JP3733525B2 - 誘導加熱調理器 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、インバータ回路の駆動による高周波電力で被加熱体を誘導加熱する誘導加熱調理器に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図７は従来の誘導加熱調理器の概略構成を示すブロック図である。この図に示す誘導加熱調理器は、商用電源１を全波整流する整流回路２と、整流回路２の出力を平滑して直流にする平滑コンデンサ３と、この平滑コンデンサ３の直流を高周波電力に変換するインバータ回路４と、インバータ回路４から供給される高周波電力に基づいて高周波磁界を発生し、被加熱体（図示せず）を誘導加熱する加熱コイル５と、インバータ回路４の入力側の交流電流を検出するカレントトランス６と、カレントトランス６からの交流電流に応じて直流電圧に変換する電流検出回路７と、電流検出回路７からの直流電圧を制御情報として入力し、インバータ回路４を所定の交流入力電流値で駆動するよう制御する制御回路８とを備えている。
【０００３】
図８及び図９は従来の電流検出回路の構成を示す回路図である。図８に示す電流検出回路７は、カレントトランス６によって検出された交流電流の大きさに応じて電圧を発生する抵抗ＲＬからなる負荷回路部７ａと、４個のダイオードＤ１〜Ｄ４をブリッジ状に接続してなり、負荷回路部７ａの出力の交流電圧を全波整流する整流回路部７ｂと、整流回路部７ｂによって全波整流された電圧を分圧する抵抗Ｒ１，Ｒ２及びその抵抗Ｒ２の両端に発生した電圧を平滑して直流にする平滑コンデンサＣを備えた積分回路部７ｃとから構成されている。また、図９に示す電流検出回路７は、負荷回路部７ａと積分回路部７ｃとの間に、その負荷回路部７ａの出力の交流電圧を半波整流するダイオードＤ１からなる整流回路部７ｄを備えたものである。
【０００４】
次に、前記のように構成された従来の誘導加熱調理器の動作を説明する。なお、この従来の誘導加熱調理器に図８に示す電流検出回路を用いた場合の動作を説明する。
火力設定器（図示せず）によって調理火力（ＫＷ）が選択されると、制御回路８は、設定された調理火力に基づいてインバータ回路４を駆動し、インバータ回路４はその駆動に基づいて平滑コンデンサ３の直流を高周波電力に変換し、加熱コイル５はその高周波電力に基づいて高周波磁界を発生し被加熱体を誘導加熱する。一方、カレントトランス６は、インバータ回路４の入力側の交流電流を検出し、電流検出回路７に出力する。
【０００５】
電流検出回路７の負荷回路部７ａがカレントトランス６からの交流電流に基づいて交流電圧に変換し、整流回路部７ｂがその交流電圧を全波整流し、積分回路部７ｃが全波整流された電圧を抵抗Ｒ１，Ｒ２と平滑コンデンサＣとで積分して直流電圧Ｖｏを生成し、制御回路８に出力する。制御回路８は、入力された直流電圧Ｖｏを制御情報として、加熱コイル５による火力出力が火力設定器の調理火力と同じになるように、インバータ回路４の駆動を制御する。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
前述した従来の誘導加熱調理器では、電流検出回路７の負荷回路部７ａにより変換される交流電圧は、整流回路部７ｂのダイオードＤ１〜Ｄ４の内部抵抗による電圧降下によって低くなっていた。このため、例えば図１０の（ａ）に示すようにインバータ回路４の入力電流がほぼ３０％（例えば調理火力２ＫＷ時の入力電流を１００％としたとき）以下においては、電流検出回路７の出力電圧が非直線となる特性を有していた。この非直線部は制御が不安定となる領域であるため、インバータ回路４の入力電流が３０％以下となる調理火力で調理するのは難しかった。
また、図９に示す電流検出回路７では、整流回路部７ｄに一つのダイオードＤ１を用いているために、前述した図８の電流検出回路７程ではないものの入力電流の１５％までは非直線となっていた。このような場合、例えば煮込み調理の煮豆などの低火力調理では、連続制御が困難なため通電率制御を行っていた。例えば、１００Ｗで調理しようとした場合、３００Ｗの火力を５秒ＯＮ−１０秒ＯＦＦとする通電率で制御を行っていた。これは、実際に３００Ｗの火力が出力されている期間があり、特に高効率の誘導加熱調理器では、３００Ｗの火力では強い場合があり、弱火に相当する低火力で調理を行うには１００Ｗ前後の連続した火力出力が必要であった。
【０００７】
本発明は、かかる課題を解決するためになされたもので、火力出力が１００Ｗ前後であっても制御が可能な誘導加熱調理器を提供することを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
本発明の請求項１に係る誘導加熱調理器は、商用電源を直流に変換する直流電源回路と、直流電源回路の出力を高周波電力に変換するインバータ回路と、インバータ回路によって変換された高周波電力に基づいて高周波磁界を発生し、被加熱体を誘導加熱する加熱コイルと、インバータ回路の駆動を制御する制御回路と、インバータ回路の入力側の電流を検出するカレントトランスと、カレントトランスによって検出された電流に基づいて直流電圧に変換し、これを制御情報として前記制御回路に出力する電流検出回路とを備え、電流検出回路は、カレントトランスの出力間に挿入された直列接続の抵抗と順方向ダイオード、及び順方向ダイオードに並列に接続された逆方向ダイオードからなる負荷回路部と、負荷回路部の出力を整流する整流回路部と、整流回路部により整流された電圧を積分する積分回路部とから構成されている。
【０００９】
本発明の請求項２に係る誘導加熱調理器は、商用電源を直流に変換する直流電源回路と、直流電源回路の出力を高周波電力に変換するインバータ回路と、インバータ回路によって変換された高周波電力に基づいて高周波磁界を発生し、被加熱体を誘導加熱する加熱コイルと、インバータ回路の駆動を制御する制御回路と、インバータ回路の入力側の電流を検出するカレントトランスと、カレントトランスによって検出された電流に基づいて直流電圧に変換し、これを制御情報として前記制御回路に出力する電流検出回路とを備え、電流検出回路は、カレントトランスの出力間に挿入されたダイオードブリッジ、及びダイオードブリッジの両極間に挿入された直列接続の順方向ダイオードと抵抗からな負荷回路部と、負荷回路部の出力を整流する整流回路部と、整流回路部により整流された電圧を積分する積分回路部とから構成されている。
【００１０】
本発明の請求項３に係る誘導加熱調理器は、整流回路部は、エミッタフォロワ構成のＮＰＮトランジスタからなっている。
【００１１】
【発明の実施の形態】
実施の形態１．
図１は本発明の実施の形態１に係る誘導加熱調理器の概略構成を示すブロック図、図２は実施の形態１に係る誘導加熱調理器の電流検出回路の構成を示す回路図である。なお、図７で説明した従来例と同一又は相当部分には同じ符号を付し説明を省略する。
本実施の形態１の誘導加熱調理器は、直列接続の抵抗と順方向ダイオード、及びこの順方向ダイオードに並列に接続された逆方向ダイオードからなる負荷回路部を有する電流検出回路１１を備えたものである。
【００１２】
この電流検出回路１１は、図２に示すように、カレントトランス６により検出された交流電流に基づいて電圧を発生する負荷回路部１１ａと、この負荷回路部１１ａの出力電圧を半波整流する順方向ダイオードＤ１からなる整流回路部１１ｂと、整流回路部１１ｂによって半波整流された電圧を分圧する抵抗Ｒ１，Ｒ２及びこの分圧によって抵抗Ｒ２に生じた電圧を平滑して直流にする平滑コンデンサＣを備えた積分回路部１１ｃとから構成されている。
【００１３】
前述した負荷回路部１１ａは、カレントトランス６の出力間に挿入された直列接続の抵抗ＲＬ及び順方向ダイオードＤ５と、この順方向ダイオードＤ５に並列に接続された逆方向ダイオードＤ６とからなっている。この負荷回路部１１ａは、カレントトランス６によって検出されたインバータ回路４の入力側の交流電流の例えば一方向の半波電流を抵抗ＲＬ→順方向ダイオードＤ５の順に流し、逆方向の半波電流を逆方向ダイオードＤ６→抵抗ＲＬの順に流して、抵抗ＲＬと順方向ダイオードＤ５（内部抵抗）、及び逆方向ダイオードＤ６（内部抵抗）と抵抗ＲＬにそれぞれ生じる交流電圧を整流回路部１１ｂに出力する。この交流電圧は、図８及び図９に示した従来の負荷回路部７ａの出力電圧と比べ、順方向ダイオードＤ５と逆方向ダイオードＤ６とによって生じた電圧分（ダイオードのバイアス電圧）が加わった波形となっている。
【００１４】
次に、本実施の形態１の誘導加熱調理器の動作を説明する。
本調理器に設けられた火力設定器（図示せず）で調理火力（ＫＷ）が選択されると、制御回路８はその調理火力に応じた高周波信号によってインバータ回路４を駆動し、インバータ回路４はその制御に基づいて入力側の直流を高周波電力に変換し、加熱コイル５はその高周波電力に基づいて高周波磁界を発生し被加熱体（図示せず）を誘導加熱する。一方、カレントトランス６は、インバータ回路４の入力側の交流電流を検出し、電流検出回路１１に出力する。
【００１５】
この時、負荷回路部１１ａの抵抗ＲＬと順方向ダイオードＤ５に一方向の半波電流が流れ、逆方向ダイオードＤ６と抵抗ＲＬに逆方向の半波電流が流れ、出力端に電流値に基づいた交流電圧が発生する。この交流電圧を整流回路部１１ｂの順方向ダイオードＤ１が半波整流し、半波整流された電圧を積分回路部１１ｃの抵抗Ｒ１，Ｒ２と平滑コンデンサＣとで積分して直流電圧Ｖｏに変換し、制御回路８に出力する。制御回路８は、入力された直流電圧Ｖｏを制御情報として、加熱コイル５による火力出力と火力設定器の調理火力とが同じになるように、インバータ回路４の駆動を制御する。
【００１６】
積分回路部１１ｃから出力される直流電圧Ｖｏは、例えば図６の（ａ）に示すように、調理火力２ＫＷ時の入力電流（インバータ回路１１の入力側の電流）を１００％としたときほぼ２％の入力電流から直線になる。これは、前述したように負荷回路部１１ａの抵抗ＲＬに生じる電圧に順方向ダイオードＤ５と逆方向ダイオードＤ６によるバイアス電圧を加わるようにし、このバイアス電圧を整流回路部１１ｂの順方向ダイオードＤ１の電圧降下で相殺するようにしたためである。
【００１７】
以上のように実施の形態１によれば、負荷回路部１１ａの抵抗ＲＬに生じる電圧に順方向ダイオードＤ５と逆方向ダイオードＤ６によるバイアス電圧を加算するようにしたので、積分回路部１１ｃから出力される直流電圧Ｖｏが従来と比べ低い入力電流（２％）からでも直線となり、このため、１００Ｗ前後の低い火力出力でも調理が可能になるという効果がある。
【００１８】
実施の形態２．
前述した実施の形態１では、順方向ダイオードＤ１からなる整流回路部１１ｂで負荷回路部１１ａの出力（交流電圧）を半波整流するようにしたが、本実施の形態２は、図３に示すようにエミッタフォロワ構成のＮＰＮトランジスタＱ１を備えた整流回路部１１ｄを負荷回路部１１ａの出力側に設けたものであり、また、整流回路部１１ｄの出力側の積分回路部１１ｃには抵抗Ｒ２の抵抗値よりもほぼ１／５００以下程度となる抵抗Ｒ１が用いられている。この抵抗Ｒ１を小さくすることにより、ピークホールド型となり、立ち上がりの遅れが小さくなるので、オーバーシュートのない制御が可能になっている。
【００１９】
実施の形態２においては、カレントトランス６の検出電流に基づいて抵抗ＲＬに発生した交流電圧は、順方向ダイオードＤ５と逆方向ダイオードＤ６のバイアス電圧によりピーク値の高い電圧となり、ＮＰＮトランジスタＱ１によって半波整流される。そして、この半波整流された電圧は抵抗Ｒ１，Ｒ２によって分圧され、この分圧により抵抗Ｒ２に発生した電圧は平滑コンデンサＣによって直流に変換されて制御回路８に出力される。この場合も積分回路部１１ｃから出力される直流電圧Ｖｏは、図６の（ａ）に示すようにほぼ２％の入力電流から直線になる。
【００２０】
このように、負荷回路部１１ａの抵抗ＲＬに生じる電圧に順方向ダイオードＤ５と逆方向ダイオードＤ６によるバイアス電圧を加算し、これによって形成された交流電圧をエミッタフォロワ構成のＮＰＮトランジスタＱ１によって半波整流するようにしたので、積分回路部１１ｃから出力される直流電圧Ｖｏが従来と比べ低い入力電流からでも直線となり、このため、１００Ｗ前後の低い出力火力でも調理が可能になるという効果がある。
【００２１】
実施の形態３．
図４は実施の形態３に係る誘導加熱調理器の電流検出回路の構成を示す回路図である。なお、図２で説明した実施の形態１と同一又は相当部分には同じ符号を付し説明を省略する。
本実施の形態３の誘導加熱調理器は、カレントトランス６の出力間に挿入されたダイオードブリッジＤ５〜Ｄ８と、ダイオードブリッジＤ５〜Ｄ８の両極間に挿入された直列接続の順方向ダイオードＤ９及び抵抗ＲＬとからな負荷回路部１１ｅを有する電流検出回路１１を備えたものである。
【００２２】
前述した負荷回路部１１ａは、カレントトランス６によって検出されたインバータ回路４の入力側の交流電流をダイオードブリッジＤ５〜Ｄ８で全波整流し、この全波整流した電流を順方向ダイオードＤ９及び抵抗ＲＬに流して電圧を発生し、整流回路部１１ｂに出力する。この出力電圧は、図８及び図９に示した従来の負荷回路部７ａの出力電圧と比べ、抵抗ＲＬに発生する電圧に順方向ダイオードＤ９のバイアス電圧が加わった波形となっている。
【００２３】
次に、本実施の形態３の誘導加熱調理器の動作を説明する。
本調理器に設けられた火力設定器（図示せず）で調理火力（ＫＷ）が選択されると、前述したように、制御回路８はその調理火力に応じた高周波信号によりインバータ回路４を駆動し、インバータ回路４はその駆動に基づいて入力側の直流を高周波電力に変換し、加熱コイル５はその高周波電力に基づいて高周波磁界を発生し被加熱体（図示せず）を誘導加熱する。一方、カレントトランス６は、インバータ回路４の入力側の交流電流を検出し、電流検出回路１１に出力する。
【００２４】
この時、負荷回路部１１ｅのダイオードブリッジＤ５〜Ｄ８によって入力交流電流を全波整流すると共に、その電流に基づいて順方向ダイオードＤ９と抵抗ＲＬの直列接続の両端間に電圧を発生し、整流回路部１１ｂの順方向ダイオードＤ１を通じて積分回路部１１ｃに出力する。積分回路部１１ｃは、整流された電圧を抵抗Ｒ１，Ｒ２と平滑コンデンサＣとで積分して直流電圧Ｖｏに変換し、制御回路８に出力する。制御回路８は、入力された直流電圧Ｖｏを制御情報として、加熱コイル５による火力出力と火力設定器の調理火力とが同じになるように、インバータ回路４の駆動を制御する。
【００２５】
積分回路部１１ｃから出力される直流電圧Ｖｏは、例えば図６の（ｂ）に示すように、調理火力２ＫＷ時の入力電流（インバータ回路１１の入力側の電流）を１００％としたときほぼ６％の入力電流から直線になる。これは、前述したように負荷回路部１１ｅの抵抗ＲＬに生じる電圧に順方向ダイオードＤ９によるバイアス電圧を加えた後に、整流回路部１１ｂの順方向ダイオードＤ１の電圧降下により相殺するようにしたためである。
【００２６】
以上のように実施の形態３によれば、負荷回路部１１ｅの抵抗ＲＬに生じる電圧に順方向ダイオードＤ９によるバイアス電圧を加算するようにしたので、積分回路部１１ｃから出力される直流電圧Ｖｏが従来と比べ低い入力電流（６％）からでも直線となり、このため、１００Ｗ前後の低い出力火力でも調理が可能になるという効果がある。
【００２７】
実施の形態４．
前述した実施の形態３では、順方向ダイオードＤ１からなる整流回路部１１ｂを負荷回路部１１ｅの出力側に設けたことを説明したが、本実施の形態４は、図５に示すようにエミッタフォロワ構成のＮＰＮトランジスタＱ１を備えた整流回路部１１ｄを負荷回路部１１ａの出力側に設けたものであり、また、前記と同様に積分回路部１１ｃには抵抗Ｒ２の抵抗値よりもほぼ１／５００以下程度となる抵抗Ｒ１が用いられている。この抵抗Ｒ１を小さくすることにより、ピークホールド型となり、立ち上がりの遅れが小さくなるので、オーバーシュートのない制御が可能になっている。
【００２８】
実施の形態４においては、カレントトランス６によって検出された交流電流を負荷回路部１１ｅが全波整流すると共に、この電流に基づいて電圧を発生し、整流回路部１１ｄのＮＰＮトランジスタＱ１を駆動する。積分回路部１１ｃは、そのＮＰＮトランジスタＱ１の駆動により入力される全波電圧を抵抗Ｒ１，Ｒ２と平滑コンデンサＣとで積分して直流電圧Ｖｏを生成し、制御回路８に出力する。この場合も積分回路部１１ｃから出力される直流電圧Ｖｏは、図６の（ｂ）に示すようにほぼ６％の入力電流から直線になる。
【００２９】
このように、負荷回路部１１ｅの抵抗ＲＬに生じる電圧に順方向ダイオードＤ９によるバイアス電圧を加算し、これによって形成された電圧でエミッタフォロワ構成のＮＰＮトランジスタＱ１を駆動して積分回路部１１ｃに出力するようにしたので、積分回路部１１ｃから出力される直流電圧Ｖｏが従来と比べ低い入力電流からでも直線となり、このため、１００Ｗ前後の低い出力火力でも調理が可能になるという効果がある。
【００３０】
【発明の効果】
以上のように本発明の請求項１の発明によれば、カレントトランスの出力間に挿入された直列接続の抵抗と順方向ダイオード、及び順方向ダイオードに並列に接続された逆方向ダイオードからなる負荷回路部を有する電流検出回路を備えたので、負荷回路部の抵抗に生じる電圧に順方向ダイオードと逆方向ダイオードによるバイアス電圧が加わった電圧波形を得ることができ、このため、積分回路部から出力される直流電圧が従来と比べ低い入力電流からでも直線となり、１００Ｗ前後の低い火力火力でも調理が可能になるという効果がある。
【００３１】
本発明の請求項２の発明によれば、カレントトランスの出力間に挿入されたダイオードブリッジ、及びダイオードブリッジの両極間に挿入された直列接続の順方向ダイオードと抵抗からな負荷回路部を有する電流検出回路を備えたので、負荷回路部の抵抗に生じる電圧に順方向ダイオードによるバイアス電圧が加わった電圧波形を得ることができ、このため、積分回路部から出力される直流電圧が従来と比べ低い入力電流からでも直線となり、１００Ｗ前後の低い出力火力でも調理が可能になるという効果がある。
【００３２】
本発明の請求項３の発明によれば、エミッタフォロワ構成のＮＰＮトランジスタからなる整流回路部を負荷回路部の出力側に設けたので、積分回路部から出力される直流電圧の直線性がよくなるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の実施の形態１に係る誘導加熱調理器の概略構成を示すブロック図である。
【図２】 実施の形態１に係る誘導加熱調理器の電流検出回路の構成を示す回路図である。
【図３】 実施の形態２に係る誘導加熱調理器の電流検出回路の構成を示す回路図である。
【図４】 実施の形態３に係る誘導加熱調理器の電流検出回路の構成を示す回路図である。
【図５】 実施の形態４に係る誘導加熱調理器の電流検出回路の構成を示す回路図である。
【図６】 本発明の電流検出回路における入力電流に対する出力電圧Ｖｏの特性図である。
【図７】 従来の誘導加熱調理器の概略構成を示すブロック図である。
【図８】 従来の電流検出回路の構成を示す回路図である。
【図９】 従来の他の電流検出回路の構成を示す回路図である。
【図１０】 従来の電流検出回路における入力電流に対する出力電圧Ｖｏの特性図である。
【符号の説明】
１ 商用電源、２ 整流回路、３ 平滑コンデンサ、４ インバータ回路、５加熱コイル、６ カレントトランス、８ 制御回路、１１ 電流検出回路、１１ａ，１１ｅ 負荷回路部、１１ｂ，１１ｄ 整流回路部、１１ｃ 積分回路部。
【発明の属する技術分野】
本発明は、インバータ回路の駆動による高周波電力で被加熱体を誘導加熱する誘導加熱調理器に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図７は従来の誘導加熱調理器の概略構成を示すブロック図である。この図に示す誘導加熱調理器は、商用電源１を全波整流する整流回路２と、整流回路２の出力を平滑して直流にする平滑コンデンサ３と、この平滑コンデンサ３の直流を高周波電力に変換するインバータ回路４と、インバータ回路４から供給される高周波電力に基づいて高周波磁界を発生し、被加熱体（図示せず）を誘導加熱する加熱コイル５と、インバータ回路４の入力側の交流電流を検出するカレントトランス６と、カレントトランス６からの交流電流に応じて直流電圧に変換する電流検出回路７と、電流検出回路７からの直流電圧を制御情報として入力し、インバータ回路４を所定の交流入力電流値で駆動するよう制御する制御回路８とを備えている。
【０００３】
図８及び図９は従来の電流検出回路の構成を示す回路図である。図８に示す電流検出回路７は、カレントトランス６によって検出された交流電流の大きさに応じて電圧を発生する抵抗ＲＬからなる負荷回路部７ａと、４個のダイオードＤ１〜Ｄ４をブリッジ状に接続してなり、負荷回路部７ａの出力の交流電圧を全波整流する整流回路部７ｂと、整流回路部７ｂによって全波整流された電圧を分圧する抵抗Ｒ１，Ｒ２及びその抵抗Ｒ２の両端に発生した電圧を平滑して直流にする平滑コンデンサＣを備えた積分回路部７ｃとから構成されている。また、図９に示す電流検出回路７は、負荷回路部７ａと積分回路部７ｃとの間に、その負荷回路部７ａの出力の交流電圧を半波整流するダイオードＤ１からなる整流回路部７ｄを備えたものである。
【０００４】
次に、前記のように構成された従来の誘導加熱調理器の動作を説明する。なお、この従来の誘導加熱調理器に図８に示す電流検出回路を用いた場合の動作を説明する。
火力設定器（図示せず）によって調理火力（ＫＷ）が選択されると、制御回路８は、設定された調理火力に基づいてインバータ回路４を駆動し、インバータ回路４はその駆動に基づいて平滑コンデンサ３の直流を高周波電力に変換し、加熱コイル５はその高周波電力に基づいて高周波磁界を発生し被加熱体を誘導加熱する。一方、カレントトランス６は、インバータ回路４の入力側の交流電流を検出し、電流検出回路７に出力する。
【０００５】
電流検出回路７の負荷回路部７ａがカレントトランス６からの交流電流に基づいて交流電圧に変換し、整流回路部７ｂがその交流電圧を全波整流し、積分回路部７ｃが全波整流された電圧を抵抗Ｒ１，Ｒ２と平滑コンデンサＣとで積分して直流電圧Ｖｏを生成し、制御回路８に出力する。制御回路８は、入力された直流電圧Ｖｏを制御情報として、加熱コイル５による火力出力が火力設定器の調理火力と同じになるように、インバータ回路４の駆動を制御する。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
前述した従来の誘導加熱調理器では、電流検出回路７の負荷回路部７ａにより変換される交流電圧は、整流回路部７ｂのダイオードＤ１〜Ｄ４の内部抵抗による電圧降下によって低くなっていた。このため、例えば図１０の（ａ）に示すようにインバータ回路４の入力電流がほぼ３０％（例えば調理火力２ＫＷ時の入力電流を１００％としたとき）以下においては、電流検出回路７の出力電圧が非直線となる特性を有していた。この非直線部は制御が不安定となる領域であるため、インバータ回路４の入力電流が３０％以下となる調理火力で調理するのは難しかった。
また、図９に示す電流検出回路７では、整流回路部７ｄに一つのダイオードＤ１を用いているために、前述した図８の電流検出回路７程ではないものの入力電流の１５％までは非直線となっていた。このような場合、例えば煮込み調理の煮豆などの低火力調理では、連続制御が困難なため通電率制御を行っていた。例えば、１００Ｗで調理しようとした場合、３００Ｗの火力を５秒ＯＮ−１０秒ＯＦＦとする通電率で制御を行っていた。これは、実際に３００Ｗの火力が出力されている期間があり、特に高効率の誘導加熱調理器では、３００Ｗの火力では強い場合があり、弱火に相当する低火力で調理を行うには１００Ｗ前後の連続した火力出力が必要であった。
【０００７】
本発明は、かかる課題を解決するためになされたもので、火力出力が１００Ｗ前後であっても制御が可能な誘導加熱調理器を提供することを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
本発明の請求項１に係る誘導加熱調理器は、商用電源を直流に変換する直流電源回路と、直流電源回路の出力を高周波電力に変換するインバータ回路と、インバータ回路によって変換された高周波電力に基づいて高周波磁界を発生し、被加熱体を誘導加熱する加熱コイルと、インバータ回路の駆動を制御する制御回路と、インバータ回路の入力側の電流を検出するカレントトランスと、カレントトランスによって検出された電流に基づいて直流電圧に変換し、これを制御情報として前記制御回路に出力する電流検出回路とを備え、電流検出回路は、カレントトランスの出力間に挿入された直列接続の抵抗と順方向ダイオード、及び順方向ダイオードに並列に接続された逆方向ダイオードからなる負荷回路部と、負荷回路部の出力を整流する整流回路部と、整流回路部により整流された電圧を積分する積分回路部とから構成されている。
【０００９】
本発明の請求項２に係る誘導加熱調理器は、商用電源を直流に変換する直流電源回路と、直流電源回路の出力を高周波電力に変換するインバータ回路と、インバータ回路によって変換された高周波電力に基づいて高周波磁界を発生し、被加熱体を誘導加熱する加熱コイルと、インバータ回路の駆動を制御する制御回路と、インバータ回路の入力側の電流を検出するカレントトランスと、カレントトランスによって検出された電流に基づいて直流電圧に変換し、これを制御情報として前記制御回路に出力する電流検出回路とを備え、電流検出回路は、カレントトランスの出力間に挿入されたダイオードブリッジ、及びダイオードブリッジの両極間に挿入された直列接続の順方向ダイオードと抵抗からな負荷回路部と、負荷回路部の出力を整流する整流回路部と、整流回路部により整流された電圧を積分する積分回路部とから構成されている。
【００１０】
本発明の請求項３に係る誘導加熱調理器は、整流回路部は、エミッタフォロワ構成のＮＰＮトランジスタからなっている。
【００１１】
【発明の実施の形態】
実施の形態１．
図１は本発明の実施の形態１に係る誘導加熱調理器の概略構成を示すブロック図、図２は実施の形態１に係る誘導加熱調理器の電流検出回路の構成を示す回路図である。なお、図７で説明した従来例と同一又は相当部分には同じ符号を付し説明を省略する。
本実施の形態１の誘導加熱調理器は、直列接続の抵抗と順方向ダイオード、及びこの順方向ダイオードに並列に接続された逆方向ダイオードからなる負荷回路部を有する電流検出回路１１を備えたものである。
【００１２】
この電流検出回路１１は、図２に示すように、カレントトランス６により検出された交流電流に基づいて電圧を発生する負荷回路部１１ａと、この負荷回路部１１ａの出力電圧を半波整流する順方向ダイオードＤ１からなる整流回路部１１ｂと、整流回路部１１ｂによって半波整流された電圧を分圧する抵抗Ｒ１，Ｒ２及びこの分圧によって抵抗Ｒ２に生じた電圧を平滑して直流にする平滑コンデンサＣを備えた積分回路部１１ｃとから構成されている。
【００１３】
前述した負荷回路部１１ａは、カレントトランス６の出力間に挿入された直列接続の抵抗ＲＬ及び順方向ダイオードＤ５と、この順方向ダイオードＤ５に並列に接続された逆方向ダイオードＤ６とからなっている。この負荷回路部１１ａは、カレントトランス６によって検出されたインバータ回路４の入力側の交流電流の例えば一方向の半波電流を抵抗ＲＬ→順方向ダイオードＤ５の順に流し、逆方向の半波電流を逆方向ダイオードＤ６→抵抗ＲＬの順に流して、抵抗ＲＬと順方向ダイオードＤ５（内部抵抗）、及び逆方向ダイオードＤ６（内部抵抗）と抵抗ＲＬにそれぞれ生じる交流電圧を整流回路部１１ｂに出力する。この交流電圧は、図８及び図９に示した従来の負荷回路部７ａの出力電圧と比べ、順方向ダイオードＤ５と逆方向ダイオードＤ６とによって生じた電圧分（ダイオードのバイアス電圧）が加わった波形となっている。
【００１４】
次に、本実施の形態１の誘導加熱調理器の動作を説明する。
本調理器に設けられた火力設定器（図示せず）で調理火力（ＫＷ）が選択されると、制御回路８はその調理火力に応じた高周波信号によってインバータ回路４を駆動し、インバータ回路４はその制御に基づいて入力側の直流を高周波電力に変換し、加熱コイル５はその高周波電力に基づいて高周波磁界を発生し被加熱体（図示せず）を誘導加熱する。一方、カレントトランス６は、インバータ回路４の入力側の交流電流を検出し、電流検出回路１１に出力する。
【００１５】
この時、負荷回路部１１ａの抵抗ＲＬと順方向ダイオードＤ５に一方向の半波電流が流れ、逆方向ダイオードＤ６と抵抗ＲＬに逆方向の半波電流が流れ、出力端に電流値に基づいた交流電圧が発生する。この交流電圧を整流回路部１１ｂの順方向ダイオードＤ１が半波整流し、半波整流された電圧を積分回路部１１ｃの抵抗Ｒ１，Ｒ２と平滑コンデンサＣとで積分して直流電圧Ｖｏに変換し、制御回路８に出力する。制御回路８は、入力された直流電圧Ｖｏを制御情報として、加熱コイル５による火力出力と火力設定器の調理火力とが同じになるように、インバータ回路４の駆動を制御する。
【００１６】
積分回路部１１ｃから出力される直流電圧Ｖｏは、例えば図６の（ａ）に示すように、調理火力２ＫＷ時の入力電流（インバータ回路１１の入力側の電流）を１００％としたときほぼ２％の入力電流から直線になる。これは、前述したように負荷回路部１１ａの抵抗ＲＬに生じる電圧に順方向ダイオードＤ５と逆方向ダイオードＤ６によるバイアス電圧を加わるようにし、このバイアス電圧を整流回路部１１ｂの順方向ダイオードＤ１の電圧降下で相殺するようにしたためである。
【００１７】
以上のように実施の形態１によれば、負荷回路部１１ａの抵抗ＲＬに生じる電圧に順方向ダイオードＤ５と逆方向ダイオードＤ６によるバイアス電圧を加算するようにしたので、積分回路部１１ｃから出力される直流電圧Ｖｏが従来と比べ低い入力電流（２％）からでも直線となり、このため、１００Ｗ前後の低い火力出力でも調理が可能になるという効果がある。
【００１８】
実施の形態２．
前述した実施の形態１では、順方向ダイオードＤ１からなる整流回路部１１ｂで負荷回路部１１ａの出力（交流電圧）を半波整流するようにしたが、本実施の形態２は、図３に示すようにエミッタフォロワ構成のＮＰＮトランジスタＱ１を備えた整流回路部１１ｄを負荷回路部１１ａの出力側に設けたものであり、また、整流回路部１１ｄの出力側の積分回路部１１ｃには抵抗Ｒ２の抵抗値よりもほぼ１／５００以下程度となる抵抗Ｒ１が用いられている。この抵抗Ｒ１を小さくすることにより、ピークホールド型となり、立ち上がりの遅れが小さくなるので、オーバーシュートのない制御が可能になっている。
【００１９】
実施の形態２においては、カレントトランス６の検出電流に基づいて抵抗ＲＬに発生した交流電圧は、順方向ダイオードＤ５と逆方向ダイオードＤ６のバイアス電圧によりピーク値の高い電圧となり、ＮＰＮトランジスタＱ１によって半波整流される。そして、この半波整流された電圧は抵抗Ｒ１，Ｒ２によって分圧され、この分圧により抵抗Ｒ２に発生した電圧は平滑コンデンサＣによって直流に変換されて制御回路８に出力される。この場合も積分回路部１１ｃから出力される直流電圧Ｖｏは、図６の（ａ）に示すようにほぼ２％の入力電流から直線になる。
【００２０】
このように、負荷回路部１１ａの抵抗ＲＬに生じる電圧に順方向ダイオードＤ５と逆方向ダイオードＤ６によるバイアス電圧を加算し、これによって形成された交流電圧をエミッタフォロワ構成のＮＰＮトランジスタＱ１によって半波整流するようにしたので、積分回路部１１ｃから出力される直流電圧Ｖｏが従来と比べ低い入力電流からでも直線となり、このため、１００Ｗ前後の低い出力火力でも調理が可能になるという効果がある。
【００２１】
実施の形態３．
図４は実施の形態３に係る誘導加熱調理器の電流検出回路の構成を示す回路図である。なお、図２で説明した実施の形態１と同一又は相当部分には同じ符号を付し説明を省略する。
本実施の形態３の誘導加熱調理器は、カレントトランス６の出力間に挿入されたダイオードブリッジＤ５〜Ｄ８と、ダイオードブリッジＤ５〜Ｄ８の両極間に挿入された直列接続の順方向ダイオードＤ９及び抵抗ＲＬとからな負荷回路部１１ｅを有する電流検出回路１１を備えたものである。
【００２２】
前述した負荷回路部１１ａは、カレントトランス６によって検出されたインバータ回路４の入力側の交流電流をダイオードブリッジＤ５〜Ｄ８で全波整流し、この全波整流した電流を順方向ダイオードＤ９及び抵抗ＲＬに流して電圧を発生し、整流回路部１１ｂに出力する。この出力電圧は、図８及び図９に示した従来の負荷回路部７ａの出力電圧と比べ、抵抗ＲＬに発生する電圧に順方向ダイオードＤ９のバイアス電圧が加わった波形となっている。
【００２３】
次に、本実施の形態３の誘導加熱調理器の動作を説明する。
本調理器に設けられた火力設定器（図示せず）で調理火力（ＫＷ）が選択されると、前述したように、制御回路８はその調理火力に応じた高周波信号によりインバータ回路４を駆動し、インバータ回路４はその駆動に基づいて入力側の直流を高周波電力に変換し、加熱コイル５はその高周波電力に基づいて高周波磁界を発生し被加熱体（図示せず）を誘導加熱する。一方、カレントトランス６は、インバータ回路４の入力側の交流電流を検出し、電流検出回路１１に出力する。
【００２４】
この時、負荷回路部１１ｅのダイオードブリッジＤ５〜Ｄ８によって入力交流電流を全波整流すると共に、その電流に基づいて順方向ダイオードＤ９と抵抗ＲＬの直列接続の両端間に電圧を発生し、整流回路部１１ｂの順方向ダイオードＤ１を通じて積分回路部１１ｃに出力する。積分回路部１１ｃは、整流された電圧を抵抗Ｒ１，Ｒ２と平滑コンデンサＣとで積分して直流電圧Ｖｏに変換し、制御回路８に出力する。制御回路８は、入力された直流電圧Ｖｏを制御情報として、加熱コイル５による火力出力と火力設定器の調理火力とが同じになるように、インバータ回路４の駆動を制御する。
【００２５】
積分回路部１１ｃから出力される直流電圧Ｖｏは、例えば図６の（ｂ）に示すように、調理火力２ＫＷ時の入力電流（インバータ回路１１の入力側の電流）を１００％としたときほぼ６％の入力電流から直線になる。これは、前述したように負荷回路部１１ｅの抵抗ＲＬに生じる電圧に順方向ダイオードＤ９によるバイアス電圧を加えた後に、整流回路部１１ｂの順方向ダイオードＤ１の電圧降下により相殺するようにしたためである。
【００２６】
以上のように実施の形態３によれば、負荷回路部１１ｅの抵抗ＲＬに生じる電圧に順方向ダイオードＤ９によるバイアス電圧を加算するようにしたので、積分回路部１１ｃから出力される直流電圧Ｖｏが従来と比べ低い入力電流（６％）からでも直線となり、このため、１００Ｗ前後の低い出力火力でも調理が可能になるという効果がある。
【００２７】
実施の形態４．
前述した実施の形態３では、順方向ダイオードＤ１からなる整流回路部１１ｂを負荷回路部１１ｅの出力側に設けたことを説明したが、本実施の形態４は、図５に示すようにエミッタフォロワ構成のＮＰＮトランジスタＱ１を備えた整流回路部１１ｄを負荷回路部１１ａの出力側に設けたものであり、また、前記と同様に積分回路部１１ｃには抵抗Ｒ２の抵抗値よりもほぼ１／５００以下程度となる抵抗Ｒ１が用いられている。この抵抗Ｒ１を小さくすることにより、ピークホールド型となり、立ち上がりの遅れが小さくなるので、オーバーシュートのない制御が可能になっている。
【００２８】
実施の形態４においては、カレントトランス６によって検出された交流電流を負荷回路部１１ｅが全波整流すると共に、この電流に基づいて電圧を発生し、整流回路部１１ｄのＮＰＮトランジスタＱ１を駆動する。積分回路部１１ｃは、そのＮＰＮトランジスタＱ１の駆動により入力される全波電圧を抵抗Ｒ１，Ｒ２と平滑コンデンサＣとで積分して直流電圧Ｖｏを生成し、制御回路８に出力する。この場合も積分回路部１１ｃから出力される直流電圧Ｖｏは、図６の（ｂ）に示すようにほぼ６％の入力電流から直線になる。
【００２９】
このように、負荷回路部１１ｅの抵抗ＲＬに生じる電圧に順方向ダイオードＤ９によるバイアス電圧を加算し、これによって形成された電圧でエミッタフォロワ構成のＮＰＮトランジスタＱ１を駆動して積分回路部１１ｃに出力するようにしたので、積分回路部１１ｃから出力される直流電圧Ｖｏが従来と比べ低い入力電流からでも直線となり、このため、１００Ｗ前後の低い出力火力でも調理が可能になるという効果がある。
【００３０】
【発明の効果】
以上のように本発明の請求項１の発明によれば、カレントトランスの出力間に挿入された直列接続の抵抗と順方向ダイオード、及び順方向ダイオードに並列に接続された逆方向ダイオードからなる負荷回路部を有する電流検出回路を備えたので、負荷回路部の抵抗に生じる電圧に順方向ダイオードと逆方向ダイオードによるバイアス電圧が加わった電圧波形を得ることができ、このため、積分回路部から出力される直流電圧が従来と比べ低い入力電流からでも直線となり、１００Ｗ前後の低い火力火力でも調理が可能になるという効果がある。
【００３１】
本発明の請求項２の発明によれば、カレントトランスの出力間に挿入されたダイオードブリッジ、及びダイオードブリッジの両極間に挿入された直列接続の順方向ダイオードと抵抗からな負荷回路部を有する電流検出回路を備えたので、負荷回路部の抵抗に生じる電圧に順方向ダイオードによるバイアス電圧が加わった電圧波形を得ることができ、このため、積分回路部から出力される直流電圧が従来と比べ低い入力電流からでも直線となり、１００Ｗ前後の低い出力火力でも調理が可能になるという効果がある。
【００３２】
本発明の請求項３の発明によれば、エミッタフォロワ構成のＮＰＮトランジスタからなる整流回路部を負荷回路部の出力側に設けたので、積分回路部から出力される直流電圧の直線性がよくなるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の実施の形態１に係る誘導加熱調理器の概略構成を示すブロック図である。
【図２】 実施の形態１に係る誘導加熱調理器の電流検出回路の構成を示す回路図である。
【図３】 実施の形態２に係る誘導加熱調理器の電流検出回路の構成を示す回路図である。
【図４】 実施の形態３に係る誘導加熱調理器の電流検出回路の構成を示す回路図である。
【図５】 実施の形態４に係る誘導加熱調理器の電流検出回路の構成を示す回路図である。
【図６】 本発明の電流検出回路における入力電流に対する出力電圧Ｖｏの特性図である。
【図７】 従来の誘導加熱調理器の概略構成を示すブロック図である。
【図８】 従来の電流検出回路の構成を示す回路図である。
【図９】 従来の他の電流検出回路の構成を示す回路図である。
【図１０】 従来の電流検出回路における入力電流に対する出力電圧Ｖｏの特性図である。
【符号の説明】
１ 商用電源、２ 整流回路、３ 平滑コンデンサ、４ インバータ回路、５加熱コイル、６ カレントトランス、８ 制御回路、１１ 電流検出回路、１１ａ，１１ｅ 負荷回路部、１１ｂ，１１ｄ 整流回路部、１１ｃ 積分回路部。
Claims (3)
- 商用電源を直流に変換する直流電源回路と、
直流電源回路の出力を高周波電力に変換するインバータ回路と、
インバータ回路によって変換された高周波電力に基づいて高周波磁界を発生し、被加熱体を誘導加熱する加熱コイルと、
インバータ回路の駆動を制御する制御回路と、
インバータ回路の入力側の電流を検出するカレントトランスと、
カレントトランスによって検出された電流に基づいて直流電圧に変換し、これを制御情報として前記制御回路に出力する電流検出回路とを備え、
前記電流検出回路は、
前記カレントトランスの出力間に挿入された直列接続の抵抗と順方向ダイオード、及び順方向ダイオードに並列に接続された逆方向ダイオードからなる負荷回路部と、
負荷回路部の出力を整流する整流回路部と、
整流回路部により整流された電圧を積分する積分回路部と
から構成されていることを特徴とする誘導加熱調理器。 - 商用電源を直流に変換する直流電源回路と、
直流電源回路の出力を高周波電力に変換するインバータ回路と、
インバータ回路によって変換された高周波電力に基づいて高周波磁界を発生し、被加熱体を誘導加熱する加熱コイルと、
インバータ回路の駆動を制御する制御回路と、
インバータ回路の入力側の電流を検出するカレントトランスと、
カレントトランスによって検出された電流に基づいて直流電圧に変換し、これを制御情報として前記制御回路に出力する電流検出回路とを備え、
前記電流検出回路は、
前記カレントトランスの出力間に挿入されたダイオードブリッジ、及びダイオードブリッジの両極間に挿入された直列接続の順方向ダイオードと抵抗からな負荷回路部と、
負荷回路部の出力を整流する整流回路部と、
整流回路部により整流された電圧を積分する積分回路部と
から構成されていることを特徴とする誘導加熱調理器。 - 前記整流回路部は、エミッタフォロワ構成のＮＰＮトランジスタからなることを特徴とする請求項１又は２記載の誘導加熱調理器。
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