトランジス
タの負担な軽減できる。
ジスタ（Ｑｌ）（Ｏｚ ）の各ベースには、オン、オフ
信号Ａ、Ｂが各々印加される。まず信号Ｂにより第２ト
ランジスタ（Ｃ２）がオンとなると、駆動電流１１が、
誘導０口熱コイル（Ｌｌ）、共振コンデンサ（Ｃ１）及
び第２トランジスタ（Ｃ２）を通って流れ、第２トラン
ジスタ（Ｃ２）がオフ、第１トランジスタ（Ｑｌ）がオ
ンになると、誘導加熱コイル（Ｌｌ）、共振コンデンサ
（（？ｌ）及びダイオード（Ｄｌ）な曲って循環′４流
Ｉ２が流れる。この循環電流１２がゼロになると負荷回
路（２）を流れる゛電流が反転し、第１トランジスタ（
０１）、共振コンデンサ（Ｃ１）及び誘導加熱コイル（
Ｌｌ）を通って駆動電流ｔ３が流れる。続いて、再び第
２トランジスタ（Ｃ２）がオン、第１トランジスダ（Ｑ
ｌ）がオフとなるが、しばらくの間ダイオード（Ｚ）２
）、共振コンデソ、す（Ｃ１）及び誘導加熱コイル（Ｌ
ｌ）を通って循環電流１４が流れる。第３図は、第１ト
ランジスタ（Ｑｌ）のオン、オフ期間割合を等しくし、
他方、第２トランジスタ（Ｃ２）のオン期間を、第１ト
ランジスタ（Ｑｌ）のオフ期間内においてデユーティ制
御した場合の負荷嬢流技形を示し、第１トランジスタ（
Ｑｌ）のオン期間を最大、ゼロを最小として任意に電流
値を制御することができる。第１トランジスタ（Ｑｌ）
は、エミッタ電位が不安定に変化するために、そのデユ
ーディ制御は難しく、これを行なうには複雑な回路を必
要とするが、第２トランジスタ（Ｃ２）は、エミッタ電
位が低電位（アース電位）に固定されているためにその
デユーティ制御は容易である。従って発振起動時、！２
）ランジスタ（Ｃ２）のオン期間が短い状態から開始す
ることも容易にＣ５５，でき、起動待発生し易い大電流
や、電流遮断時におけるサージ′醒圧によるトランジス
タの負担な軽減できる。
第４図及び第５図は、本発明実施例を示す。第４図にお
いて（１）は前述の、’； Ｅ Ｐ Ｐインバータ、（
ＡＣ）は交流電源、（３）はｐＨ源スイッチ、（４）は
ダイオードブリッジよりなる整流回路、（ｃｒｒ）はチ
ョークコイル、（Ｃ２）は平ｌ骨用コンデンサで、この
平滑用コンデンサ（Ｃ２）の端子間峨圧が、熱コイル（
Ｌｌ）に近接配置される負荷となる調理鍋で鉄係金属に
て構成される。（６）（７）は第１、第２トランジスタ
（０１１（Ｃ２）を交互に溝曲させるべく駆動信号な拘
える第１、第２駆動回路でその駆動周波数は、一定の高
周波数例えば２０ＫＨｚに設定されている。（８）は第
１、第２駆動回路（６）（力の動作を制御するデユーテ
ィ制御回路で、一定期間例えば１秒間を周期とし、この
間でのオンオフ期間の割合を変えることにより負荷への
入力が制御される。本例にあっては主たる人力制御はこ
のデユーティ制御回路（８）によって行なわれる。
いて（１）は前述の、’； Ｅ Ｐ Ｐインバータ、（
ＡＣ）は交流電源、（３）はｐＨ源スイッチ、（４）は
ダイオードブリッジよりなる整流回路、（ｃｒｒ）はチ
ョークコイル、（Ｃ２）は平ｌ骨用コンデンサで、この
平滑用コンデンサ（Ｃ２）の端子間峨圧が、熱コイル（
Ｌｌ）に近接配置される負荷となる調理鍋で鉄係金属に
て構成される。（６）（７）は第１、第２トランジスタ
（０１１（Ｃ２）を交互に溝曲させるべく駆動信号な拘
える第１、第２駆動回路でその駆動周波数は、一定の高
周波数例えば２０ＫＨｚに設定されている。（８）は第
１、第２駆動回路（６）（力の動作を制御するデユーテ
ィ制御回路で、一定期間例えば１秒間を周期とし、この
間でのオンオフ期間の割合を変えることにより負荷への
入力が制御される。本例にあっては主たる人力制御はこ
のデユーティ制御回路（８）によって行なわれる。
（ＣＴ）は、誘導加熱コイル（Ｌ ＋ ）の一端側に設
けられた負荷電流検知回路としてはたらくカレント、ト
ランスであり、電流検知信号ｊｐを得る。
けられた負荷電流検知回路としてはたらくカレント、ト
ランスであり、電流検知信号ｊｐを得る。
第５図において、（ＣＯＭｌ）は比較器で■側基準喘子
には、平滑コンデンサ（Ｃ２）の■イ則喘子電圧Ｖ１が
抵抗（Ｒ＋ ）（Ｒ２）（Ｒ，ｑ ）にて分圧されて印
加される。またｅ側信号端子にはカレットトランス（ｃ
ｒ）からの検知信号ｌＰが整流回路（９）にて全波整流
されて入力される。（１０）は抵抗（Ｒ４）及びコンデ
ンサ（Ｃ５）よりなる時定数回路で、ｒｆ器（ＣＯＭｌ
）の出力が卯えられる。（Ｃ３）は、コンデンサ（Ｃ３
）の充電々圧が抵抗（Ｒ５）を介してそのベースに加え
られるトランジスタで、エミッタは、抵抗（Ｒ６）を介
して定電圧ＶｅＣ＠ｉ子に、コレクタは、抵抗（Ｒ７）
及びコンデンサ（ｃ’ Ａ ）よりなる時定数回路０１
）を介し、て単安定マルチ７へイブレータ■に接続され
る。（ｃＧＭ２）は、比Ｃ器で、■側基準喘子には、電
圧Ｖ１が抵抗（Ｒ１） （Ｒ２） （Ｒｓ ）にて分圧
されて印加され、また５側信号端子にはカレントトラン
ス（ｃｒ）からの検知信号ＬＰが整流回路（９）にて全
波整流されて入力される。ここで上記２種の比較器（Ｃ
ＯＭｌ）（ｃＱＭ２）の各ｌＤ側基準ゼ圧レベルＶ−４
−ｆ、Ｖ＋２の大小関係は、Ｖ＋１（ｆ’＋２なる条件
を満たしている。（ＦＦ）は、比較器（Ｃ０Ｍ２）の出
力がリセット端子に、またデユーティオン信号の立上り
、＼−同期信号（・Ｌ・レベルパルス）にてセットされ
るフリップフロップである。このフリップフロップは・
Ｌ・レベル信号により駆動するものである。フリップフ
ロップ（ｆｉ’ Ｆ ）のセット出力Ｇは、単安定マル
チバイブレーダ■に人力し、その信号レベルが・〃・の
とき、これを駆動可能とする。単安定マルチノ＼イブレ
ータ（２）は、＠１トランジスダ（Ｑｌ）のオフに周期
して発せられるイ言号Ｉによって駆動開始し、時定数回
路１１１１にて決定された時間だけ・〃・レベル信号を
出力する。この信号が第２トランジスタ（Ｑｌ）を駆動
すべく第２駆動回路（力へ入力される。
には、平滑コンデンサ（Ｃ２）の■イ則喘子電圧Ｖ１が
抵抗（Ｒ＋ ）（Ｒ２）（Ｒ，ｑ ）にて分圧されて印
加される。またｅ側信号端子にはカレットトランス（ｃ
ｒ）からの検知信号ｌＰが整流回路（９）にて全波整流
されて入力される。（１０）は抵抗（Ｒ４）及びコンデ
ンサ（Ｃ５）よりなる時定数回路で、ｒｆ器（ＣＯＭｌ
）の出力が卯えられる。（Ｃ３）は、コンデンサ（Ｃ３
）の充電々圧が抵抗（Ｒ５）を介してそのベースに加え
られるトランジスタで、エミッタは、抵抗（Ｒ６）を介
して定電圧ＶｅＣ＠ｉ子に、コレクタは、抵抗（Ｒ７）
及びコンデンサ（ｃ’ Ａ ）よりなる時定数回路０１
）を介し、て単安定マルチ７へイブレータ■に接続され
る。（ｃＧＭ２）は、比Ｃ器で、■側基準喘子には、電
圧Ｖ１が抵抗（Ｒ１） （Ｒ２） （Ｒｓ ）にて分圧
されて印加され、また５側信号端子にはカレントトラン
ス（ｃｒ）からの検知信号ＬＰが整流回路（９）にて全
波整流されて入力される。ここで上記２種の比較器（Ｃ
ＯＭｌ）（ｃＱＭ２）の各ｌＤ側基準ゼ圧レベルＶ−４
−ｆ、Ｖ＋２の大小関係は、Ｖ＋１（ｆ’＋２なる条件
を満たしている。（ＦＦ）は、比較器（Ｃ０Ｍ２）の出
力がリセット端子に、またデユーティオン信号の立上り
、＼−同期信号（・Ｌ・レベルパルス）にてセットされ
るフリップフロップである。このフリップフロップは・
Ｌ・レベル信号により駆動するものである。フリップフ
ロップ（ｆｉ’ Ｆ ）のセット出力Ｇは、単安定マル
チバイブレーダ■に人力し、その信号レベルが・〃・の
とき、これを駆動可能とする。単安定マルチノ＼イブレ
ータ（２）は、＠１トランジスダ（Ｑｌ）のオフに周期
して発せられるイ言号Ｉによって駆動開始し、時定数回
路１１１１にて決定された時間だけ・〃・レベル信号を
出力する。この信号が第２トランジスタ（Ｑｌ）を駆動
すべく第２駆動回路（力へ入力される。
次に動作につき説明する。第６図中期間Ｔ１は正常加熱
状■であり、まずデユーティオン信号Ａが入力すると、
この信号Ａのｈｚりに同ＬＩＪＩ した・Ｌ・レベル信
号Ａ′によりフリップフロップ（Ｆｌ？）はセットされ
、七力出力Ｇが・Ｈ・レベルに変、す、単定定マルチパ
イブレーダＯａが動作可能状■゛となる。それ故、第１
トランジスタ（Ｑｌ）の駆動信号Ｂの立下りに同期して
発せられる信号Ｂ”により、単安定マルチバイブレータ
ロタの出力は、Ｈ・レベルに変り、時定数回路Ｕにて決
まる一定時間・Ｈ−期間を保持する。この、時定数回路
０１１の時定数は、第１トランジスタ（Ｑｌ）のオフ期
間に等しいか若しくはこれより僅か小さく設定されてい
る。尚、第１駆動回路（６）の出力信号Ｂは、そのオン
、オフ期間が１対１の割合に固定されたものであり、発
振器等により形成される。かくして、第２トランジスタ
（Ｑｌ）は、最大期間のオン時間が得られ、ＳＥ Ｐ
Ｐインピーダンス）は発振を開始する。この場合、カレ
ントトランス（ｃｒ）による検知信号ｌρは、第１、第
２トランジスタ（Ｑｌ） Ｄ）２ ）の定格電流に基い
て決定された所定電流値以下であるから、比較器（ＣＤ
Ｍｌ）ＣＣｅＭ２）の出力信号り、Ｆはともに置〃・レ
ベルである。それ故、コンデンサ（Ｃ３）の充電々圧は
、 １１ 、レベルにありトランジスタ（ＱＳ ）はオ
フのままである。
状■であり、まずデユーティオン信号Ａが入力すると、
この信号Ａのｈｚりに同ＬＩＪＩ した・Ｌ・レベル信
号Ａ′によりフリップフロップ（Ｆｌ？）はセットされ
、七力出力Ｇが・Ｈ・レベルに変、す、単定定マルチパ
イブレーダＯａが動作可能状■゛となる。それ故、第１
トランジスタ（Ｑｌ）の駆動信号Ｂの立下りに同期して
発せられる信号Ｂ”により、単安定マルチバイブレータ
ロタの出力は、Ｈ・レベルに変り、時定数回路Ｕにて決
まる一定時間・Ｈ−期間を保持する。この、時定数回路
０１１の時定数は、第１トランジスタ（Ｑｌ）のオフ期
間に等しいか若しくはこれより僅か小さく設定されてい
る。尚、第１駆動回路（６）の出力信号Ｂは、そのオン
、オフ期間が１対１の割合に固定されたものであり、発
振器等により形成される。かくして、第２トランジスタ
（Ｑｌ）は、最大期間のオン時間が得られ、ＳＥ Ｐ
Ｐインピーダンス）は発振を開始する。この場合、カレ
ントトランス（ｃｒ）による検知信号ｌρは、第１、第
２トランジスタ（Ｑｌ） Ｄ）２ ）の定格電流に基い
て決定された所定電流値以下であるから、比較器（ＣＤ
Ｍｌ）ＣＣｅＭ２）の出力信号り、Ｆはともに置〃・レ
ベルである。それ故、コンデンサ（Ｃ３）の充電々圧は
、 １１ 、レベルにありトランジスタ（ＱＳ ）はオ
フのままである。
次に誘導加熱コイル（Ｌｌ）に過大°峨流が流れた場合
を期間Ｔ２、Ｔ３について説明−「る。このような過大
電流は、底径の小さい鍋を載せたとき鷲は鍋を誘導υＤ
熱コイル（Ｌｌ）上からすらせたときに発生し、第１．
、第２トランジスタ（Ｑｌ）（Ｑｌ）を破壊する危険が
ある。
を期間Ｔ２、Ｔ３について説明−「る。このような過大
電流は、底径の小さい鍋を載せたとき鷲は鍋を誘導υＤ
熱コイル（Ｌｌ）上からすらせたときに発生し、第１．
、第２トランジスタ（Ｑｌ）（Ｑｌ）を破壊する危険が
ある。
カレントトランス（ｃｒ）にて過大電流が検知されると
、まず比較器（（？ ＯＭ ｔ ）の出力りが・Ｌ・レ
ベルに反転する。これにより、時定数回路００）を構成
するコンデンサ（Ｃ３）の充電々荷が放電され、信号Ｅ
の電圧レベルは低下する。かかる過大電流検知が複数回
行なわれるたびに、コンデンサ（Ｃ３）の放電及び充電
が繰返され１圧ＥのレベルがＶｒｅｆにまで低下したと
き、トランジスタ（０５’）が導通する。とのトランジ
スタ（ＱＳ）はインピーダンス素子としてはたらき、こ
れが導通すると、時定数回路（１１）の時定数は低下す
る。
、まず比較器（（？ ＯＭ ｔ ）の出力りが・Ｌ・レ
ベルに反転する。これにより、時定数回路００）を構成
するコンデンサ（Ｃ３）の充電々荷が放電され、信号Ｅ
の電圧レベルは低下する。かかる過大電流検知が複数回
行なわれるたびに、コンデンサ（Ｃ３）の放電及び充電
が繰返され１圧ＥのレベルがＶｒｅｆにまで低下したと
き、トランジスタ（０５’）が導通する。とのトランジ
スタ（ＱＳ）はインピーダンス素子としてはたらき、こ
れが導通すると、時定数回路（１１）の時定数は低下す
る。
したがって単安定マルチがイブレーク■の出力・Ｈ・レ
ベル期間は短くなり、負荷への人力は低下する。期間Ｔ
２は、過大電流が検知された後、実際に入力が低下する
までの痒延時間を、また期間Ｔ３は、実際に入力が低下
した期間を示す。
ベル期間は短くなり、負荷への人力は低下する。期間Ｔ
２は、過大電流が検知された後、実際に入力が低下する
までの痒延時間を、また期間Ｔ３は、実際に入力が低下
した期間を示す。
人力低下期間中にあって、なお１尚大電流が検知され、
その電朋レベルが比較器（ＣＯｋ１２）の仄準電圧Ｖ＋
２を越えると、比較器（Ｃ０Ｍ２）出力Ｆは・Ｌ・、フ
リップフロップ（ＦＦ’）の出力Ｇは・Ｌ・となり、単
安定マルチがイブレ−９ａｚの動作は＠ｌにさ」１５．
’； Ｅ Ｐ Ｐイン７大−ダ（１）の発振は停Ｗ才る
。１υＪ間１゛ムはこの停止期間を示し、次にデユーテ
ィオン信号が到来するまでこの状態が維持される。なお
、負荷の材質或は大きさによっては、低入力状な聾のま
ま１１０熱が続行される場合もあり得る。
その電朋レベルが比較器（ＣＯｋ１２）の仄準電圧Ｖ＋
２を越えると、比較器（Ｃ０Ｍ２）出力Ｆは・Ｌ・、フ
リップフロップ（ＦＦ’）の出力Ｇは・Ｌ・となり、単
安定マルチがイブレ−９ａｚの動作は＠ｌにさ」１５．
’； Ｅ Ｐ Ｐイン７大−ダ（１）の発振は停Ｗ才る
。１υＪ間１゛ムはこの停止期間を示し、次にデユーテ
ィオン信号が到来するまでこの状態が維持される。なお
、負荷の材質或は大きさによっては、低入力状な聾のま
ま１１０熱が続行される場合もあり得る。
ここで時定数回路ｔｔｎの意義について述べる。本例で
は、カレントトランス（ｃｒ）によって過大負荷電流が
検知された後、トランジスタ（ＱＳ）がオンとなって入
力が低下するまで、時定数回路（圃にて期間Ｔ２だけ遅
延させている。仮にいまこの時定数回路（１０を設けな
かった場合、過大負荷電流が検知されると、比較器（Ｃ
ＯＭｌ）の・Ｌ・レベル反転により直ぐにトランジスタ
（ＱＳ ）がオンとなり、′第２トランジスタ（Ｑｌ）
のオン期間を短縮する。これにより入力が低減されると
その直後に僅大市流が消滅し、比較器（ＣＤＭｌ）の出
力は・〃・に復帰する。そうするとトランジスタ（ＱＳ
）はオフとなり第２トランジスタ（Ｑｌ）のオン期間は
匿くなる。そして再び過大負荷電流が検知されて重連の
動作が繰返されることとなる。このようにして人力゛市
力がＳＥ Ｐ Ｐインバータ（１）の発＄１周期毎に変
化するとビート音が生じ使用者に不愉快を感じさせる原
因となる。時定数回路（１０）はかかる欠点を克服する
もので、カレントトランス（ｃｒ）による検知信号に対
しトランジスタ（Ｑ５ ）の応答時間な達らせかっ検知
信号を平均化して人力電力の変更周期を長くすることに
より上記ビート音の発生を阻止したものである。
は、カレントトランス（ｃｒ）によって過大負荷電流が
検知された後、トランジスタ（ＱＳ）がオンとなって入
力が低下するまで、時定数回路（圃にて期間Ｔ２だけ遅
延させている。仮にいまこの時定数回路（１０を設けな
かった場合、過大負荷電流が検知されると、比較器（Ｃ
ＯＭｌ）の・Ｌ・レベル反転により直ぐにトランジスタ
（ＱＳ ）がオンとなり、′第２トランジスタ（Ｑｌ）
のオン期間を短縮する。これにより入力が低減されると
その直後に僅大市流が消滅し、比較器（ＣＤＭｌ）の出
力は・〃・に復帰する。そうするとトランジスタ（ＱＳ
）はオフとなり第２トランジスタ（Ｑｌ）のオン期間は
匿くなる。そして再び過大負荷電流が検知されて重連の
動作が繰返されることとなる。このようにして人力゛市
力がＳＥ Ｐ Ｐインバータ（１）の発＄１周期毎に変
化するとビート音が生じ使用者に不愉快を感じさせる原
因となる。時定数回路（１０）はかかる欠点を克服する
もので、カレントトランス（ｃｒ）による検知信号に対
しトランジスタ（Ｑ５ ）の応答時間な達らせかっ検知
信号を平均化して人力電力の変更周期を長くすることに
より上記ビート音の発生を阻止したものである。
本例の如く入力制御をデユーティ制御によって行なう場
合、計算上はデユーティ１００％で最大人７・ 力１５ Ｄ ＯＦ、−７’ニー７−イ５０ ％、７５０
Ｆトイうように設定できるが、実際には、交流入力の立
り力が緩やかであるため、オン期間を数幅長くし、堪え
はデユーティ５２チで、７５ＱＦ、デユーティ２４チで
３００Ｗというように設定すれば、よりｔＥ［な入力゛
省力を得ることができる。
合、計算上はデユーティ１００％で最大人７・ 力１５ Ｄ ＯＦ、−７’ニー７−イ５０ ％、７５０
Ｆトイうように設定できるが、実際には、交流入力の立
り力が緩やかであるため、オン期間を数幅長くし、堪え
はデユーティ５２チで、７５ＱＦ、デユーティ２４チで
３００Ｗというように設定すれば、よりｔＥ［な入力゛
省力を得ることができる。
本発明誘導加熱調理器は前述したように負荷回路に流れ
る電流を検知して、これが過大電流に達したとき、先ず
負荷への入力を低下させ、それでもなお過大電流が検知
され続けば、インバータの発振を停止させるものである
から、第１、＠２スイッチング素子の保護が図られ、か
つυ力の無駄な消費を防止することができる。また本発
明にｊδける入力電力低減回路の動作は、時定数回路を
介して、電流検知信号が人力されることにより遅延平均
化され、それ故入力縦力の急激な変動は防＋ｈされ、こ
れに伴うビート音の発生は回避される。
る電流を検知して、これが過大電流に達したとき、先ず
負荷への入力を低下させ、それでもなお過大電流が検知
され続けば、インバータの発振を停止させるものである
から、第１、＠２スイッチング素子の保護が図られ、か
つυ力の無駄な消費を防止することができる。また本発
明にｊδける入力電力低減回路の動作は、時定数回路を
介して、電流検知信号が人力されることにより遅延平均
化され、それ故入力縦力の急激な変動は防＋ｈされ、こ
れに伴うビート音の発生は回避される。
′ 第１図は本発明実施例を説明するための要部回路図
、第２図及び第３図は同側波形図、第４図は５ＥＰＰイ
ンバ一タ部及び電源部分を示す回路図、第５図は制（社
）部分を示す回路図、第６図は動作波形図である。 （１）・・・５ＥＰＰインノ曳−タ、（６）（７）・・
・第１、第２駆動回路、１８）・・・デユーディ制御回
路、＋１１）・・・単安定マルチバイブレータ。
、第２図及び第３図は同側波形図、第４図は５ＥＰＰイ
ンバ一タ部及び電源部分を示す回路図、第５図は制（社
）部分を示す回路図、第６図は動作波形図である。 （１）・・・５ＥＰＰインノ曳−タ、（６）（７）・・
・第１、第２駆動回路、１８）・・・デユーディ制御回
路、＋１１）・・・単安定マルチバイブレータ。
Claims (3)
- （１）交流電源、該交／７１ｆ市源電流な整流する整流
回路、該整流回路にて直流に変換された電源の高電位側
に第１スイツチング素子がまた低電位側に第２スイツチ
ング素子が直列に接続されてなるスイッチング回路、上
記第１スイツチング素子に並列接続された誘導加熱コイ
ル及び共振コンデンサよりなる直列回路、上記第１、第
２スイツチング素子を交互に導通させる駆動回路、上記
誘導加熱コイルに流れる電流が上記第１、第２スイツチ
ング素子の定格′＠流に基いて決定された電流値を越え
たときこれを検知する負荷４流検知回路、農政荷電流検
知回路の出力信号により一］−記第２スイッチング素子
の導通期間を短縮させるへハ低減１１路を呻えてなる誘
導加熱コイル。 - （２） 交流電源、該交流電源４’流を整流する整／
１１ｆ回路、該整流回路にて直流に変換された電源の面
電位側に第１スイツチング素子がまた低電位側に第２ス
イツチング素子が直列に接続されてなるスイッチング回
路、」−記第１スイッチング素子に並列接続された誘導
加熱コイル及び共振コンデンサよりなる直列回路、上記
第１、第２スイツチング素子を交互に導通させる駆動回
路、上記誘導ｈＩＪ熱コイルに流れる′直流がに記第１
．第２スイッチング素子の定格離流に基いて決定された
所定電流値を越えたときこれを検知する負荷電１ｆｌＥ
検知回路、１２負荷堰流検知回路の出力信号により上記
第２スイッチング素子の導通期間を短縮させる人力低減
回路、該人力低減回路の動作状態にあって」−記負荷４
流炊知回路にて検知された電流が上記所定市流値以」−
であるとき」−記駆ｍ１回路を１亭＋ｈ−する停止回路
を１Ｉｔｆｔえてｌ「る誘導１１［）熱調理器。 - （３） 交流、電源、該交流Ｉ！ｔ？ｆｊ罐流を整流ｒ
る整流回路、該整流回路にて曲流に変換された電源の胃
串′位例に第１スイツチング素子がまた低電位側に続さ
れた誘導加熱コイル及び共振コンデンサよりなる直列回
路、」二記第１、第２スイツチング素子を交圧に導通さ
ぜる駆動回路、−上記誘ｉ＄ Ｉｌｕ熱コイルに流れる
電流が上記第１、第２スイツチング素子の定格電流に基
いて決定された′岨流値を越えたときこれを検知する負
荷゛４流検知［は１路、該゛負荷電流検知回路の出力信
号により上記第２プイツｆング素子の導（２）期間を短
縮させる入力低減回路、藷入力低減回路のｖ１作状態に
あって上記負荷電流検知回路にて検知された電流がＬ配
所定電／ｉｆ百以上であるときＬ記駆勅１■路を停止す
る滲出回路、上記人力低減回路とト記負荷電流検知回路
の間に介挿された時定数回路を啼え、該時定数回路にて
、に配置荷電流検知回路の出力を遅延、平均化して上記
入力低減回路に入力してなる誘導＋１０熱調理器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2580882A JPS58142785A (ja) | 1982-02-18 | 1982-02-18 | 誘導加熱調理器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2580882A JPS58142785A (ja) | 1982-02-18 | 1982-02-18 | 誘導加熱調理器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS58142785A true JPS58142785A (ja) | 1983-08-24 |
| JPS6349872B2 JPS6349872B2 (ja) | 1988-10-06 |
Family
ID=12176162
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2580882A Granted JPS58142785A (ja) | 1982-02-18 | 1982-02-18 | 誘導加熱調理器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS58142785A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH03114193A (ja) * | 1989-09-28 | 1991-05-15 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 誘導加熱調理器 |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5165443A (ja) * | 1974-12-03 | 1976-06-07 | Matsushita Electric Ind Co Ltd |
-
1982
- 1982-02-18 JP JP2580882A patent/JPS58142785A/ja active Granted
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5165443A (ja) * | 1974-12-03 | 1976-06-07 | Matsushita Electric Ind Co Ltd |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH03114193A (ja) * | 1989-09-28 | 1991-05-15 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 誘導加熱調理器 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6349872B2 (ja) | 1988-10-06 |
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