JPH1052068A - 圧電トランスの駆動回路 - Google Patents
圧電トランスの駆動回路Info
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- JPH1052068A JPH1052068A JP8203579A JP20357996A JPH1052068A JP H1052068 A JPH1052068 A JP H1052068A JP 8203579 A JP8203579 A JP 8203579A JP 20357996 A JP20357996 A JP 20357996A JP H1052068 A JPH1052068 A JP H1052068A
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H10—SEMICONDUCTOR DEVICES; ELECTRIC SOLID-STATE DEVICES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
- H10N—ELECTRIC SOLID-STATE DEVICES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
- H10N30/00—Piezoelectric or electrostrictive devices
- H10N30/80—Constructional details
- H10N30/802—Circuitry or processes for operating piezoelectric or electrostrictive devices not otherwise provided for, e.g. drive circuits
- H10N30/804—Circuitry or processes for operating piezoelectric or electrostrictive devices not otherwise provided for, e.g. drive circuits for piezoelectric transformers
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
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- Inverter Devices (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
- Liquid Crystal (AREA)
- Circuit Arrangements For Discharge Lamps (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 圧電トランスインバータにおいて、周囲温度
が低いなどの理由により冷陰極管のインピーダンスが高
く点灯しない状態や、断線等による負荷オープン状態時
などに生ずる部品発熱を防止することである。 【解決手段】 第１及び第２のスイッチングトランジス
タ７，８を交互に駆動する２位相駆動回路９と、周波数
掃引範囲を切り換える機能を有し、２位相駆動回路９に
対し駆動信号を出力する周波数制御回路３と、第１のス
イッチングトランジスタ７のドレイン電圧のピーク値を
一定に制御し、この一定制御値を切り換える機能を有し
た駆動電圧制御回路１１と、出力の過電圧を検知した場
合、リセット信号と前記周波数掃引範囲を切り換える周
波数掃引範囲切換信号を周波数制御回路３に対して出力
する過電圧保護回路１０を具備して構成する。
が低いなどの理由により冷陰極管のインピーダンスが高
く点灯しない状態や、断線等による負荷オープン状態時
などに生ずる部品発熱を防止することである。 【解決手段】 第１及び第２のスイッチングトランジス
タ７，８を交互に駆動する２位相駆動回路９と、周波数
掃引範囲を切り換える機能を有し、２位相駆動回路９に
対し駆動信号を出力する周波数制御回路３と、第１のス
イッチングトランジスタ７のドレイン電圧のピーク値を
一定に制御し、この一定制御値を切り換える機能を有し
た駆動電圧制御回路１１と、出力の過電圧を検知した場
合、リセット信号と前記周波数掃引範囲を切り換える周
波数掃引範囲切換信号を周波数制御回路３に対して出力
する過電圧保護回路１０を具備して構成する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は圧電トランス素子を
用いて交流電圧を発生する圧電トランスの駆動回路に関
し、特に、負荷オープン状態や、負荷として使用する冷
陰極管のインピーダンスが高く点灯しない状態の駆動方
法に関するものである。
用いて交流電圧を発生する圧電トランスの駆動回路に関
し、特に、負荷オープン状態や、負荷として使用する冷
陰極管のインピーダンスが高く点灯しない状態の駆動方
法に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】一般に圧電トランスは、圧電材料に１次
側及び２次側の電極をつけ、１次側でトランスの共振周
波数の電圧を印加してトランスを共振させ、この機械的
振動による２次側の発生電圧を取り出す素子である。電
極トランスと比較して小型化や薄型化が図れる特徴があ
り、液晶による表示装置のバックライト電源などに注目
されている素子である。
側及び２次側の電極をつけ、１次側でトランスの共振周
波数の電圧を印加してトランスを共振させ、この機械的
振動による２次側の発生電圧を取り出す素子である。電
極トランスと比較して小型化や薄型化が図れる特徴があ
り、液晶による表示装置のバックライト電源などに注目
されている素子である。
【０００３】この種の圧電素子の駆動回路としては特願
平７−６９２０７が知られている。これは図１５に示す
ように、一次側電源から交流電圧を入力し圧電効果を利
用して二次側電極から出力する圧電トランス１と、この
圧電トランス１の一次側電極の一方に二次側端子を接続
し一次側端子を電源に接続した第１のオートトランス５
と、この第１のオートトランス５の中間端子を出力端に
接続した第１のスイッチングトランジスタ７と、圧電ト
ランス１の他方の一次側電極に二次側端子を接続し一次
側端子を電源に接続した第２のオートトランス６と、こ
の第２のオートトランス６の中間端子が出力端に接続さ
れた第２のスイッチングトランジスタ８と、第１のスイ
ッチングトランジスタ７と第２のスイッチングトランジ
スタ８を交互に駆動する２位相駆動回路９と、２位相駆
動回路９に対し駆動信号を出力する周波数制御回路３
と、出力の過電圧を検知した場合リセット信号を周波数
制御回路に対して出力する過電圧保護回路１０で構成さ
れている。
平７−６９２０７が知られている。これは図１５に示す
ように、一次側電源から交流電圧を入力し圧電効果を利
用して二次側電極から出力する圧電トランス１と、この
圧電トランス１の一次側電極の一方に二次側端子を接続
し一次側端子を電源に接続した第１のオートトランス５
と、この第１のオートトランス５の中間端子を出力端に
接続した第１のスイッチングトランジスタ７と、圧電ト
ランス１の他方の一次側電極に二次側端子を接続し一次
側端子を電源に接続した第２のオートトランス６と、こ
の第２のオートトランス６の中間端子が出力端に接続さ
れた第２のスイッチングトランジスタ８と、第１のスイ
ッチングトランジスタ７と第２のスイッチングトランジ
スタ８を交互に駆動する２位相駆動回路９と、２位相駆
動回路９に対し駆動信号を出力する周波数制御回路３
と、出力の過電圧を検知した場合リセット信号を周波数
制御回路に対して出力する過電圧保護回路１０で構成さ
れている。
【０００４】この構成により、電源電圧ＶＤＤが変動し
ても負荷に一定の電圧、電流を出力できるので、入力電
源電圧範囲が広くても安定した動作ができ、電磁トラン
スの巻線比が少なくて済む。
ても負荷に一定の電圧、電流を出力できるので、入力電
源電圧範囲が広くても安定した動作ができ、電磁トラン
スの巻線比が少なくて済む。
【０００５】次に、動作を説明する。２位相駆動回路９
から出力された逆相のクロックにより第１のスイッチン
グトランジスタ７と第２のスイッチングトランジスタ８
が交互にＯＮ状態になり、第１のオートトランス５と第
２のオートトランス６の一次側に電源ＶＤＤから電流を
流し電流エネルギーとしてチャージする。第１のスイッ
チングトランジスタ７、第２のスイッチングトランジス
タ８がオフになるとチャージしていたエネルギーを放出
し、電圧エネルギーとして電源電圧より高い電圧を発生
する。
から出力された逆相のクロックにより第１のスイッチン
グトランジスタ７と第２のスイッチングトランジスタ８
が交互にＯＮ状態になり、第１のオートトランス５と第
２のオートトランス６の一次側に電源ＶＤＤから電流を
流し電流エネルギーとしてチャージする。第１のスイッ
チングトランジスタ７、第２のスイッチングトランジス
タ８がオフになるとチャージしていたエネルギーを放出
し、電圧エネルギーとして電源電圧より高い電圧を発生
する。
【０００６】図７に圧電トランス入力電圧波形Ｖｓ１，
Ｖｓ２、スイッチングトランジスタドレイン電圧波形Ｖ
ｄ１，Ｖｄ２を示す。これらは、圧電トランス１と負荷
２の等価入力容量と、電磁トランスの一次側インダクタ
ンスと、二次側インダクタンスの、合計のインダクタン
スによって電圧共振波形にして、圧電トランス１の共振
周期の半分の時間でゼロ電圧になる正弦波の半波に設定
する。
Ｖｓ２、スイッチングトランジスタドレイン電圧波形Ｖ
ｄ１，Ｖｄ２を示す。これらは、圧電トランス１と負荷
２の等価入力容量と、電磁トランスの一次側インダクタ
ンスと、二次側インダクタンスの、合計のインダクタン
スによって電圧共振波形にして、圧電トランス１の共振
周期の半分の時間でゼロ電圧になる正弦波の半波に設定
する。
【０００７】オートトランスを使用することにより、同
じ巻数比の電磁トランスより高い昇圧比が得られる特徴
があり、また同じ昇圧比を得るために少ない巻数比で済
むので電磁トランスを小型や薄型にできる利点がある。
じ巻数比の電磁トランスより高い昇圧比が得られる特徴
があり、また同じ昇圧比を得るために少ない巻数比で済
むので電磁トランスを小型や薄型にできる利点がある。
【０００８】発生した電圧は圧電トランス１の入力電極
に交互に入力されるので、等価的に正弦波の波形が駆動
電圧として圧電トランス１を振動させ、圧電トランス１
の形状によって決定される昇圧比Ｍ倍の出力電圧が二次
側電極から出力される。この電圧Ｖo が負荷２に印加さ
れ、負荷を流れて帰還する電流Ｉｏが周波数制御回路３
に入力される。周波数制御回路３は、２位相駆動回路９
に対して圧電トランス１を駆動する周波数を発生し、負
荷からの帰還電流Ｉｏが所定の値になるまで駆動周波数
の掃引を続け、所定の値が得られた周波数で停止する。
に交互に入力されるので、等価的に正弦波の波形が駆動
電圧として圧電トランス１を振動させ、圧電トランス１
の形状によって決定される昇圧比Ｍ倍の出力電圧が二次
側電極から出力される。この電圧Ｖo が負荷２に印加さ
れ、負荷を流れて帰還する電流Ｉｏが周波数制御回路３
に入力される。周波数制御回路３は、２位相駆動回路９
に対して圧電トランス１を駆動する周波数を発生し、負
荷からの帰還電流Ｉｏが所定の値になるまで駆動周波数
の掃引を続け、所定の値が得られた周波数で停止する。
【０００９】周波数発生回路３は図１６に示すように、
電流電圧変換回路１２、整流回路１３、比較器１４、積
分器１５、比較器１６、ＶＣＯ１７から構成されてい
る。負荷２から帰還される電流Ｉｏが電流電圧変換回路
１２で変換され、整流回路１３で直流電圧に変換され、
比較器１４に入力される。比較器１４では基準電圧Ｖｒ
ｅｆと比較され、入力電圧が小さい場合積分器１５に高
レベルの信号を出力する。積分器１５は高レベルの電圧
が入力された期間、出力電圧が一定の割合で低下するよ
うに構成されていて、この出力電圧はＶＣＯ１７に入力
される。ＶＣＯ１７は入力された電圧に比例した周波数
パルスを出力する電圧制御発振器で、この周波数で圧電
トランス１を駆動する。よって比較器１４に基準電圧Ｖ
ｒｅｆより小さい電圧が入力された場合、駆動周波数が
下がり続ける。
電流電圧変換回路１２、整流回路１３、比較器１４、積
分器１５、比較器１６、ＶＣＯ１７から構成されてい
る。負荷２から帰還される電流Ｉｏが電流電圧変換回路
１２で変換され、整流回路１３で直流電圧に変換され、
比較器１４に入力される。比較器１４では基準電圧Ｖｒ
ｅｆと比較され、入力電圧が小さい場合積分器１５に高
レベルの信号を出力する。積分器１５は高レベルの電圧
が入力された期間、出力電圧が一定の割合で低下するよ
うに構成されていて、この出力電圧はＶＣＯ１７に入力
される。ＶＣＯ１７は入力された電圧に比例した周波数
パルスを出力する電圧制御発振器で、この周波数で圧電
トランス１を駆動する。よって比較器１４に基準電圧Ｖ
ｒｅｆより小さい電圧が入力された場合、駆動周波数が
下がり続ける。
【００１０】これは図８に示すように圧電トランス１の
駆動周波数がｆ１から下がるように設定されているの
で、圧電トランス１の最も昇圧比の高い共振周波数ｆｒ
に近づくことになり、圧電トランス１の昇圧比が増加
し、圧電トランス１の出力電流が時間的に増加する。駆
動周波数ｆ０において比較器１４に入力される電圧が基
準電圧Ｖｒｅｆより大きくなるとき、比較器１４の出力
電圧が低レベルになる。この信号により積分器１３の出
力信号は、低レベルになる直前の電圧を保ったままにな
り、ＶＣＯ１５の出力周波数が一定になり、圧電トラン
ス１が一定の周波数で駆動される。
駆動周波数がｆ１から下がるように設定されているの
で、圧電トランス１の最も昇圧比の高い共振周波数ｆｒ
に近づくことになり、圧電トランス１の昇圧比が増加
し、圧電トランス１の出力電流が時間的に増加する。駆
動周波数ｆ０において比較器１４に入力される電圧が基
準電圧Ｖｒｅｆより大きくなるとき、比較器１４の出力
電圧が低レベルになる。この信号により積分器１３の出
力信号は、低レベルになる直前の電圧を保ったままにな
り、ＶＣＯ１５の出力周波数が一定になり、圧電トラン
ス１が一定の周波数で駆動される。
【００１１】負荷２が冷陰極管のとき、電源ＶＤＤを投
入しても点灯する程管電流が流れない場合や、昇圧回路
に入力する電圧が低い場合などのように、比較器１４の
入力電圧が基準電圧Ｖｒｅｆより大きくなる帰還電流Ｉ
ｏが発生しない状況がある。この状況下では比較器１４
の出力は高レベルのままとなり駆動周波数は低下を続け
る。図８に示す周波数ｆ２になると、積分器１５の出力
を入力する比較器１６は、基準電圧Ｖｍｉｎより低くな
って高レベルの信号を積分器１５に対して出力する。積
分器１５はリセットされ出力電圧は最高電圧となり、Ｖ
ＣＯはｆ１の周波数を出力する状態になる。駆動周波数
はｆ１から低下をし、上記の動作を繰り返す。
入しても点灯する程管電流が流れない場合や、昇圧回路
に入力する電圧が低い場合などのように、比較器１４の
入力電圧が基準電圧Ｖｒｅｆより大きくなる帰還電流Ｉ
ｏが発生しない状況がある。この状況下では比較器１４
の出力は高レベルのままとなり駆動周波数は低下を続け
る。図８に示す周波数ｆ２になると、積分器１５の出力
を入力する比較器１６は、基準電圧Ｖｍｉｎより低くな
って高レベルの信号を積分器１５に対して出力する。積
分器１５はリセットされ出力電圧は最高電圧となり、Ｖ
ＣＯはｆ１の周波数を出力する状態になる。駆動周波数
はｆ１から低下をし、上記の動作を繰り返す。
【００１２】圧電トランス１の出力電圧が過大になる場
合、圧電トランス１自体が破壊するが、これを防止する
駆動回路としては特願平６−２４１０４９が知られてい
る。これは図１７に示すように、出力電圧比較回路４１
が圧電トランス１の二次電極４２に接続し、出力電圧比
較回路４１は判定結果を周波数掃引発振器３９にあたえ
ている。出力電圧比較回路４１は、圧電トランス１の二
次電極４２に出力される電圧を分圧、整流し、これを基
準電圧ＶｒｅｆＢ２１２と比較することにより圧電トラ
ンス１の二次電極４２に出力される電圧が予め設定した
出力電圧を超えているか否かを判定する機能を有してお
り、その判定を周波数掃引発振器３９にあたえる。周波
数掃引発振器３９は、出力電圧比較回路４１の判定結果
が予め設定してある出力電圧を越えたと判定する場合に
は、周波数の掃引方向を周波数が減少する方向から周波
数が増加する方向に反転し、周波数掃引を切り換える機
能を有している。この機能により、負荷が何らかの理由
によりオープンになった場合圧電トランス１の駆動周波
数は昇圧比の低い状態に移行し出力電圧を減少させる。
この結果、負荷インピーダンスの急増に伴う圧電トラン
ス出力電圧急上昇により、過振動の状態に陥ることによ
る圧電トランス自体の破壊を防止している。
合、圧電トランス１自体が破壊するが、これを防止する
駆動回路としては特願平６−２４１０４９が知られてい
る。これは図１７に示すように、出力電圧比較回路４１
が圧電トランス１の二次電極４２に接続し、出力電圧比
較回路４１は判定結果を周波数掃引発振器３９にあたえ
ている。出力電圧比較回路４１は、圧電トランス１の二
次電極４２に出力される電圧を分圧、整流し、これを基
準電圧ＶｒｅｆＢ２１２と比較することにより圧電トラ
ンス１の二次電極４２に出力される電圧が予め設定した
出力電圧を超えているか否かを判定する機能を有してお
り、その判定を周波数掃引発振器３９にあたえる。周波
数掃引発振器３９は、出力電圧比較回路４１の判定結果
が予め設定してある出力電圧を越えたと判定する場合に
は、周波数の掃引方向を周波数が減少する方向から周波
数が増加する方向に反転し、周波数掃引を切り換える機
能を有している。この機能により、負荷が何らかの理由
によりオープンになった場合圧電トランス１の駆動周波
数は昇圧比の低い状態に移行し出力電圧を減少させる。
この結果、負荷インピーダンスの急増に伴う圧電トラン
ス出力電圧急上昇により、過振動の状態に陥ることによ
る圧電トランス自体の破壊を防止している。
【００１３】電源として入力される電圧が変動しても圧
電トランスを駆動する電圧を一定に保つような手段を施
し、電源電圧が変動しても駆動周波数を共振周波数付近
で使用し、効率悪化を防止する回路を追加した駆動回路
としては、特願平７−２６４０８１が知られている。こ
れは図１８に示すように、ドレイン電圧波形Ｖｄ１を分
圧、整流し、比較器２１の非反転入力端子に入力し、反
転入力端子にＶＣＯ１７で発生した駆動周波数の三角波
Ｖｒを入力し、その比較結果を反転させてＰチャネルパ
ワーＭＯＳＦＥＴのゲートに入力する回路である。図１
０にドレイン電圧波形Ｖｄ１を分圧、整流した電圧Ｖ
ｃ、周波数制御回路３で発生した駆動周波数の三角波Ｖ
ｒ、Ｑ３ゲート電圧Ｖｇ３、２位相駆動回路出力電圧Ｖ
ｇ１，Ｖｇ２、第１のスイッチングトランジスタドレイ
ン電圧波形Ｖｄ１、第２のスイッチングトランジスタド
レイン電圧波形Ｖｄ２の動作をタイミングチャートで示
す。ドレイン電圧が大きいと非反転入力端子電圧Ｖｃが
大きくなり、比較器２１に入力されるＶｃが大きいほど
Ｑ３ゲート電圧Ｖｇ３が出力される時間の比が大きい。
これにより、Ｑ３ソース、ドレイン間オープンの時間が
長く昇圧回路４への入力電力が小さいため、スイッチン
グトランジスタドレイン電圧Ｖｄ１，Ｖｄ２が小さくな
る制御が行われる。この連続制御によりスイッチングト
ランジスタドレイン電圧Ｖｄ１，Ｖｄ２が一定の電圧値
に制御され、圧電トランスを駆動する電圧を一定に保つ
手段となっている。
電トランスを駆動する電圧を一定に保つような手段を施
し、電源電圧が変動しても駆動周波数を共振周波数付近
で使用し、効率悪化を防止する回路を追加した駆動回路
としては、特願平７−２６４０８１が知られている。こ
れは図１８に示すように、ドレイン電圧波形Ｖｄ１を分
圧、整流し、比較器２１の非反転入力端子に入力し、反
転入力端子にＶＣＯ１７で発生した駆動周波数の三角波
Ｖｒを入力し、その比較結果を反転させてＰチャネルパ
ワーＭＯＳＦＥＴのゲートに入力する回路である。図１
０にドレイン電圧波形Ｖｄ１を分圧、整流した電圧Ｖ
ｃ、周波数制御回路３で発生した駆動周波数の三角波Ｖ
ｒ、Ｑ３ゲート電圧Ｖｇ３、２位相駆動回路出力電圧Ｖ
ｇ１，Ｖｇ２、第１のスイッチングトランジスタドレイ
ン電圧波形Ｖｄ１、第２のスイッチングトランジスタド
レイン電圧波形Ｖｄ２の動作をタイミングチャートで示
す。ドレイン電圧が大きいと非反転入力端子電圧Ｖｃが
大きくなり、比較器２１に入力されるＶｃが大きいほど
Ｑ３ゲート電圧Ｖｇ３が出力される時間の比が大きい。
これにより、Ｑ３ソース、ドレイン間オープンの時間が
長く昇圧回路４への入力電力が小さいため、スイッチン
グトランジスタドレイン電圧Ｖｄ１，Ｖｄ２が小さくな
る制御が行われる。この連続制御によりスイッチングト
ランジスタドレイン電圧Ｖｄ１，Ｖｄ２が一定の電圧値
に制御され、圧電トランスを駆動する電圧を一定に保つ
手段となっている。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、特願平
７−６９２０７、特願平６−２４１０４９、特願平７−
２６４０８１による公知技術には、次の問題点がある。
７−６９２０７、特願平６−２４１０４９、特願平７−
２６４０８１による公知技術には、次の問題点がある。
【００１５】第１の問題点は、２位相駆動回路反転時に
流れる電流ピーク値は、駆動周波数が高いほど増大し、
上述の条件下では、駆動周波数掃引が永久または長時間
続くため、周囲温度が低いなどの理由により冷陰極管の
インピーダンスが高く点灯しない状態や、断線等による
負荷オープン状態時などには、２位相駆動回路の反転時
に電磁トランス一次側電流ピーク値が増加し、第１のオ
ートトランス５、第１のスイッチングトランジスタ１
７、第２のオートトランス６、第２のスイッチングトラ
ンジスタ１８が発熱してしまうことである。
流れる電流ピーク値は、駆動周波数が高いほど増大し、
上述の条件下では、駆動周波数掃引が永久または長時間
続くため、周囲温度が低いなどの理由により冷陰極管の
インピーダンスが高く点灯しない状態や、断線等による
負荷オープン状態時などには、２位相駆動回路の反転時
に電磁トランス一次側電流ピーク値が増加し、第１のオ
ートトランス５、第１のスイッチングトランジスタ１
７、第２のオートトランス６、第２のスイッチングトラ
ンジスタ１８が発熱してしまうことである。
【００１６】すなわち、周囲温度が低いなどの理由によ
り冷陰極管のインピーダンスが高く点灯しない状態や、
断線等による負荷オープン状態時など、比較器１４の入
力電圧が基準電圧Ｖｒｅｆより大きくなる帰還電流Ｉｏ
が発生しない場合、比較器１４の出力は高レベルのまま
となり駆動周波数は低下する。負荷インピーダンスは高
い状態なので、圧電トランス１の出力電圧は大きい。図
８に示す周波数ｆ３になると、出力電圧比較回路４１が
出力する。積分器１５はリセットされ出力電圧は最高電
圧となり、ＶＣＯ１７はｆ１の周波数を出力する状態に
なる。駆動周波数はｆ１から低下する。上記の一連の動
作を永久または長時間繰り返す。
り冷陰極管のインピーダンスが高く点灯しない状態や、
断線等による負荷オープン状態時など、比較器１４の入
力電圧が基準電圧Ｖｒｅｆより大きくなる帰還電流Ｉｏ
が発生しない場合、比較器１４の出力は高レベルのまま
となり駆動周波数は低下する。負荷インピーダンスは高
い状態なので、圧電トランス１の出力電圧は大きい。図
８に示す周波数ｆ３になると、出力電圧比較回路４１が
出力する。積分器１５はリセットされ出力電圧は最高電
圧となり、ＶＣＯ１７はｆ１の周波数を出力する状態に
なる。駆動周波数はｆ１から低下する。上記の一連の動
作を永久または長時間繰り返す。
【００１７】又、ＶＣＯがｆ１の周波数を出力する瞬
間、スイッチングトランジスタドレイン電圧波形Ｖｄ
１，Ｖｄ２は図１４に示す波形となる。Ｖｄ１，Ｖｄ２
は、図８に示す周波数ｆ０で、圧電トランス１と負荷２
の等価入力容量と、電磁トランスの一次側インダクタン
スと、二次側インダクタンスの合計のインダクタンスに
よって電圧共振波形にして、圧電トランス１の共振周期
の半分の時間でゼロ電圧になる正弦波の半波となるよう
に設定している。図１４に示すように、駆動周波数が共
振周波数ｆ０より高くなるほど、１周期の時間が短くな
るためゼロスイッチング直前の電圧が高くなる。このた
め、駆動周波数が高いほど、２位相駆動回路が反転する
瞬間に第１のオートトランス５、第１のスイッチングト
ランジスタ１７、第２のオートトランス６、第２のスイ
ッチングトランジスタ１８に流れる電流ピーク値が増加
する。駆動周波数の掃引が永久または長時間繰り返され
るため、駆動周波数がｆ０よりも遥かに高い周波数ｆ１
付近の通過を繰り返し、部品が発熱する。
間、スイッチングトランジスタドレイン電圧波形Ｖｄ
１，Ｖｄ２は図１４に示す波形となる。Ｖｄ１，Ｖｄ２
は、図８に示す周波数ｆ０で、圧電トランス１と負荷２
の等価入力容量と、電磁トランスの一次側インダクタン
スと、二次側インダクタンスの合計のインダクタンスに
よって電圧共振波形にして、圧電トランス１の共振周期
の半分の時間でゼロ電圧になる正弦波の半波となるよう
に設定している。図１４に示すように、駆動周波数が共
振周波数ｆ０より高くなるほど、１周期の時間が短くな
るためゼロスイッチング直前の電圧が高くなる。このた
め、駆動周波数が高いほど、２位相駆動回路が反転する
瞬間に第１のオートトランス５、第１のスイッチングト
ランジスタ１７、第２のオートトランス６、第２のスイ
ッチングトランジスタ１８に流れる電流ピーク値が増加
する。駆動周波数の掃引が永久または長時間繰り返され
るため、駆動周波数がｆ０よりも遥かに高い周波数ｆ１
付近の通過を繰り返し、部品が発熱する。
【００１８】第２の問題点について以下に述べる。帰還
電流Ｉｏを同じ値に設定しても、負荷の種類やその使用
環境や経時によるインピーダンスの違いにより、帰還電
流Ｉｏを安定して流す駆動周波数ｆ０の値が違ってく
る。又、負荷である冷陰極管の輝度をどの程度に設定す
るかによって帰還電流Ｉｏの設定値が変わるので、負荷
インピーダンスが固定でも駆動周波数が変わるため、そ
の全ての条件下における駆動周波数を、ＶＣＯ１５が発
生する駆動周波数掃引範囲に入れなければならない。し
たがって、積分器１５がリセットされ出力電圧が最高電
圧となった時のＶＣＯ発振周波数ｆ１の設定を低い周波
数にシフトさせることが設計的に困難である。
電流Ｉｏを同じ値に設定しても、負荷の種類やその使用
環境や経時によるインピーダンスの違いにより、帰還電
流Ｉｏを安定して流す駆動周波数ｆ０の値が違ってく
る。又、負荷である冷陰極管の輝度をどの程度に設定す
るかによって帰還電流Ｉｏの設定値が変わるので、負荷
インピーダンスが固定でも駆動周波数が変わるため、そ
の全ての条件下における駆動周波数を、ＶＣＯ１５が発
生する駆動周波数掃引範囲に入れなければならない。し
たがって、積分器１５がリセットされ出力電圧が最高電
圧となった時のＶＣＯ発振周波数ｆ１の設定を低い周波
数にシフトさせることが設計的に困難である。
【００１９】すなわち、周波数制御回路３の動作は、積
分器１５がリセットされ出力電圧が最高電圧となった時
のＶＣＯ周波数ｆ１から周波数を下げていき、比較器１
４に入力される電圧が基準電圧Ｖｒｅｆより大きくなる
ときＶＣＯ１５の出力周波数が一定になり、圧電トラン
ス１が一定の周波数で駆動される。従って周波数ｆ１
は、上述したように負荷のインピーダンスや輝度設定に
よりかわる駆動周波数のどれよりも高い周波数に設定し
なければ、管が安定した点灯をしない。
分器１５がリセットされ出力電圧が最高電圧となった時
のＶＣＯ周波数ｆ１から周波数を下げていき、比較器１
４に入力される電圧が基準電圧Ｖｒｅｆより大きくなる
ときＶＣＯ１５の出力周波数が一定になり、圧電トラン
ス１が一定の周波数で駆動される。従って周波数ｆ１
は、上述したように負荷のインピーダンスや輝度設定に
よりかわる駆動周波数のどれよりも高い周波数に設定し
なければ、管が安定した点灯をしない。
【００２０】上述の第１の問題点の解決はｆ１を低い周
波数へ移動させるものであり、第２の問題点の解決はｆ
１を高い周波数へ移動させれば余裕度が増すものであ
り、元来両者は相容れないものであり、設計が困難であ
る。
波数へ移動させるものであり、第２の問題点の解決はｆ
１を高い周波数へ移動させれば余裕度が増すものであ
り、元来両者は相容れないものであり、設計が困難であ
る。
【００２１】本発明の課題は、上記課題を解決し、周囲
温度が低いなどの理由により冷陰極管のインピーダンス
が高く点灯しない状態や、断線等による負荷オープン状
態時などに、第１のオートトランス、第１のスイッチン
グトランジスタ、第２のオートトランス、第２のスイッ
チングトランジスタの発熱を低減させることのできる圧
電トランスの駆動回路を提供することである。
温度が低いなどの理由により冷陰極管のインピーダンス
が高く点灯しない状態や、断線等による負荷オープン状
態時などに、第１のオートトランス、第１のスイッチン
グトランジスタ、第２のオートトランス、第２のスイッ
チングトランジスタの発熱を低減させることのできる圧
電トランスの駆動回路を提供することである。
【００２２】
【課題を解決するための手段】本発明によれば、一次側
電極から交流電圧を入力し圧電効果を利用して二次側電
極から出力する圧電トランスと、該圧電トランスの一次
側電極の一方に二次側端子を接続し前記一次側端子を電
源に接続した第１のオートトランスと、該第１のオート
トランスの中間端子を出力端に接続した第１のスイッチ
ングトランジスタと、前記圧電トランスの他方の一次側
電極に二次側端子を接続し一次側端子を電源に接続した
第２のオートトランスと、この第２のオートトランスの
中間端子が出力端に接続された第２のスイッチングトラ
ンジスタと、前記第１のスイッチングトランジスタと前
記第２のスイッチングトランジスタを交互に駆動する２
位相駆動回路と、周波数掃引範囲を切り換える機能を有
し、前記２位相駆動回路に対し駆動信号を出力する周波
数制御回路と、前記第１のスイッチングトランジスタの
ドレイン電圧のピーク値を一定に制御し、この一定制御
値を切り換える機能を有した駆動電圧制御回路と、出力
の過電圧を検知した場合、リセット信号と前記周波数掃
引範囲を切り換える周波数掃引範囲切換信号を周波数制
御回路に対して出力する過電圧保護回路を有することを
特徴とする圧電トランスの駆動回路が得られる。
電極から交流電圧を入力し圧電効果を利用して二次側電
極から出力する圧電トランスと、該圧電トランスの一次
側電極の一方に二次側端子を接続し前記一次側端子を電
源に接続した第１のオートトランスと、該第１のオート
トランスの中間端子を出力端に接続した第１のスイッチ
ングトランジスタと、前記圧電トランスの他方の一次側
電極に二次側端子を接続し一次側端子を電源に接続した
第２のオートトランスと、この第２のオートトランスの
中間端子が出力端に接続された第２のスイッチングトラ
ンジスタと、前記第１のスイッチングトランジスタと前
記第２のスイッチングトランジスタを交互に駆動する２
位相駆動回路と、周波数掃引範囲を切り換える機能を有
し、前記２位相駆動回路に対し駆動信号を出力する周波
数制御回路と、前記第１のスイッチングトランジスタの
ドレイン電圧のピーク値を一定に制御し、この一定制御
値を切り換える機能を有した駆動電圧制御回路と、出力
の過電圧を検知した場合、リセット信号と前記周波数掃
引範囲を切り換える周波数掃引範囲切換信号を周波数制
御回路に対して出力する過電圧保護回路を有することを
特徴とする圧電トランスの駆動回路が得られる。
【００２３】又、本発明によれば、一次側電極から交流
電圧を入力し圧電効果を利用して二次側電極から出力す
る圧電トランスと、この圧電トランスの一次側電極の一
方に二次側端子を接続し一次側端子を電源に接続した第
１のオートトランスと、この第１のオートトランスの中
間端子を出力端に接続した第１のスイッチングトランジ
スタと、圧電トランスの他方の一次側電極に二次側端子
を接続し一次側端子を電源に接続した第２のオートトラ
ンスと、この第２のオートトランスの中間端子が出力端
に接続された第２のスイッチングトランジスタと、第１
のスイッチングトランジスタと第２のスイッチングトラ
ンジスタを交互に駆動する２位相駆動回路と、周波数掃
引範囲を切り換える機能を有し、２位相駆動回路に対し
駆動信号を出力する周波数制御回路と、前記第１のスイ
ッチングトランジスタのドレイン電圧のピーク値を一定
に制御し、この一定制御値を外部からの信号により切り
換える機能を有した駆動電圧制御回路と、前記第１のス
イッチングトランジスタのドレイン電圧のピーク値の一
定制御における一定制御値を変更させる一定制御値変更
信号を駆動電圧制御回路に対して出力する過電圧保護回
路を有することを特徴とする圧電トランスの駆動回路が
得られる。
電圧を入力し圧電効果を利用して二次側電極から出力す
る圧電トランスと、この圧電トランスの一次側電極の一
方に二次側端子を接続し一次側端子を電源に接続した第
１のオートトランスと、この第１のオートトランスの中
間端子を出力端に接続した第１のスイッチングトランジ
スタと、圧電トランスの他方の一次側電極に二次側端子
を接続し一次側端子を電源に接続した第２のオートトラ
ンスと、この第２のオートトランスの中間端子が出力端
に接続された第２のスイッチングトランジスタと、第１
のスイッチングトランジスタと第２のスイッチングトラ
ンジスタを交互に駆動する２位相駆動回路と、周波数掃
引範囲を切り換える機能を有し、２位相駆動回路に対し
駆動信号を出力する周波数制御回路と、前記第１のスイ
ッチングトランジスタのドレイン電圧のピーク値を一定
に制御し、この一定制御値を外部からの信号により切り
換える機能を有した駆動電圧制御回路と、前記第１のス
イッチングトランジスタのドレイン電圧のピーク値の一
定制御における一定制御値を変更させる一定制御値変更
信号を駆動電圧制御回路に対して出力する過電圧保護回
路を有することを特徴とする圧電トランスの駆動回路が
得られる。
【００２４】又、本発明によれば、一次側電極から交流
電圧を入力し圧電効果を利用して二次側電極から出力す
る圧電トランスと、この圧電トランスの一次側電極の一
方に二次側端子を接続し一次側端子を電源に接続した第
１のオートトランスと、この第１のオートトランスの中
間端子を出力端に接続した第１のスイッチングトランジ
スタと、圧電トランスの他方の一次側電極に二次側端子
を接続し一次側端子を電源に接続した第２のオートトラ
ンスと、この第２のオートトランスの中間端子が出力端
に接続された第２のスイッチングトランジスタと、第１
のスイッチングトランジスタと第２のスイッチングトラ
ンジスタを交互に駆動する２位相駆動回路と、周波数掃
引範囲を切り換える機能を有し、２位相駆動回路に対し
駆動信号を出力する周波数制御回路と、前記第１のスイ
ッチングトランジスタのドレイン電圧のピーク値を一定
に制御し、この一定制御値を外部からの信号により切り
換える機能を有した駆動電圧制御回路と、出力の過電圧
を検知した場合、リセット信号と前記周波数掃引範囲を
切り換える周波数掃引範囲切り換え信号を周波数制御回
路に対して出力すると共に、前記第１のスイッチングト
ランジスタのドレイン電圧のピーク値一定制御における
一定制御値を変更させる変更信号を駆動電圧制御回路に
対して出力する過電圧保護回路を有することを特徴とす
る圧電トランスの駆動回路が得られる。
電圧を入力し圧電効果を利用して二次側電極から出力す
る圧電トランスと、この圧電トランスの一次側電極の一
方に二次側端子を接続し一次側端子を電源に接続した第
１のオートトランスと、この第１のオートトランスの中
間端子を出力端に接続した第１のスイッチングトランジ
スタと、圧電トランスの他方の一次側電極に二次側端子
を接続し一次側端子を電源に接続した第２のオートトラ
ンスと、この第２のオートトランスの中間端子が出力端
に接続された第２のスイッチングトランジスタと、第１
のスイッチングトランジスタと第２のスイッチングトラ
ンジスタを交互に駆動する２位相駆動回路と、周波数掃
引範囲を切り換える機能を有し、２位相駆動回路に対し
駆動信号を出力する周波数制御回路と、前記第１のスイ
ッチングトランジスタのドレイン電圧のピーク値を一定
に制御し、この一定制御値を外部からの信号により切り
換える機能を有した駆動電圧制御回路と、出力の過電圧
を検知した場合、リセット信号と前記周波数掃引範囲を
切り換える周波数掃引範囲切り換え信号を周波数制御回
路に対して出力すると共に、前記第１のスイッチングト
ランジスタのドレイン電圧のピーク値一定制御における
一定制御値を変更させる変更信号を駆動電圧制御回路に
対して出力する過電圧保護回路を有することを特徴とす
る圧電トランスの駆動回路が得られる。
【００２５】
【作用】圧電トランスは出力インピーダンスが高く、動
作が負荷のインピーダンスに依存するため、負荷のイン
ピーダンスが高いときは高電圧を発生する。周囲温度が
低いなどの理由により冷陰極管のインピーダンスが高く
点灯しない状態や、断線等による負荷オープン状態時な
どは、圧電トランスは高電圧を出力する。この圧電トラ
ンスの特徴を利用して以下の作用が実現する。
作が負荷のインピーダンスに依存するため、負荷のイン
ピーダンスが高いときは高電圧を発生する。周囲温度が
低いなどの理由により冷陰極管のインピーダンスが高く
点灯しない状態や、断線等による負荷オープン状態時な
どは、圧電トランスは高電圧を出力する。この圧電トラ
ンスの特徴を利用して以下の作用が実現する。
【００２６】本発明によれば、第１に、出力の過電圧を
検知した場合、周波数掃引範囲切り換え信号を周波数制
御回路に対して出力する過電圧保護回路とを有すること
により、帰還電流Ｉｏは検知しているが設定値とは違う
場合の駆動周波数掃引範囲上限周波数ｆ１と、周囲温度
が低いなどの理由により冷陰極管のインピーダンスが高
く点灯しない状態や断線等による負荷オープン状態時な
どの駆動周波数掃引範囲上限周波数ｆ４を切り換えが可
能となる。周波数ｆ４を周波数ｆ１より低周波数に設定
すれば、図１４に示すように２位相駆動回路が反転する
直前のスイッチングトランジスタドレイン電圧が低くな
る。これにより、周囲温度が低いなどの理由により冷陰
極管のインピーダンスが高く点灯しない状態や、断線等
による負荷オープン状態時などの、２位相駆動回路反転
時に電磁トランス一次側電流ピーク値は低減し、第１の
オートトランス、第１のスイッチングトランジスタ、第
２のオートトランス、第２のスイッチングトランジスタ
の発熱を低減させることができる。
検知した場合、周波数掃引範囲切り換え信号を周波数制
御回路に対して出力する過電圧保護回路とを有すること
により、帰還電流Ｉｏは検知しているが設定値とは違う
場合の駆動周波数掃引範囲上限周波数ｆ１と、周囲温度
が低いなどの理由により冷陰極管のインピーダンスが高
く点灯しない状態や断線等による負荷オープン状態時な
どの駆動周波数掃引範囲上限周波数ｆ４を切り換えが可
能となる。周波数ｆ４を周波数ｆ１より低周波数に設定
すれば、図１４に示すように２位相駆動回路が反転する
直前のスイッチングトランジスタドレイン電圧が低くな
る。これにより、周囲温度が低いなどの理由により冷陰
極管のインピーダンスが高く点灯しない状態や、断線等
による負荷オープン状態時などの、２位相駆動回路反転
時に電磁トランス一次側電流ピーク値は低減し、第１の
オートトランス、第１のスイッチングトランジスタ、第
２のオートトランス、第２のスイッチングトランジスタ
の発熱を低減させることができる。
【００２７】本発明によれば、第２に、第１のスイッチ
ングトランジスタドレイン電圧ピーク値一定制御の一定
制御値を変更させる信号を駆動電圧制御回路に対して出
力する過電圧保護回路を有することにより、周囲温度が
低いなどの理由により冷陰極管のインピーダンスが高く
点灯しない状態や断線等による負荷オープン状態時など
の、第１のスイッチングトランジスタドレイン電圧ピー
ク値一定制御値Ｖｄ４と、その他の場合の第１のスイッ
チングトランジスタドレイン電圧ピーク値Ｖｄ１とを切
り換え可能となる。第１のスイッチングトランジスタド
レイン電圧ピーク値を小さくすることは圧電トランスを
駆動する電圧波形のピーク値を小さくすることであり、
駆動回路への入力電流、入力電力を小さくすることであ
る。Ｖｄ４をＶｄ１よりも小さく設定すれば、周囲温度
が低いなどの理由により冷陰極管のインピーダンスが高
く点灯しない状態や、断線等による負荷オープン状態時
などの２位相駆動回路反転時に電磁トランス一次側電流
ピーク値は低減し、第１のオートトランス、第１のスイ
ッチングトランジスタ、第２のオートトランス、第２の
スイッチングトランジスタの発熱を低減させることがで
きる。
ングトランジスタドレイン電圧ピーク値一定制御の一定
制御値を変更させる信号を駆動電圧制御回路に対して出
力する過電圧保護回路を有することにより、周囲温度が
低いなどの理由により冷陰極管のインピーダンスが高く
点灯しない状態や断線等による負荷オープン状態時など
の、第１のスイッチングトランジスタドレイン電圧ピー
ク値一定制御値Ｖｄ４と、その他の場合の第１のスイッ
チングトランジスタドレイン電圧ピーク値Ｖｄ１とを切
り換え可能となる。第１のスイッチングトランジスタド
レイン電圧ピーク値を小さくすることは圧電トランスを
駆動する電圧波形のピーク値を小さくすることであり、
駆動回路への入力電流、入力電力を小さくすることであ
る。Ｖｄ４をＶｄ１よりも小さく設定すれば、周囲温度
が低いなどの理由により冷陰極管のインピーダンスが高
く点灯しない状態や、断線等による負荷オープン状態時
などの２位相駆動回路反転時に電磁トランス一次側電流
ピーク値は低減し、第１のオートトランス、第１のスイ
ッチングトランジスタ、第２のオートトランス、第２の
スイッチングトランジスタの発熱を低減させることがで
きる。
【００２８】
【発明の実施の形態】図１は本発明による第１の実施の
形態の構成を示すブロック図である。本実施の形態で
は、１は圧電トランス、２は負荷、３は周波数制御回
路、４は昇圧回路、５，６はオートトランス、７，８は
スイッチングトランジスタ、９は２位相駆動回路、１０
は過電圧保護回路、１１は駆動電圧制御回路である。図
２は周波数制御回路３の詳細図、図３は過電圧保護回路
１０の詳細図、図４は駆動電圧制御回路１１の詳細図で
ある。
形態の構成を示すブロック図である。本実施の形態で
は、１は圧電トランス、２は負荷、３は周波数制御回
路、４は昇圧回路、５，６はオートトランス、７，８は
スイッチングトランジスタ、９は２位相駆動回路、１０
は過電圧保護回路、１１は駆動電圧制御回路である。図
２は周波数制御回路３の詳細図、図３は過電圧保護回路
１０の詳細図、図４は駆動電圧制御回路１１の詳細図で
ある。
【００２９】圧電トランス１は、板状の圧電セラミクス
に一次側電極と二次側電圧を形成し一次側電圧は厚み方
向に分極をおこない、二次側電極には長手方向に分極を
おこなった３次ローゼン型圧電トランスである。一次側
電極に共振周波数の交流電圧を印加して、圧電効果によ
り励振させ、この機械的振動により二次側電極から電力
を取り出するもである。この圧電トランス１は、出力イ
ンピーダンスが高く動作が負荷のインピーダンスに依存
するため、負荷のインピーダンスが高いときは高電圧を
発生する特徴を有する。
に一次側電極と二次側電圧を形成し一次側電圧は厚み方
向に分極をおこない、二次側電極には長手方向に分極を
おこなった３次ローゼン型圧電トランスである。一次側
電極に共振周波数の交流電圧を印加して、圧電効果によ
り励振させ、この機械的振動により二次側電極から電力
を取り出するもである。この圧電トランス１は、出力イ
ンピーダンスが高く動作が負荷のインピーダンスに依存
するため、負荷のインピーダンスが高いときは高電圧を
発生する特徴を有する。
【００３０】圧電トランス１の一次側電極の一方には、
二次側端子を接続し一次側端子を電源に接続した第１の
オートトランス５と、この第１のオートトランス５の中
間端子を出力端に接続した第１のスイッチングトランジ
スタ７と、圧電トランス１の他方の一次側電極に二次側
端子を接続し一次側端子を電源に接続した第２のオート
トランス６と、この第２のオートトランスの中間端子が
出力端に接続された第２のスイッチングトランジスタ８
が接続されている。２位相駆動回路９から出力された逆
相のクロックによって、第１のスイッチングトランジス
タ７と第２のスイッチングトランジスタ８が交互にオン
状態になる。この第１のオートトランス５、第１のスイ
ッチングトランジスタ７、第２のオートトランス６、第
２のスイッチングトランジスタ８、２位相駆動回路９で
昇圧機能を構成している。周波数制御回路３は２位相駆
動回路９に対し駆動信号を出力する機能、駆動電圧制御
回路１１は第１のスイッチングトランジスタドレイン電
圧ピーク値を一定に制御する機能を有している。周囲温
度が低いなどの理由により冷陰極管のインピーダンスが
高く点灯しない状態や、断線等による負荷オープン状態
などは、負荷のインピーダンスは高いので、同じ駆動周
波数では１００ｋΩ前後のインピーダンスをもつ冷陰極
管が接続されている場合よりも圧電トランス１の出力電
圧は大きい。過電圧保護回路１０は圧電トランス１の破
壊防止のため、出力の過電圧を検知した場合周波数制御
回路３に対しリセット信号と周波数掃引範囲切り換え信
号を出力する機能を有している。
二次側端子を接続し一次側端子を電源に接続した第１の
オートトランス５と、この第１のオートトランス５の中
間端子を出力端に接続した第１のスイッチングトランジ
スタ７と、圧電トランス１の他方の一次側電極に二次側
端子を接続し一次側端子を電源に接続した第２のオート
トランス６と、この第２のオートトランスの中間端子が
出力端に接続された第２のスイッチングトランジスタ８
が接続されている。２位相駆動回路９から出力された逆
相のクロックによって、第１のスイッチングトランジス
タ７と第２のスイッチングトランジスタ８が交互にオン
状態になる。この第１のオートトランス５、第１のスイ
ッチングトランジスタ７、第２のオートトランス６、第
２のスイッチングトランジスタ８、２位相駆動回路９で
昇圧機能を構成している。周波数制御回路３は２位相駆
動回路９に対し駆動信号を出力する機能、駆動電圧制御
回路１１は第１のスイッチングトランジスタドレイン電
圧ピーク値を一定に制御する機能を有している。周囲温
度が低いなどの理由により冷陰極管のインピーダンスが
高く点灯しない状態や、断線等による負荷オープン状態
などは、負荷のインピーダンスは高いので、同じ駆動周
波数では１００ｋΩ前後のインピーダンスをもつ冷陰極
管が接続されている場合よりも圧電トランス１の出力電
圧は大きい。過電圧保護回路１０は圧電トランス１の破
壊防止のため、出力の過電圧を検知した場合周波数制御
回路３に対しリセット信号と周波数掃引範囲切り換え信
号を出力する機能を有している。
【００３１】次に、図１の各ブロック動作について説明
する。２位相駆動回路９から出力された逆相のクロック
によって、第１のスイッチングトランジスタ７と第２の
スイッチングトランジスタ８が交互にオン状態になり第
１のオートトランス５と第２のオートトランス６の一次
側に電源ＶＤＤから電流を流し電流エネルギーとしてチ
ャージする。第１のスイッチングトランジスタ７、第２
のスイッチングトランジスタ８がオフ状態になるとチャ
ージしたエネルギーを放出し、電圧エネルギーとして電
源電圧より高い電圧を発生する。第１のスイッチングト
ランジスタ７のドレインに発生する電圧Ｖｄ１、第２の
スイッチングトランジスタ８のドレインに発生する電圧
Ｖｄ２は、電源電圧ＶＤＤ［Ｖ］の約３倍のピーク電圧
になる。このＶｄ１，Ｖｄ２は、第１のオートトランス
５と第２のオートトランス６の二次側で、その巻線比Ｎ
に比例した電圧に変換されて、圧電トランス１の一次側
電極に入力される。図７に示す圧電トランス入力電圧波
形Ｖｓ１，Ｖｓ２と、スイッチングトランジスタドレイ
ン電圧波形Ｖｄ１，Ｖｄ２は、図７に示す周波数ｆ０に
おいて、圧電トランス１と負荷２の等価入力容量と、電
磁トランスの一次側インダクタンスと、二次側インダク
タンスの、合計のインダクタンスによって電圧共振波形
にして、圧電トランス１の共振周期の半分の時間でゼロ
電圧になる正弦波の半波に設定する。
する。２位相駆動回路９から出力された逆相のクロック
によって、第１のスイッチングトランジスタ７と第２の
スイッチングトランジスタ８が交互にオン状態になり第
１のオートトランス５と第２のオートトランス６の一次
側に電源ＶＤＤから電流を流し電流エネルギーとしてチ
ャージする。第１のスイッチングトランジスタ７、第２
のスイッチングトランジスタ８がオフ状態になるとチャ
ージしたエネルギーを放出し、電圧エネルギーとして電
源電圧より高い電圧を発生する。第１のスイッチングト
ランジスタ７のドレインに発生する電圧Ｖｄ１、第２の
スイッチングトランジスタ８のドレインに発生する電圧
Ｖｄ２は、電源電圧ＶＤＤ［Ｖ］の約３倍のピーク電圧
になる。このＶｄ１，Ｖｄ２は、第１のオートトランス
５と第２のオートトランス６の二次側で、その巻線比Ｎ
に比例した電圧に変換されて、圧電トランス１の一次側
電極に入力される。図７に示す圧電トランス入力電圧波
形Ｖｓ１，Ｖｓ２と、スイッチングトランジスタドレイ
ン電圧波形Ｖｄ１，Ｖｄ２は、図７に示す周波数ｆ０に
おいて、圧電トランス１と負荷２の等価入力容量と、電
磁トランスの一次側インダクタンスと、二次側インダク
タンスの、合計のインダクタンスによって電圧共振波形
にして、圧電トランス１の共振周期の半分の時間でゼロ
電圧になる正弦波の半波に設定する。
【００３２】周波数制御回路３は図２に示すように電流
電圧変換回路１２、整流回路１３、比較器１４、積分器
１５、比較器１６、ＶＣＯ１７から構成されている。負
荷２から帰還される電流Ｉｏが電流電圧変換回路１２で
その抵抗値の比率により分圧された電圧に変換され、整
流回路１３で直流電圧に変換され、比較器１４に入力さ
れる。この比較器１４では基準電圧Ｖｒｅｆと比較さ
れ、入力電圧が小さい場合、積分器１５の放電経路を遮
断する信号を積分器１５に対して出力する。積分器１５
は放電経路を遮断する信号が入力された期間、出力電圧
が一定の割合で上昇するように構成されており、この出
力電圧はＶＣＯ１７に入力される。ＶＣＯ１７は入力さ
れた電圧値に反比例した周波数パルスを出力する電圧制
御発振器でこの周波数で圧電トランス１を駆動する。よ
って、比較器１４に基準電圧Ｖｒｅｆより小さい電圧が
入力された場合、駆動周波数は下がり続ける。
電圧変換回路１２、整流回路１３、比較器１４、積分器
１５、比較器１６、ＶＣＯ１７から構成されている。負
荷２から帰還される電流Ｉｏが電流電圧変換回路１２で
その抵抗値の比率により分圧された電圧に変換され、整
流回路１３で直流電圧に変換され、比較器１４に入力さ
れる。この比較器１４では基準電圧Ｖｒｅｆと比較さ
れ、入力電圧が小さい場合、積分器１５の放電経路を遮
断する信号を積分器１５に対して出力する。積分器１５
は放電経路を遮断する信号が入力された期間、出力電圧
が一定の割合で上昇するように構成されており、この出
力電圧はＶＣＯ１７に入力される。ＶＣＯ１７は入力さ
れた電圧値に反比例した周波数パルスを出力する電圧制
御発振器でこの周波数で圧電トランス１を駆動する。よ
って、比較器１４に基準電圧Ｖｒｅｆより小さい電圧が
入力された場合、駆動周波数は下がり続ける。
【００３３】これは図７に示すように圧電トランス１の
駆動周波数がｆ１から下がるように設定されているの
で、圧電トランス１の共振周波数ｆｒに近づくことにな
り、圧電トランス１の昇圧比が増加し圧電トランス１の
出力電流が時間的に増加する。
駆動周波数がｆ１から下がるように設定されているの
で、圧電トランス１の共振周波数ｆｒに近づくことにな
り、圧電トランス１の昇圧比が増加し圧電トランス１の
出力電流が時間的に増加する。
【００３４】図５にＶＣＯ１７の詳細ブロック図を示
す。ＶＣＯ１７の出力周波数は、コンデンサ３０に充放
電される周波数で決定し、コンデンサ３０に充放電する
周波数は充放電電流値で決定しこの電流値は４個の定電
流源で得られる電流値である。定電流源２４で得られる
電流値は積分器１５の出力電圧で決定され、積分器１５
の出力電圧が大きいほど得られる電流値は小さい。定電
流源２６で得られる電流値は、定電流源２４で得られる
電流値の２倍になるように設定する。定電流源２５で得
られる電流値は抵抗２９の値で決定され、抵抗２９の値
が大きい程得られる電流値は小さい。定電流源２７で得
られる電流値は、定電流源２５で得られる電流値の２倍
になるように設定する。
す。ＶＣＯ１７の出力周波数は、コンデンサ３０に充放
電される周波数で決定し、コンデンサ３０に充放電する
周波数は充放電電流値で決定しこの電流値は４個の定電
流源で得られる電流値である。定電流源２４で得られる
電流値は積分器１５の出力電圧で決定され、積分器１５
の出力電圧が大きいほど得られる電流値は小さい。定電
流源２６で得られる電流値は、定電流源２４で得られる
電流値の２倍になるように設定する。定電流源２５で得
られる電流値は抵抗２９の値で決定され、抵抗２９の値
が大きい程得られる電流値は小さい。定電流源２７で得
られる電流値は、定電流源２５で得られる電流値の２倍
になるように設定する。
【００３５】ＶＣＯ１７の動作を図８にタイミングチャ
ートでしめす。コンデンサ３０にチャージされている電
荷がない状態では、比較器２８の反転入力端子電圧Ｖｒ
は非反転入力端子電圧Ｖｎよりもはるかに小さく、比較
器２８の出力Ｖｃは高レベルとなる。比較器２８の出力
Ｖｃが高レベルの間スイッチ３１、スイッチ３２、スイ
ッチ３３はオフ状態となり反転入力端子電圧Ｖｒと出力
電圧Ｖｖｃｏは一定の割合で上昇を続ける。反転入力端
子電圧Ｖｒと非反転入力端子電圧Ｖｎが同じ電圧になる
と、比較器２８の出力Ｖｃは低レベルになり、スイッチ
３１、スイッチ３２、スイッチ３３はオン状態になる。
非反転入力端子電圧Ｖｎは低レベルとなる。コンデンサ
３０に流れ込む電流である定電流源２４、定電流源２５
の和よりも、コンデンサ３０から流れ出る電流定電流源
２６、定電流源２７の和のほうが大きいので、反転入力
端子電圧Ｖｒは、一定の割合で下降を続ける。定電流源
３４で得られる電流はスイッチ３２を経てグランドに流
れ込むので出力電圧Ｖｖｃｏは０Ｖとなる。反転入力端
子電圧Ｖｒが非反転入力端子電圧Ｖｎより低くなると、
比較器２８の出力Ｖｃは高レベルになり、スイッチ３
１、スイッチ３２、スイッチ３３はオフ状態になる。非
反転入力端子電圧Ｖｎは高レベルとなる。反転入力端子
電圧Ｖｒと出力電圧Ｖｖｃｏは再び一定の割合で上昇を
続ける。
ートでしめす。コンデンサ３０にチャージされている電
荷がない状態では、比較器２８の反転入力端子電圧Ｖｒ
は非反転入力端子電圧Ｖｎよりもはるかに小さく、比較
器２８の出力Ｖｃは高レベルとなる。比較器２８の出力
Ｖｃが高レベルの間スイッチ３１、スイッチ３２、スイ
ッチ３３はオフ状態となり反転入力端子電圧Ｖｒと出力
電圧Ｖｖｃｏは一定の割合で上昇を続ける。反転入力端
子電圧Ｖｒと非反転入力端子電圧Ｖｎが同じ電圧になる
と、比較器２８の出力Ｖｃは低レベルになり、スイッチ
３１、スイッチ３２、スイッチ３３はオン状態になる。
非反転入力端子電圧Ｖｎは低レベルとなる。コンデンサ
３０に流れ込む電流である定電流源２４、定電流源２５
の和よりも、コンデンサ３０から流れ出る電流定電流源
２６、定電流源２７の和のほうが大きいので、反転入力
端子電圧Ｖｒは、一定の割合で下降を続ける。定電流源
３４で得られる電流はスイッチ３２を経てグランドに流
れ込むので出力電圧Ｖｖｃｏは０Ｖとなる。反転入力端
子電圧Ｖｒが非反転入力端子電圧Ｖｎより低くなると、
比較器２８の出力Ｖｃは高レベルになり、スイッチ３
１、スイッチ３２、スイッチ３３はオフ状態になる。非
反転入力端子電圧Ｖｎは高レベルとなる。反転入力端子
電圧Ｖｒと出力電圧Ｖｖｃｏは再び一定の割合で上昇を
続ける。
【００３６】以上の動作を繰り返しＶＣＯ１５は周波数
を発生する。また、積分器１５の出力電圧により、ＶＣ
Ｏ１７の発振周波数が変わる。
を発生する。また、積分器１５の出力電圧により、ＶＣ
Ｏ１７の発振周波数が変わる。
【００３７】図７に示すＶＣＯ１５の発信周波数掃引範
囲の上限周波数ｆ１は、積分器１３の出力電圧下限値を
変更しない場合、ＶＣＯ１５回路内の抵抗２９とコンデ
ンサ３０の値で決定される。抵抗２９は２つの抵抗が並
列になり、一方は直接接地され、一方はスイッチを介し
て接地されている。このスイッチはその制御端子に高レ
ベルの信号が入力されたときオフし、低レベル又は無入
力のときオンする動作で、制御端子に高レベル信号入力
時のほうが低レベルまたは無入力時よりも抵抗２９の値
は大きくなる。
囲の上限周波数ｆ１は、積分器１３の出力電圧下限値を
変更しない場合、ＶＣＯ１５回路内の抵抗２９とコンデ
ンサ３０の値で決定される。抵抗２９は２つの抵抗が並
列になり、一方は直接接地され、一方はスイッチを介し
て接地されている。このスイッチはその制御端子に高レ
ベルの信号が入力されたときオフし、低レベル又は無入
力のときオンする動作で、制御端子に高レベル信号入力
時のほうが低レベルまたは無入力時よりも抵抗２９の値
は大きくなる。
【００３８】２位相駆動回路９は出力電圧Ｖｇ１，Ｖｇ
２の２つの相反した出力端子をもつブロックである。周
波数制御回路３ＶＣＯ１７の出力電圧Ｖｖｃｏを入力
し、このパルスが入力されるたびに、２つの出力電圧は
反転を繰り返す。
２の２つの相反した出力端子をもつブロックである。周
波数制御回路３ＶＣＯ１７の出力電圧Ｖｖｃｏを入力
し、このパルスが入力されるたびに、２つの出力電圧は
反転を繰り返す。
【００３９】図４に駆動電圧制御回路１１の詳細図を示
す。第１のスイッチングトランジスタ７のドレイン電圧
波形Ｖｄ１を入力して、抵抗３５と抵抗３６で分圧した
電圧を整流し直流電圧Ｖｉに変換する。積分回路２３で
はＶｓが入力されていて、この直流電圧Ｖｉとの電圧差
を積分して出力電圧Ｖｃを比較器２１に出力する。比較
器２１の非反転入力端子にはＶＣＯ１７からＶｒが入力
されていて、ＶｒよりもＶｃが大きい間比較器２１の出
力は高レベルとなり、この出力はＱ３のゲート電圧とな
る。Ｑ３にはＰチャネルパワーＭＯＳＦＥＴを使用して
いて比較器２１の出力が高レベルの間Ｑ３のソース、ド
レイン間はオフ状態となり、昇圧回路４へ電力が入らな
い。
す。第１のスイッチングトランジスタ７のドレイン電圧
波形Ｖｄ１を入力して、抵抗３５と抵抗３６で分圧した
電圧を整流し直流電圧Ｖｉに変換する。積分回路２３で
はＶｓが入力されていて、この直流電圧Ｖｉとの電圧差
を積分して出力電圧Ｖｃを比較器２１に出力する。比較
器２１の非反転入力端子にはＶＣＯ１７からＶｒが入力
されていて、ＶｒよりもＶｃが大きい間比較器２１の出
力は高レベルとなり、この出力はＱ３のゲート電圧とな
る。Ｑ３にはＰチャネルパワーＭＯＳＦＥＴを使用して
いて比較器２１の出力が高レベルの間Ｑ３のソース、ド
レイン間はオフ状態となり、昇圧回路４へ電力が入らな
い。
【００４０】図９に比較器２８反転入力端子電圧Ｖｒ、
積分回路２３出力電圧Ｖｃ、比較器２１出力電圧Ｖｆ
３、２位相駆動回路出力電圧Ｖｇ１，Ｖｇ２、第１のス
イッチングトランジスタドレイン電圧波形Ｖｄ１、第２
のスイッチングトランジスタドレイン電圧波形Ｖｄ２の
動作をタイミングチャートで示す。第１のスイッチング
トランジスタドレイン電圧Ｖｄ１が小さいと積分回路２
３の出力電圧Ｖｃが大きくなり、Ｑ３ソース、ドレイン
間オンの時間が長く昇圧回路４への入力電力が大きいた
め、スイッチングトランジスタドレイン電圧Ｖｄ１，Ｖ
ｄ２が大きくなる。このためオートトランス巻線比Ｎに
比例した圧電トランス入力電圧Ｖｓ１，Ｖｓ２も大きく
なる。
積分回路２３出力電圧Ｖｃ、比較器２１出力電圧Ｖｆ
３、２位相駆動回路出力電圧Ｖｇ１，Ｖｇ２、第１のス
イッチングトランジスタドレイン電圧波形Ｖｄ１、第２
のスイッチングトランジスタドレイン電圧波形Ｖｄ２の
動作をタイミングチャートで示す。第１のスイッチング
トランジスタドレイン電圧Ｖｄ１が小さいと積分回路２
３の出力電圧Ｖｃが大きくなり、Ｑ３ソース、ドレイン
間オンの時間が長く昇圧回路４への入力電力が大きいた
め、スイッチングトランジスタドレイン電圧Ｖｄ１，Ｖ
ｄ２が大きくなる。このためオートトランス巻線比Ｎに
比例した圧電トランス入力電圧Ｖｓ１，Ｖｓ２も大きく
なる。
【００４１】駆動電圧制御回路１１に入力される電圧が
同じでも整流回路２２の抵抗３５，３６の比を変える
と、分圧後の電圧が変わり積分回路２３出力電圧Ｖｃも
変わりＱ３ゲート電圧のデューティー比が変わるため、
昇圧回路４への入力電力を変更することができる。
同じでも整流回路２２の抵抗３５，３６の比を変える
と、分圧後の電圧が変わり積分回路２３出力電圧Ｖｃも
変わりＱ３ゲート電圧のデューティー比が変わるため、
昇圧回路４への入力電力を変更することができる。
【００４２】過電圧保護回路１０は図３に示すように分
圧回路１８、整流回路１９、比較器ブロック２０から構
成される。圧電トランス１の二次側電極から出力される
Ｖｏが分圧回路１８でその抵抗比に分圧され、整流回路
２１で直流電圧に変換され、比較器２２に入力される。
比較器２２では基準電圧Ｖｍａｘと比較され、入力電圧
が大きい場合２つの信号Ｖｐ１，Ｖｐ２を出力する。出
力信号Ｖｐ１は、積分器１３をリセットする信号であ
る。積分器１３の出力電圧は最低電圧となる。出力信号
Ｖｐ２はＶＣＯ１７のスイッチ３１のオン、オフ切り替
えの信号で、Ｖｐ２が出力されたときスイッチ３４はオ
フになる。Ｖｐ２は時定数をもった出力で比較器２０の
出力が一度高レベルになると、積分器１３の出力が最低
電圧から最高電圧になるまでに要する時間と同じ長さの
間出力を続ける。また、分圧回路２０の抵抗比の設定
は、これ以上大きくなると圧電トランス１の特性劣化発
生する出力電圧Ｖｏが、整流回路２１通過後、基準電圧
Ｖｍａｘと等しくなるようにする。
圧回路１８、整流回路１９、比較器ブロック２０から構
成される。圧電トランス１の二次側電極から出力される
Ｖｏが分圧回路１８でその抵抗比に分圧され、整流回路
２１で直流電圧に変換され、比較器２２に入力される。
比較器２２では基準電圧Ｖｍａｘと比較され、入力電圧
が大きい場合２つの信号Ｖｐ１，Ｖｐ２を出力する。出
力信号Ｖｐ１は、積分器１３をリセットする信号であ
る。積分器１３の出力電圧は最低電圧となる。出力信号
Ｖｐ２はＶＣＯ１７のスイッチ３１のオン、オフ切り替
えの信号で、Ｖｐ２が出力されたときスイッチ３４はオ
フになる。Ｖｐ２は時定数をもった出力で比較器２０の
出力が一度高レベルになると、積分器１３の出力が最低
電圧から最高電圧になるまでに要する時間と同じ長さの
間出力を続ける。また、分圧回路２０の抵抗比の設定
は、これ以上大きくなると圧電トランス１の特性劣化発
生する出力電圧Ｖｏが、整流回路２１通過後、基準電圧
Ｖｍａｘと等しくなるようにする。
【００４３】次に、本発明による第１の実施の形態の回
路全体動作について説明する。
路全体動作について説明する。
【００４４】圧電トランス入力電圧Ｖｓ１，Ｖｓ２は圧
電トランス１の入力電極に交互に入力されるので、等価
的に正弦波の波形が駆動電圧として圧電トランス１を振
動させ、圧電トランス１の形状によって決定される昇圧
比Ｍ倍の出力電圧が二次側電極から出力される。この電
圧Ｖｏが負荷２に印加され、負荷を流れて帰還する電流
Ｉｏが周波数制御回路３に入力される。周波数制御回路
３は、２位相駆動回路９に対して圧電トランス１を駆動
する周波数を発生する。この駆動周波数はｆ１から一定
の割合で低下し、駆動周波数ｆ０において比較器１４に
入力される電圧が基準電圧Ｖｒｅｆより大きくなり、比
較器１４は積分器１５に対し、放電経路を復帰させる信
号を出力する。これにより、積分器１５の出力信号は放
電経路が復帰する直前の電圧を保ったままになり、ＶＣ
Ｏ１５の出力周波数が一定になり圧電トランス１が一定
の周波数で駆動される。
電トランス１の入力電極に交互に入力されるので、等価
的に正弦波の波形が駆動電圧として圧電トランス１を振
動させ、圧電トランス１の形状によって決定される昇圧
比Ｍ倍の出力電圧が二次側電極から出力される。この電
圧Ｖｏが負荷２に印加され、負荷を流れて帰還する電流
Ｉｏが周波数制御回路３に入力される。周波数制御回路
３は、２位相駆動回路９に対して圧電トランス１を駆動
する周波数を発生する。この駆動周波数はｆ１から一定
の割合で低下し、駆動周波数ｆ０において比較器１４に
入力される電圧が基準電圧Ｖｒｅｆより大きくなり、比
較器１４は積分器１５に対し、放電経路を復帰させる信
号を出力する。これにより、積分器１５の出力信号は放
電経路が復帰する直前の電圧を保ったままになり、ＶＣ
Ｏ１５の出力周波数が一定になり圧電トランス１が一定
の周波数で駆動される。
【００４５】圧電トランス１が一定の周波数で駆動され
はじめた後、管のインピーダンス変動等何らかの原因に
より帰還電流Ｉｏが変動し、比較器１４の入力電圧が基
準電圧Ｖｒｅｆより小さくなる場合、比較器１４の出力
は、積分器１５の放電経路を遮断する信号を出力し駆動
周波数は低下する。周波数ｆ２になると、積分器１５の
出力を入力する比較器１６は、基準電圧Ｖｍｉｎより低
くなって、積分器１５に対してリセット信号を出力す
る。積分器１５はリセットされ、出力電圧は最低電圧と
なり、ＶＣＯ１７はｆ１の周波数を出力する状態にな
り、以上の動作を繰り返す。この動作のなかで、比較器
１４の入力電圧がＶｒｅｆの電圧と同じ大きさになる周
波数が見つかった場合には、積分器１３の出力電圧はそ
の電圧を保ったままになり、ＶＣＯ１５の出力周波数が
一定になる。
はじめた後、管のインピーダンス変動等何らかの原因に
より帰還電流Ｉｏが変動し、比較器１４の入力電圧が基
準電圧Ｖｒｅｆより小さくなる場合、比較器１４の出力
は、積分器１５の放電経路を遮断する信号を出力し駆動
周波数は低下する。周波数ｆ２になると、積分器１５の
出力を入力する比較器１６は、基準電圧Ｖｍｉｎより低
くなって、積分器１５に対してリセット信号を出力す
る。積分器１５はリセットされ、出力電圧は最低電圧と
なり、ＶＣＯ１７はｆ１の周波数を出力する状態にな
り、以上の動作を繰り返す。この動作のなかで、比較器
１４の入力電圧がＶｒｅｆの電圧と同じ大きさになる周
波数が見つかった場合には、積分器１３の出力電圧はそ
の電圧を保ったままになり、ＶＣＯ１５の出力周波数が
一定になる。
【００４６】周囲温度が低いなどの理由により冷陰極管
のインピーダンスが高く点灯しない状態や、断線等によ
る負荷オープン状態時など、負荷のインピーダンスが高
い状態では上述と同様駆動周波数は低下しつづける。負
荷インピーダンスが大きいので圧電トランス１の出力電
圧Ｖｏが大きく、周波数ｆ３において過電圧保護回路１
０の比較器２２に入力される電圧が基準電圧Ｖｍａｘよ
り大きくなりＶｐ１，Ｖｐ２が出力される。Ｖｐ２の出
力によりＶＣＯ１７のスイッチ３４がオフし、抵抗２９
の値は大きくなる。Ｖｐ１の出力により積分器１３はリ
セットされ出力電圧は最低電圧となるが、ＶＣＯ１７は
抵抗２９の値が大きくなっているため周波数はｆ４にな
る。ＶＣＯ１７の周波数はｆ４から低下し以上の動作を
繰り返す。
のインピーダンスが高く点灯しない状態や、断線等によ
る負荷オープン状態時など、負荷のインピーダンスが高
い状態では上述と同様駆動周波数は低下しつづける。負
荷インピーダンスが大きいので圧電トランス１の出力電
圧Ｖｏが大きく、周波数ｆ３において過電圧保護回路１
０の比較器２２に入力される電圧が基準電圧Ｖｍａｘよ
り大きくなりＶｐ１，Ｖｐ２が出力される。Ｖｐ２の出
力によりＶＣＯ１７のスイッチ３４がオフし、抵抗２９
の値は大きくなる。Ｖｐ１の出力により積分器１３はリ
セットされ出力電圧は最低電圧となるが、ＶＣＯ１７は
抵抗２９の値が大きくなっているため周波数はｆ４にな
る。ＶＣＯ１７の周波数はｆ４から低下し以上の動作を
繰り返す。
【００４７】従って、本発明による圧電トランスの駆動
回路によれば、帰還電流Ｉｏが発生している場合のＶＣ
Ｏ１７の周波数掃引範囲はｆ１からｆ２迄であり、周囲
温度が低いなどの理由により系陰極管のインピーダンス
が高く点灯しない状態や、断線等による負荷オープン状
態時などの、ＶＣＯ１７の周波数掃引範囲はｆ４からｆ
３迄である。周囲温度が低いなどの理由により冷陰極管
のインピーダンスが高く点灯しない状態や、断線等によ
る負荷オープン状態時など長時間又は永久にＶＣＯ１７
の周波数掃引の動作が続く場合には、周波数掃引の上限
周波数を低めに移動させることにより、図１３に示すよ
うに２位相駆動回路が反転する直前のスイッチングトラ
ンジスタドレイン電圧が低くなる。これにより上限周波
数において２位相駆動回路が反転する瞬間に発生する第
１のオートトランス５、第１のスイッチングトランジス
タ１７、第２のオートトランス６、第２のスイッチング
トランジスタ１８に流れる電流ピーク値が減少し、第１
のオートトランス５、第１のスイッチングトランジスタ
１７、第２のオートトランス６、第２のスイッチングト
ランジスタ１８の発熱を低減することができる。
回路によれば、帰還電流Ｉｏが発生している場合のＶＣ
Ｏ１７の周波数掃引範囲はｆ１からｆ２迄であり、周囲
温度が低いなどの理由により系陰極管のインピーダンス
が高く点灯しない状態や、断線等による負荷オープン状
態時などの、ＶＣＯ１７の周波数掃引範囲はｆ４からｆ
３迄である。周囲温度が低いなどの理由により冷陰極管
のインピーダンスが高く点灯しない状態や、断線等によ
る負荷オープン状態時など長時間又は永久にＶＣＯ１７
の周波数掃引の動作が続く場合には、周波数掃引の上限
周波数を低めに移動させることにより、図１３に示すよ
うに２位相駆動回路が反転する直前のスイッチングトラ
ンジスタドレイン電圧が低くなる。これにより上限周波
数において２位相駆動回路が反転する瞬間に発生する第
１のオートトランス５、第１のスイッチングトランジス
タ１７、第２のオートトランス６、第２のスイッチング
トランジスタ１８に流れる電流ピーク値が減少し、第１
のオートトランス５、第１のスイッチングトランジスタ
１７、第２のオートトランス６、第２のスイッチングト
ランジスタ１８の発熱を低減することができる。
【００４８】図１０は本発明による第２の実施の形態の
構成のブロック図である。本実施の形態において１は電
圧トランス、２は負荷、３は周波数制御回路、４は昇圧
回路、５，６はオートトランス、７，８はスイッチング
トランジスタ、９は２位相駆動回路、１０は過電圧保護
回路、１１は駆動電圧制御回路である。図１０による実
施の形態は比較ブロック２０出力Ｖｐ２が制御するスイ
ッチが駆動電圧制御回路１１のなかの整流回路２２のス
イッチ３７に書き換えられた点が特徴である。図１１に
示すようにＶＣＯ１７の抵抗２９は固定値となる。図１
２に示す駆動回路１１のなかの整流回路２２の抵抗３６
は２つの抵抗が並列になり、一方は直接接地され、一方
はスイッチを介して接地されている。このスイッチはそ
の制御端子に高レベルの信号が入力されたときオフし、
低レベル又は無入力のときオンする動作で、制御端子高
レベル信号入力時のほうが低レベルまたは無入力時より
も抵抗３６の値は大きくなる。過電圧制御回路１１の出
力Ｖｐ２が制御する回路を、周波数制御回路３から駆動
電圧制御回路１１に変更したことを除いては図１と同じ
である。
構成のブロック図である。本実施の形態において１は電
圧トランス、２は負荷、３は周波数制御回路、４は昇圧
回路、５，６はオートトランス、７，８はスイッチング
トランジスタ、９は２位相駆動回路、１０は過電圧保護
回路、１１は駆動電圧制御回路である。図１０による実
施の形態は比較ブロック２０出力Ｖｐ２が制御するスイ
ッチが駆動電圧制御回路１１のなかの整流回路２２のス
イッチ３７に書き換えられた点が特徴である。図１１に
示すようにＶＣＯ１７の抵抗２９は固定値となる。図１
２に示す駆動回路１１のなかの整流回路２２の抵抗３６
は２つの抵抗が並列になり、一方は直接接地され、一方
はスイッチを介して接地されている。このスイッチはそ
の制御端子に高レベルの信号が入力されたときオフし、
低レベル又は無入力のときオンする動作で、制御端子高
レベル信号入力時のほうが低レベルまたは無入力時より
も抵抗３６の値は大きくなる。過電圧制御回路１１の出
力Ｖｐ２が制御する回路を、周波数制御回路３から駆動
電圧制御回路１１に変更したことを除いては図１と同じ
である。
【００４９】次に、本発明による第２の実施の形態の動
作について説明する。
作について説明する。
【００５０】周囲温度が低いなどの理由により冷陰極管
のインピーダンスが高く点灯しない状態や断線等による
負荷オープン状態時などは、比較器１４の出力は積分器
１５の放電経路を遮断する信号となり駆動周波数は一定
の割合で低下をつづける。周波数ｆ３において過電圧保
護回路１０が過電圧を検知した場合、Ｖｐ１，Ｖｐ２を
出力する。Ｖｐ１の出力により積分器１３はリセットさ
れ積分器１３の出力電圧は最低電圧となりＶＣＯ１７は
周波数ｆ１を出力する。この周波数ｆ１から再び駆動周
波数は一定の割合で低下をして、上記の動作を繰り返
す。Ｖｐ２の出力により整流回路２２のスイッチ３７が
オフし積分回路２３への入力電圧Ｖｉが増大するので出
力Ｖｃは低下する。このため比較器２１出力のＶｇ３は
高レベルを出力する時間比が大きくなり、Ｑ３ソース、
ドレイン間オープンの時間比が大きくなり、昇圧回路４
へ供給される電力が少なくなることから、スイッチング
トランジスタドレイン電圧波形Ｖｄ１，Ｖｄ２のピーク
電圧値が減少する。これにより周波数ｆ１付近において
２位相駆動回路が反転する直前のスイッチングトランジ
スタドレイン電圧が小さくなり、２位相駆動回路が反転
する瞬間に発生する第１のオートトランス５、第１のス
イッチングトランジスタ１７、第２のオートトランス
６、第２のスイッチングトランジスタ１８に流れる電流
ピーク値が減少し第１のオートトランス５、第１のスイ
ッチングトランジスタ１７、第２のオートトランス６、
第２のスイッチングトランジスタ１８の発熱を低減する
ことができる。
のインピーダンスが高く点灯しない状態や断線等による
負荷オープン状態時などは、比較器１４の出力は積分器
１５の放電経路を遮断する信号となり駆動周波数は一定
の割合で低下をつづける。周波数ｆ３において過電圧保
護回路１０が過電圧を検知した場合、Ｖｐ１，Ｖｐ２を
出力する。Ｖｐ１の出力により積分器１３はリセットさ
れ積分器１３の出力電圧は最低電圧となりＶＣＯ１７は
周波数ｆ１を出力する。この周波数ｆ１から再び駆動周
波数は一定の割合で低下をして、上記の動作を繰り返
す。Ｖｐ２の出力により整流回路２２のスイッチ３７が
オフし積分回路２３への入力電圧Ｖｉが増大するので出
力Ｖｃは低下する。このため比較器２１出力のＶｇ３は
高レベルを出力する時間比が大きくなり、Ｑ３ソース、
ドレイン間オープンの時間比が大きくなり、昇圧回路４
へ供給される電力が少なくなることから、スイッチング
トランジスタドレイン電圧波形Ｖｄ１，Ｖｄ２のピーク
電圧値が減少する。これにより周波数ｆ１付近において
２位相駆動回路が反転する直前のスイッチングトランジ
スタドレイン電圧が小さくなり、２位相駆動回路が反転
する瞬間に発生する第１のオートトランス５、第１のス
イッチングトランジスタ１７、第２のオートトランス
６、第２のスイッチングトランジスタ１８に流れる電流
ピーク値が減少し第１のオートトランス５、第１のスイ
ッチングトランジスタ１７、第２のオートトランス６、
第２のスイッチングトランジスタ１８の発熱を低減する
ことができる。
【００５１】図１４は本発明による第３の実施の形態の
構成のブロック図である。本実施の形態は、第１の実施
の形態と第２の実施の形態を複合させた実施の形態であ
る。過電圧保護回路１０の出力Ｖｐ２は、図６の周波数
制御回路３のＶＣＯ１７のスイッチ３４と、図１２に示
す駆動電圧制御回路１１の整流回路２２のスイッチ３７
を同時に制御する。これにより、過電圧制御回路１０で
過電圧を検知した場合、スイッチ３４をオフさせて駆動
周波数掃引範囲上限周波数を低下させると共に、スイッ
チ３７をオフさせて入力電力を低減させ、周囲温度が低
いなどの理由により冷陰極管のインピーダンスが高く点
灯しない状態や断線等による負荷オープン状態時など
の、第１のオートトランス５、第１のスイッチングトラ
ンジスタ１７、第２のオートトランス６、第２のスイッ
チングトランジスタ１８の発熱を低減することができ
る。
構成のブロック図である。本実施の形態は、第１の実施
の形態と第２の実施の形態を複合させた実施の形態であ
る。過電圧保護回路１０の出力Ｖｐ２は、図６の周波数
制御回路３のＶＣＯ１７のスイッチ３４と、図１２に示
す駆動電圧制御回路１１の整流回路２２のスイッチ３７
を同時に制御する。これにより、過電圧制御回路１０で
過電圧を検知した場合、スイッチ３４をオフさせて駆動
周波数掃引範囲上限周波数を低下させると共に、スイッ
チ３７をオフさせて入力電力を低減させ、周囲温度が低
いなどの理由により冷陰極管のインピーダンスが高く点
灯しない状態や断線等による負荷オープン状態時など
の、第１のオートトランス５、第１のスイッチングトラ
ンジスタ１７、第２のオートトランス６、第２のスイッ
チングトランジスタ１８の発熱を低減することができ
る。
【００５２】
【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、第
１に、周囲温度が低いなどの理由により冷陰極管のイン
ピーダンスが高く点灯しない状態や断線等による負荷オ
ープン状態時などに生ずる第１のオートトランス５、第
１のスイッチングトランジスタ１７、第２のオートトラ
ンス６、第２のスイッチングトランジスタ１８の発熱を
低減することができる。その理由は、周囲温度が低いな
どの理由により冷陰極管のインピーダンスが高く点灯し
ない状態や断線等による負荷オープン状態時などには、
周波数掃引範囲上限を低い周波数に設定する手段、入力
電力を小さく手段により、２位相駆動回路が反転する瞬
間に第１のオートトランス５、第１のスイッチングトラ
ンジスタ１７、第２のオートトランス６、第２のスイッ
チングトランジスタ１８に流れる電流ピーク値を低減す
るからである。
１に、周囲温度が低いなどの理由により冷陰極管のイン
ピーダンスが高く点灯しない状態や断線等による負荷オ
ープン状態時などに生ずる第１のオートトランス５、第
１のスイッチングトランジスタ１７、第２のオートトラ
ンス６、第２のスイッチングトランジスタ１８の発熱を
低減することができる。その理由は、周囲温度が低いな
どの理由により冷陰極管のインピーダンスが高く点灯し
ない状態や断線等による負荷オープン状態時などには、
周波数掃引範囲上限を低い周波数に設定する手段、入力
電力を小さく手段により、２位相駆動回路が反転する瞬
間に第１のオートトランス５、第１のスイッチングトラ
ンジスタ１７、第２のオートトランス６、第２のスイッ
チングトランジスタ１８に流れる電流ピーク値を低減す
るからである。
【００５３】又、本発明によれば、図７の周波数ｆ１を
高い周波数に設定可能となり圧電トランスを昇圧比の低
いところでも使用できるので、冷陰極管の輝度設定を小
さくすることができる、冷陰極管の環境や経時によるイ
ンピーダンス変化の範囲が広くなっても駆動回路が追従
可能になる、多くの種類の負荷に対応可能となるなどの
第２の効果が現れる。その理由は、従来周波数ｆ１を高
い周波数に設定すると２位相駆動回路が反転する瞬間に
第１のオートトランス５、第１のスイッチングトランジ
スタ１７、第２のオートトランス６、第２のスイッチン
グトランジスタ１８に流れる電流ピーク値が大きくなる
ため部品発熱が大きくなるが上記第１の効果によりこの
問題が解決されたため周波数ｆ１を高い周波数に設定可
能となる。
高い周波数に設定可能となり圧電トランスを昇圧比の低
いところでも使用できるので、冷陰極管の輝度設定を小
さくすることができる、冷陰極管の環境や経時によるイ
ンピーダンス変化の範囲が広くなっても駆動回路が追従
可能になる、多くの種類の負荷に対応可能となるなどの
第２の効果が現れる。その理由は、従来周波数ｆ１を高
い周波数に設定すると２位相駆動回路が反転する瞬間に
第１のオートトランス５、第１のスイッチングトランジ
スタ１７、第２のオートトランス６、第２のスイッチン
グトランジスタ１８に流れる電流ピーク値が大きくなる
ため部品発熱が大きくなるが上記第１の効果によりこの
問題が解決されたため周波数ｆ１を高い周波数に設定可
能となる。
【図１】本発明による第１の実施の形態を示したブロッ
ク図である。
ク図である。
【図２】図１の周波数制御回路のブロック図である。
【図３】図１の過電圧保護回路のブロック図である。
【図４】図１の駆動電圧制御回路の回路図である。
【図５】図２のＶＣＯの回路図である。
【図６】図１の実施の形態における電磁トランスの電圧
波形図である。
波形図である。
【図７】周波数制御回路の動作を説明する特性図であ
る。
る。
【図８】図５の動作を説明するタイミングチャートであ
る。
る。
【図９】図４の動作を説明するタイミングチャートであ
る。
る。
【図１０】本発明による第２の実施の形態を示したブロ
ック図である。
ック図である。
【図１１】図１０のＶＣＯの回路図である。
【図１２】図１０の駆動電圧制御回路の回路図である。
【図１３】第１のスイッチングトランジスタドレイン電
圧波形である。
圧波形である。
【図１４】本発明による第３の実施の形態を示したブロ
ック図である。
ック図である。
【図１５】従来例を示したブロック図である。
【図１６】図１５の周波数制御回路のブロック図であ
る。
る。
【図１７】他の従来例を示したブロック図である。
【図１８】さらに他の従来例を示したブロック図であ
る。
る。
１ 圧電トランス ２ 負荷 ３ 周波数制御回路 ４ 昇圧回路 ５ 第１のオートトランス ６ 第２のオートトランス ７ 第１のスイッチングトランジスタ ８ 第２のスイッチングトランジスタ ９ ２位相駆動回路 １０ 過電圧保護回路 １１ 駆動電圧制御回路 １２ 電流電圧変換回路 １３ 整流回路 １４ 比較器 １５ 積分器 １６ 比較器 １７ ＶＣＯ １８ 分圧回路 １９ 整流回路 ２０ 比較ブロック ２１ 比較器 ２２ 整流回路 ２３ 積分回路 ２４ 定電流源 ２５ 定電流源 ２６ 定電流源 ２７ 定電流源 ２８ 比較器 ２９ 抵抗 ３０ コンデンサ ３１ スイッチ ３２ スイッチ ３３ スイッチ ３４ スイッチ ３５ 抵抗 ３６ 抵抗 ３７ スイッチ ３８ 負荷電流比較回路 ３９ 周波数掃引発振器 ４０ 駆動回路 ４１ 出力電圧比較回路 ４２ 圧電トランス二次電極
─────────────────────────────────────────────────────
【手続補正書】
【提出日】平成９年１０月２８日
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正内容】
【書類名】 明細書
【発明の名称】 圧電トランスの駆動回路
【特許請求の範囲】
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は圧電トランス素子を
用いて交流電圧を発生する圧電トランスの駆動回路に関
し、特に、負荷オープン状態や、負荷として使用する冷
陰極管のインピーダンスが高く点灯しない状態の駆動方
法に関するものである。
用いて交流電圧を発生する圧電トランスの駆動回路に関
し、特に、負荷オープン状態や、負荷として使用する冷
陰極管のインピーダンスが高く点灯しない状態の駆動方
法に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】一般に圧電トランスは、圧電材料に１次
側及び２次側の電極をつけ、１次側でトランスの共振周
波数の電圧を印加してトランスを共振させ、この機械的
振動による２次側の発生電圧を取り出す素子である。電
極トランスと比較して小型化や薄型化が図れる特徴があ
り、液晶による表示装置のバックライト電源などに注目
されている素子である。
側及び２次側の電極をつけ、１次側でトランスの共振周
波数の電圧を印加してトランスを共振させ、この機械的
振動による２次側の発生電圧を取り出す素子である。電
極トランスと比較して小型化や薄型化が図れる特徴があ
り、液晶による表示装置のバックライト電源などに注目
されている素子である。
【０００３】この種の圧電素子の駆動回路としては特願
平７−６９２０７が知られている。これは図１５に示す
ように、一次側電源から交流電圧を入力し圧電効果を利
用して二次側電極から出力する圧電トランス１と、この
圧電トランス１の一次側電極の一方に二次側端子を接続
し一次側端子を電源に接続した第１のオートトランス５
と、この第１のオートトランス５の中間端子を出力端に
接続した第１のスイッチングトランジスタ７と、圧電ト
ランス１の他方の一次側電極に二次側端子を接続し一次
側端子を電源に接続した第２のオートトランス６と、こ
の第２のオートトランス６の中間端子が出力端に接続さ
れた第２のスイッチングトランジスタ８と、第１のスイ
ッチングトランジスタ７と第２のスイッチングトランジ
スタ８を交互に駆動する２位相駆動回路９と、２位相駆
動回路９に対し駆動信号を出力する周波数制御回路３で
構成されている。
平７−６９２０７が知られている。これは図１５に示す
ように、一次側電源から交流電圧を入力し圧電効果を利
用して二次側電極から出力する圧電トランス１と、この
圧電トランス１の一次側電極の一方に二次側端子を接続
し一次側端子を電源に接続した第１のオートトランス５
と、この第１のオートトランス５の中間端子を出力端に
接続した第１のスイッチングトランジスタ７と、圧電ト
ランス１の他方の一次側電極に二次側端子を接続し一次
側端子を電源に接続した第２のオートトランス６と、こ
の第２のオートトランス６の中間端子が出力端に接続さ
れた第２のスイッチングトランジスタ８と、第１のスイ
ッチングトランジスタ７と第２のスイッチングトランジ
スタ８を交互に駆動する２位相駆動回路９と、２位相駆
動回路９に対し駆動信号を出力する周波数制御回路３で
構成されている。
【０００４】この構成により、電源電圧ＶＤＤが変動し
ても負荷に一定の電圧、電流を出力できるので、入力電
源電圧範囲が広くても安定した動作ができ、電磁トラン
スの巻線比が少なくて済む。
ても負荷に一定の電圧、電流を出力できるので、入力電
源電圧範囲が広くても安定した動作ができ、電磁トラン
スの巻線比が少なくて済む。
【０００５】次に、動作を説明する。２位相駆動回路９
から出力された逆相のクロックにより第１のスイッチン
グトランジスタ７と第２のスイッチングトランジスタ８
が交互にＯＮ状態になり、第１のオートトランス５と第
２のオートトランス６の一次側に電源ＶＤＤから電流を
流し電流エネルギーとしてチャージする。第１のスイッ
チングトランジスタ７、第２のスイッチングトランジス
タ８がオフになるとチャージしていたエネルギーを放出
し、電圧エネルギーとして電源電圧より高い電圧を発生
する。
から出力された逆相のクロックにより第１のスイッチン
グトランジスタ７と第２のスイッチングトランジスタ８
が交互にＯＮ状態になり、第１のオートトランス５と第
２のオートトランス６の一次側に電源ＶＤＤから電流を
流し電流エネルギーとしてチャージする。第１のスイッ
チングトランジスタ７、第２のスイッチングトランジス
タ８がオフになるとチャージしていたエネルギーを放出
し、電圧エネルギーとして電源電圧より高い電圧を発生
する。
【０００６】図６に圧電トランス入力電圧波形Ｖｓ１，
Ｖｓ２、スイッチングトランジスタドレイン電圧波形Ｖ
ｄ１，Ｖｄ２を示す。これらは、圧電トランス１と負荷
２の等価入力容量と、電磁トランスの一次側インダクタ
ンスと、二次側インダクタンスの、合計のインダクタン
スによって電圧共振波形にして、圧電トランス１の共振
周期の半分の時間でゼロ電圧になる正弦波の半波に設定
する。
Ｖｓ２、スイッチングトランジスタドレイン電圧波形Ｖ
ｄ１，Ｖｄ２を示す。これらは、圧電トランス１と負荷
２の等価入力容量と、電磁トランスの一次側インダクタ
ンスと、二次側インダクタンスの、合計のインダクタン
スによって電圧共振波形にして、圧電トランス１の共振
周期の半分の時間でゼロ電圧になる正弦波の半波に設定
する。
【０００７】オートトランスを使用することにより、同
じ巻数比の電磁トランスより高い昇圧比が得られる特徴
があり、また同じ昇圧比を得るために少ない巻数比で済
むので電磁トランスを小型や薄型にできる利点がある。
じ巻数比の電磁トランスより高い昇圧比が得られる特徴
があり、また同じ昇圧比を得るために少ない巻数比で済
むので電磁トランスを小型や薄型にできる利点がある。
【０００８】発生した電圧は圧電トランス１の入力電極
に交互に入力されるので、等価的に正弦波の波形が駆動
電圧として圧電トランス１を振動させ、圧電トランス１
の形状によって決定される昇圧比Ｍ倍の出力電圧が二次
側電極から出力される。この電圧Ｖo が負荷２に印加さ
れ、負荷を流れて帰還する電流Ｉｏが周波数制御回路３
に入力される。周波数制御回路３は、２位相駆動回路９
に対して圧電トランス１を駆動する周波数を発生し、負
荷からの帰還電流Ｉｏが所定の値になるまで駆動周波数
の掃引を続け、所定の値が得られた周波数で停止する。
に交互に入力されるので、等価的に正弦波の波形が駆動
電圧として圧電トランス１を振動させ、圧電トランス１
の形状によって決定される昇圧比Ｍ倍の出力電圧が二次
側電極から出力される。この電圧Ｖo が負荷２に印加さ
れ、負荷を流れて帰還する電流Ｉｏが周波数制御回路３
に入力される。周波数制御回路３は、２位相駆動回路９
に対して圧電トランス１を駆動する周波数を発生し、負
荷からの帰還電流Ｉｏが所定の値になるまで駆動周波数
の掃引を続け、所定の値が得られた周波数で停止する。
【０００９】周波数発生回路３は図１６に示すように、
電流電圧変換回路１２、整流回路１３、比較器１４、積
分器１５、比較器１６、ＶＣＯ１７から構成されてい
る。負荷２から帰還される電流Ｉｏが電流電圧変換回路
１２で変換され、整流回路１３で直流電圧に変換され、
比較器１４に入力される。比較器１４では基準電圧Ｖｒ
ｅｆと比較され、入力電圧が小さい場合積分器１５に高
レベルの信号を出力する。積分器１５は高レベルの電圧
が入力された期間、出力電圧が一定の割合で低下するよ
うに構成されていて、この出力電圧はＶＣＯ１７に入力
される。ＶＣＯ１７は入力された電圧に比例した周波数
パルスを出力する電圧制御発振器で、この周波数で圧電
トランス１を駆動する。よって比較器１４に基準電圧Ｖ
ｒｅｆより小さい電圧が入力された場合、駆動周波数が
下がり続ける。
電流電圧変換回路１２、整流回路１３、比較器１４、積
分器１５、比較器１６、ＶＣＯ１７から構成されてい
る。負荷２から帰還される電流Ｉｏが電流電圧変換回路
１２で変換され、整流回路１３で直流電圧に変換され、
比較器１４に入力される。比較器１４では基準電圧Ｖｒ
ｅｆと比較され、入力電圧が小さい場合積分器１５に高
レベルの信号を出力する。積分器１５は高レベルの電圧
が入力された期間、出力電圧が一定の割合で低下するよ
うに構成されていて、この出力電圧はＶＣＯ１７に入力
される。ＶＣＯ１７は入力された電圧に比例した周波数
パルスを出力する電圧制御発振器で、この周波数で圧電
トランス１を駆動する。よって比較器１４に基準電圧Ｖ
ｒｅｆより小さい電圧が入力された場合、駆動周波数が
下がり続ける。
【００１０】これは図７に示すように圧電トランス１の
駆動周波数がｆ１から下がるように設定されているの
で、圧電トランス１の最も昇圧比の高い共振周波数ｆｒ
に近づくことになり、圧電トランス１の昇圧比が増加
し、圧電トランス１の出力電流が時間的に増加する。駆
動周波数ｆ０において比較器１４に入力される電圧が基
準電圧Ｖｒｅｆより大きくなるとき、比較器１４の出力
電圧が低レベルになる。この信号により積分器１５の出
力信号は、低レベルになる直前の電圧を保ったままにな
り、ＶＣＯ１７の出力周波数が一定になり、圧電トラン
ス１が一定の周波数で駆動される。
駆動周波数がｆ１から下がるように設定されているの
で、圧電トランス１の最も昇圧比の高い共振周波数ｆｒ
に近づくことになり、圧電トランス１の昇圧比が増加
し、圧電トランス１の出力電流が時間的に増加する。駆
動周波数ｆ０において比較器１４に入力される電圧が基
準電圧Ｖｒｅｆより大きくなるとき、比較器１４の出力
電圧が低レベルになる。この信号により積分器１５の出
力信号は、低レベルになる直前の電圧を保ったままにな
り、ＶＣＯ１７の出力周波数が一定になり、圧電トラン
ス１が一定の周波数で駆動される。
【００１１】負荷２が冷陰極管のとき、電源ＶＤＤを投
入しても点灯する程管電流が流れない場合や、昇圧回路
に入力する電圧が低い場合などのように、比較器１４の
入力電圧が基準電圧Ｖｒｅｆより大きくなる帰還電流Ｉ
ｏが発生しない状況がある。この状況下では比較器１４
の出力は高レベルのままとなり駆動周波数は低下を続け
る。図７に示す周波数ｆ２になると、積分器１５の出力
を入力する比較器１６は、基準電圧Ｖｍｉｎより低くな
って高レベルの信号を積分器１５に対して出力する。積
分器１５はリセットされ出力電圧は最高電圧となり、Ｖ
ＣＯ１７はｆ１の周波数を出力する状態になる。駆動周
波数はｆ１から低下をし、上記の動作を繰り返す。
入しても点灯する程管電流が流れない場合や、昇圧回路
に入力する電圧が低い場合などのように、比較器１４の
入力電圧が基準電圧Ｖｒｅｆより大きくなる帰還電流Ｉ
ｏが発生しない状況がある。この状況下では比較器１４
の出力は高レベルのままとなり駆動周波数は低下を続け
る。図７に示す周波数ｆ２になると、積分器１５の出力
を入力する比較器１６は、基準電圧Ｖｍｉｎより低くな
って高レベルの信号を積分器１５に対して出力する。積
分器１５はリセットされ出力電圧は最高電圧となり、Ｖ
ＣＯ１７はｆ１の周波数を出力する状態になる。駆動周
波数はｆ１から低下をし、上記の動作を繰り返す。
【００１２】圧電トランス１の出力電圧が過大になる場
合、圧電トランス１自体が破壊するが、これを防止する
駆動回路としては特願平６−２４１０４９が知られてい
る。これは図１７に示すように、出力電圧比較回路４１
が圧電トランス１の二次電極４２に接続し、出力電圧比
較回路４１は判定結果を周波数掃引発振器３９にあたえ
ている。出力電圧比較回路４１は、圧電トランス１の二
次電極４２に出力される電圧を分圧、整流し、これを基
準電圧ＶｒｅｆＢ２１２と比較することにより圧電トラ
ンス１の二次電極４２に出力される電圧が予め設定した
出力電圧を超えているか否かを判定する機能を有してお
り、その判定を周波数掃引発振器３９にあたえる。周波
数掃引発振器３９は、出力電圧比較回路４１の判定結果
が予め設定してある出力電圧を越えたと判定する場合に
は、周波数の掃引方向を周波数が減少する方向から周波
数が増加する方向に反転し、周波数掃引を切り換える機
能を有している。この機能により、負荷が何らかの理由
によりオープンになった場合圧電トランス１の駆動周波
数は昇圧比の低い状態に移行し出力電圧を減少させる。
この結果、負荷インピーダンスの急増に伴う圧電トラン
ス出力電圧急上昇により、過振動の状態に陥ることによ
る圧電トランス自体の破壊を防止している。
合、圧電トランス１自体が破壊するが、これを防止する
駆動回路としては特願平６−２４１０４９が知られてい
る。これは図１７に示すように、出力電圧比較回路４１
が圧電トランス１の二次電極４２に接続し、出力電圧比
較回路４１は判定結果を周波数掃引発振器３９にあたえ
ている。出力電圧比較回路４１は、圧電トランス１の二
次電極４２に出力される電圧を分圧、整流し、これを基
準電圧ＶｒｅｆＢ２１２と比較することにより圧電トラ
ンス１の二次電極４２に出力される電圧が予め設定した
出力電圧を超えているか否かを判定する機能を有してお
り、その判定を周波数掃引発振器３９にあたえる。周波
数掃引発振器３９は、出力電圧比較回路４１の判定結果
が予め設定してある出力電圧を越えたと判定する場合に
は、周波数の掃引方向を周波数が減少する方向から周波
数が増加する方向に反転し、周波数掃引を切り換える機
能を有している。この機能により、負荷が何らかの理由
によりオープンになった場合圧電トランス１の駆動周波
数は昇圧比の低い状態に移行し出力電圧を減少させる。
この結果、負荷インピーダンスの急増に伴う圧電トラン
ス出力電圧急上昇により、過振動の状態に陥ることによ
る圧電トランス自体の破壊を防止している。
【００１３】電源として入力される電圧が変動しても圧
電トランスを駆動する電圧を一定に保つような手段を施
し、電源電圧が変動しても駆動周波数を共振周波数付近
で使用し、効率悪化を防止する回路を追加した駆動回路
としては、特願平７−２６４０８１が知られている。こ
れは図１８に示すように、ドレイン電圧波形Ｖｄ１を分
圧、整流し、比較器２１の非反転入力端子に入力し、反
転入力端子にＶＣＯ１７で発生した駆動周波数の三角波
Ｖｒを入力し、その比較結果を反転させてＰチャネルパ
ワーＭＯＳＦＥＴのゲートに入力する回路である。図１
０にドレイン電圧波形Ｖｄ１を分圧、整流した電圧Ｖ
ｃ、周波数制御回路３で発生した駆動周波数の三角波Ｖ
ｒ、Ｑ３ゲート電圧Ｖｇ３、２位相駆動回路出力電圧Ｖ
ｇ１，Ｖｇ２、第１のスイッチングトランジスタドレイ
ン電圧波形Ｖｄ１、第２のスイッチングトランジスタド
レイン電圧波形Ｖｄ２の動作をタイミングチャートで示
す。ドレイン電圧が大きいと非反転入力端子電圧Ｖｃが
大きくなり、比較器２１に入力されるＶｃが大きいほど
Ｑ３ゲート電圧Ｖｇ３が出力される時間の比が大きい。
これにより、Ｑ３ソース、ドレイン間オープンの時間が
長く昇圧回路４への入力電力が小さいため、スイッチン
グトランジスタドレイン電圧Ｖｄ１，Ｖｄ２が小さくな
る制御が行われる。この連続制御によりスイッチングト
ランジスタドレイン電圧Ｖｄ１，Ｖｄ２が一定の電圧値
に制御され、圧電トランスを駆動する電圧を一定に保つ
手段となっている。
電トランスを駆動する電圧を一定に保つような手段を施
し、電源電圧が変動しても駆動周波数を共振周波数付近
で使用し、効率悪化を防止する回路を追加した駆動回路
としては、特願平７−２６４０８１が知られている。こ
れは図１８に示すように、ドレイン電圧波形Ｖｄ１を分
圧、整流し、比較器２１の非反転入力端子に入力し、反
転入力端子にＶＣＯ１７で発生した駆動周波数の三角波
Ｖｒを入力し、その比較結果を反転させてＰチャネルパ
ワーＭＯＳＦＥＴのゲートに入力する回路である。図１
０にドレイン電圧波形Ｖｄ１を分圧、整流した電圧Ｖ
ｃ、周波数制御回路３で発生した駆動周波数の三角波Ｖ
ｒ、Ｑ３ゲート電圧Ｖｇ３、２位相駆動回路出力電圧Ｖ
ｇ１，Ｖｇ２、第１のスイッチングトランジスタドレイ
ン電圧波形Ｖｄ１、第２のスイッチングトランジスタド
レイン電圧波形Ｖｄ２の動作をタイミングチャートで示
す。ドレイン電圧が大きいと非反転入力端子電圧Ｖｃが
大きくなり、比較器２１に入力されるＶｃが大きいほど
Ｑ３ゲート電圧Ｖｇ３が出力される時間の比が大きい。
これにより、Ｑ３ソース、ドレイン間オープンの時間が
長く昇圧回路４への入力電力が小さいため、スイッチン
グトランジスタドレイン電圧Ｖｄ１，Ｖｄ２が小さくな
る制御が行われる。この連続制御によりスイッチングト
ランジスタドレイン電圧Ｖｄ１，Ｖｄ２が一定の電圧値
に制御され、圧電トランスを駆動する電圧を一定に保つ
手段となっている。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、特願平
７−６９２０７、特願平６−２４１０４９、特願平７−
２６４０８１による公知技術には、次の問題点がある。
７−６９２０７、特願平６−２４１０４９、特願平７−
２６４０８１による公知技術には、次の問題点がある。
【００１５】第１の問題点は、２位相駆動回路反転時に
流れる電流ピーク値は、駆動周波数が高いほど増大し、
上述の条件下では、駆動周波数掃引が永久または長時間
続くため、周囲温度が低いなどの理由により冷陰極管の
インピーダンスが高く点灯しない状態や、断線等による
負荷オープン状態時などには、２位相駆動回路の反転時
に電磁トランス一次側電流ピーク値が増加し、第１のオ
ートトランス５、第１のスイッチングトランジスタ１
７、第２のオートトランス６、第２のスイッチングトラ
ンジスタ１８が発熱してしまうことである。
流れる電流ピーク値は、駆動周波数が高いほど増大し、
上述の条件下では、駆動周波数掃引が永久または長時間
続くため、周囲温度が低いなどの理由により冷陰極管の
インピーダンスが高く点灯しない状態や、断線等による
負荷オープン状態時などには、２位相駆動回路の反転時
に電磁トランス一次側電流ピーク値が増加し、第１のオ
ートトランス５、第１のスイッチングトランジスタ１
７、第２のオートトランス６、第２のスイッチングトラ
ンジスタ１８が発熱してしまうことである。
【００１６】すなわち、周囲温度が低いなどの理由によ
り冷陰極管のインピーダンスが高く点灯しない状態や、
断線等による負荷オープン状態時など、比較器１４の入
力電圧が基準電圧Ｖｒｅｆより大きくなる帰還電流Ｉｏ
が発生しない場合、比較器１４の出力は高レベルのまま
となり駆動周波数は低下する。負荷インピーダンスは高
い状態なので、圧電トランス１の出力電圧は大きい。図
７に示す周波数ｆ３になると、出力電圧比較回路４１が
出力する。積分器１５はリセットされ出力電圧は最高電
圧となり、ＶＣＯ１７はｆ１の周波数を出力する状態に
なる。駆動周波数はｆ１から低下する。上記の一連の動
作を永久または長時間繰り返す。
り冷陰極管のインピーダンスが高く点灯しない状態や、
断線等による負荷オープン状態時など、比較器１４の入
力電圧が基準電圧Ｖｒｅｆより大きくなる帰還電流Ｉｏ
が発生しない場合、比較器１４の出力は高レベルのまま
となり駆動周波数は低下する。負荷インピーダンスは高
い状態なので、圧電トランス１の出力電圧は大きい。図
７に示す周波数ｆ３になると、出力電圧比較回路４１が
出力する。積分器１５はリセットされ出力電圧は最高電
圧となり、ＶＣＯ１７はｆ１の周波数を出力する状態に
なる。駆動周波数はｆ１から低下する。上記の一連の動
作を永久または長時間繰り返す。
【００１７】又、ＶＣＯがｆ１の周波数を出力する瞬
間、スイッチングトランジスタドレイン電圧波形Ｖｄ
１，Ｖｄ２は図１３に示す波形となる。Ｖｄ１，Ｖｄ２
は、図７に示す周波数ｆ０で、圧電トランス１と負荷２
の等価入力容量と、電磁トランスの一次側インダクタン
スと、二次側インダクタンスの合計のインダクタンスに
よって電圧共振波形にして、圧電トランス１の共振周期
の半分の時間でゼロ電圧になる正弦波の半波となるよう
に設定している。図１３に示すように、駆動周波数が共
振周波数ｆ０より高くなるほど、１周期の時間が短くな
るためゼロスイッチング直前の電圧が高くなる。このた
め、駆動周波数が高いほど、２位相駆動回路が反転する
瞬間に第１のオートトランス５、第１のスイッチングト
ランジスタ１７、第２のオートトランス６、第２のスイ
ッチングトランジスタ１８に流れる電流ピーク値が増加
する。駆動周波数の掃引が永久または長時間繰り返され
るため、駆動周波数がｆ０よりも遥かに高い周波数ｆ１
付近の通過を繰り返し、部品が発熱する。
間、スイッチングトランジスタドレイン電圧波形Ｖｄ
１，Ｖｄ２は図１３に示す波形となる。Ｖｄ１，Ｖｄ２
は、図７に示す周波数ｆ０で、圧電トランス１と負荷２
の等価入力容量と、電磁トランスの一次側インダクタン
スと、二次側インダクタンスの合計のインダクタンスに
よって電圧共振波形にして、圧電トランス１の共振周期
の半分の時間でゼロ電圧になる正弦波の半波となるよう
に設定している。図１３に示すように、駆動周波数が共
振周波数ｆ０より高くなるほど、１周期の時間が短くな
るためゼロスイッチング直前の電圧が高くなる。このた
め、駆動周波数が高いほど、２位相駆動回路が反転する
瞬間に第１のオートトランス５、第１のスイッチングト
ランジスタ１７、第２のオートトランス６、第２のスイ
ッチングトランジスタ１８に流れる電流ピーク値が増加
する。駆動周波数の掃引が永久または長時間繰り返され
るため、駆動周波数がｆ０よりも遥かに高い周波数ｆ１
付近の通過を繰り返し、部品が発熱する。
【００１８】第２の問題点について以下に述べる。帰還
電流Ｉｏを同じ値に設定しても、負荷の種類やその使用
環境や経時によるインピーダンスの違いにより、帰還電
流Ｉｏを安定して流す駆動周波数ｆ０の値が違ってく
る。又、負荷である冷陰極管の輝度をどの程度に設定す
るかによって帰還電流Ｉｏの設定値が変わるので、負荷
インピーダンスが固定でも駆動周波数が変わるため、そ
の全ての条件下における駆動周波数を、ＶＣＯ１５が発
生する駆動周波数掃引範囲に入れなければならない。し
たがって、積分器１５がリセットされ出力電圧が最高電
圧となった時のＶＣＯ発振周波数ｆ１の設定を低い周波
数にシフトさせることが設計的に困難である。
電流Ｉｏを同じ値に設定しても、負荷の種類やその使用
環境や経時によるインピーダンスの違いにより、帰還電
流Ｉｏを安定して流す駆動周波数ｆ０の値が違ってく
る。又、負荷である冷陰極管の輝度をどの程度に設定す
るかによって帰還電流Ｉｏの設定値が変わるので、負荷
インピーダンスが固定でも駆動周波数が変わるため、そ
の全ての条件下における駆動周波数を、ＶＣＯ１５が発
生する駆動周波数掃引範囲に入れなければならない。し
たがって、積分器１５がリセットされ出力電圧が最高電
圧となった時のＶＣＯ発振周波数ｆ１の設定を低い周波
数にシフトさせることが設計的に困難である。
【００１９】周波数制御回路３の動作は、積分器１５が
リセットされ出力電圧が最高電圧となった時のＶＣＯ周
波数ｆ１から周波数を下げていき、比較器１４に入力さ
れる電圧が基準電圧Ｖｒｅｆより大きくなるときＶＣＯ
１５の出力周波数が一定になり、圧電トランス１が一定
の周波数で駆動される。従って周波数ｆ１は、上述した
ように負荷のインピーダンスや輝度設定によりかわる駆
動周波数のどれよりも高い周波数に設定しなければ、管
が安定した点灯をしない。
リセットされ出力電圧が最高電圧となった時のＶＣＯ周
波数ｆ１から周波数を下げていき、比較器１４に入力さ
れる電圧が基準電圧Ｖｒｅｆより大きくなるときＶＣＯ
１５の出力周波数が一定になり、圧電トランス１が一定
の周波数で駆動される。従って周波数ｆ１は、上述した
ように負荷のインピーダンスや輝度設定によりかわる駆
動周波数のどれよりも高い周波数に設定しなければ、管
が安定した点灯をしない。
【００２０】上述の第１の問題点の解決はｆ１を低い周
波数へ移動させるものであり、第２の問題点の解決はｆ
１を高い周波数へ移動させれば余裕度が増すものであ
り、元来両者は相容れないものであり、設計が困難であ
る。
波数へ移動させるものであり、第２の問題点の解決はｆ
１を高い周波数へ移動させれば余裕度が増すものであ
り、元来両者は相容れないものであり、設計が困難であ
る。
【００２１】本発明の課題は、上記課題を解決し、周囲
温度が低いなどの理由により冷陰極管のインピーダンス
が高く点灯しない状態や、断線等による負荷オープン状
態時などに、第１のオートトランス、第１のスイッチン
グトランジスタ、第２のオートトランス、第２のスイッ
チングトランジスタの発熱を低減させることのできる圧
電トランスの駆動回路を提供することである。
温度が低いなどの理由により冷陰極管のインピーダンス
が高く点灯しない状態や、断線等による負荷オープン状
態時などに、第１のオートトランス、第１のスイッチン
グトランジスタ、第２のオートトランス、第２のスイッ
チングトランジスタの発熱を低減させることのできる圧
電トランスの駆動回路を提供することである。
【００２２】
【課題を解決するための手段】本発明によれば、一次側
電極から交流電圧を入力し圧電効果を利用して二次側電
極から出力する圧電トランスと、該圧電トランスの一次
側電極の一方に二次側端子を接続し前記一次側端子を電
源に接続した第１のオートトランスと、該第１のオート
トランスの中間端子を出力端に接続した第１のスイッチ
ングトランジスタと、前記圧電トランスの他方の一次側
電極に二次側端子を接続し一次側端子を電源に接続した
第２のオートトランスと、この第２のオートトランスの
中間端子が出力端に接続された第２のスイッチングトラ
ンジスタと、前記第１のスイッチングトランジスタと前
記第２のスイッチングトランジスタを交互に駆動する２
位相駆動回路と、周波数掃引範囲を切り換える機能を有
し、前記２位相駆動回路に対し駆動信号を出力する周波
数制御回路と、前記第１のスイッチングトランジスタの
ドレイン電圧のピーク値を一定に制御し、この一定制御
値を切り換える機能を有した駆動電圧制御回路と、出力
の過電圧を検知した場合、リセット信号と前記周波数掃
引範囲を切り換える周波数掃引範囲切換信号を周波数制
御回路に対して出力する過電圧保護回路を有することを
特徴とする圧電トランスの駆動回路が得られる。
電極から交流電圧を入力し圧電効果を利用して二次側電
極から出力する圧電トランスと、該圧電トランスの一次
側電極の一方に二次側端子を接続し前記一次側端子を電
源に接続した第１のオートトランスと、該第１のオート
トランスの中間端子を出力端に接続した第１のスイッチ
ングトランジスタと、前記圧電トランスの他方の一次側
電極に二次側端子を接続し一次側端子を電源に接続した
第２のオートトランスと、この第２のオートトランスの
中間端子が出力端に接続された第２のスイッチングトラ
ンジスタと、前記第１のスイッチングトランジスタと前
記第２のスイッチングトランジスタを交互に駆動する２
位相駆動回路と、周波数掃引範囲を切り換える機能を有
し、前記２位相駆動回路に対し駆動信号を出力する周波
数制御回路と、前記第１のスイッチングトランジスタの
ドレイン電圧のピーク値を一定に制御し、この一定制御
値を切り換える機能を有した駆動電圧制御回路と、出力
の過電圧を検知した場合、リセット信号と前記周波数掃
引範囲を切り換える周波数掃引範囲切換信号を周波数制
御回路に対して出力する過電圧保護回路を有することを
特徴とする圧電トランスの駆動回路が得られる。
【００２３】又、本発明によれば、一次側電極から交流
電圧を入力し圧電効果を利用して二次側電極から出力す
る圧電トランスと、この圧電トランスの一次側電極の一
方に二次側端子を接続し一次側端子を電源に接続した第
１のオートトランスと、この第１のオートトランスの中
間端子を出力端に接続した第１のスイッチングトランジ
スタと、圧電トランスの他方の一次側電極に二次側端子
を接続し一次側端子を電源に接続した第２のオートトラ
ンスと、この第２のオートトランスの中間端子が出力端
に接続された第２のスイッチングトランジスタと、第１
のスイッチングトランジスタと第２のスイッチングトラ
ンジスタを交互に駆動する２位相駆動回路と、周波数掃
引範囲を切り換える機能を有し、２位相駆動回路に対し
駆動信号を出力する周波数制御回路と、前記第１のスイ
ッチングトランジスタのドレイン電圧のピーク値を一定
に制御し、この一定制御値を外部からの信号により切り
換える機能を有した駆動電圧制御回路と、前記第１のス
イッチングトランジスタのドレイン電圧のピーク値の一
定制御における一定制御値を変更させる一定制御値変更
信号を駆動電圧制御回路に対して出力する過電圧保護回
路を有することを特徴とする圧電トランスの駆動回路が
得られる。
電圧を入力し圧電効果を利用して二次側電極から出力す
る圧電トランスと、この圧電トランスの一次側電極の一
方に二次側端子を接続し一次側端子を電源に接続した第
１のオートトランスと、この第１のオートトランスの中
間端子を出力端に接続した第１のスイッチングトランジ
スタと、圧電トランスの他方の一次側電極に二次側端子
を接続し一次側端子を電源に接続した第２のオートトラ
ンスと、この第２のオートトランスの中間端子が出力端
に接続された第２のスイッチングトランジスタと、第１
のスイッチングトランジスタと第２のスイッチングトラ
ンジスタを交互に駆動する２位相駆動回路と、周波数掃
引範囲を切り換える機能を有し、２位相駆動回路に対し
駆動信号を出力する周波数制御回路と、前記第１のスイ
ッチングトランジスタのドレイン電圧のピーク値を一定
に制御し、この一定制御値を外部からの信号により切り
換える機能を有した駆動電圧制御回路と、前記第１のス
イッチングトランジスタのドレイン電圧のピーク値の一
定制御における一定制御値を変更させる一定制御値変更
信号を駆動電圧制御回路に対して出力する過電圧保護回
路を有することを特徴とする圧電トランスの駆動回路が
得られる。
【００２４】又、本発明によれば、一次側電極から交流
電圧を入力し圧電効果を利用して二次側電極から出力す
る圧電トランスと、この圧電トランスの一次側電極の一
方に二次側端子を接続し一次側端子を電源に接続した第
１のオートトランスと、この第１のオートトランスの中
間端子を出力端に接続した第１のスイッチングトランジ
スタと、圧電トランスの他方の一次側電極に二次側端子
を接続し一次側端子を電源に接続した第２のオートトラ
ンスと、この第２のオートトランスの中間端子が出力端
に接続された第２のスイッチングトランジスタと、第１
のスイッチングトランジスタと第２のスイッチングトラ
ンジスタを交互に駆動する２位相駆動回路と、周波数掃
引範囲を切り換える機能を有し、２位相駆動回路に対し
駆動信号を出力する周波数制御回路と、前記第１のスイ
ッチングトランジスタのドレイン電圧のピーク値を一定
に制御し、この一定制御値を外部からの信号により切り
換える機能を有した駆動電圧制御回路と、出力の過電圧
を検知した場合、リセット信号と前記周波数掃引範囲を
切り換える周波数掃引範囲切り換え信号を周波数制御回
路に対して出力すると共に、前記第１のスイッチングト
ランジスタのドレイン電圧のピーク値一定制御における
一定制御値を変更させる変更信号を駆動電圧制御回路に
対して出力する過電圧保護回路を有することを特徴とす
る圧電トランスの駆動回路が得られる。
電圧を入力し圧電効果を利用して二次側電極から出力す
る圧電トランスと、この圧電トランスの一次側電極の一
方に二次側端子を接続し一次側端子を電源に接続した第
１のオートトランスと、この第１のオートトランスの中
間端子を出力端に接続した第１のスイッチングトランジ
スタと、圧電トランスの他方の一次側電極に二次側端子
を接続し一次側端子を電源に接続した第２のオートトラ
ンスと、この第２のオートトランスの中間端子が出力端
に接続された第２のスイッチングトランジスタと、第１
のスイッチングトランジスタと第２のスイッチングトラ
ンジスタを交互に駆動する２位相駆動回路と、周波数掃
引範囲を切り換える機能を有し、２位相駆動回路に対し
駆動信号を出力する周波数制御回路と、前記第１のスイ
ッチングトランジスタのドレイン電圧のピーク値を一定
に制御し、この一定制御値を外部からの信号により切り
換える機能を有した駆動電圧制御回路と、出力の過電圧
を検知した場合、リセット信号と前記周波数掃引範囲を
切り換える周波数掃引範囲切り換え信号を周波数制御回
路に対して出力すると共に、前記第１のスイッチングト
ランジスタのドレイン電圧のピーク値一定制御における
一定制御値を変更させる変更信号を駆動電圧制御回路に
対して出力する過電圧保護回路を有することを特徴とす
る圧電トランスの駆動回路が得られる。
【００２５】
【作用】圧電トランスは出力インピーダンスが高く、動
作が負荷のインピーダンスに依存するため、負荷のイン
ピーダンスが高いときは高電圧を発生する。周囲温度が
低いなどの理由により冷陰極管のインピーダンスが高く
点灯しない状態や、断線等による負荷オープン状態時な
どは、圧電トランスは高電圧を出力する。この圧電トラ
ンスの特徴を利用して以下の作用が実現する。
作が負荷のインピーダンスに依存するため、負荷のイン
ピーダンスが高いときは高電圧を発生する。周囲温度が
低いなどの理由により冷陰極管のインピーダンスが高く
点灯しない状態や、断線等による負荷オープン状態時な
どは、圧電トランスは高電圧を出力する。この圧電トラ
ンスの特徴を利用して以下の作用が実現する。
【００２６】本発明によれば、第１に、出力の過電圧を
検知した場合、周波数掃引範囲切り換え信号を周波数制
御回路に対して出力する過電圧保護回路とを有すること
により、帰還電流Ｉｏは検知しているが設定値とは違う
場合の駆動周波数掃引範囲上限周波数ｆ１と、周囲温度
が低いなどの理由により冷陰極管のインピーダンスが高
く点灯しない状態や断線等による負荷オープン状態時な
どの駆動周波数掃引範囲上限周波数ｆ４を切り換えが可
能となる。周波数ｆ４を周波数ｆ１より低周波数に設定
すれば、図１４に示すように２位相駆動回路が反転する
直前のスイッチングトランジスタドレイン電圧が低くな
る。これにより、周囲温度が低いなどの理由により冷陰
極管のインピーダンスが高く点灯しない状態や、断線等
による負荷オープン状態時などの、２位相駆動回路反転
時に電磁トランス一次側電流ピーク値は低減し、第１の
オートトランス、第１のスイッチングトランジスタ、第
２のオートトランス、第２のスイッチングトランジスタ
の発熱を低減させることができる。
検知した場合、周波数掃引範囲切り換え信号を周波数制
御回路に対して出力する過電圧保護回路とを有すること
により、帰還電流Ｉｏは検知しているが設定値とは違う
場合の駆動周波数掃引範囲上限周波数ｆ１と、周囲温度
が低いなどの理由により冷陰極管のインピーダンスが高
く点灯しない状態や断線等による負荷オープン状態時な
どの駆動周波数掃引範囲上限周波数ｆ４を切り換えが可
能となる。周波数ｆ４を周波数ｆ１より低周波数に設定
すれば、図１４に示すように２位相駆動回路が反転する
直前のスイッチングトランジスタドレイン電圧が低くな
る。これにより、周囲温度が低いなどの理由により冷陰
極管のインピーダンスが高く点灯しない状態や、断線等
による負荷オープン状態時などの、２位相駆動回路反転
時に電磁トランス一次側電流ピーク値は低減し、第１の
オートトランス、第１のスイッチングトランジスタ、第
２のオートトランス、第２のスイッチングトランジスタ
の発熱を低減させることができる。
【００２７】本発明によれば、第２に、第１のスイッチ
ングトランジスタドレイン電圧ピーク値一定制御の一定
制御値を変更させる信号を駆動電圧制御回路に対して出
力する過電圧保護回路を有することにより、周囲温度が
低いなどの理由により冷陰極管のインピーダンスが高く
点灯しない状態や断線等による負荷オープン状態時など
の、第１のスイッチングトランジスタドレイン電圧ピー
ク値一定制御値Ｖｄ４と、その他の場合の第１のスイッ
チングトランジスタドレイン電圧ピーク値Ｖｄ１とを切
り換え可能となる。第１のスイッチングトランジスタド
レイン電圧ピーク値を小さくすることは圧電トランスを
駆動する電圧波形のピーク値を小さくすることであり、
駆動回路への入力電流、入力電力を小さくすることであ
る。Ｖｄ４をＶｄ１よりも小さく設定すれば、周囲温度
が低いなどの理由により冷陰極管のインピーダンスが高
く点灯しない状態や、断線等による負荷オープン状態時
などの２位相駆動回路反転時に電磁トランス一次側電流
ピーク値は低減し、第１のオートトランス、第１のスイ
ッチングトランジスタ、第２のオートトランス、第２の
スイッチングトランジスタの発熱を低減させることがで
きる。
ングトランジスタドレイン電圧ピーク値一定制御の一定
制御値を変更させる信号を駆動電圧制御回路に対して出
力する過電圧保護回路を有することにより、周囲温度が
低いなどの理由により冷陰極管のインピーダンスが高く
点灯しない状態や断線等による負荷オープン状態時など
の、第１のスイッチングトランジスタドレイン電圧ピー
ク値一定制御値Ｖｄ４と、その他の場合の第１のスイッ
チングトランジスタドレイン電圧ピーク値Ｖｄ１とを切
り換え可能となる。第１のスイッチングトランジスタド
レイン電圧ピーク値を小さくすることは圧電トランスを
駆動する電圧波形のピーク値を小さくすることであり、
駆動回路への入力電流、入力電力を小さくすることであ
る。Ｖｄ４をＶｄ１よりも小さく設定すれば、周囲温度
が低いなどの理由により冷陰極管のインピーダンスが高
く点灯しない状態や、断線等による負荷オープン状態時
などの２位相駆動回路反転時に電磁トランス一次側電流
ピーク値は低減し、第１のオートトランス、第１のスイ
ッチングトランジスタ、第２のオートトランス、第２の
スイッチングトランジスタの発熱を低減させることがで
きる。
【００２８】
【発明の実施の形態】図１は本発明による第１の実施の
形態の構成を示すブロック図である。本実施の形態で
は、１は圧電トランス、２は負荷、３は周波数制御回
路、４は昇圧回路、５，６はオートトランス、７，８は
スイッチングトランジスタ、９は２位相駆動回路、１０
は過電圧保護回路、１１は駆動電圧制御回路である。図
２は周波数制御回路３の詳細図、図３は過電圧保護回路
１０の詳細図、図４は駆動電圧制御回路１１の詳細図で
ある。
形態の構成を示すブロック図である。本実施の形態で
は、１は圧電トランス、２は負荷、３は周波数制御回
路、４は昇圧回路、５，６はオートトランス、７，８は
スイッチングトランジスタ、９は２位相駆動回路、１０
は過電圧保護回路、１１は駆動電圧制御回路である。図
２は周波数制御回路３の詳細図、図３は過電圧保護回路
１０の詳細図、図４は駆動電圧制御回路１１の詳細図で
ある。
【００２９】圧電トランス１は、板状の圧電セラミクス
に一次側電極と二次側電圧を形成し一次側電圧は厚み方
向に分極をおこない、二次側電極には長手方向に分極を
おこなった３次ローゼン型圧電トランスである。一次側
電極に共振周波数の交流電圧を印加して、圧電効果によ
り励振させ、この機械的振動により二次側電極から電力
を取り出するもである。この圧電トランス１は、出力イ
ンピーダンスが高く動作が負荷のインピーダンスに依存
するため、負荷のインピーダンスが高いときは高電圧を
発生する特徴を有する。
に一次側電極と二次側電圧を形成し一次側電圧は厚み方
向に分極をおこない、二次側電極には長手方向に分極を
おこなった３次ローゼン型圧電トランスである。一次側
電極に共振周波数の交流電圧を印加して、圧電効果によ
り励振させ、この機械的振動により二次側電極から電力
を取り出するもである。この圧電トランス１は、出力イ
ンピーダンスが高く動作が負荷のインピーダンスに依存
するため、負荷のインピーダンスが高いときは高電圧を
発生する特徴を有する。
【００３０】圧電トランス１の一次側電極の一方には、
二次側端子を接続し一次側端子を電源に接続した第１の
オートトランス５と、この第１のオートトランス５の中
間端子を出力端に接続した第１のスイッチングトランジ
スタ７と、圧電トランス１の他方の一次側電極に二次側
端子を接続し一次側端子を電源に接続した第２のオート
トランス６と、この第２のオートトランスの中間端子が
出力端に接続された第２のスイッチングトランジスタ８
が接続されている。２位相駆動回路９から出力された逆
相のクロックによって、第１のスイッチングトランジス
タ７と第２のスイッチングトランジスタ８が交互にオン
状態になる。この第１のオートトランス５、第１のスイ
ッチングトランジスタ７、第２のオートトランス６、第
２のスイッチングトランジスタ８、２位相駆動回路９で
昇圧機能を構成している。周波数制御回路３は２位相駆
動回路９に対し駆動信号を出力する機能、駆動電圧制御
回路１１は第１のスイッチングトランジスタドレイン電
圧ピーク値を一定に制御する機能を有している。周囲温
度が低いなどの理由により冷陰極管のインピーダンスが
高く点灯しない状態や、断線等による負荷オープン状態
などは、負荷のインピーダンスは高いので、同じ駆動周
波数では１００ｋΩ前後のインピーダンスをもつ冷陰極
管が接続されている場合よりも圧電トランス１の出力電
圧は大きい。過電圧保護回路１０は圧電トランス１の破
壊防止のため、出力の過電圧を検知した場合周波数制御
回路３に対しリセット信号と周波数掃引範囲切り換え信
号を出力する機能を有している。
二次側端子を接続し一次側端子を電源に接続した第１の
オートトランス５と、この第１のオートトランス５の中
間端子を出力端に接続した第１のスイッチングトランジ
スタ７と、圧電トランス１の他方の一次側電極に二次側
端子を接続し一次側端子を電源に接続した第２のオート
トランス６と、この第２のオートトランスの中間端子が
出力端に接続された第２のスイッチングトランジスタ８
が接続されている。２位相駆動回路９から出力された逆
相のクロックによって、第１のスイッチングトランジス
タ７と第２のスイッチングトランジスタ８が交互にオン
状態になる。この第１のオートトランス５、第１のスイ
ッチングトランジスタ７、第２のオートトランス６、第
２のスイッチングトランジスタ８、２位相駆動回路９で
昇圧機能を構成している。周波数制御回路３は２位相駆
動回路９に対し駆動信号を出力する機能、駆動電圧制御
回路１１は第１のスイッチングトランジスタドレイン電
圧ピーク値を一定に制御する機能を有している。周囲温
度が低いなどの理由により冷陰極管のインピーダンスが
高く点灯しない状態や、断線等による負荷オープン状態
などは、負荷のインピーダンスは高いので、同じ駆動周
波数では１００ｋΩ前後のインピーダンスをもつ冷陰極
管が接続されている場合よりも圧電トランス１の出力電
圧は大きい。過電圧保護回路１０は圧電トランス１の破
壊防止のため、出力の過電圧を検知した場合周波数制御
回路３に対しリセット信号と周波数掃引範囲切り換え信
号を出力する機能を有している。
【００３１】次に、図１の各ブロック動作について説明
する。２位相駆動回路９から出力された逆相のクロック
によって、第１のスイッチングトランジスタ７と第２の
スイッチングトランジスタ８が交互にオン状態になり第
１のオートトランス５と第２のオートトランス６の一次
側に電源ＶＤＤから電流を流し電流エネルギーとしてチ
ャージする。第１のスイッチングトランジスタ７、第２
のスイッチングトランジスタ８がオフ状態になるとチャ
ージしたエネルギーを放出し、電圧エネルギーとして電
源電圧より高い電圧を発生する。第１のスイッチングト
ランジスタ７のドレインに発生する電圧Ｖｄ１、第２の
スイッチングトランジスタ８のドレインに発生する電圧
Ｖｄ２は、電源電圧ＶＤＤ［Ｖ］の約３倍のピーク電圧
になる。このＶｄ１，Ｖｄ２は、第１のオートトランス
５と第２のオートトランス６の二次側で、その巻線比Ｎ
に比例した電圧に変換されて、圧電トランス１の一次側
電極に入力される。図６に示す圧電トランス入力電圧波
形Ｖｓ１，Ｖｓ２と、スイッチングトランジスタドレイ
ン電圧波形Ｖｄ１，Ｖｄ２は、図６に示す周波数ｆ０に
おいて、圧電トランス１と負荷２の等価入力容量と、電
磁トランスの一次側インダクタンスと、二次側インダク
タンスの、合計のインダクタンスによって電圧共振波形
にして、圧電トランス１の共振周期の半分の時間でゼロ
電圧になる正弦波の半波に設定する。
する。２位相駆動回路９から出力された逆相のクロック
によって、第１のスイッチングトランジスタ７と第２の
スイッチングトランジスタ８が交互にオン状態になり第
１のオートトランス５と第２のオートトランス６の一次
側に電源ＶＤＤから電流を流し電流エネルギーとしてチ
ャージする。第１のスイッチングトランジスタ７、第２
のスイッチングトランジスタ８がオフ状態になるとチャ
ージしたエネルギーを放出し、電圧エネルギーとして電
源電圧より高い電圧を発生する。第１のスイッチングト
ランジスタ７のドレインに発生する電圧Ｖｄ１、第２の
スイッチングトランジスタ８のドレインに発生する電圧
Ｖｄ２は、電源電圧ＶＤＤ［Ｖ］の約３倍のピーク電圧
になる。このＶｄ１，Ｖｄ２は、第１のオートトランス
５と第２のオートトランス６の二次側で、その巻線比Ｎ
に比例した電圧に変換されて、圧電トランス１の一次側
電極に入力される。図６に示す圧電トランス入力電圧波
形Ｖｓ１，Ｖｓ２と、スイッチングトランジスタドレイ
ン電圧波形Ｖｄ１，Ｖｄ２は、図６に示す周波数ｆ０に
おいて、圧電トランス１と負荷２の等価入力容量と、電
磁トランスの一次側インダクタンスと、二次側インダク
タンスの、合計のインダクタンスによって電圧共振波形
にして、圧電トランス１の共振周期の半分の時間でゼロ
電圧になる正弦波の半波に設定する。
【００３２】周波数制御回路３は図２に示すように電流
電圧変換回路１２、整流回路１３、比較器１４、積分器
１５、比較器１６、ＶＣＯ１７から構成されている。負
荷２から帰還される電流Ｉｏが電流電圧変換回路１２で
その抵抗値の比率により分圧された電圧に変換され、整
流回路１３で直流電圧に変換され、比較器１４に入力さ
れる。この比較器１４では基準電圧Ｖｒｅｆと比較さ
れ、入力電圧が小さい場合、積分器１５の放電経路を遮
断する信号を積分器１５に対して出力する。積分器１５
は放電経路を遮断する信号が入力された期間、出力電圧
が一定の割合で上昇するように構成されており、この出
力電圧はＶＣＯ１７に入力される。ＶＣＯ１７は入力さ
れた電圧値に反比例した周波数パルスを出力する電圧制
御発振器でこの周波数で圧電トランス１を駆動する。よ
って、比較器１４に基準電圧Ｖｒｅｆより小さい電圧が
入力された場合、駆動周波数は下がり続ける。
電圧変換回路１２、整流回路１３、比較器１４、積分器
１５、比較器１６、ＶＣＯ１７から構成されている。負
荷２から帰還される電流Ｉｏが電流電圧変換回路１２で
その抵抗値の比率により分圧された電圧に変換され、整
流回路１３で直流電圧に変換され、比較器１４に入力さ
れる。この比較器１４では基準電圧Ｖｒｅｆと比較さ
れ、入力電圧が小さい場合、積分器１５の放電経路を遮
断する信号を積分器１５に対して出力する。積分器１５
は放電経路を遮断する信号が入力された期間、出力電圧
が一定の割合で上昇するように構成されており、この出
力電圧はＶＣＯ１７に入力される。ＶＣＯ１７は入力さ
れた電圧値に反比例した周波数パルスを出力する電圧制
御発振器でこの周波数で圧電トランス１を駆動する。よ
って、比較器１４に基準電圧Ｖｒｅｆより小さい電圧が
入力された場合、駆動周波数は下がり続ける。
【００３３】これは図７に示すように圧電トランス１の
駆動周波数がｆ１から下がるように設定されているの
で、圧電トランス１の共振周波数ｆｒに近づくことにな
り、圧電トランス１の昇圧比が増加し圧電トランス１の
出力電流が時間的に増加する。
駆動周波数がｆ１から下がるように設定されているの
で、圧電トランス１の共振周波数ｆｒに近づくことにな
り、圧電トランス１の昇圧比が増加し圧電トランス１の
出力電流が時間的に増加する。
【００３４】図５にＶＣＯ１７の詳細ブロック図を示
す。ＶＣＯ１７の出力周波数は、コンデンサ３０に充放
電される周波数で決定し、コンデンサ３０に充放電する
周波数は充放電電流値で決定しこの電流値は４個の定電
流源で得られる電流値である。定電流源２４で得られる
電流値は積分器１５の出力電圧で決定され、積分器１５
の出力電圧が大きいほど得られる電流値は小さい。定電
流源２６で得られる電流値は、定電流源２４で得られる
電流値の２倍になるように設定する。定電流源２５で得
られる電流値は抵抗２９の値で決定され、抵抗２９の値
が大きい程得られる電流値は小さい。定電流源２７で得
られる電流値は、定電流源２５で得られる電流値の２倍
になるように設定する。
す。ＶＣＯ１７の出力周波数は、コンデンサ３０に充放
電される周波数で決定し、コンデンサ３０に充放電する
周波数は充放電電流値で決定しこの電流値は４個の定電
流源で得られる電流値である。定電流源２４で得られる
電流値は積分器１５の出力電圧で決定され、積分器１５
の出力電圧が大きいほど得られる電流値は小さい。定電
流源２６で得られる電流値は、定電流源２４で得られる
電流値の２倍になるように設定する。定電流源２５で得
られる電流値は抵抗２９の値で決定され、抵抗２９の値
が大きい程得られる電流値は小さい。定電流源２７で得
られる電流値は、定電流源２５で得られる電流値の２倍
になるように設定する。
【００３５】ＶＣＯ１７の動作を図８にタイミングチャ
ートでしめす。コンデンサ３０にチャージされている電
荷がない状態では、比較器２８の反転入力端子電圧Ｖｒ
は非反転入力端子電圧Ｖｎよりもはるかに小さく、比較
器２８の出力Ｖｃは高レベルとなる。比較器２８の出力
Ｖｃが高レベルの間スイッチ３１、スイッチ３２、スイ
ッチ３３はオフ状態となり反転入力端子電圧Ｖｒと出力
電圧Ｖｖｃｏは一定の割合で上昇を続ける。反転入力端
子電圧Ｖｒと非反転入力端子電圧Ｖｎが同じ電圧になる
と、比較器２８の出力Ｖｃは低レベルになり、スイッチ
３１、スイッチ３２、スイッチ３３はオン状態になる。
非反転入力端子電圧Ｖｎは低レベルとなる。コンデンサ
３０に流れ込む電流である定電流源２４、定電流源２５
の和よりも、コンデンサ３０から流れ出る電流定電流源
２６、定電流源２７の和のほうが大きいので、反転入力
端子電圧Ｖｒは、一定の割合で下降を続ける。定電流源
５０で得られる電流はスイッチ３２を経てグランドに流
れ込むので出力電圧Ｖｖｃｏは０Ｖとなる。反転入力端
子電圧Ｖｒが非反転入力端子電圧Ｖｎより低くなると、
比較器２８の出力Ｖｃは高レベルになり、スイッチ３
１、スイッチ３２、スイッチ３３はオフ状態になる。非
反転入力端子電圧Ｖｎは高レベルとなる。反転入力端子
電圧Ｖｒと出力電圧Ｖｖｃｏは再び一定の割合で上昇を
続ける。
ートでしめす。コンデンサ３０にチャージされている電
荷がない状態では、比較器２８の反転入力端子電圧Ｖｒ
は非反転入力端子電圧Ｖｎよりもはるかに小さく、比較
器２８の出力Ｖｃは高レベルとなる。比較器２８の出力
Ｖｃが高レベルの間スイッチ３１、スイッチ３２、スイ
ッチ３３はオフ状態となり反転入力端子電圧Ｖｒと出力
電圧Ｖｖｃｏは一定の割合で上昇を続ける。反転入力端
子電圧Ｖｒと非反転入力端子電圧Ｖｎが同じ電圧になる
と、比較器２８の出力Ｖｃは低レベルになり、スイッチ
３１、スイッチ３２、スイッチ３３はオン状態になる。
非反転入力端子電圧Ｖｎは低レベルとなる。コンデンサ
３０に流れ込む電流である定電流源２４、定電流源２５
の和よりも、コンデンサ３０から流れ出る電流定電流源
２６、定電流源２７の和のほうが大きいので、反転入力
端子電圧Ｖｒは、一定の割合で下降を続ける。定電流源
５０で得られる電流はスイッチ３２を経てグランドに流
れ込むので出力電圧Ｖｖｃｏは０Ｖとなる。反転入力端
子電圧Ｖｒが非反転入力端子電圧Ｖｎより低くなると、
比較器２８の出力Ｖｃは高レベルになり、スイッチ３
１、スイッチ３２、スイッチ３３はオフ状態になる。非
反転入力端子電圧Ｖｎは高レベルとなる。反転入力端子
電圧Ｖｒと出力電圧Ｖｖｃｏは再び一定の割合で上昇を
続ける。
【００３６】以上の動作を繰り返しＶＣＯ１５は周波数
を発生する。また、積分器１５の出力電圧により、ＶＣ
Ｏ１７の発振周波数が変わる。
を発生する。また、積分器１５の出力電圧により、ＶＣ
Ｏ１７の発振周波数が変わる。
【００３７】図７に示すＶＣＯ１５の発信周波数掃引範
囲の上限周波数ｆ１は、積分器１３の出力電圧下限値を
変更しない場合、ＶＣＯ１５回路内の抵抗２９とコンデ
ンサ３０の値で決定される。抵抗２９は２つの抵抗が並
列になり、一方は直接接地され、一方はスイッチ３４を
介して接地されている。このスイッチ３４はその制御端
子に高レベルの信号が入力されたときオフし、低レベル
又は無入力のときオンする動作で、制御端子に高レベル
信号入力時のほうが低レベルまたは無入力時よりも抵抗
２９の値は大きくなる。
囲の上限周波数ｆ１は、積分器１３の出力電圧下限値を
変更しない場合、ＶＣＯ１５回路内の抵抗２９とコンデ
ンサ３０の値で決定される。抵抗２９は２つの抵抗が並
列になり、一方は直接接地され、一方はスイッチ３４を
介して接地されている。このスイッチ３４はその制御端
子に高レベルの信号が入力されたときオフし、低レベル
又は無入力のときオンする動作で、制御端子に高レベル
信号入力時のほうが低レベルまたは無入力時よりも抵抗
２９の値は大きくなる。
【００３８】２位相駆動回路９は出力電圧Ｖｇ１，Ｖｇ
２の２つの相反した出力端子をもつブロックである。周
波数制御回路３ＶＣＯ１７の出力電圧Ｖｖｃｏを入力
し、このパルスが入力されるたびに、２つの出力電圧は
反転を繰り返す。
２の２つの相反した出力端子をもつブロックである。周
波数制御回路３ＶＣＯ１７の出力電圧Ｖｖｃｏを入力
し、このパルスが入力されるたびに、２つの出力電圧は
反転を繰り返す。
【００３９】図４に駆動電圧制御回路１１の詳細図を示
す。第１のスイッチングトランジスタ７のドレイン電圧
波形Ｖｄ１を入力して、抵抗３５と抵抗３６で分圧した
電圧を整流し直流電圧Ｖｉに変換する。積分回路２３で
はＶｓが入力されていて、この直流電圧Ｖｉとの電圧差
を積分して出力電圧Ｖｃを比較器２１に出力する。比較
器２１の非反転入力端子にはＶＣＯ１７からＶｒが入力
されていて、ＶｒよりもＶｃが大きい間比較器２１の出
力は高レベルとなり、この出力はＱ３のゲート電圧とな
る。Ｑ３にはＰチャネルパワーＭＯＳＦＥＴを使用して
いて比較器２１の出力が高レベルの間Ｑ３のソース、ド
レイン間はオフ状態となり、昇圧回路４へ電力が入らな
い。
す。第１のスイッチングトランジスタ７のドレイン電圧
波形Ｖｄ１を入力して、抵抗３５と抵抗３６で分圧した
電圧を整流し直流電圧Ｖｉに変換する。積分回路２３で
はＶｓが入力されていて、この直流電圧Ｖｉとの電圧差
を積分して出力電圧Ｖｃを比較器２１に出力する。比較
器２１の非反転入力端子にはＶＣＯ１７からＶｒが入力
されていて、ＶｒよりもＶｃが大きい間比較器２１の出
力は高レベルとなり、この出力はＱ３のゲート電圧とな
る。Ｑ３にはＰチャネルパワーＭＯＳＦＥＴを使用して
いて比較器２１の出力が高レベルの間Ｑ３のソース、ド
レイン間はオフ状態となり、昇圧回路４へ電力が入らな
い。
【００４０】図９に比較器２８の反転入力端子電圧Ｖ
ｒ、積分回路２３の出力電圧Ｖｃ、比較器２１の出力電
圧Ｖｇ３、２位相駆動回路９の出力電圧Ｖｇ１，Ｖｇ
２、第１のスイッチングトランジスタ７のドレイン電圧
波形Ｖｄ１、第２のスイッチングトランジスタ８のドレ
イン電圧波形Ｖｄ２の動作をタイミングチャートで示
す。第１のスイッチングトランジスタ７のドレイン電圧
Ｖｄ１が小さいと積分回路２３の出力電圧Ｖｃが大きく
なり、Ｑ３ソース、ドレイン間のオンの時間が長く昇圧
回路４への入力電力が大きいため、第１及び第２のスイ
ッチングトランジスタ７，８のドレイン電圧Ｖｄ１，Ｖ
ｄ２が大きくなる。このためオートトランス巻線比Ｎに
比例した圧電トランス入力電圧Ｖｓ１，Ｖｓ２も大きく
なる。
ｒ、積分回路２３の出力電圧Ｖｃ、比較器２１の出力電
圧Ｖｇ３、２位相駆動回路９の出力電圧Ｖｇ１，Ｖｇ
２、第１のスイッチングトランジスタ７のドレイン電圧
波形Ｖｄ１、第２のスイッチングトランジスタ８のドレ
イン電圧波形Ｖｄ２の動作をタイミングチャートで示
す。第１のスイッチングトランジスタ７のドレイン電圧
Ｖｄ１が小さいと積分回路２３の出力電圧Ｖｃが大きく
なり、Ｑ３ソース、ドレイン間のオンの時間が長く昇圧
回路４への入力電力が大きいため、第１及び第２のスイ
ッチングトランジスタ７，８のドレイン電圧Ｖｄ１，Ｖ
ｄ２が大きくなる。このためオートトランス巻線比Ｎに
比例した圧電トランス入力電圧Ｖｓ１，Ｖｓ２も大きく
なる。
【００４１】駆動電圧制御回路１１に入力される電圧が
同じでも整流回路２２の抵抗３５，３６の比を変える
と、分圧後の電圧が変わり積分回路２３出力電圧Ｖｃも
変わりＱ３ゲート電圧のデューティー比が変わるため、
昇圧回路４への入力電力を変更することができる。
同じでも整流回路２２の抵抗３５，３６の比を変える
と、分圧後の電圧が変わり積分回路２３出力電圧Ｖｃも
変わりＱ３ゲート電圧のデューティー比が変わるため、
昇圧回路４への入力電力を変更することができる。
【００４２】過電圧保護回路１０は図３に示すように分
圧回路１８、整流回路１９、比較器ブロック２０から構
成される。圧電トランス１の二次側電極から出力される
Ｖｏが分圧回路１８でその抵抗比に分圧され、整流回路
２１で直流電圧に変換され、比較器２２に入力される。
比較器２２では基準電圧Ｖｍａｘと比較され、入力電圧
が大きい場合２つの信号Ｖｐ１，Ｖｐ２を出力する。図
２に示すように出力信号Ｖｐ１は、積分器１３をリセッ
トする信号である。積分器１３の出力電圧は最低電圧と
なる。図５に示すように出力信号Ｖｐ２はＶＣＯ１７の
スイッチ３４のオン、オフ切り替えの信号で、Ｖｐ２が
出力されたときスイッチ３４はオフになる。出力信号Ｖ
ｐ２は時定数をもった出力で比較ブロック２０の出力が
一度高レベルになると、積分器１３の出力が最低電圧か
ら最高電圧になるまでに要する時間と同じ長さの間出力
を続ける。また、分圧回路２０の抵抗比の設定は、これ
以上大きくなると圧電トランス１の特性劣化発生する出
力電圧Ｖｏが、整流回路２１通過後、基準電圧Ｖｍａｘ
と等しくなるようにする。
圧回路１８、整流回路１９、比較器ブロック２０から構
成される。圧電トランス１の二次側電極から出力される
Ｖｏが分圧回路１８でその抵抗比に分圧され、整流回路
２１で直流電圧に変換され、比較器２２に入力される。
比較器２２では基準電圧Ｖｍａｘと比較され、入力電圧
が大きい場合２つの信号Ｖｐ１，Ｖｐ２を出力する。図
２に示すように出力信号Ｖｐ１は、積分器１３をリセッ
トする信号である。積分器１３の出力電圧は最低電圧と
なる。図５に示すように出力信号Ｖｐ２はＶＣＯ１７の
スイッチ３４のオン、オフ切り替えの信号で、Ｖｐ２が
出力されたときスイッチ３４はオフになる。出力信号Ｖ
ｐ２は時定数をもった出力で比較ブロック２０の出力が
一度高レベルになると、積分器１３の出力が最低電圧か
ら最高電圧になるまでに要する時間と同じ長さの間出力
を続ける。また、分圧回路２０の抵抗比の設定は、これ
以上大きくなると圧電トランス１の特性劣化発生する出
力電圧Ｖｏが、整流回路２１通過後、基準電圧Ｖｍａｘ
と等しくなるようにする。
【００４３】次に、本発明による第１の実施の形態の回
路全体動作について説明する。圧電トランス入力電圧Ｖ
ｓ１，Ｖｓ２は圧電トランス１の入力電極に交互に入力
されるので、等価的に正弦波の波形が駆動電圧として圧
電トランス１を振動させ、圧電トランス１の形状によっ
て決定される昇圧比Ｍ倍の出力電圧が二次側電極から出
力される。この電圧Ｖｏが負荷２に印加され、負荷を流
れて帰還する電流Ｉｏが周波数制御回路３に入力され
る。周波数制御回路３は、２位相駆動回路９に対して圧
電トランス１を駆動する周波数を発生する。この駆動周
波数はｆ１から一定の割合で低下し、駆動周波数ｆ０に
おいて比較器１４に入力される電圧が基準電圧Ｖｒｅｆ
より大きくなり、比較器１４は積分器１５に対し、放電
経路を復帰させる信号を出力する。これにより、積分器
１５の出力信号は放電経路が復帰する直前の電圧を保っ
たままになり、ＶＣＯ１５の出力周波数が一定になり圧
電トランス１が一定の周波数で駆動される。
路全体動作について説明する。圧電トランス入力電圧Ｖ
ｓ１，Ｖｓ２は圧電トランス１の入力電極に交互に入力
されるので、等価的に正弦波の波形が駆動電圧として圧
電トランス１を振動させ、圧電トランス１の形状によっ
て決定される昇圧比Ｍ倍の出力電圧が二次側電極から出
力される。この電圧Ｖｏが負荷２に印加され、負荷を流
れて帰還する電流Ｉｏが周波数制御回路３に入力され
る。周波数制御回路３は、２位相駆動回路９に対して圧
電トランス１を駆動する周波数を発生する。この駆動周
波数はｆ１から一定の割合で低下し、駆動周波数ｆ０に
おいて比較器１４に入力される電圧が基準電圧Ｖｒｅｆ
より大きくなり、比較器１４は積分器１５に対し、放電
経路を復帰させる信号を出力する。これにより、積分器
１５の出力信号は放電経路が復帰する直前の電圧を保っ
たままになり、ＶＣＯ１５の出力周波数が一定になり圧
電トランス１が一定の周波数で駆動される。
【００４４】圧電トランス１が一定の周波数で駆動され
はじめた後、管のインピーダンス変動等何らかの原因に
より帰還電流Ｉｏが変動し、比較器１４の入力電圧が基
準電圧Ｖｒｅｆより小さくなる場合、比較器１４の出力
は、積分器１５の放電経路を遮断する信号を出力し駆動
周波数は低下する。周波数ｆ２になると、積分器１５の
出力を入力する比較器１６は、基準電圧Ｖｍｉｎより低
くなって、積分器１５に対してリセット信号を出力す
る。積分器１５はリセットされ、出力電圧は最低電圧と
なり、ＶＣＯ１７はｆ１の周波数を出力する状態にな
り、以上の動作を繰り返す。この動作のなかで、比較器
１４の入力電圧がＶｒｅｆの電圧と同じ大きさになる周
波数が見つかった場合には、積分器１３の出力電圧はそ
の電圧を保ったままになり、ＶＣＯ１５の出力周波数が
一定になる。
はじめた後、管のインピーダンス変動等何らかの原因に
より帰還電流Ｉｏが変動し、比較器１４の入力電圧が基
準電圧Ｖｒｅｆより小さくなる場合、比較器１４の出力
は、積分器１５の放電経路を遮断する信号を出力し駆動
周波数は低下する。周波数ｆ２になると、積分器１５の
出力を入力する比較器１６は、基準電圧Ｖｍｉｎより低
くなって、積分器１５に対してリセット信号を出力す
る。積分器１５はリセットされ、出力電圧は最低電圧と
なり、ＶＣＯ１７はｆ１の周波数を出力する状態にな
り、以上の動作を繰り返す。この動作のなかで、比較器
１４の入力電圧がＶｒｅｆの電圧と同じ大きさになる周
波数が見つかった場合には、積分器１３の出力電圧はそ
の電圧を保ったままになり、ＶＣＯ１５の出力周波数が
一定になる。
【００４５】周囲温度が低いなどの理由により冷陰極管
のインピーダンスが高く点灯しない状態や、断線等によ
る負荷オープン状態時など、負荷のインピーダンスが高
い状態では上述と同様駆動周波数は低下しつづける。負
荷インピーダンスが大きいので圧電トランス１の出力電
圧Ｖｏが大きく、周波数ｆ３において過電圧保護回路１
０の比較器２０に入力される電圧が基準電圧Ｖｍａｘよ
り大きくなりＶｐ１，Ｖｐ２が出力される。Ｖｐ２の出
力によりＶＣＯ１７のスイッチ３４がオフし、抵抗２９
の値は大きくなる。Ｖｐ１の出力により積分器１５はリ
セットされ出力電圧は最低電圧となるが、ＶＣＯ１７は
抵抗２９の値が大きくなっているため周波数はｆ４にな
る。ＶＣＯ１７の周波数はｆ４から低下し以上の動作を
繰り返す。
のインピーダンスが高く点灯しない状態や、断線等によ
る負荷オープン状態時など、負荷のインピーダンスが高
い状態では上述と同様駆動周波数は低下しつづける。負
荷インピーダンスが大きいので圧電トランス１の出力電
圧Ｖｏが大きく、周波数ｆ３において過電圧保護回路１
０の比較器２０に入力される電圧が基準電圧Ｖｍａｘよ
り大きくなりＶｐ１，Ｖｐ２が出力される。Ｖｐ２の出
力によりＶＣＯ１７のスイッチ３４がオフし、抵抗２９
の値は大きくなる。Ｖｐ１の出力により積分器１５はリ
セットされ出力電圧は最低電圧となるが、ＶＣＯ１７は
抵抗２９の値が大きくなっているため周波数はｆ４にな
る。ＶＣＯ１７の周波数はｆ４から低下し以上の動作を
繰り返す。
【００４６】従って、本発明による圧電トランスの駆動
回路によれば、帰還電流Ｉｏが発生している場合のＶＣ
Ｏ１７の周波数掃引範囲はｆ１からｆ２迄であり、周囲
温度が低いなどの理由により系陰極管のインピーダンス
が高く点灯しない状態や、断線等による負荷オープン状
態時などの、ＶＣＯ１７の周波数掃引範囲はｆ４からｆ
３迄である。周囲温度が低いなどの理由により冷陰極管
のインピーダンスが高く点灯しない状態や、断線等によ
る負荷オープン状態時など長時間又は永久にＶＣＯ１７
の周波数掃引の動作が続く場合には、周波数掃引の上限
周波数を低めに移動させることにより、図１３に示すよ
うに２位相駆動回路が反転する直前のスイッチングトラ
ンジスタのドレイン電圧が低くなる。これにより上限周
波数において２位相駆動回路が反転する瞬間に発生する
第１のオートトランス５、第１のスイッチングトランジ
スタ１７、第２のオートトランス６、第２のスイッチン
グトランジスタ１８に流れる電流ピーク値が減少し、第
１のオートトランス５、第１のスイッチングトランジス
タ１７、第２のオートトランス６、第２のスイッチング
トランジスタ１８の発熱を低減することができる。
回路によれば、帰還電流Ｉｏが発生している場合のＶＣ
Ｏ１７の周波数掃引範囲はｆ１からｆ２迄であり、周囲
温度が低いなどの理由により系陰極管のインピーダンス
が高く点灯しない状態や、断線等による負荷オープン状
態時などの、ＶＣＯ１７の周波数掃引範囲はｆ４からｆ
３迄である。周囲温度が低いなどの理由により冷陰極管
のインピーダンスが高く点灯しない状態や、断線等によ
る負荷オープン状態時など長時間又は永久にＶＣＯ１７
の周波数掃引の動作が続く場合には、周波数掃引の上限
周波数を低めに移動させることにより、図１３に示すよ
うに２位相駆動回路が反転する直前のスイッチングトラ
ンジスタのドレイン電圧が低くなる。これにより上限周
波数において２位相駆動回路が反転する瞬間に発生する
第１のオートトランス５、第１のスイッチングトランジ
スタ１７、第２のオートトランス６、第２のスイッチン
グトランジスタ１８に流れる電流ピーク値が減少し、第
１のオートトランス５、第１のスイッチングトランジス
タ１７、第２のオートトランス６、第２のスイッチング
トランジスタ１８の発熱を低減することができる。
【００４７】図１０は本発明による第２の実施の形態の
構成のブロック図である。本実施の形態において１は電
圧トランス、２は負荷、３は周波数制御回路、４は昇圧
回路、５，６はオートトランス、７，８はスイッチング
トランジスタ、９は２位相駆動回路、１０は過電圧保護
回路、１１は駆動電圧制御回路である。図１０による実
施の形態は比較ブロック２０の出力Ｖｐ２が制御するス
イッチが駆動電圧制御回路１１のなかの整流回路２２の
スイッチ３７に書き換えられた点が特徴である。図１１
に示すようにＶＣＯ１７の抵抗２９は固定値となる。図
１２に示す駆動回路１１のなかの整流回路２２の抵抗３
６は２つの抵抗が並列になり、一方は直接接地され、一
方はスイッチを介して接地されている。このスイッチは
その制御端子に高レベルの信号が入力されたときオフ
し、低レベル又は無入力のときオンする動作で、制御端
子高レベル信号入力時のほうが低レベルまたは無入力時
よりも抵抗３６の値は大きくなる。過電圧制御回路１１
の出力Ｖｐ２が制御する回路を、周波数制御回路３から
駆動電圧制御回路１１に変更したことを除いては図１と
同じである。
構成のブロック図である。本実施の形態において１は電
圧トランス、２は負荷、３は周波数制御回路、４は昇圧
回路、５，６はオートトランス、７，８はスイッチング
トランジスタ、９は２位相駆動回路、１０は過電圧保護
回路、１１は駆動電圧制御回路である。図１０による実
施の形態は比較ブロック２０の出力Ｖｐ２が制御するス
イッチが駆動電圧制御回路１１のなかの整流回路２２の
スイッチ３７に書き換えられた点が特徴である。図１１
に示すようにＶＣＯ１７の抵抗２９は固定値となる。図
１２に示す駆動回路１１のなかの整流回路２２の抵抗３
６は２つの抵抗が並列になり、一方は直接接地され、一
方はスイッチを介して接地されている。このスイッチは
その制御端子に高レベルの信号が入力されたときオフ
し、低レベル又は無入力のときオンする動作で、制御端
子高レベル信号入力時のほうが低レベルまたは無入力時
よりも抵抗３６の値は大きくなる。過電圧制御回路１１
の出力Ｖｐ２が制御する回路を、周波数制御回路３から
駆動電圧制御回路１１に変更したことを除いては図１と
同じである。
【００４８】次に、本発明による第２の実施の形態の動
作について説明する。周囲温度が低いなどの理由により
冷陰極管のインピーダンスが高く点灯しない状態や断線
等による負荷オープン状態時などは、比較器１４の出力
は積分器１５の放電経路を遮断する信号となり駆動周波
数は一定の割合で低下をつづける。周波数ｆ３において
過電圧保護回路１０が過電圧を検知した場合、Ｖｐ１，
Ｖｐ２を出力する。Ｖｐ１の出力により積分器１５はリ
セットされ積分器１５の出力電圧は最低電圧となりＶＣ
Ｏ１７は周波数ｆ１を出力する。この周波数ｆ１から再
び駆動周波数は一定の割合で低下をして、上記の動作を
繰り返す。Ｖｐ２の出力により整流回路２２のスイッチ
３７がオフし積分回路２３への入力電圧Ｖｉが増大する
ので出力Ｖｃは増大する。このため比較器２１の出力Ｖ
ｇ３は高レベルを出力する時間比が大きくなり、Ｑ３ソ
ース、ドレイン間オープンの時間比が大きくなり、昇圧
回路４へ供給される電力が少なくなることから、スイッ
チングトランジスタドレイン電圧波形Ｖｄ１，Ｖｄ２の
ピーク電圧値が減少する。これにより周波数ｆ１付近に
おいて２位相駆動回路が反転する直前のスイッチングト
ランジスタドレイン電圧が小さくなり、２位相駆動回路
が反転する瞬間に発生する第１のオートトランス５、第
１のスイッチングトランジスタ１７、第２のオートトラ
ンス６、第２のスイッチングトランジスタ１８に流れる
電流ピーク値が減少し第１のオートトランス５、第１の
スイッチングトランジスタ１７、第２のオートトランス
６、第２のスイッチングトランジスタ１８の発熱を低減
することができる。
作について説明する。周囲温度が低いなどの理由により
冷陰極管のインピーダンスが高く点灯しない状態や断線
等による負荷オープン状態時などは、比較器１４の出力
は積分器１５の放電経路を遮断する信号となり駆動周波
数は一定の割合で低下をつづける。周波数ｆ３において
過電圧保護回路１０が過電圧を検知した場合、Ｖｐ１，
Ｖｐ２を出力する。Ｖｐ１の出力により積分器１５はリ
セットされ積分器１５の出力電圧は最低電圧となりＶＣ
Ｏ１７は周波数ｆ１を出力する。この周波数ｆ１から再
び駆動周波数は一定の割合で低下をして、上記の動作を
繰り返す。Ｖｐ２の出力により整流回路２２のスイッチ
３７がオフし積分回路２３への入力電圧Ｖｉが増大する
ので出力Ｖｃは増大する。このため比較器２１の出力Ｖ
ｇ３は高レベルを出力する時間比が大きくなり、Ｑ３ソ
ース、ドレイン間オープンの時間比が大きくなり、昇圧
回路４へ供給される電力が少なくなることから、スイッ
チングトランジスタドレイン電圧波形Ｖｄ１，Ｖｄ２の
ピーク電圧値が減少する。これにより周波数ｆ１付近に
おいて２位相駆動回路が反転する直前のスイッチングト
ランジスタドレイン電圧が小さくなり、２位相駆動回路
が反転する瞬間に発生する第１のオートトランス５、第
１のスイッチングトランジスタ１７、第２のオートトラ
ンス６、第２のスイッチングトランジスタ１８に流れる
電流ピーク値が減少し第１のオートトランス５、第１の
スイッチングトランジスタ１７、第２のオートトランス
６、第２のスイッチングトランジスタ１８の発熱を低減
することができる。
【００４９】図１４は本発明による第３の実施の形態の
構成のブロック図である。本実施の形態は、第１の実施
の形態と第２の実施の形態を複合させた実施の形態であ
る。過電圧保護回路１０の出力Ｖｐ２は、図５の周波数
制御回路３のＶＣＯ１７のスイッチ３４と、図１２に示
す駆動電圧制御回路１１の整流回路２２のスイッチ３７
を同時に制御する。これにより、過電圧制御回路１０で
過電圧を検知した場合、スイッチ３４をオフさせて駆動
周波数掃引範囲上限周波数を低下させると共に、スイッ
チ３７をオフさせて入力電力を低減させ、周囲温度が低
いなどの理由により冷陰極管のインピーダンスが高く点
灯しない状態や断線等による負荷オープン状態時など
の、第１のオートトランス５、第１のスイッチングトラ
ンジスタ１７、第２のオートトランス６、第２のスイッ
チングトランジスタ１８の発熱を低減することができ
る。
構成のブロック図である。本実施の形態は、第１の実施
の形態と第２の実施の形態を複合させた実施の形態であ
る。過電圧保護回路１０の出力Ｖｐ２は、図５の周波数
制御回路３のＶＣＯ１７のスイッチ３４と、図１２に示
す駆動電圧制御回路１１の整流回路２２のスイッチ３７
を同時に制御する。これにより、過電圧制御回路１０で
過電圧を検知した場合、スイッチ３４をオフさせて駆動
周波数掃引範囲上限周波数を低下させると共に、スイッ
チ３７をオフさせて入力電力を低減させ、周囲温度が低
いなどの理由により冷陰極管のインピーダンスが高く点
灯しない状態や断線等による負荷オープン状態時など
の、第１のオートトランス５、第１のスイッチングトラ
ンジスタ１７、第２のオートトランス６、第２のスイッ
チングトランジスタ１８の発熱を低減することができ
る。
【００５０】
【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、第
１に、周囲温度が低いなどの理由により冷陰極管のイン
ピーダンスが高く点灯しない状態や断線等による負荷オ
ープン状態時などに生ずる第１のオートトランス５、第
１のスイッチングトランジスタ１７、第２のオートトラ
ンス６、第２のスイッチングトランジスタ１８の発熱を
低減することができる。その理由は、周囲温度が低いな
どの理由により冷陰極管のインピーダンスが高く点灯し
ない状態や断線等による負荷オープン状態時などには、
周波数掃引範囲上限を低い周波数に設定する手段、入力
電力を小さく手段により、２位相駆動回路が反転する瞬
間に第１のオートトランス５、第１のスイッチングトラ
ンジスタ１７、第２のオートトランス６、第２のスイッ
チングトランジスタ１８に流れる電流ピーク値を低減す
るからである。
１に、周囲温度が低いなどの理由により冷陰極管のイン
ピーダンスが高く点灯しない状態や断線等による負荷オ
ープン状態時などに生ずる第１のオートトランス５、第
１のスイッチングトランジスタ１７、第２のオートトラ
ンス６、第２のスイッチングトランジスタ１８の発熱を
低減することができる。その理由は、周囲温度が低いな
どの理由により冷陰極管のインピーダンスが高く点灯し
ない状態や断線等による負荷オープン状態時などには、
周波数掃引範囲上限を低い周波数に設定する手段、入力
電力を小さく手段により、２位相駆動回路が反転する瞬
間に第１のオートトランス５、第１のスイッチングトラ
ンジスタ１７、第２のオートトランス６、第２のスイッ
チングトランジスタ１８に流れる電流ピーク値を低減す
るからである。
【００５１】又、本発明によれば、図７の周波数ｆ１を
高い周波数に設定可能となり圧電トランスを昇圧比の低
いところでも使用できるので、冷陰極管の輝度設定を小
さくすることができる、冷陰極管の環境や経時によるイ
ンピーダンス変化の範囲が広くなっても駆動回路が追従
可能になる、多くの種類の負荷に対応可能となるなどの
第２の効果が現れる。その理由は、従来周波数ｆ１を高
い周波数に設定すると２位相駆動回路が反転する瞬間に
第１のオートトランス５、第１のスイッチングトランジ
スタ１７、第２のオートトランス６、第２のスイッチン
グトランジスタ１８に流れる電流ピーク値が大きくなる
ため部品発熱が大きくなるが上記第１の効果によりこの
問題が解決されたため周波数ｆ１を高い周波数に設定可
能となる。
高い周波数に設定可能となり圧電トランスを昇圧比の低
いところでも使用できるので、冷陰極管の輝度設定を小
さくすることができる、冷陰極管の環境や経時によるイ
ンピーダンス変化の範囲が広くなっても駆動回路が追従
可能になる、多くの種類の負荷に対応可能となるなどの
第２の効果が現れる。その理由は、従来周波数ｆ１を高
い周波数に設定すると２位相駆動回路が反転する瞬間に
第１のオートトランス５、第１のスイッチングトランジ
スタ１７、第２のオートトランス６、第２のスイッチン
グトランジスタ１８に流れる電流ピーク値が大きくなる
ため部品発熱が大きくなるが上記第１の効果によりこの
問題が解決されたため周波数ｆ１を高い周波数に設定可
能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による第１の実施の形態を示したブロッ
ク図である。
ク図である。
【図２】図１の周波数制御回路のブロック図である。
【図３】図１の過電圧保護回路のブロック図である。
【図４】図１の駆動電圧制御回路の回路図である。
【図５】図２のＶＣＯの回路図である。
【図６】図１の実施の形態における電磁トランスの電圧
波形図である。
波形図である。
【図７】周波数制御回路の動作を説明する特性図であ
る。
る。
【図８】図５の動作を説明するタイミングチャートであ
る。
る。
【図９】図４の動作を説明するタイミングチャートであ
る。
る。
【図１０】本発明による第２の実施の形態を示したブロ
ック図である。
ック図である。
【図１１】図１０のＶＣＯの回路図である。
【図１２】図１０の駆動電圧制御回路の回路図である。
【図１３】第１のスイッチングトランジスタドレイン電
圧波形である。
圧波形である。
【図１４】本発明による第３の実施の形態を示したブロ
ック図である。
ック図である。
【図１５】従来例を示したブロック図である。
【図１６】図１５の周波数制御回路のブロック図であ
る。
る。
【図１７】他の従来例を示したブロック図である。
【図１８】さらに他の従来例を示したブロック図であ
る。
る。
【符号の説明】 １ 圧電トランス ２ 負荷 ３ 周波数制御回路 ４ 昇圧回路 ５ 第１のオートトランス ６ 第２のオートトランス ７ 第１のスイッチングトランジスタ ８ 第２のスイッチングトランジスタ ９ ２位相駆動回路 １０ 過電圧保護回路 １１ 駆動電圧制御回路 １２ 電流電圧変換回路 １３ 整流回路 １４ 比較器 １５ 積分器 １６ 比較器 １７ ＶＣＯ １８ 分圧回路 １９ 整流回路 ２０ 比較ブロック ２１ 比較器 ２２ 整流回路 ２３ 積分回路 ２４，２５，２６，２７，５０ 定電流源 ２８ 比較器 ２９ 抵抗 ３０ コンデンサ ３１，３２，３３，３４，３７ スイッチ ３５，３６ 抵抗 ３８ 負荷電流比較回路 ３９ 周波数掃引発振器 ４０ 駆動回路 ４１ 出力電圧比較回路 ４２ 圧電トランス二次電極
【手続補正２】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】全図
【補正方法】変更
【補正内容】
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図１１】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１３】
【図１２】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.6 識別記号 庁内整理番号 ＦＩ 技術表示箇所 // Ｇ０２Ｆ 1/133 ５３５ Ｈ０１Ｌ 41/08 Ａ
Claims (3)
- 【請求項１】 １次側電極から交流電圧を入力し圧電効
果を利用して二次側電極から出力する圧電トランスと、
該圧電トランスの１次側電極の一方に二次側端子を接続
し前記１次側端子を電源に接続した第１のオートトラン
スと、該第１のオートトランスの中間端子を出力端に接
続した第１のスイッチングトランジスタと、前記圧電ト
ランスの他方の１次側電極に二次側端子を接続し１次側
端子を電源に接続した第２のオートトランスと、この第
２のオートトランスの中間端子が出力端に接続された第
２のスイッチングトランジスタと、前記第１のスイッチ
ングトランジスタと前記第２のスイッチングトランジス
タを交互に駆動する２位相駆動回路と、周波数掃引範囲
を切り換える機能を有し、前記２位相駆動回路に対し駆
動信号を出力する周波数制御回路と、前記第１のスイッ
チングトランジスタのドレイン電圧のピーク値を一定に
制御し、この一定制御値を切り換える機能を有した駆動
電圧制御回路と、出力の過電圧を検知した場合、リセッ
ト信号と前記周波数掃引範囲を切り換える周波数掃引範
囲切換信号を周波数制御回路に対して出力する過電圧保
護回路を有することを特徴とする圧電トランスの駆動回
路。 - 【請求項２】 一次側電極から交流電圧を入力し圧電効
果を利用して二次側電極から出力する圧電トランスと、
この圧電トランスの一次側電極の一方に二次側端子を接
続し一次側端子を電源に接続した第１のオートトランス
と、この第１のオートトランスの中間端子を出力端に接
続した第１のスイッチングトランジスタと、圧電トラン
スの他方の一次側電極に二次側端子を接続し一次側端子
を電源に接続した第２のオートトランスと、この第２の
オートトランスの中間端子が出力端に接続された第２の
スイッチングトランジスタと、第１のスイッチングトラ
ンジスタと第２のスイッチングトランジスタを交互に駆
動する２位相駆動回路と、周波数掃引範囲を切り換える
機能を有し、２位相駆動回路に対し駆動信号を出力する
周波数制御回路と、前記第１のスイッチングトランジス
タのドレイン電圧のピーク値を一定に制御し、この一定
制御値を外部からの信号により切り換える機能を有した
駆動電圧制御回路と、前記第１のスイッチングトランジ
スタのドレイン電圧のピーク値の一定制御における一定
制御値を変更させる一定制御値変更信号を駆動電圧制御
回路に対して出力する過電圧保護回路を有することを特
徴とする圧電トランスの駆動回路。 - 【請求項３】 一次側電極から交流電圧を入力し圧電効
果を利用して二次側電極から出力する圧電トランスと、
この圧電トランスの一次側電極の一方に二次側端子を接
続し一次側端子を電源に接続した第１のオートトランス
と、この第１のオートトランスの中間端子を出力端に接
続した第１のスイッチングトランジスタと、圧電トラン
スの他方の一次側電極に二次側端子を接続し一次側端子
を電源に接続した第２のオートトランスと、この第２の
オートトランスの中間端子が出力端に接続された第２の
スイッチングトランジスタと、第１のスイッチングトラ
ンジスタと第２のスイッチングトランジスタを交互に駆
動する２位相駆動回路と、周波数掃引範囲を切り換える
機能を有し、２位相駆動回路に対し駆動信号を出力する
周波数制御回路と、前記第１のスイッチングトランジス
タのドレイン電圧のピーク値を一定に制御し、この一定
制御値を外部からの信号により切り換える機能を有した
駆動電圧制御回路と、出力の過電圧を検知した場合、リ
セット信号と前記周波数掃引範囲を切り換える周波数掃
引範囲切り換え信号を周波数制御回路に対して出力する
と共に、前記第１のスイッチングトランジスタのドレイ
ン電圧のピーク値一定制御における一定制御値を変更さ
せる変更信号を駆動電圧制御回路に対して出力する過電
圧保護回路を有することを特徴とする圧電トランスの駆
動回路。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8203579A JP2842526B2 (ja) | 1996-08-01 | 1996-08-01 | 圧電トランスの駆動回路 |
| KR1019970036489A KR100261613B1 (ko) | 1996-08-01 | 1997-07-31 | 인버터회로를 이루는 전자부품으로부터 생기는 열을 감소시킬수 있는 압전 변압기를 구동하는 구동회로 |
| US08/904,605 US5894184A (en) | 1996-08-01 | 1997-08-01 | Drive circuit for driving a piezoelectric transformer capable of decreasing heat developed from electronic parts composing an inverter circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8203579A JP2842526B2 (ja) | 1996-08-01 | 1996-08-01 | 圧電トランスの駆動回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1052068A true JPH1052068A (ja) | 1998-02-20 |
| JP2842526B2 JP2842526B2 (ja) | 1999-01-06 |
Family
ID=16476448
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8203579A Expired - Fee Related JP2842526B2 (ja) | 1996-08-01 | 1996-08-01 | 圧電トランスの駆動回路 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5894184A (ja) |
| JP (1) | JP2842526B2 (ja) |
| KR (1) | KR100261613B1 (ja) |
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6078124A (en) * | 1998-02-26 | 2000-06-20 | Nec Corporation | Piezoelectric transformer driving circuit and driving method |
| US6151232A (en) * | 1998-12-11 | 2000-11-21 | Nec Corporation | Power supply circuit utilizing a piezoelectric transformer that supplies power to a load whose impedance varies depending on temperature |
| KR100382951B1 (ko) * | 1998-10-21 | 2003-05-09 | 마쯔시다덴기산교 가부시키가이샤 | 압전트랜스의 구동회로 |
| KR100463093B1 (ko) * | 2000-11-22 | 2004-12-23 | 마츠시타 덴끼 산교 가부시키가이샤 | 음극 방전관의 구동 장치 및 방법 |
| JP2009139498A (ja) * | 2007-12-04 | 2009-06-25 | Canon Inc | 画像形成装置 |
| CN108720081A (zh) * | 2017-04-13 | 2018-11-02 | 湖南中烟工业有限责任公司 | 一种超声波电子烟电路及实现方法 |
| CN115296259A (zh) * | 2022-09-27 | 2022-11-04 | 深圳利普芯微电子有限公司 | 一种过压保护电路和led驱动电源 |
Families Citing this family (64)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2943910B2 (ja) * | 1996-09-30 | 1999-08-30 | 日本電気株式会社 | 圧電トランスの駆動装置 |
| US6198198B1 (en) * | 1997-02-06 | 2001-03-06 | Taiheiyo Cement Corporation | Control circuit and method for piezoelectric transformer |
| JP3246397B2 (ja) * | 1997-06-19 | 2002-01-15 | 日本電気株式会社 | 圧電トランスの駆動回路 |
| CN1237320A (zh) * | 1997-09-01 | 1999-12-01 | 皇家菲利浦电子有限公司 | 电路装置 |
| EP1209955B1 (en) * | 1997-10-16 | 2004-12-22 | NEC TOKIN Corporation | Liquid crystal display back-lighting circuit |
| JP3289663B2 (ja) * | 1998-01-13 | 2002-06-10 | 日本電気株式会社 | 圧電トランスインバータ |
| JP3257505B2 (ja) * | 1998-03-31 | 2002-02-18 | 株式会社村田製作所 | 圧電トランスインバータ |
| JPH11299249A (ja) * | 1998-04-16 | 1999-10-29 | Murata Mfg Co Ltd | 圧電トランスインバータ |
| JP3237614B2 (ja) * | 1998-06-19 | 2001-12-10 | 日本電気株式会社 | 圧電トランスの駆動方法及び駆動回路 |
| US6153962A (en) * | 1998-09-21 | 2000-11-28 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Piezoelectric transformer inverter |
| JP3282594B2 (ja) * | 1998-10-05 | 2002-05-13 | 株式会社村田製作所 | 圧電トランスインバータ |
| JP3063755B1 (ja) * | 1999-04-08 | 2000-07-12 | 株式会社村田製作所 | 圧電トランスインバ―タ |
| US6583534B1 (en) * | 1999-06-07 | 2003-06-24 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Piezoelectric transformer, piezoelectric transformer drive circuit, piezoelectric transformer drive method and cold cathode tube drive apparatus using piezoelectric transformer |
| AU6792900A (en) | 1999-08-20 | 2001-03-19 | Texas Instruments Incorporated | Control circuit for piezo transformer based fluorescent lamp power supplies |
| TW569481B (en) * | 2000-06-05 | 2004-01-01 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Driving method and driving circuit for piezoelectric transformer, cold cathode tube emission device, liquid crystal panel and liquid crystal panel built-in apparatus |
| JP2002063993A (ja) * | 2000-06-08 | 2002-02-28 | Denso Corp | 放電灯駆動装置 |
| JP2002064977A (ja) * | 2000-08-21 | 2002-02-28 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 圧電トランスの駆動方法及び電源装置 |
| US6639367B2 (en) | 2002-02-27 | 2003-10-28 | Texas Instruments Incorporated | Control circuit employing preconditioned feedback amplifier for initializing VCO operating frequency |
| US7275292B2 (en) | 2003-03-07 | 2007-10-02 | Avago Technologies Wireless Ip (Singapore) Pte. Ltd. | Method for fabricating an acoustical resonator on a substrate |
| JP4371765B2 (ja) | 2003-10-17 | 2009-11-25 | Ｎｅｃ液晶テクノロジー株式会社 | 液晶表示装置 |
| US7388454B2 (en) * | 2004-10-01 | 2008-06-17 | Avago Technologies Wireless Ip Pte Ltd | Acoustic resonator performance enhancement using alternating frame structure |
| US20060087199A1 (en) * | 2004-10-22 | 2006-04-27 | Larson John D Iii | Piezoelectric isolating transformer |
| US8981876B2 (en) * | 2004-11-15 | 2015-03-17 | Avago Technologies General Ip (Singapore) Pte. Ltd. | Piezoelectric resonator structures and electrical filters having frame elements |
| US7202560B2 (en) | 2004-12-15 | 2007-04-10 | Avago Technologies Wireless Ip (Singapore) Pte. Ltd. | Wafer bonding of micro-electro mechanical systems to active circuitry |
| US7791434B2 (en) * | 2004-12-22 | 2010-09-07 | Avago Technologies Wireless Ip (Singapore) Pte. Ltd. | Acoustic resonator performance enhancement using selective metal etch and having a trench in the piezoelectric |
| US7369013B2 (en) | 2005-04-06 | 2008-05-06 | Avago Technologies Wireless Ip Pte Ltd | Acoustic resonator performance enhancement using filled recessed region |
| US7436269B2 (en) * | 2005-04-18 | 2008-10-14 | Avago Technologies Wireless Ip (Singapore) Pte. Ltd. | Acoustically coupled resonators and method of making the same |
| US7868522B2 (en) * | 2005-09-09 | 2011-01-11 | Avago Technologies Wireless Ip (Singapore) Pte. Ltd. | Adjusted frequency temperature coefficient resonator |
| US7425787B2 (en) | 2005-10-18 | 2008-09-16 | Avago Technologies Wireless Ip (Singapore) Pte. Ltd. | Acoustic galvanic isolator incorporating single insulated decoupled stacked bulk acoustic resonator with acoustically-resonant electrical insulator |
| US7525398B2 (en) * | 2005-10-18 | 2009-04-28 | Avago Technologies General Ip (Singapore) Pte. Ltd. | Acoustically communicating data signals across an electrical isolation barrier |
| US7737807B2 (en) * | 2005-10-18 | 2010-06-15 | Avago Technologies Wireless Ip (Singapore) Pte. Ltd. | Acoustic galvanic isolator incorporating series-connected decoupled stacked bulk acoustic resonators |
| US7675390B2 (en) * | 2005-10-18 | 2010-03-09 | Avago Technologies Wireless Ip (Singapore) Pte. Ltd. | Acoustic galvanic isolator incorporating single decoupled stacked bulk acoustic resonator |
| US7463499B2 (en) * | 2005-10-31 | 2008-12-09 | Avago Technologies General Ip (Singapore) Pte Ltd. | AC-DC power converter |
| US7612636B2 (en) * | 2006-01-30 | 2009-11-03 | Avago Technologies Wireless Ip (Singapore) Pte. Ltd. | Impedance transforming bulk acoustic wave baluns |
| US20070210724A1 (en) * | 2006-03-09 | 2007-09-13 | Mark Unkrich | Power adapter and DC-DC converter having acoustic transformer |
| US20070210748A1 (en) * | 2006-03-09 | 2007-09-13 | Mark Unkrich | Power supply and electronic device having integrated power supply |
| US7746677B2 (en) * | 2006-03-09 | 2010-06-29 | Avago Technologies Wireless Ip (Singapore) Pte. Ltd. | AC-DC converter circuit and power supply |
| US7479685B2 (en) * | 2006-03-10 | 2009-01-20 | Avago Technologies General Ip (Singapore) Pte. Ltd. | Electronic device on substrate with cavity and mitigated parasitic leakage path |
| US7629865B2 (en) * | 2006-05-31 | 2009-12-08 | Avago Technologies Wireless Ip (Singapore) Pte. Ltd. | Piezoelectric resonator structures and electrical filters |
| US8040018B2 (en) * | 2007-08-01 | 2011-10-18 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Piezoelectric transformer type high-voltage power apparatus and image forming apparatus |
| US7973520B2 (en) * | 2007-08-01 | 2011-07-05 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Piezoelectric transformer type high-voltage power apparatus and image forming apparatus |
| US7791435B2 (en) * | 2007-09-28 | 2010-09-07 | Avago Technologies Wireless Ip (Singapore) Pte. Ltd. | Single stack coupled resonators having differential output |
| US7732977B2 (en) * | 2008-04-30 | 2010-06-08 | Avago Technologies Wireless Ip (Singapore) | Transceiver circuit for film bulk acoustic resonator (FBAR) transducers |
| US7855618B2 (en) * | 2008-04-30 | 2010-12-21 | Avago Technologies Wireless Ip (Singapore) Pte. Ltd. | Bulk acoustic resonator electrical impedance transformers |
| US8248185B2 (en) * | 2009-06-24 | 2012-08-21 | Avago Technologies Wireless Ip (Singapore) Pte. Ltd. | Acoustic resonator structure comprising a bridge |
| US8902023B2 (en) | 2009-06-24 | 2014-12-02 | Avago Technologies General Ip (Singapore) Pte. Ltd. | Acoustic resonator structure having an electrode with a cantilevered portion |
| US8193877B2 (en) * | 2009-11-30 | 2012-06-05 | Avago Technologies Wireless Ip (Singapore) Pte. Ltd. | Duplexer with negative phase shifting circuit |
| US9243316B2 (en) | 2010-01-22 | 2016-01-26 | Avago Technologies General Ip (Singapore) Pte. Ltd. | Method of fabricating piezoelectric material with selected c-axis orientation |
| US8796904B2 (en) | 2011-10-31 | 2014-08-05 | Avago Technologies General Ip (Singapore) Pte. Ltd. | Bulk acoustic resonator comprising piezoelectric layer and inverse piezoelectric layer |
| US8962443B2 (en) | 2011-01-31 | 2015-02-24 | Avago Technologies General Ip (Singapore) Pte. Ltd. | Semiconductor device having an airbridge and method of fabricating the same |
| US9083302B2 (en) | 2011-02-28 | 2015-07-14 | Avago Technologies General Ip (Singapore) Pte. Ltd. | Stacked bulk acoustic resonator comprising a bridge and an acoustic reflector along a perimeter of the resonator |
| US9148117B2 (en) | 2011-02-28 | 2015-09-29 | Avago Technologies General Ip (Singapore) Pte. Ltd. | Coupled resonator filter comprising a bridge and frame elements |
| US9136818B2 (en) | 2011-02-28 | 2015-09-15 | Avago Technologies General Ip (Singapore) Pte. Ltd. | Stacked acoustic resonator comprising a bridge |
| US9425764B2 (en) | 2012-10-25 | 2016-08-23 | Avago Technologies General Ip (Singapore) Pte. Ltd. | Accoustic resonator having composite electrodes with integrated lateral features |
| US9154112B2 (en) | 2011-02-28 | 2015-10-06 | Avago Technologies General Ip (Singapore) Pte. Ltd. | Coupled resonator filter comprising a bridge |
| US9203374B2 (en) | 2011-02-28 | 2015-12-01 | Avago Technologies General Ip (Singapore) Pte. Ltd. | Film bulk acoustic resonator comprising a bridge |
| US9048812B2 (en) | 2011-02-28 | 2015-06-02 | Avago Technologies General Ip (Singapore) Pte. Ltd. | Bulk acoustic wave resonator comprising bridge formed within piezoelectric layer |
| US8575820B2 (en) | 2011-03-29 | 2013-11-05 | Avago Technologies General Ip (Singapore) Pte. Ltd. | Stacked bulk acoustic resonator |
| US9444426B2 (en) | 2012-10-25 | 2016-09-13 | Avago Technologies General Ip (Singapore) Pte. Ltd. | Accoustic resonator having integrated lateral feature and temperature compensation feature |
| JP5799596B2 (ja) * | 2011-06-10 | 2015-10-28 | セイコーエプソン株式会社 | 圧電アクチュエーター、ロボットハンド、及びロボット |
| US8350445B1 (en) | 2011-06-16 | 2013-01-08 | Avago Technologies Wireless Ip (Singapore) Pte. Ltd. | Bulk acoustic resonator comprising non-piezoelectric layer and bridge |
| US8922302B2 (en) | 2011-08-24 | 2014-12-30 | Avago Technologies General Ip (Singapore) Pte. Ltd. | Acoustic resonator formed on a pedestal |
| DE102013103159A1 (de) * | 2013-03-27 | 2014-10-02 | Epcos Ag | Schaltungsanordnung und Verfahren zur Ansteuerung eines Piezotransformators |
| CN117294150A (zh) * | 2023-11-27 | 2023-12-26 | 深圳麦格米特电气股份有限公司 | 一种开关电源以及电子设备 |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2751842B2 (ja) * | 1994-10-05 | 1998-05-18 | 日本電気株式会社 | 圧電トランスの駆動回路および駆動方法 |
| JP2718392B2 (ja) * | 1995-03-28 | 1998-02-25 | 日本電気株式会社 | 圧電トランスの駆動回路 |
| EP0762808B1 (en) * | 1995-08-31 | 2003-03-05 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Inverter power source apparatus using a piezoelectric transformer |
| JP2778554B2 (ja) * | 1995-10-12 | 1998-07-23 | 日本電気株式会社 | 圧電トランス駆動回路 |
-
1996
- 1996-08-01 JP JP8203579A patent/JP2842526B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1997
- 1997-07-31 KR KR1019970036489A patent/KR100261613B1/ko not_active IP Right Cessation
- 1997-08-01 US US08/904,605 patent/US5894184A/en not_active Expired - Lifetime
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6078124A (en) * | 1998-02-26 | 2000-06-20 | Nec Corporation | Piezoelectric transformer driving circuit and driving method |
| KR100382951B1 (ko) * | 1998-10-21 | 2003-05-09 | 마쯔시다덴기산교 가부시키가이샤 | 압전트랜스의 구동회로 |
| US6151232A (en) * | 1998-12-11 | 2000-11-21 | Nec Corporation | Power supply circuit utilizing a piezoelectric transformer that supplies power to a load whose impedance varies depending on temperature |
| KR100463093B1 (ko) * | 2000-11-22 | 2004-12-23 | 마츠시타 덴끼 산교 가부시키가이샤 | 음극 방전관의 구동 장치 및 방법 |
| JP2009139498A (ja) * | 2007-12-04 | 2009-06-25 | Canon Inc | 画像形成装置 |
| CN108720081A (zh) * | 2017-04-13 | 2018-11-02 | 湖南中烟工业有限责任公司 | 一种超声波电子烟电路及实现方法 |
| CN115296259A (zh) * | 2022-09-27 | 2022-11-04 | 深圳利普芯微电子有限公司 | 一种过压保护电路和led驱动电源 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| KR19980018272A (ko) | 1998-06-05 |
| JP2842526B2 (ja) | 1999-01-06 |
| US5894184A (en) | 1999-04-13 |
| KR100261613B1 (ko) | 2000-07-15 |
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