JPS6347239B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、シングルエンデイツドプツシユプル
（以下SEPPと略す）インバータを使用した誘導
加熱調理器に関する。

従来この種誘導加熱調理器の駆動回路として、
誘導加熱コイルと共振コンデンサよりなる直列共
振回路を利用し、かつ共振コンデンサに並列にス
イツチング素子を接続して高周波インバータを構
成したものが知られている。かかる構成の調理器
では、スイツチング素子のオン期間及び上記直列
共振回路の共振周期によつてインバータの発振周
波数が変る。この周波数の変化、特にスイツチン
グ素子のオン期間の制御により負荷への入力が調
節される。このような周波数制御方式の調理器で
は、多口構成としたとき、雑音発生という問題が
生じる。すなわち、隣接する加熱口を同時に動作
させたとき、加熱される鍋の材質の差或は設定さ
れた入力の差により、当然インバータの発振周波
数もまた変つてくる。上記雑音は、各加熱口から
の磁界が互いに干渉し合つて、両者の周波数差に
応じて発生するものであり、周波数差が大きくな
るにしたがつて、大きくなる傾向がある。かかる
雑音発生は、使用者に不愉快を感じさせることか
ら商品価値を低下させる原因となつている。

本発明は、このような事情を考慮してなされた
もので、インバータの発振周波数を一定とし、か
つこの条件下で入力調節を可能としたもので、特
に多口誘導加熱調理器に適用して有益であるが、
一口誘導加熱調理器に応用しても何ら差支えな
い。

本発明は、上記目的を達成するためにシングル
エンデイツドプツシユプル（SEPP）インバータ
を使用し、かつこのSEPPインバータは、誘導加
熱コイル及び共振コンデンサよりなる負荷回路の
一端が電源高電位側に接続されてなる。この点に
おいて従来の典型的なSEPPインバータがその負
荷回路の一端を低電位側（通常アース電位）に接
続されてなるのと異なつている。

本発明はまたSEPPインバータの駆動源となる
交流電源の入力電流が負荷への入力に比例するこ
とを利用し、この入力電流を検知することにより
過大電力が入力することを防止し、正確な入力制
御を行なうことを目的とするものである。

第１図は本発明実施例に使用されるSEPPイン
バータ１の構成を示し、Q₁，Q₂は各々第１スイ
ツチング素子及び第２スイツチング素子となる第
１トランジスタ及び第２トランジスタで、ともに
npn型トランジスタが使用され直流電源間に直列
接続されている。第１、第２スイツチング素子と
しては、トランジスタのほか、GTO等を使用す
る事もできる。D₁，D₂は第１、第２トランジス
タQ₁，Q₂に逆並列に接続されたフリーホイルダ
イオード、２は、第１トランジスタQ₁に並列に
接続された負荷回路で、誘導加熱コイルL₁及び
共振コンデンサC₁よりなる。鉄系金属よりなる
調理鍋は、誘導加熱コイルL₁上に近接配置され
る。

第２図は、その動作波形図を示し、第１、第２
トランジスタQ₁，Q₂の各ベースには、オン・オ
フ信号Ａ，Ｂが各々印加される。まず信号Ｂによ
り第２トランジスタQ₂がオンとなると、駆動電
流I₁が、誘導加熱コイルL₁、共振コンデンサC₁及
び第２トランジスタQ₂を通つて流れ、第２トラ
ンジスタQ₂がオフ、第１トランジスタQ₁がオン
になると、誘導加熱コイルL₁、共振コンデンサ
C₁及びダイオードD₁を通つて循環電流I₂が流れ
る。この循環電流I₂がゼロになると、負荷回路２
を流れる電流が反転し、第１トランジスタQ₁、
共振コンデンサC₁及び誘導加熱コイルL₁を通つ
て駆動電流I₃が流れる。続いて、再び第２トラン
ジスタQ₂がオン、第１トランジスタQ₁がオフと
なるが、しばらくの間ダイオードD₂、共振コン
デンサC₁及び誘導加熱コイルL₁を通つて循環電
流I₄が流れる。第３図は、第１トランジスタQ₁の
オン・オフ期間割合を等しくし、他方、第２トラ
ンジスタQ₂のオン期間を、第１トランジスタQ₁
のオフ期間内においてデユーテイ制御した場合の
負荷電流波形を示し、第１トランジスタQ₁のオ
フ期間を最大、ゼロを最小として任意に電流値を
制御することができる。第１トランジスタQ₁は、
エミツタ電位が不安定に変化するために、そのデ
ユーテイ制御は難しく、これを行なうには複雑な
回路を必要とするが、第２トランジスタQ₂は、
エミツタ電位が低電位（アース電位）に固定され
ているためにそのデユーテイ制御は容易である。
従つて発振起動時、第２トランジスタQ₂のオン
期間が短い状態から開始することも容易に達成で
き起動時発生し易い大電流や、電流遮断時におけ
るサージ電圧によるトランジスタの負担を軽減で
きる。

第４図及び第５図は、本発明実施例を示す。第
４図において１は前述のSEPPインバータ、Acは
交流電源、３は電源スイツチ、４はダイオードブ
リツジよりなる整流回路、CHはチヨークコイ
ル、C₂は平滑用コンデンサで、この平滑用コン
デンサC₂の端子間電圧が、SEPPインバータ１に
印加される。５は誘導加熱コイルL₁に近接配置
される負荷となる調理鍋で鉄系金属にて構成され
る。６，７は第１、第２トランジスタQ₁，Q₂を
交互に導通させるべく駆動信号を与える第１、第
２駆動回路で、その駆動周波数は、一定の高周波
数例えば20KHzに設定されている。８は第１、第
２駆動回路６，７の動作を制御するデユーテイ制
御回路で、一定期間例えば１秒間を周期とし、こ
の間でのオン・オフ期間の割合を変えることによ
り負荷への入力が制御される。本例にあつては、
主たる入力制御はこのデユーテイ制御回路８によ
つて行なわれる。CT₁は第２トランジスタQ₂の
エミツタ側ラインに設けられた第１電流検知回路
としてはたらく第１カレントトランス、CT₂は交
流電源２の１ラインに設けられた第２電流検知回
路としてはたらく第２カレントトランスであり、
各々電流検知信号IP₁，IP₂を得る。

第５図において、COM₁は比較器で側基準端
子には、平滑コンデンサC₂の側端子電圧V₁が
抵抗R₁，R₂，R₃にて分圧されて印加される。ま
た側信号端子には第１カレントトランスCT₁か
らの検知信号が抵抗R₄にて電圧に変換されて印
加される。FF₁は比較器COM₁の出力がリセツト
端子に入力されるフリツプフロツプで、そのセツ
ト端子には、第１トランジスタQ₁のオン信号立
上りに同期した“Ｌ”トリガパルスB′が入力さ
れる。なお、このフリツプフロツプFF₁を含め、
後述するフリツプフロツプFF₂，FF₃は、全て
“Ｌ”レベルパルスにてトリガされるものである。
Q₃はフリツプフロツプFF₁のセツト出力が抵抗
R₆を介してベースに入力されるトランジスタで、
コレクタは抵抗R₇を介して定電圧V_CC端子に、ま
たエミツタは接地されている。９は、トランジス
タQ₃のコレクタ・エミツタ間に並列接続された
時定数回路で、抵抗R₈及びコンデンサC₃よりな
る。COM₂はこの時定数回路９のコンデンサC₃端
子電圧が側信号端子に入力される比較器で、そ
の側基準端子には電圧V_CCが抵抗R₉，R₁₀にて
分圧されて入力される。FF₂はセツト端子にデユ
ーテイオン信号に同期したトリガパルスが入力さ
れ、リセツト端子に比較器COM₂の出力が加えら
れるフリツプフロツプ、１０はこのフリツプフロ
ツプFF₂のセツト出力信号及びフリツプフロツプ
FF₁のセツト出力信号を２入力とするアンドゲー
ト、１１はアンドゲート１０の出力が“Ｈ”レベ
ルにあるとき動作可能状態となる単安定マルチバ
イブレータ、７は単安定マルチバイブレータ１１
からパルス信号を受けて動作する前述の第２駆動
回路であり、その出力は第２トランジスタQ₂の
ベースに加えられる。FF₃はデユーテイオン信号
に同期したトリガパルスがセツト端子に入力さ
れ、比較器COM₁の出力信号がリセツト端子に入
力されるフリツプフロツプ、Q₄はこのフリツプ
フロツプFF₃の出力が抵抗R₁₁を介してベースに
入力されるトランジスタでエミツタが定電圧V_DD
端子にコレクタが時定数回路１２を経て単安定マ
ルチバイブレータ１１に接続されている。時定数
回路１２は抵抗R₁₂，R₁₃及びコンデンサC₄より
なり単安定マルチバイブレータ１１の“Ｈ”レベ
ル期間を決定する。単安定マルチバイブレータ１
１には、起動信号として、第１トランジスタQ₁
の駆動信号Ｂの立下りに同期したパルス信号
B″が与えられる。それ故、この単安定マルチバ
イブレータ１１は、第１トランジスタQ₁のオフ
後時定数回路１２にて決定される時間幅をもつ
“Ｈ”レベル信号を出力することとなり、この信
号が第２トランジスタQ₂のオン信号Ｃとして使
用される。Q₅は、トランジスタQ₄のコレクタ・
エミツタ間に並列接続された他のトランジスタ、
１４は、第２カレントトランスCT₂の検知信号を
整流する整流回路、C₅は、平滑コンデンサ、
COM₃は平滑コンデンサC₅の側端子電圧がその
側信号端子に入力される比較器で側基準端子
には、電圧V_CCが抵抗R₁₄，R₁₅にて分圧されて加
えられる。１５は、抵抗R₁₆及びコンデンサC₆に
て構成される時定数回路で、比較器COM₃の出力
が入力される。時定数回路１５の出力は抵抗R₁₇
を介して、トランジスタQ₅のベースに与えられ
る。

次に動作につき説明する。第６図において期間
T₁は、正常な負荷に対する加熱動作が行なわれ
ている状態を示す。すなわち、まずデユーテイオ
ン信号Ａの立上りに同期したパルス信号A′（信号
Ａの立上り信号を“Ｌ”レベルパルスに変換した
信号）によりフリツプフロツプFF₂，FF₃がセツ
トされる。今の場合第１カレントトランスCT₁の
検知信号IP₁の電圧変換値は比較器COM₁の側
基準端子電圧に達しないから、その出力Ｄは
“Ｈ”レベルのままである。したがつてフリツプ
フロツプFF₁の出力Ｅは“Ｈ”、トランジスタQ₃
はオン、時定数回路９出力Ｇは“Ｌ”、比較器
COM₂の出力は“Ｈ”、フリツプフロツプFF₂の
出力Ｉは“Ｈ”となる。この“Ｈ”レベル信号Ｉ
により単安定マルチバイブレータ１１は動作可能
となる。即ち、信号Ｂの立上りに同期した信号
B″により単安定マルチバイブレータ１１は、
“Ｈ”レベルとなり、この“Ｈ”レベル期間は、
時定数回路１２の時定数により決まる。正常加熱
の場合この“Ｈ”レベル期間は、第１トランジス
タQ₁のオフ期間に等しいかこれより僅か短かく
設定されている。今の場合フリツプフロツプFF₃
はセツト状態にあるからその出力Ｆは“Ｈ”、そ
れ故トランジスタQ₄はオフ状態にある。また第
２カレントトランスCT₂の検知信号レベルは低い
から、比較器COM₃の出力Ｊは“Ｈ”、時定数回
路１５の出力Ｋは“Ｈ”であり、トランジスタ
Q₅はオフ状態にある。かくして、時定数回路１
２の最大時定数にて単安定マルチバイブレータ１
１が発振し、第２駆動回路７が作動してSEPPイ
ンバータ１は発振駆動する。尚第１駆動回路６の
出力Ｂはそのオン・オフ期間が一対一に固定され
たものであり、発振器等により形成される。

次に負荷としてアルミニウム鍋（以下アルミ鍋
という）を使用した場合につき説明する。この場
合、第２トランジスタQ₂に過大電流が流れると
いう現象が生じ、第２トランジスタQ₂破壊の原
因となる。これは、無負荷或は小物負荷加熱時に
あつても同様である。なおこのとき、交流入力電
流は小さい。かかる状態の信号波形を第６図期間
T₂に示す。第２トランジスタQ₂に流れる電流が、
その定格電流値に基いて設定された電流値を越え
ると、第１カレントトランスCT₁検知電圧レベル
は、基準レベルを越え比較器COM₁の出力Ｄに
“Ｌ”レベルパルスを発生する。この“Ｌ”レベ
ルパルスによりフリツプフロツプFF₁，FF₃がと
もにリセツトされる。フリツプフロツプFF₃のリ
セツトによりそのセツト出力信号Ｆは“Ｌ”レベ
ルに変りトランジスタQ₄がオンとなる。このト
ランジスタQ₄は、インピーダンス素子としては
たらき、時定数回路１２の時定数を低下させる。
それ故、単安定マルチバイブレータ１１の出力に
おける“Ｈ”レベル期間は短かくなり、第２トラ
ンジスタQ₂のオン期間は短縮される（波形Ｃ）。

一方フリツプフロツプFF₁のリセツトによりト
ランジスタQ₃がオフとなり、時定数回路９を構
成するコンデンサC₃への充電が始まる。フリツ
プフロツプFF₁は、第１トランジスタQ₁のオン信
号Ｂの立上りに同期した信号B′によつてセツト
されるから、コンデンサC₃への充電は、過大電
流検知後、第１トランジスタQ₁のオン時期まで
行なわれる。従つてこの充電期間は、第２トラン
ジスタQ₂に流れる電流の上記所定値まで達する
時間が早ければ、この充電期間は長くなり、逆の
場合は短くなる。このコンデンサC₃への充電が
繰返されその電圧レベルＧが比較器COM₂の側
基準端子電圧VreF₁に達すると、比較器COM₂の
出力Ｈは“Ｌ”レベルに変る。それ故アンドゲー
ト１０出力Ｉは“Ｌ”レベルに反転し、単安定マ
ルチバイブレータ１１の動作を禁止する。これに
より、第２トランジスタQ₂はオフに固定され
SEPPインバータ１の発振は停止する。この停止
期間を第６図中T₃で示す。このようにして、ア
ルミ鍋、ナイフ等の小物負荷が加熱されたとき、
及び無負荷のときは、まず第２トランジスタQ₂
のオン期間が短縮されて、負荷への入力が低減さ
れる。かかる状態でなお、過大電流が検知されれ
ばSEPPインバータ１の発振は停止する。この場
合、負荷の材質或は大きさによつては、低入力状
態の侭加熱が続行される状態もあり得る。

次に前述のケースと逆のケースすなわち、交流
入力電流が大きく、第２トランジスタQ₂に流れ
る電流が小さい場合につき第７図に基いて説明す
る。かかる現象は鉄鍋の底を銅の層にて裏打ちし
た鍋に見られる。この場合、入力を仮に1500Wと
した場合であつても実際には、例えば1800Wの電
力が供給されることがあり、正確な入力制御を行
なうことができないばかりでなく、ヒユーズがと
んだりブレーカが遮断することも生じ、加熱動作
自体不可能となる場合がある。このような場合、
第２カレントトランスCT₂の検知電流値が、予め
設定された入力電力の最大値を基準にして決定さ
れた値に達すると比較器COM₃の出力信号Ｊは
“Ｌ”レベルに変る。この時まで充電状態にあつ
た時定数回路１５のコンデンサC₆は、その後
徐々に放電され、この電圧Ｋが所定値Vref₂にま
で低下したとき、トランジスタQ₅がオンとなる。
このトランジスタQ₅は、時定数回路１２の時定
数を低下させるインピーダンス素子としてはたら
き、第２トランジスタQ₂駆動信号Ｃのオン期間
を短縮させ、負荷へ加わる入力を低下させるべく
作用する。かくして過大電力の供給は、抑制され
設定値に近い値で、電力供給を行なうことができ
る。

ここで、時定数回路１５の意義について述べ
る。本例では、第２カレントトランスCT₂によつ
て過大入力電流が検知された後、トランジスタ
Q₅がオンとなつて入力を低下するまで、時定数
回路１５にて期間T₃だけ遅延させている。仮に
いまこの時定数回路１５を設けなかつた場合、過
大入力電流が検知されると、比較器COM₃の
“Ｌ”レベル反転により、直ぐにトランジスタQ₅
がオンとなり、第２トランジスタQ₂のオン期間
を短縮する。これにより入力が低減されると、そ
の直後に過大電流は消減し、比較器COM₃の出力
は、“Ｈ”レベルに復帰する。そうすると再びト
ランジスタQ₅はオフとなり第２トランジスタQ₂
のオン期間は長くなる。そして再び過大入力電流
が検知されて前述の動作が繰返されることとな
る。このようにして入力電力がSEPPインバータ
１の発振１周期毎に変化すると、ビート音が生じ
使用者に不愉快を感じさせる原因となる。時定数
回路１５は、かかる欠点を克服したもので、第２
カレントトランスCT₂による検知信号に対し、ト
ランジスタQ₅の応答時期を遅延させかつ検知信
号を平均化して入力電力の変更周期を長くするこ
とにより上記ビート音の発生を阻止したものであ
る。本例の如く入力制御をデユーテイ制御によつ
て行なう場合、計算上はデユーテイ100％で最大
入力1500W、デユーテイ50％で750Wというよう
に設定できるが、実際には、交流入力の立上りが
緩やかであるため、オン期間を数％長くし、例え
ばデユーテイ52％で、750W、デユーテイ24％で
300Wというように設定すれば、より正確な入力
電力を得ることができる。

本発明誘導加熱調理器は前述したように交流入
力電流を検知することによりこれが、最大入力電
力を基準にして設定された電流値を越えたとき第
２スイツチング素子のオン期間を短縮して負荷へ
加わる入力を低下させるものであるから、交流入
力電流のみ大きく流れる特殊な構造の鍋例えば鉄
鍋の底に銅層を形成した鍋に見られる定格電力を
越えた異常な大電力が供給されるのを防止するこ
とができる。これにより調理器の入力制御を正確
に行なうことが可能となり、また大電力入力によ
るブレーカの遮断等の事態は回避することができ
る。また、本発明では入力の低減動作は第１のス
イツチング素子を一定周期でON，OFFさせ、こ
の第１のスイツチング素子のOFF期間中の第２
のスイツチングのON時間を調整して行つている
のでこうした誘導加熱調理器を複数並置して使用
するに際して各インバータの発振周波数を一定の
等しい周波数に固定することにより各インバータ
の周波数差に起因する干渉音が防止される。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明実施例を説明するための要部
回路図、第２図及び第３図は同例波形図、第４図
は、SEPPインバータ部及び電源部分を示す回路
図、第５図は制御部分を示す回路図、第６図及び
第７図は動作を説明するための波形図である。 １…SEPPインバータ、L₁…誘導加熱コイル、
６，７…第１、第２駆動回路、８…デユーテイ制
御回路、１１…単安定マルチバイブレータ。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 交流電源、該交流電源電流を整流する整流回
   路、該整流回路にて直流に変換された電源の高電
   位側に第１スイツチング素子が、また低電位側に
   第２スイツチング素子が直列に接続されてなるス
   イツチング回路、上記第１スイツチング素子に並
   列接続された誘導加熱コイル及び共振コンデンサ
   よりなる直列回路、上記第１のスイツチング素子
   を一定の周期でON，OFFするとともにこの第１
   のスイツチング素子のOFF期間中に上記第２の
   スイツチング素子をONさせる駆動回路、上記交
   流電源の入力電流が予め設定された最大入力電力
   値に基いて決定された電流値以上であるときこれ
   を検知する電流検知回路、該検知回路の出力信号
   により上記第２スイツチング素子の導通期間を短
   縮させる入力低減回路を備えてなる誘導加熱調理
   器。 ２ 交流電源、該交流電源電流を整流する整流回
   路、該整流回路にて直流に変換された電源の高電
   位側に第１スイツチング素子が、また低電位側に
   第２スイツチング素子が直列に接続されてなるス
   イツチング回路、上記第１スイツチング素子に並
   列接続された誘導加熱コイル及び共振コンデンサ
   よりなる直列回路、上記第１のスイツチング素子
   を一定の周期でON，OFFするとともにこの第１
   のスイツチング素子のOFF期間中に上記第２の
   スイツチング素子をONさせる駆動回路、上記交
   流電源の入力電流が予め設定された最大入力電力
   値に基いて決定された電流値以上であるときこれ
   を検知する電流検知回路、該検知回路の出力信号
   により上記第２スイツチング素子の導通期間を短
   縮させる入力低減回路、該入力低減回路と上記電
   流検知回路の間に介挿された時定数回路を備え、
   該時定数回路にて上記電流検知回路の出力を遅
   延、平均化して上記入力低減回路に入力してなる
   誘導加熱調理器。