JPS58142781A - 誘導加熱調理器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、シングルエンディラドブツシュプル（以下８
ＥＰＰと略す）インバータを使用した誘導加熱調理器（
１関する。

従来この種誘導加熱ｎμ理器の駆動回路として、誘導加
熱コイルと共抛コンデンサよりなる直列共１加回路乞利
用し、ｙハつ共振コンデンサ（二並列にスイッチング素
子Ｚ接続して品用θジイソパータを構成したものが知ら
れている。かかる構１７１９の調理器では、スイッチン
グ素子のオン期間及び、上記（１列共振回路の共振開明
によってインバータの発振用θジ数が変る。この自波数
の変化、特（−スイッチング素子のオン期間の□１ｌｉ
ｌ］　？＋ｌ（ｌにより負荷への入力が調節される。こ
のような固θジ数：４ｉ＋Ｊ　１ｉＩ＋＋方式の調理器
では、多口構成としたとき、雑音発生という問題が生じ
る。すなわち、隣掻する１１［１熱口乞同時に動作させ
たとき、加熱される鍋の材質の２θ或は設定された入力
の差により、当然インバータの発振￥ｉｌ　２／Ｑ数も
また変ってくる。上記雑汗は、各加熱口からの磁界が互
い（−干渉し合って、両者の１剤波数差（１応じて発生
するものであり、川ｆ）ジ数差が大きくなる（二し７こ
がって、大きくなる傾向がある。かかる雑音発生は、使
用者に不愉快を感じさせることから商品価（ｌ！ｆ乞低
下させる原因となっている。

本発明は、このような事情馨考慮してなされたもので、
インバータの発振周波数ン一定とし、かつこの条件Ｆで
入力調節を可能としたもので、特に多口誘導加熱調理器
（二、−出して有益であるが、−ロ舖導加ｉｖａ理器Ｃ
″−Ｉ、Ｉ；用しても何ら差支えｌ（い。

本発明は、上記目的を達成するためにシングルエンディ
クドプッシュブル（ＳＥＰＰ）インバータを使用し、か
つこのｓｍｐｐインバータは、誘導加熱コイル及び共振
コンデンサよりなる負荷回路の一端が電源高電位側に接
続されてなる。この点において従来の典型的な５ＰＰＰ
インバータがその負荷電１路の一端ン低電位１ｔｔｌｌ
　（通常アース電位）に接続されてなるのと異なってい
る。

本発明はまた５ＥＰＰインバータの１甲動源となる交流
電源の入力電流が負荷への人力に比例することン利用し
、この人力゛電流を検知することにより過大電力が入力
すること乞防止し、正確な入力市ＩＪ　ｒ４１　’Ｙ行
なうこと馨目的とするものである。

第１図は本発明実施例（１使用される５ＥＰＰインバー
タ（１）の構成７示し、（Ｑｊ　）（Ｃ２）は各々第１
スインテング素子及び第２スイツチング素子となる第１
トランジスタ及び第２トランジスタで、とも（二ｎｐｎ
型トランジスタがイ吏用され直流゛ポ源間に直列接続さ
れている。第１、第２スイツチング素子としては、トラ
ンジスタのほか、ＧＴＯ等ン使用する事もできる。（Ｄ
＋）（Ｄ２）は第１、第２トランジスタ（Ｑｊ　）（Ｃ
２）に逆並列に接続されたフリーホイルダイオード、（
２）は、第１トランジスタ（Ｑｌ）≦二並列（二接続さ
れた負荷回路で、誘導加熱コイル（Ｌｌ）及び共振コン
デンサ（０１）よりなる。鉄系金属よりなる調理鍋は、
誘導加熱コイル（Ｌｌ）上（二近接配置される。

第２図は、その動作波形図乞示し、第１、第２トランジ
スタ（Ｑｌ）（Ｃ２）の各ベースには、オン・オフ信号
Ａ、Ｂが各々印加される。まず信号Ｂにより゛＠２トラ
ンジスタ（Ｃ２）がオンとなると、！ｌｉｔス動電流１
１が、誘導加熱コイル（Ｌｌ）、共振コンデンサ（Ｃ１
）及び第２トランジスタ（Ｃ２）ン通って流れ、第２ト
ランジスタ（Ｃ２）がオフ、第１トランジスタ（Ｑｌ）
がオン（二なると、誘導加熱コイル（Ｌｌ）、共振コン
デンサ（ａ＋）及びダイオード（ＤＩ）Ｙ通って循環電
流工２が流れる。この循環電流工２がゼロ（二なると、
負荷回路（２）を流れる電流が反転し、第１トランジス
タ（Ｑｌ）、共振コンデンサ（Ｃ１）及び誘導加熱コイ
ル（Ｌｌ）を通って駆動電流工３が流れる。続いて、再
び第２トランジスタ（Ｃ２）がオン、＄１　トランジス
タ（Ｑｌ）がオフとなるが、しばらくの間ダイオード（
Ｄ２）、共振コンデンｆ（０１）及び誘導加熱コイル（
Ｌｌ）乞通って循環゛市流工４か流れる。第６図は、第
１トランジスタ（Ｑｌ）のオン・オフ期間割合を等しく
し、他方、第２トランジスタ（Ｃ２）のオン期間を、第
１トランジスタ（Ｑｌ）のオフ期間内においてデユーテ
ィ制御した場合の負荷電流波形ゲントシ、・第１トラン
ジスタ（Ｑｌ）のオフ期間を最大、ゼロ乞最小として任
意に°峨流値乞制御することかできる。弔１トランジス
タ（Ｑｌ）は、エミッタ電位が不安定に変化するため（
二、そのデユーｔ（制御は難しく、これ７行なうには複
雑な回路？必要とするが、第２トランジスタ（Ｃ２）は
、エミツ夕電位が低電位（アース電位）（二固定されて
いるため１ｍそのデユーティ制御は容易である。従って
発振起動時、第２トランジスタ（Ｑ２）のオン期間が短
い状態から開始することも容易に達成でき起動待発生し
易い大電流や、電流遮断時におけるサージ電圧（二よる
トランジスタの負担を軽減できる。

第４図及び第５図は、本発明実施例を示す。第４図にお
いてｆｌ＋は前述の８ＥＰＰインバータ、（ＡＣ）は交
流電源、（３１は゛市源スイッチ、（４）はダイオ−ド
ブ９ツジよりなる整流回路、（ＯＨ）はチョークコイル
、（０２）は平滑用コンデンサで、この平滑用コンデン
サ（Ｃ２）の端子間電圧が、５ＥＰＦイソバータ（１）
に印加される。（５）は誘Ａ加熱コイル（Ｌｌ）ｆ二近
接配置される負荷となる調理鍋で鉄系金属（二で構成さ
れる。＋６１７１は第１、′第２トランジスタ（（１）
（Ｑ２）馨父互に！１通させるべく１駆動信号を与える
第１、第２　ｊｊｉｌＲ動回路で、その；１・１ス動問
伎数は、一定の高置波数例えば２１ＪＫＨＺ　Ｃ設定さ
れている。（８）は＄１、第２壌両回路１６＋［７１の
動作を制御するデユーティ制籠１回路で、一定期間例え
ば１秒間ヲ周期とし、この間でのオン・オフ期間の割合
を変えることＣ二より負荷への人力が開離される。本例
にあっては、主たる入力制御はこのデユーティ制御回路
（８）によって行なわれる。（ＯＴＩ）は第２トランジ
スタ（Ｑ２）のエミッタ側ラインに設けられた第１電流
検知回路としてはたらく弔１カレントトランス、（ＯＴ
２）は交流電源（２１の１ラインに設けられた第２′屯
流検知回路としてはたらく第２カレントトランスであり
、各々電流検知信号ＩＰｊ、ＩＦ５を得る。

弔５図において、（ＯＯＭＩ）は比較器で■側基率端子
には、平滑コンデンサ（０２）の■側端子電圧ｖ１が抵
抗（Ｒ１）（Ｒ１（Ｒｓ）ｔ：で分圧されて印加される
。またθ側信号端子Ｃ二は第１カレントトランス（ＯＴ
ｌ）からの検知信号が抵抗（Ｒ４）（Ｒ５）ｌ二て分圧
されて印加される。

（ＦＦＩ）は比較器（ＯＯＭＩ）の出力がシャフト端子
に入力されるフリ２プフロツプで、そのセット端子には
、第１トランジスタ（Ｑｌ）のオン１訂号立−Ｌりに開
明した“Ｌ”パルスＢ′が入力される。なお、このフジ
ツブフロップ（ＦＦＩ）７含め、後述するフリツブフロ
フ７”（ＦＦ２）（ＦＦ５）は、全て“Ｌ″レベルパル
ス二てトリガされるものである。（Ｑ３）はフリップフ
ロップ（ＦＦｌ）のセクト出力が抵抗（Ｒ６）’＆介し
てベースに入力されるトランジスタで、コレゲタは抵抗
（Ｒ７）７介して足電圧ｙａｃ端子に、またエミッタは
接地されている。（９）は、トランジスタ（Ｑ３）のコ
レクタ・エミッタ間に並列接続された時定数回路で、抵
抗・（Ｒ８）及びコンデンサ（０５）よりなる。（００
Ｍ２）はこの時定数回路（９１のコンデンサ（０３）端
子電圧が○側信号端子に入力される比較器で、その■側
基率端子には電圧ＶＣＣが抵抗（Ｒ９）　（Ｒ１Ｏ）−
二て分圧されて入力される。（ＦＦ２）はセット端子）
ニデューテイオン信号（二同期したトリがパルスが入力
され、９セント端子（二比較器（００Ｍ２）の出力が加
えられるフジツブフロップ、ＣＩ　ｉｌ＋はこのフジツ
ブフロップ（ＦＦ２）のセット出力信号及びフリップフ
ロップ（ＦＦ１）のセット出力信号乞２人力とするアン
ドゲート、旧）はアントゲ−Ｈｌ０＋の出力が“Ｈ・レ
ベルにあるとき動作可能状態となる単安定マＩレテバイ
プレー夕、（７１は単安定マルチパイブレークｌ］＋１
からパルス信号を受けて動作する前述の第２１１ｉｌＸ
動回路であり、その出力は第２トランジスタ（Ｑ２）の
ベース（二方口えられ乙。（ＦＦｓ）はデユーカイオン
信号（二同期したトリがパルスがセット鑞）子に入力さ
れ、比較器（ＯＯＭＩ）の出カ伯号がシャフト端子に入
力されるフジツブフロップ、（Ｑ４）はこのフジツブフ
ロップ（ＦＦ５）の出力が抵抗（Ｒｊｌ）を介してベー
スに入力されるトランジスタでエミッタが定′准圧ＶＤ
ｎ端−ｊｇニコレクタが時定数回路（１７Ｊを経て単安
定マルチバイブレータ１１１１に接続されている。時定
数回路ｕ４は抵抗（Ｒ＋２）（Ｒ＋５）及びコンデンサ
（Ｃ４）よりなり単安定マルチバイブレータ１１１）の
゛ト■“レベル団間乞決菫する。単安定マルデパイブレ
ータ旧）には、起動信号として、第１トランジスダ（Ｑ
ｌ）の駆動１ｇ鱈’Ｂの立下りＣ二同ｌυ１したパルス
信号Ｂ”が与えられる。それ故、この単安定マルナパ１
ブレータ０ｉｌは、第１トランジスタ（Ｑｌ）のオフ後
時定数回路睦Ｃ二で快足される時間幅ンもつ“Ｈ“レベ
ル（ｉ号乞出力することとなり、この信号が第２トラン
ジスタ（Ｑ２）のオン信号Ｃとして使用される。（Ｑ５
）は、トランジスタ（Ｑ４）のコレクタ・エミッタ間に
並列接続された他のトランジスタ、１１４１は、第２カ
レントトランス（ＯＴ２）の検知信号レベルする整流回
路、（Ｃ５）は、平滑コンデンサ、（ａ　ｏ　Ｊｔ　５
　）は平滑コンデンサ（０５）の■側端子電圧がそのＯ
側信号端子Ｃ二人力される比較器で■側基率端子（二は
、電圧ｙｃａが抵抗（Ｒ１４）（Ｒ１５）！二で分圧さ
れて加えられる。（１叫ま、抵抗（ｌ（１６）及びコン
デンサ（０６）（−て構成される時定数回路で、比較器
（ＣＯＭ５）の出力が入力される。時定数回路０句の出
力は抵抗（Ｒ１７，）ｙ介して、トランジスタ（Ｑ５）
のベースに与えられる。

次（二動作（二つき説明する。第６図（二おいて期間Ｔ
１は、正常な負荷に対する加熱動作が行なわれている状
態７示１−０丁なわち、まずデユー７−１オンイＭ号へ
の立上りに同期したパルス信号ｐ”　（４フイ号Ａの立
上り信号ン“Ｌ゛レベルパルス変換した信号）（二より
フリップフロップ（ＦＦ２）（ｒｒｐ５）がセットされ
る。今の場合第１カレントトランス（０’ｌ’ｊ）の検
知信号（ＩＰＩ）の電圧変換値は比較器（ＯＯＭＩ）す
■側基準端子゛電圧（−達しないから、七の出力りは“
Ｈ“レベルのままである。したが−ってフジツブフロッ
プ（Ｅｌ’　Ｆ　１　）　０）出力Ｅは“Ｈ“、トラン
ジスタ（０３）はオン、時定数回路（９）出力Ｇは“Ｌ
″、比較器（（ＪＯＭ２）の出力は′Ｌ１、フリップフ
ロップ（Ｆ’　Ｆ　２　）の出力■は“Ｈ“となる。こ
の”Ｈ・レベル信号１（二より単安定マルナバイブレー
タ旧ｊは、“Ｈ“レベルとなり、このＨ”レベル期間は
、時定数回路１１２１の時定数により決まる。正常加熱
の場合この“■］“レベル期間は、第１トランジスタ（
Ｑｌ）のオフ期間にも七等しいかこれより僅か短かく設
定すしていζ〉。今の場合フリップフ〔Ｉンプ（ＦＦＩ
）はセクト状態（−あるからその出力Ｆは“Ｈｏ、それ
故トランジスタ（Ｑ４）はオフ状態（−ある。

また第２カレントトランス（（３Ｔ２）の検知信号レベ
ルは低いから、比較器（００Ｍ５）の出力Ｊは“Ｈｏ、
時定数回路（円の出力には“Ｈ“であり、トランをンス
タ（Ｑ５）はオフ状態（二ある。かくして、時定数回路
睦の最大時定数（二で単安定マルチバイブレータｑＩｌ
が発振し、第２駆動回路（７）が作動してＳ　Ｅ　Ｐ　
Ｐインバータｆｉ＋は発振、ｊｌｉ区動する。尚第１１
ξ区動回路（６）の出力Ｂはそのオン・オフ期間が一対
一に固定されたものであり、発振器等により形成される
。

第２トランジスタ（、Ｑ　２　）　ｌ二過大電Ｉ！Ｉｉ
が流れると時（−あっても同様である。なおこのとき、
交流人力１＠流は小さい。かかる状態の信号波形７第６
因１ＪＪｙ　２　＋″Ｌ示す。第２トランジスタ（Ｑ２
）ｉ二面れる電流が、その電格電流値（二基いて設定さ
れた電流値を越えると、第１カレントトランス（ＯＴｌ
）検知電圧レベルは、基準レベルを越え比較器（ＯＯＭ
Ｉ　）の出力りに′Ｌ″レベルパルスを発生する。この
“Ｌ″レベルパルスよりフジツブフロップ（ＦＦ１　）
（Ｆ）ｉ’５）がともにリセットされる。フジツブフロ
ップ（ＦＦ５）のリセット（二よりそのセット出力信号
Ｆは“Ｌ・レベルに変りトランジスタ（Ｑ４）がオンと
なる。このトランジスタ（Ｑ４）は、インピーダンス素
子としてはたらき、時定数回路１１２ｊの時定数を低下
させる。それ故、単安定マルチバイブレータ（１１１の
出力Ｃ二おける“Ｈ・レベル期間は短かくなり、第２ト
フンジる スタ（Ｑ２）のオン期間は短縮されＡ（波形Ｃ）。

−万フジンブフロツブ（ＦＦＩ）のリセット（二よりト
ランジスタ（Ｑ３）がオフとなり、時定数回路（９）ヲ
構成するコンデンサ（Ｃ３）への充電が始まる。フジツ
ブフロップ（ＦＦ　＋　）は、第１トランジスタ（Ｑｌ
）のオン信号Ｂの立上りに同期した信号Ｂ′によってセ
ットされるから、コンデンサ（０！ｌ）／＼の充電は、
過大心流検知後、第１トランジスタ（Ｑｌ）のオン時期
まで行なわれる。

従ってこの充電期間は、第２トランジスタ（Ｃ２）に流
れる′４浦の上記所定１直まで達する時間が早ければ、
この充゛４期間は長くなり、逆の場合は短くなる。この
コンデンサ（Ｃ５）への充電が繰返されその磁圧レベル
Ｇが比較４（ＯＯＭ　２　）の■明基準端子４圧ｖｒｅ
ｆｌｉ二達すると、比較器（００Ｍ２）の出力ｌ（は′
Ｌルベル（１変る。それ故アンドデーＨｉｌｌ出力１は
“Ｌ°レベル（二反転し、単安定マルチバイブレータ〔
印の動作？禁止丁、５゜これ（二より、第２トランジス
タ（Ｃ２）はオフ（二面足されｓｇｐｐインバータ（１
）の発振は停止する。

この停止期間馨第６図中Ｔ３で示す。このよう−二して
、アルミ鍋、ナイフ等の小物負荷が加熱されたとき、及
び無負荷のときは、１ず′第２トランジ・スタ（Ｃ２）
のオン…１ｌｔｉｌが短縮されて、負荷への入力が低減
される。かかる状態でなお、過大電流が横９．１１され
れば５ＥＰＰインバータ（１１の発振は停止する。この
場合、負荷の材質或は大きさによっては、低人力状態の
侭加熱が続行される状態もあり得る。

次に前述のケースと逆のケースすなわち、交流入力電流
が大きく、＄２　）ランジスタ（Ｃ２）に流れる電流が
小さい場合Ｃ二つき第７図に基いて説明する。かかる現
象は鉄鍋の底ヒ銅の層（：て裏打ちした鍋に見られる。

この場合、入力を仮に１５００Ｗとした場合であっても
実際には、例えば１ｓｏｏｗの電力が供給されることが
あり、正確な入力制御乞行なうことかでホないばかりで
なく、ヒユーズがとんだリプレー力が遮断することｂ生
じ、加熱動作自体不可能となる場合がある。このような
場合、第２カレントトランス（ＯＴ２）の検知電流値が
、予め設定された人力′屯力の最大値を基準にして決定
された値（二連すると比較器（００Ｍ５）の出力信号Ｊ
は“Ｌ゛レベル変る。この時まで充電状態にあった時定
数回路（１■のコンデンサ（０６）は、その後徐々（二
放電され、この電圧Ｋが所定値Ｖｒθｆ２にまで低下し
たとき、トランジスタ（Ｃ５）がオンとなる。このトラ
ンジスタ（Ｃ５）は、時定数回路ｌＩ２１の時定数！低
下させるインピーダンス累子としてはたらき、第２トラ
ンジスタ（Ｑ　２　）　’、５区動信号Ｃのオン期間を
短縮させ、負荷へ加わる入力を低下させるべく作用する
。かくして過大電力の供給は、抑制され設定値に近い値
で、電力供給を行なうことができる。

ここで、時定数回路０９の意義について述べる。

本例では、第２カレントトランス（ＯＴ２）によって過
大入力電流が検知された後、トランジスタ（Ｃ５）がオ
ンとなって入力を低下するまで、時定数回路１１５１に
て期間Ｔ５だけ遅延させている。仮にいまこの時定数回
路（円を設けなかった場合、過大入力電流が検知される
と、比較器（００Ｍ３）の“Ｌ°レベル反転により、直
ぐにトランジスタ（Ｃ５）がオンとなり、第２トランジ
スタ（Ｃ２）のオン期間を短縮する。これＣ二より入力
が低減されると、その直後に過大電流は消減し、比較器
（００Ｍ５）の出力は、“Ｈ“レベルに復帰する。

そうすると再びトランジスタ（Ｃ５）はオフどなす＠２
トランジスタ（Ｃ２）のオン１す（間は長くなる。セし
てｐ」び過大入力電〆Ａｆ、が検知されて前述の動作が
繰返されることとなる。このようにして入力電力が５Ｐ
ＰＰインバータ（１１の発振１ＫＩＩ０１毎に変化する
と、ビート片が生じ使用者に不愉快ン感じさせる原因と
なる。時定数回路１１５）は、かかる欠点を克服したも
ので、第２カレントトランス（ＣＴ２）による検知信号
（二対し、トランジスタ（Ｃ５）の応答時期を遅延させ
かつ検知信号を平均化して入力電力の変更１Ｍ期を長く
することによりＬ記ピート音の発生を阻止したものであ
る。本例の如く入力制御乞デユーティ制御によって行な
う場合、計算上はデユーティ１〔３０％で最大入力１５
７・・ ００Ｗ１デユーティ５０チ、、７５０　Ｗというように
設定できるが、実際には、交流入力の立上りが緩やかで
あるため、オン期間を数チ長くし、例えばデユーティ５
２％で、７５０Ｗ１デユーデイ２４チで３００Ｗという
ようＣ二設定すれば、より正確な入力電力を得ることが
できる。

本発明誘導加熱調理器は前述したように交流人力’に／
１ｌｔｖ検知することによりこれが、最大入力′重力を
基準にして設定された電流饋を越えたとき第２スイツチ
ング素子のオン期間を短縮して負荷へ加わる人力を低下
させるものであるから、交流入力電流のみ大きく流れる
特殊な構造の鍋例えば鉄鍋の底に銅１１に形成した鍋に
見られる定格市力暑越えた異常な大電力が供給されるの
を防止することができる。これ（二より昌１理器の入力
制御乞正確に行なうことが可能となり、また大電力入力
によるブレーカの遮断等の事態は回避することができる
）。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明実施例を説明するための要部回路間、
＄２図及び第６図は同側波形図、第４１閃は、８ＰＰＰ
インバ一タ部及び電源部分を示す回路図、第５図は制御
部分を示す１ｒｉｌ路図、第６図及び第７図はＵ１作を
説明するための４Ｕ形図である。 ｆｉｌ・・・５ＥＰＰインバータ、（Ｌｌ）・・・誘導
加熱コイル、１ｆｉ１７１・・・第１、第２　！Ｉ；ｔ
メ動回路、（８）・・・デユーティ制？１ＩＩＩ回路、
ｉｌ＋・・・単安定マルチバイブレータ。 第２図

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、　父流電θぷ、該変流電源電流ン整流する整流回路
   、該整流回路にて直流（二変換された電源の制電位側ロ
   弔１スイフテング素子が、また低′亀位側に第２スイツ
   チング緊子が直列口播紐されてなるスイッチング回路、
   上記第１スイツチング累子に並列接続された誘導加熱コ
   イル及び共振コンデンサよりなる直列回路、上記第１、
   ′第２スｆツテング素子乞交互（二碑通させる駆動回路
   、上記交流電源の入力電流が予め設定された最大入力電
   力値に基いて決定された電流値以上であるときこれ馨検
   知する電流検知回路、該検知回路の出力信号により上記
   第２スイツチング緊子の導通期間を短縮させる入力低減
   回路ン備えてなる誘導加熱調理器。 ２、交流電源、該交流電源電流χ整流する整流回路、該
   整流Ｖｉｌｌ！ｌ路（二て直流に変換された電源の高電
   位側に′８８１スイットング素子が、また低電位側に弔
   ２スイッチング素子が直列に１妾続されてなるスイッチ
   ング回路、上記＄１スイッチング素子呪−並列接続され
   た誘導加熱コイル及び共振コンデンサよりなる直列回路
   、上記第１′第２スイツチング素子ぞ交互に痺Ｊさせる
   駆動回路、上記交流電源の入力電流が予め設だされた最
   大入力電力値に基いて決定された電流値以上であるとき
   これを検知するトｄ流検知回路、該検知回路の出力信号
   により上記？４４２スイクデング素子の導通期間χ短縮
   させる入力低減回路、該入力低減回路と上記電流検知回
   路の間（二介挿された時定数回路を備え、該時定数回路
   （二て上記電流検知回路の出力を遅延、平均化して上記
   入力低減回路に入力してなる誘導加熱コイル。