JPH11234128A - 発振回路方式、変調方式、復調方式および多値ｑａｍ変復調システム - Google Patents

発振回路方式、変調方式、復調方式および多値ｑａｍ変復調システム

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JPH11234128A
JPH11234128A JP10030956A JP3095698A JPH11234128A JP H11234128 A JPH11234128 A JP H11234128A JP 10030956 A JP10030956 A JP 10030956A JP 3095698 A JP3095698 A JP 3095698A JP H11234128 A JPH11234128 A JP H11234128A
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JP
Japan
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frequency
phase
pll synthesizer
oscillation circuit
section
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JP10030956A
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Shotaro Tanaka
祥太郎 田中
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Panasonic Holdings Corp
Original Assignee
Matsushita Electric Industrial Co Ltd
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Abstract

(57)【要約】 【課題】 デジタルケーブルシステム等における６４Ｑ
ＡＭ変復調方式により航空機等の移動体内のＡＶ伝送シ
ステムを実現する際に、振動に起因するマイクロフォニ
ックノイズによる位相劣化が発生しこれに伴い変復調伝
送においてビット誤り率が増加する、という課題があっ
た。 【解決手段】 ａ）周波数変換を行う局部発振回路で使
用されるＰＬＬシンセサイザにおいて設定する位相比較
周波数を高くする。ｂ）周波数変換を行う局部発振回路
で使用されるＰＬＬシンセサイザのループフィルタ部で
の自然角周波数（ωn）を加振振動範囲よりも高くする
ようにフィルタの部品定数値を構成する。ｃ）周波数変
換を行う局部発振回路で使用されるＰＬＬシンセサイザ
のループフィルタ部で使用されるコンデンサデバイスの
素材をセラミックコンデンサに変えてショックノイズを
発生しにくいプラスチックフィルムコンデンサを使用す
る。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は移動体などの機械振
動環境下におけるディジタル方式のケーブルシステムや
衛星受信システムにおいて、ディジタル変復調送受信装
置に用いられる局部発振回路の発振回路方式、変調方
式、復調方式および多値ＱＡＭ変復調システムに関す
る。
【０００２】
【従来の技術】ディジタルケーブルシステムにおいて複
数の端末からの要求に従ってオンデマンドに映画などを
番組を端末に配信するサービスが考えられる。このよう
なビデオオンデマンドサービスを実現する従来のシステ
ムの構成例を図２に示す。
【０００３】図２のシステムはヘッドエンド２０１と同
軸線２０２、端末２０３、分岐／分配器２２１から構成
される。図２の構成において端末２０３は複数台接続さ
れうる。ヘッドエンド２０１のビデオサーバ２０４には
例えばＭＰＥＧ方式で圧縮符号化されたオーディオ、ビ
デオデータが格納されており端末２０３からの要求に従
い要求されたオーディオ、ビデオデータを６４ＱＡＭ変
調器２０５に送出する。６４ＱＡＭ変調器２０５はオー
ディオ、ビデオデータを６４ＱＡＭ方式で変調し、アッ
プダウンコンバータ部２０６に送出する。
【０００４】アップダウンコンバータ部２０６は６４Ｑ
ＡＭ変調器２０５からの変調波の搬送波周波数を変換す
るためにミキサ２０９、ミキサ２１０および１次局部発
振部２０７、２次局部発振部２０８から構成される。こ
こで１次局部発振部２０７は固定の発信周波数を持つ発
振回路、２次局部発振部２０８は可変の発振周波数を持
つＰＬＬシンセサイザで構成される。
【０００５】変調波の搬送波周波数の変換の例として６
４ＱＡＭ変調器２０５からの変調波の搬送波周波数が５
６．７５ＭＨｚの場合、この周波数をアップダウンコン
バータ２０６で搬送波周波数が１４１ＭＨｚの変調波出
力に変換し、変換された搬送波周波数を有する変調波と
して同軸線に出力する場合を考える。周波数変換におけ
る周波数配列構成例を図４に示す。
【０００６】図４のｆｉｎ４０１が６４ＱＡＭ変調器２
０５の出力変調波の搬送波周波数である。６４ＱＡＭ変
調器２０５の出力変調波は６ＭＨｚの周波数帯域を有す
る。これをまず１次局部発振部２０７の発振周波数ｆｏ
ｓｃ１ｓｔ４０４（４２２ＭＨｚ）でミキサ２０９にお
いて周波数変換する。これにより周波数変換された２つ
の搬送波周波数ｆ１ｌ４０３（３６５．２５ＭＨｚ）と
ｆ１ｈ４０５（４７８．７５ＭＨｚ）が生成される。次
にｆ１ｈ４０５を２次局部発振部２０８の発振周波数ｆ
ｏｓｃ２ｎｄ４０６（６１９．７５ＭＨｚ）で同様にミ
キサ２１０において周波数変換を行い、ｆ２ｈ４０７
（１０９８．５ＭＨｚ）とｆ２ｌ４０２（１４１ＭＨ
ｚ）が生成される。ここでｆ２ｌ４０２が求める搬送波
周波数を有する変調波である。
【０００７】この変調波をアンプ２１１を介して同軸線
２０２に送出する。このようにアップダウンコンバータ
２０６は変調波の搬送波周波数を所望の搬送波周波数に
変換する機能を有する。ここで２次局部発振部２０８の
発振周波数を変える事により異なる搬送波周波数の出力
も可能となる。同軸線２０２に出力された変調波は分岐
／分配器２２１を介してチューナ２１２で受信される。
【０００８】ｆ２ｌ４０２の搬送波周波数を有する変調
波を受信する場合はチューナ２１２のミキサ２１９にお
いて１次局部発振部２１７、ミキサ２２０において２次
局部発振部２１８のそれぞれで同様の周波数変換を行
い、固定の搬送波周波数を有する変調波にして６４ＱＡ
Ｍ復調器２１３に入力する。
【０００９】ここで１次局部発振部２１７は可変の発振
周波数を持つＰＬＬシンセサイザ、２次局部発振部２１
８は固定の発振周波数を有する発振器である。６４ＱＡ
Ｍ復調器２１３は入力された変調波を６４ＱＡＭ方式に
より復調し、復調されたディジタルデータをＭＰＥＧデ
コーダ２１４に入力する。ＭＰＥＧデコーダ２１４は入
力された圧縮符号化データをデコードし、ビデオ信号２
１５、オーディオ信号２１６として出力する。このよう
に端末に対して番組が配信される。
【００１０】ここで２次局部発振部２０８を構成するＰ
ＬＬシンセサイザの構成を図６に示す。ＰＬＬシンセサ
イザは水晶振動子１０１、ＰＬＬシンセサイザＩＣ１０
２、ループフィルタ部６０１、ＶＣＯ部１０４から構成
される。ＰＬＬシンセサイザＩＣ１０２は水晶発振部１
０５、リファレンス分周器部１０６、プログラマブル分
周器部１０８、位相比較部１０７、分岐器１１１から構
成される。
【００１１】ここでの動作を説明する。まずＰＬＬ設定
入力６０２からこのＰＬＬシンセサイザで出力したい発
振周波数で決定されるプログラマブル分周値をプログラ
マブル分周器部１０８に設定する。プログラマブル分周
器部１０８はＶＣＯ部１０４から出力され、分岐器１１
１で分岐出力される発振出力をプログラマブル分周値で
分周し、位相比較器１０７に出力する。
【００１２】一方水晶振動子１０１、水晶発振部１０５
で出力される発振出力はリファレンス分周器部１０６に
入力され、同じくＰＬＬ設定入力で設定されたリファレ
ンス分周値で分周された出力が位相比較器１０７に入力
される。プログラマブル分周器１０８およびリファレン
ス分周器１０６の各々から位相比較器１０７に入力され
る正弦波は位相が異なるため、位相比較器１０７は２つ
の正弦波入力の位相差を少なくするような誤差信号をパ
ルス幅変調された信号としてループフィルタ部６０１に
出力する。
【００１３】ループフィルタ部６０１の構成を図３に示
す。ループフィルタ部６０１はコンデンサＣａ３０１、
Ｃｂ３０２と抵抗Ｒａ３０３で構成される。ここでのコ
ンデンサＣａ３０１、Ｃｂ３０２は積層セラミックコン
デンサが使用される。ループフィルタ部６０１はローパ
スフィルタとして動作し、入力されるパルス幅変調され
た誤差信号を積分し直流電圧に変換する。ループフィル
タ部６０１から出力される直流電圧の誤差信号はＶＣＯ
部１０４に対してＶＣＯ制御信号として出力される。Ｖ
ＣＯ部１０４はＶＣＯ制御信号により発振周波数を変化
させる発振器構成になっている。このような制御ループ
を構成し、求める周波数の発振出力１１０を出力する。
【００１４】このＰＬＬシンセサイザは図２のアップダ
ウンコンバータ２０６の２次局部発振部２０８、あるい
はチューナ２１２の１次局部発振部２１７で使用され
る。
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】ここで図２のシステム
が移動体に適用される場合を考える。例えば電車、航空
機、自動車などの移動体でシステムが適用される場合、
システムに機械振動が加わる事が考えられる。図２の１
次局部発振部２１７に振動が加わった場合、例えばルー
プフィルタ部６０１に含まれるコンデンサが圧電効果に
よりショックノイズを発生し、発振出力の位相変動、い
わゆるマイクロフォニックノイズが発生する。
【００１６】従来のＰＬＬシンセサイザでの非加振時の
発振出力の位相特性例を図５（ａ）、加振時の発振出力
の位相特性例を図５（ｂ）に示す。横軸は搬送波周波数
からのオフセット周波数、縦軸は単位オフセット周波数
あたりの搬送波電力レベル対雑音電力レベル比を示す。
このように従来のＰＬＬシンセサイザの発振出力は、振
動が加わる事により位相特性の大きな変動が発生する。
【００１７】６４ＱＡＭ変調は２系統のディジタルビッ
ト値を各々複数の振幅値に割り当て２系統の振幅変調を
行い、次にこの２系統の振幅変調波を互いに直交する位
相で位相変調を行うため、位相変動が発生すると変調波
が乱れ、結果的に６４ＱＡＭ復調を行った場合のビット
誤り率が増加する、という課題があった。
【００１８】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
に本発明ではＰＬＬシンセサイザにおいて水晶振動子の
発振出力を分周して生成される位相比較周波数を少なく
とも２５０ＫＨｚ以上に設定する、またループフィルタ
の自然角周波数を加わる機械振動周波数以上に高く設定
する、あるいはループフィルタで使用されるコンデンサ
素材を積層セラミックコンデンサに代えてプラスチック
フィルムコンデンサを使用することにより振動を受けて
も発振出力の位相変動の少ないＰＬＬシンセサイザを構
成する。
【００１９】
【発明の実施の形態】本発明の実施の形態を図面を用い
て説明する。
【００２０】（実施の形態１）請求項第１項記載の発明
について図面を用いて説明する。本発明の構成を図１に
示す。従来のＰＬＬシンセサイザの構成を示した図６と
はＰＬＬ設定入力１０９が異なる。
【００２１】ＰＬＬ設定入力１０９によりリファレンス
分周器部１０６での位相比較周波数が設定される。また
プログラマブル分周器部１０８にはＶＣＯ部１０４から
の発振出力が分岐器１１１を介して入力され、これをプ
ログラマブル分周器部１０８に同じくＰＬＬ設定入力１
０９で設定された分周比で分周される。
【００２２】位相比較器１０７にはリファレンス分周器
部１０６とプログラマブル分周器部１０８の各々からの
分周信号が入力される。２つの分周信号は当初位相が異
なるため位相比較器１０７はこの２つの分周信号の位相
が一致するように制御を行い、２つの分周信号の位相差
信号である誤差信号を出力する。
【００２３】誤差信号はパルス幅変調された信号形式に
なっており、ループフィルタ部６０１で積分され直流電
圧に変換された後ＶＣＯ部１０４に入力される。ＶＣＯ
部１０４は入力された直流電圧に従った発振周波数出力
を行う。
【００２４】ＶＣＯ部１０４の発振出力が分岐器１１１
を介してプログラマブル分周器部１０８に入力される事
によりＰＬＬシンセサイザは負帰還のループ構造にな
り、これによりＶＣＯ部１０４の発振出力が設定された
周波数の発振出力１１０になるようにフィードバック制
御が行われる。
【００２５】発振出力１１０の位相特性を決定する１つ
の要素がリファレンス分周器部１０６で設定される位相
比較周波数である。位相比較周波数はプログラマブル分
周器１０８とリファレンス分周器１０６からの各々の分
周信号の位相誤差をサンプリングする周波数であり、こ
の位相比較周波数を少なくとも２５０ＫＨｚ以上に設定
する事によりＶＣＯ部１０４の発振出力の位相変動をＰ
ＬＬシンセサイザＩＣ部１０２において短い時間周期で
補正、フィードバック制御が可能となり、結果的にＰＬ
Ｌシンセサイザの発振出力１１０での位相変動を軽減す
る。
【００２６】（実施の形態２）請求項第２項記載の発明
について図面を用いて説明する。本発明の構成を図７に
示す。
【００２７】従来のＰＬＬシンセサイザの構成を示した
図２とほぼ同じであるが、ループフィルタ部１０３が異
なる。ループフィルタ部１０３は位相比較器１０７から
出力される誤差信号を積分してＶＣＯ部１０４の発振周
波数を変える直流電圧に変換する。
【００２８】ループフィルタ部１０３の回路構成を図３
に示す。２つのコンデンサＣａ３０１、Ｃｂ３０２およ
び１つの抵抗Ｒａ３０３で構成されるが、このループフ
ィルタの各構成部品の値によりＰＬＬシンセサイザの自
然角周波数が決定される。
【００２９】ＰＬＬシンセサイザの位相特性はほぼこの
自然角周波数以下ではＰＬＬシンセサイザＩＣ部１０
２、自然角周波数以上ではＰＬＬシンセサイザで制御さ
れないＶＣＯ部１０４のそのものの位相特性で決定され
る。即ち自然角周波数以下ではＰＬＬシンセサイザＩＣ
が発振出力１１０の位相特性を決定する。
【００３０】ここで自然角周波数が例えば２ＫＨｚ以上
になるようにループフィルタ部１０３のコンデンサや抵
抗の各部品の値を決定する事によりループフィルタ部１
０３で発生したショックノイズに起因する位相変動を広
い周波数制御範囲で軽減するようにＰＬＬシンセサイザ
ＩＣ部１０２で制御可能となり、結果的に発振出力１１
０の位相変動を軽減する。
【００３１】（実施の形態３）請求項第３、４項記載の
発明について図面を用いて説明する。本発明の構成を図
８に示す。従来のＰＬＬシンセサイザの構成を示した図
２とほぼ同じであるが、ループフィルタ部１１２が異な
る。
【００３２】ループフィルタ部１１２は図３で示したよ
うに２つのコンデンサと１つの抵抗で構成されるが、こ
のコンデンサＣａ３０１、ｃｂ３０２は通常高誘電率積
層セラミックコンデンサが使用される。
【００３３】このセラミックコンデンサの主成分である
チタン酸バリウムはその結晶構造上外部電界、外部応力
を加えた場合に結晶格子のＴｉ、Ｏの配置が変化しこれ
による起電力がショックノイズとしてループフィルタで
発生する。このようなショックノイズがＶＣＯ部１０４
に入力される事により発振出力１１０に位相変動が発生
する。
【００３４】そこでループフィルタ１１２のコンデンサ
素材としてポリエチレンフィルム等を使用したプラスチ
ックフィルムコンデンサを使用する。プラスチックフィ
ルムコンデンサはその素材の特性から圧電効果、すなわ
ち外部応力によるショックノイズの発生現象、をおこさ
ないためＰＬＬシンセサイザに振動が加わった場合にも
ループフィルタ部１１２の出力は安定し、結果的に位相
変動のない発振出力１１０を得られる。
【００３５】なお、ループフィルタのコンデンサの種類
としてその他ショックノイズを発生しないマイカコンデ
ンサ、タンタルコンデンサ等を使用したＰＬＬシンセサ
イザについても同様に位相変動のない発振出力１１０を
得られることは言うまでもない。また（実施の形態
１）、（実施の形態２）、（実施の形態３）で説明した
方式の組合せにより構成されたＰＬＬシンセサイザにつ
いても同様に位相変動のない発振出力１１０を得られる
ことも言うまでもない。
【００３６】（実施の形態４）請求項第５項記載の発明
について図面を用いて説明する。図２におけるヘッドエ
ンド２０１のアップダウンコンバータ部２０６で使用さ
れる２次局部発振部２０８のＰＬＬシンセサイザを請求
項第１、２、３または４に記載の発振回路方式によるＰ
ＬＬシンセサイザを採用することにより例えば航空機な
どの移動体環境でのディジタルケーブルシステムを構成
できる。
【００３７】ここでは移動体環境における振動が図２の
システムに加わってもヘッドエンド２０１から出力され
る６４ＱＡＭ変調波は位相変動の少ない変調波となり、
図２のシステムでの６４ＱＡＭ変復調においてビット誤
りの少ない伝送が可能となる。
【００３８】（実施の形態５）請求項第６項記載の発明
について図面を用いて説明する。図２におけるチューナ
２１２で使用される１次局部発振部２１７を請求項第
１、２、３または４に記載の発振回路方式によるＰＬＬ
シンセサイザを採用することにより例えば航空機などの
移動体環境でのディジタルケーブルシステムを構成でき
る。
【００３９】ここでは移動体環境における振動が図２の
システムに加わってもチューナ２２１から出力される６
４ＱＡＭ変調波は位相変動の少ない変調波となり、図２
のシステムでの６４ＱＡＭ変復調においてビット誤りの
少ない伝送が可能となる。
【００４０】（実施の形態６）請求項第７項記載のＱＡ
Ｍ変復調システムにおいて請求項第５項記載の変調方式
の変調器および請求項第６記載の復調方式のチューナを
組み合わせて構成されたＱＡＭ変復調システムにおい
て、システム全体に例えば航空機などの移動体環境で発
生する振動が加わった場合において位相変動の少ない６
４ＱＡＭ変調出力および位相変動の少ない６４ＱＡＭ復
調が可能となり、ビット誤りの少ない伝送を行える安定
した変復調システムを構成できる。
【００４１】
【発明の効果】以上のような発振回路方式により振動環
境下のディジタルケーブルシステムにおいて位相変動の
少ないディジタル変復調が行え、マイクロフォニックノ
イズを低減しビット誤りの少ない安定したデータ伝送が
実現できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態１の実施例における発振回
路構成を示す図
【図２】本発明および従来例におけるディジタルケーブ
ルシステム構成を示す図
【図３】本発明および従来例におけるループフィルタ部
構成を示す図
【図４】本発明および従来例の周波数変換における周波
数配列構成を示す図
【図５】従来例における非加振／加振時におけるＰＬＬ
シンセサイザ出力の位相特性を示す図
【図６】従来の技術例における発振回路構成を示す図
【図７】本発明の実施の形態２の実施例における発振回
路構成を示す図
【図８】本発明の実施の形態３、４の実施例における発
振回路構成を示す図
【符号の説明】
１０１ 水晶発信子 １０２ ＰＬＬシンセサイザＩＣ部 １０４ ＶＣＯ部 １０５ 水晶発振部 １０６ リファレンス分周器部 １０７ 位相比較器 １０８ プログラマブル分周器部 ２０６ アップダウンコンバータ部 ２１２ チューナ ６０１ ループフィルタ部

Claims (7)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 水晶発振部とリファレンス分周器部とプ
    ログラマブル分周器部と位相比較器から構成されるＰＬ
    ＬシンセサイザＩＣ部と水晶振動子とループフィルタ部
    とＶＣＯ部から構成されるＰＬＬシンセサイザにおいて
    リファレンス分周器部で設定される位相比較周波数を少
    なくとも２５０ＫＨｚ以上に設定する事を特徴とする発
    振回路方式。
  2. 【請求項２】 請求項１記載の前記ＰＬＬシンセサイザ
    において前記ループフィルタ部を構成するコンデンサお
    よび抵抗の値で決定される自然角周波数をＰＬＬシンセ
    サイザに加わる機械振動の振動周波数以上に設定する事
    を特徴とする発振回路方式。
  3. 【請求項３】 請求項１記載の前記ＰＬＬシンセサイザ
    において前記ループフィルタ部を構成する前記コンデン
    サの種類としてプラスチックフィルムコンデンサを使用
    する事を特徴とする発振回路方式。
  4. 【請求項４】 請求項３記載の前記コンデンサの種類と
    して機械振動による圧電効果を有さないコンデンサを使
    用する事を特徴とする発振回路方式。
  5. 【請求項５】 請求項１記載の前記ＰＬＬシンセサイザ
    を局部発振回路に適用し、ディジタル方式の変調器のア
    ップダウンコンバータを構成する事を特徴とする変調方
    式。
  6. 【請求項６】 請求項１記載の前記ＰＬＬシンセサイザ
    を局部発振回路に適用し、ディジタル方式のチューナの
    アップダウンコンバータを構成する事を特徴とする復調
    方式。
  7. 【請求項７】 請求項５記載の変調器および請求項６記
    載のチューナを適用するディジタル方式の多値ＱＡＭ変
    復調システム。
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