JPH10504170A - ステレオ及びモノラル信号の空間性を強調するための方法及び装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 モノラル受信機との整合性を犠牲にすることなくステレオ信号の空間性を強調する方法及び装置が開示される。本発明の一実施例に基づくと、ステレオ効果強調装置（６０ｂ）が２つのオペアンプ（５１、５２）と２つのコンデンサのみを用いて実現され、しかも空間性強調モードとバイパスモードの切り替えを可能とすることができる。別の実施例では、出力チャネルの一方を他方の出力チャネルと入力チャネルとの和として生成することにより、簡略化されたステレオ効果強調装置が実現される。別の実施例では、擬似ステレオ信号が合成され、ステレオスピーカクロストークキャンセルの原理に基づいて空間的に強調される。更に別の実施例では、モノラル信号とステレオ信号のそれぞれの空間性強調が、それら両方の強調効果を、連続的に、混合することができる単一の装置内に一体的に結合されて実現される。

Description

【発明の詳細な説明】 ステレオ及びモノラル信号の空間性を強調するための方法及び装置発明の背景 １．発明の技術分野 本発明は一般に音響信号に関する。特にモノラル及びステレオ音響信号を強調 するための方法及び装置に関する。 ２．関連技術 通常の２スピーカステレオ装置において、ヘッドフォンセットと同程度のチャ ネルセパレーションを達成することは不可能である。このようなステレオ装置で は、右スピーカ及び左スピーカからリスナーの耳に到達する音響信号は、同位相 のときは互いに強め合い、位相がずれているときは互いに打ち消し合う性質があ る。スピーカのクロストーク（speaker crosstalk）として知られているこの現 象は、知覚される音像（acoustic image）の空間的広がり及び方向性を劣化させ る。スピーカのクロストークは左音響信号と右音響信号とが交差することから生 じる干渉波面の幾何学的配置の関数であるため、クロストークの影響は左及び右 スピーカの配置に対するリスナーの位置によって変わる。即ち、ある場所で感じ られるクロストークの影響は、別の場所で知覚されるのとは異なるということが あり得る。このクロストークの場所依存性のため、リスニングエリアを移動する とき、いわゆる“デッドスポット”や“スイートスポット”が生じる。 スピーカの特定の配置及び動的に変わるリスナーの位置に応じて、ステレオ信 号を強調する（enhance）ことによりクロストークをキャンセルすることは理論 的には可能である。しかし、実際には、スピーカの特定の配置やリスナーの動き を予測することはできないため、そのようなキャンセルは不可能である。最近、 このようなクロストークの場所依存 性をステレオ信号の(Ｌ−Ｒ)成分、即ち差成分、及び(Ｌ＋Ｒ)成分、即ち和成分 を強調することによって補償しようと試みた様々なステレオ効果強調装置が開示 されている。しかしながら、これらの装置は比較的複雑で、実現コストが高い。 また、従来のステレオ効果強調装置の多くは、ステレオ信号のモノラル的な面 を的確に処理していない。例えば、ステレオ効果強調装置（stereo enhancement system）は、モノラル受信機、即ちステレオ信号の和(Ｌ＋Ｒ)成分のみを受信 する受信機に対し整合性(compatibility)を維持していることが望ましい。変化 を加えられた和成分のみが受信され、差信号中にエンコードされた空間的効果が 抽出されないと、元のモノラル音像が劣化するという好ましくない結果となる。 更に、現在録音され放送されている音像の多くはステレオ音源とモノラル音源 の両方を含んでいるため、ステレオ効果強調装置はモノラル音像の空間性を強調 するだけでなく、ステレオ信号強調とモノラル信号強調をスムーズに且つ自動的 に切り替えられることが望まれる。要約 モノラル受信機との整合性を犠牲にすることなくステレオ信号の空間的広がり を強調する方法及び装置が開示される。本発明の一実施例に基づくと、ステレオ 効果強調装置が２つのオペアンプと２つのコンデンサのみを用いて実現され、し かも空間性強調モードとバイパスモードの切り替えを可能とすることができる。 別の実施例では、出力チャネルの一方を他方の出力チャネルと入力チャネルとの 和として生成することにより、簡略化されたステレオ効果強調装置が実現される 。別の実施例では、擬似ステレオ信号が合成され、ステレオスピーカクロストー クキャンセルの原理に基づいて空間的に強調される。更に別の実施例では、モノ ラル信号とステレオ信号のそれぞれの空間性強調が、それら双方の強調効 果を、連続的に、混合することができる単一の装置内に一体的に結合されて実現 される。図面の簡単な説明 第１ａ図は、従来の格子型シグナルフロートポロジー（lattice signal flow topology）を表したブロック線図である。 第１ｂ図は、従来のシャッフル型シグナルフロートポロジー（shuffle signal flow topology）を表したブロック線図である。 第２ａ図は、従来の和不変型シグナルフロートポロジー（sum-invariant sign al flow topology）を表したブロック線図である。 第２ｂ図は、本発明に基づくステレオ効果強調装置の和不変型トポロジーを表 したブロック線図である。 第３ａ図及び第３ｂ図は、本発明に基づく別の和不変型トポロジーを表したブ ロック線図である。 第４図は、本発明の一実施例に基づくステレオ効果強調装置の模式図である。 第５ａ図、第５ｂ図、第６図、及び第７図は、本発明の別の実施例に基づくス テレオ効果強調装置の模式図である。 第８ａ図及び第８ｂ図は、従来の擬似ステレオ効果用のトポロジーを表したブ ロック線図である。 第９ａ図及び第９ｂ図は、本発明に基づく擬似ステレオ効果強調用のトポロジ ーを表したブロック線図である。 第１０ａ図、第１０ｂ図、第１１ａ図、第１１ｂ図、第１２図、第１３図、及 び第１４図は、本発明に基づくステレオ／モノラル強調トポロジーを表したブロ ック線図である。 第１５図は本発明の幾つかの実施例で使用される全通過フィルタ（all-pass f ilter）を表した模式図である。 第１６図〜第１９図は、本発明に基づくステレオ／モノラル強調装置の模式図 である。 第２０図は、本発明に基づくステレオ／モノラル音響用トポロジーの幾つかを デジタルシグナルプロセッサにおいて実現するためのトポロジーを表したブロッ ク線図である。発明の詳細な説明 以下の詳細な説明では、様々な実施例及び図面に共通した構成要素には適宜同 じ参照符号が付されていることに注意されたい。 本発明の特長について詳細に説明する前に、基礎となる幾つかの重要な原理に ついて説明しておく必要がある。まず、音響信号強調装置は、元のステレオ信号 のセンタリングを保存するため、チャネル対称（channel symmetric）であるべ きである。即ち、音響信号の左チャネルと右チャネルを同じように処理し、音響 信号強調装置への入力を逆にしても動作に影響がでないようにするべきである。 チャネル対称型音響信号強調装置は、典型的には、格子型トポロジー（lattic e topology）またはシャッフル型トポロジー（shuffle topology）のいずれかを 用いて実現される。第１ａ図は、格子型トポロジーにおける信号の流れを表した ものである。ここで、Ｌ及びＲはそれぞれ左及び右チャネル入力信号であり、Ｌ ′及びＲ′はそれぞれ左及び右出力信号である。このような格子型トポロジーで は、各出力信号は、各々の入力信号に線形伝達関数Ｓ(ｓ)を掛けたものと他方の 入力信号に線形伝達関数Ａ(ｓ)を掛けたものとを足し合わせたものとなる。即ち 、 Ｌ′＝Ｓ(ｓ)Ｌ＋Ａ(ｓ)Ｒ Ｒ′＝Ｓ(ｓ)Ｒ＋Ａ(ｓ)Ｌ となる。 チャネル対称性を保つため、フィルタ１とフィルタ４の伝達関数Ｓ (ｓ)は同一でなければならず、また、フィルタ２とフィルタ３の伝達関数Ａ(ｓ) も同一でなければならない。 第１ｂ図はシャッフル型トポロジーにおける信号の流れを表したものである。 この場合、出力信号Ｌ′及びＲ′は次にように決定される。 Ｌ′＝Ｐ(ｓ)(Ｌ＋Ｒ)＋Ｎ(ｓ)(Ｌ−Ｒ) Ｒ′＝Ｐ(ｓ)(Ｌ＋Ｒ)−Ｎ(ｓ)(Ｌ−Ｒ) （１） 即ち、入力信号ＬとＲの和(Ｌ＋Ｒ)が加算要素１１において生成され、伝達関 数Ｐ(ｓ)を有するフィルタ１４を通され処理される。また、入力信号ＬとＲの差 (Ｌ−Ｒ)が加算要素１０において生成され、伝達関数Ｎ(ｓ)を有するフィルタ１ ３を通され処理される。処理された差信号はインバータ１７において反転され、 加算要素１５、１６において処理された和信号と再結合され、出力チャネルＬ′ 及びＲ′が生成される。 第１ａ図の格子型トポロジー及び第１ｂ図のシャッフル型トポロジーに関連す る伝達関数は、次のように互いに関係付けられる。 Ｓ(ｓ)＝Ｐ(ｓ)＋Ｎ(ｓ) Ａ(ｓ)＝Ｐ(ｓ)−Ｎ(ｓ) この関係によって、一方のトポロジーで具現された音響信号強調装置は他方の トポロジーに容易に変換可能である。 更に、音響信号強調装置はモノラル受信機と整合性を有すように和不変（sum- invariant）であることが望ましい。和不変型トポロジーとは、ステレオ信号の 和、即ち(Ｌ＋Ｒ)が変化せず、左入力信号Ｌと右入力信号Ｒの和が左出力信号Ｌ ′と右出力信号Ｒ′の和に等しいものである。これは次のように表現される。 Ｌ′＋Ｒ′＝Ｌ＋Ｒ （２） 第１ａ図の格子型トポロジーは、伝達関数Ｓ(ｓ)とＡ(ｓ)が次のように関係付 けられる場合、和不変である。 Ｓ(ｓ)＋Ａ(ｓ)＝１ 第１ｂ図のシャッフル型トポロジーは、伝達関数Ｐ(ｓ)を次のように制約する ことによって和不変とすることができる。 Ｐ(ｓ)＝１／２ 本出願人は、ある場合には、第２ａ図に示すような和不変型トポロジーによっ てステレオ効果強調装置がより効果的に実現され得ることを発見した。第２ａ図 を参照すると、右信号Ｒはインバータ２１によって反転され、加算要素２０にお いて左入力信号Ｌと結合されて、差信号(Ｌ−Ｒ)が生成される。差信号(Ｌ−Ｒ) は、伝達関数Ｂ(ｓ)を有するフィルタ２２を通され処理される。処理された差信 号(Ｌ−Ｒ)は加算要素２３において元の左入力信号Ｌと加算され、それによって 左出力信号Ｌ′が生成される。また、処理された差信号(Ｌ−Ｒ)はインバータ２ ４において反転された後、加算要素２５において元の右入力信号Ｒと加算され、 それによって右出力信号Ｒ′が生成される。入力信号Ｌ、Ｒと出力信号Ｌ′、Ｒ ′との関係は次のように表される。 Ｌ′＝Ｌ＋Ｂ(ｓ)(Ｌ−Ｒ) Ｒ′＝Ｒ−Ｂ(ｓ)(Ｌ−Ｒ) （３） 伝達関数Ｂ(ｓ)は第１ａ図に表した格子型トポロジーで用いられる伝達関数Ａ (ｓ)と次のように関係付けられる。 Ｂ(ｓ)＝−Ａ(ｓ) （４） 式（２）で表された和不変の関係から次の関係が得られる。 Ｒ′＝Ｌ＋Ｒ−Ｌ′ （５） この関係から、本出願人は第２ｂ図に表すような変形された和不変型トポロジ ーに思い至った。第２ｂ図の変形された和不変型トポロジーでは、右出力信号Ｒ ′は、左出力信号Ｌ′を入力信号の和(Ｌ＋Ｒ)から引くことによって生成される 。右入力信号Ｒはインバータ３１において反 転され、加算要素３０において左入力信号Ｌと加算される。その結果得られた差 信号(Ｌ−Ｒ)は伝達関数Ｂ(ｓ)を有するフィルタ３２によって処理された後、加 算要素３３において元の左入力信号Ｌと再結合される。左出力信号Ｌ′はインバ ータ３４において反転され、元の右入力信号Ｒ及び左入力信号Ｌとともに加算要 素３５において加算される。こうして、右出力信号Ｒ′が生成される。第２ｂ図 の和不変型トポロジーの利点は、じきに明らかになるだろう。 モノラル信号から擬似ステレオ信号を生成する場合のように、チャネル対称性 が必要とされない強調装置では、第２ａ図及び第２ｂ図のトポロジーは、それぞ れ第３ａ図及び第３ｂ図に示すように拡張することができる。第３ａ図に示すト ポロジーにおいて、左信号Ｌと右信号Ｒは、線形関数又は非線形関数のどちらと して具現することもできる関数ブロック４０において結合され処理される。処理 された信号は、加算要素４１において左入力信号Ｌに加えられ、それによって左 出力信号Ｌ′が生成される。またインバータ４３及び加算要素４２を通じて右入 力信号Ｒから差し引かれ、それによって右出力信号Ｒ′が生成される。フィルタ ４０によって実行される処理は、入力信号Ｌ、Ｒの一方または両方の任意の適切 な信号成形関数（signal shaping function）とすることができる。 第３ｂ図において、フィルタ４５の処理関数は、２つの入力信号ＬとＲの一方 または両方の任意の適切な信号成形関数とすることができる。フィルタ４５の出 力信号は左出力信号Ｌ′として出力される。右出力信号Ｒ′は、入力信号の和( Ｌ＋Ｒ)から左出力信号Ｌ′を引くことによって生成される。 シャッフル型トポロジー（第１ａ図）は、一般に、格子型トポロジー（第１ｂ 図）より好ましいとされる。シャッフル型トポロジーは２つの フィルタ１３及び１４しか必要としないのに対し、格子型トポロジーは４つのフ ィルタ１〜４を必要とするからである。しかしながら、本出願人は格子型トポロ ジーによってステレオ効果強調装置をより簡単な回路で実現できることを発見し た。 第４図に、本発明の一実施例によるステレオ効果強調装置５０を示す。強調装 置５０は、第１ａ図の格子型トポロジーを基にしたものであるが、２つのオペア ンプ５１、５２しか必要としない。左入力信号Ｌはオペアンプ５１のプラス側入 力に加えられると共に、抵抗Ｒ３を介してオペアンプ５２のマイナス側入力に供 給される。右入力信号Ｒはオペアンプ５２のプラス側入力に加えられると共に、 抵抗Ｒ１を介してオペアンプ５１のマイナス側入力に供給される。オペアンプ５ １及び５２は漏洩積分器（leaky integrator）として形成され、それぞれ次のよ うに、左入力信号Ｌと右入力信号Ｒとを結合する。 ここでＡ₀は低周波数ブーストの利得であり、τ_pは低周波数ブーストのロール オフ周波数（roll-off frequency）を決定する伝達関数の時定数である。Ａ₀及 びτ_pの値は、好適実施例ではそれぞれ約３．１２５及び６００μｓ（２６５Ｈ ｚの周波数に対応）であるが、以下の式に基づいて設定される。 Ａ₀＝Ｒ２／Ｒ１＝Ｒ４／Ｒ３ τ_p＝Ｒ２・Ｃ１＝Ｒ４・Ｃ２ 強調装置５０の上半分と下半分は対称であるため、抵抗Ｒ１、Ｒ２及びコンデ ンサＣ１の値は、幾つかの実施例では、それぞれ抵抗Ｒ３、Ｒ ４及びコンデンサＣ２の値に等しい。本分野では周知のように、上記に示した抵 抗及びコンデンサの値は、実用においては、選択されるオペアンプの動作特性、 ノイズ、及び入力インピーダンス、更に個々のコンデンサＣ１及びＣ２のコスト や大きさの制約に基づいて変えられる。ある好適実施例では、オペアンプ５１及 び５２は、例えばテキサスインストゥルメント社（Texas Instruments）から提 供されているＴＬ０７４のような、低ノイズオーディオ用オペアンプである。 幾つかの従来の音響信号強調装置とは対照的に、第４図の強調装置５０は、差 信号(Ｌ−Ｒ)の高周波数成分、即ち約１１００Ｈｚより高い周波数成分をブース トしたり、または他の方法で変化させたりしない。その結果、第４図の実施例で は、差信号(Ｌ−Ｒ)の高周波数成分により多くのパワーを与える従来装置に較べ て、ソース信号に於いて中心に定位された音像と中心から外れた音像との間のよ り優れたバランスが達成される。また、第４図の実施例では、和信号(Ｌ＋Ｒ)が 変化されないため、モノラル音像が保存され、モノラル受信機との整合性が保た れるということも特記すべきであろう。和成分に変化を加えることを提案する多 くの従来のクロストークキャンセル技法が教えるところとは逆なのだが、和信号 に変化を加えることから得られる比較的小さな音響的利点は、和不変、即ちモノ ラル整合性を保つという利点に比べて見劣りするように思われる。 第４図の強調装置５０の動作は、第１ｂ図のシャッフル型トポロジー及び第２ ａ図、第２ｂ図の和不変型トポロジーに関連して説明することもできる。シャッ フル型トポロジーの場合、伝達関数Ｎ(ｓ)及びＰ(ｓ)は次のようになる。 Ｎ(ｓ)＝０．５・(Ｎ₀＋ｓτ_p)／(１＋ｓτ_p) Ｐ(ｓ)＝０．５ ここでＮ₀は低周波数ブーストの利得であり、τ_pは低周波数ブーストのロール オフ周波数を決定する時定数である。好適実施例では、Ｎ₀及びτ_pの対応する値 はそれぞれ約７．２５及び約６００μｓである。上述したように、Ｐ(ｓ)を０． ５に設定することによって、和不変とすることができる。 オペアンプ５１とオペアンプ５２の入力を実質的に短絡することによって、オ ペアンプ５１とオペアンプ５２のマイナス側入力を第５ａ図に示されているよう に抵抗Ｒ１１を介して互いに接続することが可能であり、それによって抵抗を１ つ省くことができる。第５ａ図の強調装置６０ａは、第４図の装置と同じように 動作をする。従って、第４図と第５ａ図の実施例で共通した構成要素には同様の 参照符号を付した。簡略化された強調装置６０ａの回路でも、左入力信号及び右 入力信号はそれぞれオペアンプ５１及びオペアンプ５２のプラス側入力に直接接 続可能となっている。その結果、望ましいことに、強調装置６０ａは高い入力イ ンピーダンスを示す。抵抗Ｒ２とＲ４は等しくなければならず、また、コンデン サＣ１とＣ２も等しくなければならない。Ａ₀及びτ_pの値は次のように決定され る。 Ａ₀＝Ｒ２／Ｒ１１ τ_p＝Ｒ２・Ｃ１ これらのパラメータＡ₀及びτ_pは、抵抗Ｒ１１の抵抗値を変えることによって 容易に調整可能であることに注意されたい。抵抗Ｒ１１はある実施例ではポテン ショメータである。 更に別の実施例では、第５ｂ図に示すように、スイッチＳＷ１を抵抗Ｒ１１に 直列に追加してもよい。その結果得られる強調装置６０ｂは、上述したように左 及び右入力信号Ｌ、Ｒが強調されて、強調された左及び右出力信号Ｌ′、Ｒ′が 生成される強調モードと、左及び右入力信号 Ｌ、Ｒがなにも処理されることなく強調装置６０を通過して左及び右出力信号Ｌ ′、Ｒ′として現れるバイパスモードとの間で切り替えることができる。スイッ チＳＷ１は任意の適切なスイッチング素子とすることができる。好適なことに、 オペアンプ５１及び５２のローパスフィルタの性質によって、入力信号と出力信 号との間の瞬時的な電圧変化が防止されている。従って、モード切り替え時、左 出力信号Ｌ′及び右出力信号Ｒ′は、時定数τ_pの関数として指数関数曲線でそ れぞれの入力信号Ｌ、Ｒへと収斂し、モード間のスムーズな切り替えがなされる 。このようにして、ゼロ交差スイッチング（zero-crossing switching）技法の ような、スイッチングノイズを低減するための複雑なスイッチング技術が不要と なっている。 上述したように、第２ａ図及び第２ｂ図に示した和不変型トポロジーに基づい て、本発明に基づくステレオ効果強調装置の改善された回路化が可能である。第 ６図を参照されたい。強調装置７０の設計は、第２ｂ図に表した和不変型トポロ ジーに基づいている。左出力信号Ｌ′は、漏洩積分器として動作するオペアンプ ７１とその関連するフィードバック要素Ｒ２１及びＣ２０とによって、左入力信 号と右入力信号との和(Ｌ＋Ｒ)から生成される。右出力信号Ｒ′は式（５）に基 づいて生成される。即ち、オペアンプ７２によって左出力信号Ｌ′と入力信号の 和(Ｌ＋Ｒ)とが加算され、それによって右出力信号Ｒ′が生成される。オペアン プ７２において適切に加算がなされるように、抵抗Ｒ２３とＲ２４は等しい値と すべきであり、抵抗Ｒ２２とＲ２５も等しい値とすべきである。強調装置７０の 和不変の設計は、１つのコンデンサＣ２０しか必要とせず、第４図及び第５図の 実施例では２つのコンデンサを必要としていたことと対比される。スイッチＳＷ ２は、第５図に関連して上述したのと同様に、強調装置７０を強調モードとバイ パスモードとの間で切り替え 可能としている。 強調装置７０は、上記した伝達関数Ｂ(ｓ)に基づいて動作する。 Ｂ(ｓ)=Ｂ₀／(１＋ｓτ_p) （７） ただし、 Ｂ₀＝０．５(Ｎ₀−１) （８） である。 パラメータＢ₀及びτ_pは次のように決定される。 Ｂ₀＝Ｒ２１／Ｒ２０ τ_p＝Ｒ２１・Ｃ２０ 好ましくは、Ｂ₀及びτ_pの値はそれぞれ約３．１２５及び６００μｓである。 上記した制約外のこととなるが、強調装置７０に含まれる抵抗の値は所望の動作 特性に応じて可変とすることができる。コンデンサＣ２０によってオペアンプ７ １のマイナス側入力が瞬時的に変化することが防止されているため、左出力信号 Ｌ′の電圧の連続性はスイッチＳＷ２を通じてモードを切り替えるときにも保た れる。このように、強調装置７０が強調モードからバイパスモードへと切り替え られるとき、オペアンプ７１は電圧フォロアとして動作するが、そのとき出力電 圧はＣ２０の両端の電圧だけオフセットされる。コンデンサＣ２０は、抵抗Ｒ２ ０とＲ２１の並列接続を通じて徐々に放電される。スイッチＳＷ２によってバイ パスモードから強調モードへと切り替えられるとき、コンデンサＣ２０は指数関 数的に充電され、このようにして、出力電圧の連続性が保たれ、スイッチングに よるインパルスエネルギーが最小化されている。抵抗Ｒ２０、Ｒ２１及びコンデ ンサＣ２０によって、モード間の切り替え時に発生する指数関数的過渡変化の時 定数が決定される。ライン７４は、バイパスモードにおいてライン７３と７５と の間の寄生結合によって望ましくない効果が発生するのを防ぐべく、シャント（ shunt） として主に機能する。必要でない場合、ライン７４は除去してもよく、そのとき コンデンサＣ２０はＲ２１のみを通じて放電する。 第４図〜第６図を参照して上述した実施例では、製造コストをできるだけ低く するため、使用するオペアンプの数は極力少なくなっている。強調装置７０に関 する歪み及び忠実度は、反転モードでのみ動作するオペアンプを含むように変形 することによって改善することができる。このような変形を、第７図に、ステレ オ効果強調装置８０として示す。オペアンプ８１及び抵抗Ｒ３０、Ｒ３１は左入 力信号Ｌを反転し、オペアンプ８３及び抵抗Ｒ３８、Ｒ３９は入力信号Ｒを反転 する。ここでＲ３０＝Ｒ３１、Ｒ３８＝Ｒ３９である。オペアンプ８４及び関連 する抵抗Ｒ４０〜Ｒ４３は、式（５）の和不変の制約に基づいて右出力信号Ｒ′ を生成する。抵抗Ｒ４０〜Ｒ４３は、オペアンプ８４における加算が適切になさ れるように等しい値とすべきである。オペアンプ８２及び関連するコンデンサＣ ３０、抵抗Ｒ３２〜Ｒ３７は、式（３）及び式（７）に基づいて左出力信号Ｌ′ を生成する。ここでパラメータＢ₀及びτ_pの値は好適には３．１２５及び６００ μｓであるが、以下に示すように、選択される他の構成要素の値に影響される。 ８τ_pＢ₀＝Ｒ３７・Ｃ３０ Ｒ３２＝Ｒ３３＝Ｒ３７／(２Ｂ₀) Ｒ３６＝Ｒ３７／(４Ｂ₀) Ｒ３５＝Ｒ３７ 他の実施例に関連して上述したように、強調装置８０において用いられる構成 要素の正確な値は、所望の動作特性に依存する。抵抗Ｒ３２、Ｒ３３及びＲ３６ は、放射測定に関しＲ３７に関連する。スイッチＳＷ３は強調装置８０を強調モ ードとバイパスモードとの間で切り替える働きをする。ＳＷ３によってライン８ ５と８６が接続されると、強調装置 ８０は強調モードに入り、上述したように動作する。スイッチＳＷ３がライン８ ５を抵抗Ｒ３４を介してグラントに接続すると、強調装置８０はバイパスモード に入る。このモードでは、オペアンプ８２はインバータとして動作し、左入力信 号Ｌに等しい左出力信号Ｌ′を出力する。従って、オペアンプ８４においてＬ′ 信号と反転されたＬ信号が互いに相殺され、右出力信号Ｒ′は右入力信号Ｒに等 しくなる。コンデンサＣ３０は、上述したように、モード切り替え時に電圧の連 続性を保つのに貢献する。強調モードからバイパスモードへと切り替わると、Ｃ ３０は並列接続された抵抗Ｒ３６とＲ３４とを通じてグランドへと完全に放電す る。装置８０の動作に必要というわけではないが、抵抗Ｒ３４を通ってグランド へと繋がる経路は寄生結合を除去する効果がある。バイパスモードから空間性強 調モードへと切り替わると、Ｃ３０は通常の動作過程で徐々に充電される。 第４図〜第７図を参照して上述した実施例は、シャッフル型トポロジーに基づ いた従来技術の強調装置に対して利点を有している。即ち、第４図〜第７図の実 施例の内部ノードの電圧は、最大入力電圧または最大出力電圧を越えることがな い。逆に言うと、シャッフル型トポロジーに基づいた強調装置では、内部で生成 される和信号(Ｌ＋Ｒ)及び差信号(Ｌ−Ｒ)の電圧が最大入力信号の２倍になり得 るため、（１）入力信号の電圧範囲を半分にする、または（２）和信号(Ｌ＋Ｒ) 及び差信号(Ｌ−Ｒ)をファクタ２で割る、のいずれかを行うことが必要である。 前者の変形は、整合した入力信号レベルの範囲を制限するため好ましくなく、一 方後者の変形は信号対雑音比が低くなる（６ｄＢ程度）という不都合がある。 上述した実施例は、デジタルシグナルプロセッサによって容易に実現すること ができる。上述した伝達関数で使用される極及びゼロ点周波数 は、通常の音響信号サンプリングレートに対しずっと小さい。従って、双１次変 換（bilinear transformation）を用いて離散時間に変換することができる。デ ジタル信号処理の分野ではよく知られているように、双１次変換はラプラス変換 のｓ平面を離散時間のｚ平面に関連付ける有効な近似である。 ここでＴは信号サンプリングレートの逆数である。例えば、これを和不変型ト ポロジーに於いて用いられる伝達関数Ｂ(ｓ)に次のように適用することができる 。 ４４．１ｋＨｚのサンプリングレートと上記に示したバラメータ値を用いると 、上記式は、 となる。 空間性を強調されるデータサンプルの計算をするための効率的な方法は、上記 に示したＢ(ｚ)とともに第２ａ図のトポロジーに於いて表した信号流れを用いる ことによって得られる。アナログ回路として実現したとき最も高い効率を生むト ポロジーが、必ずしもデジタル回路としての 実現に於いて最も効率的となるわけではないことを理解されたい。例えば、アナ ログ回路としての実現においては、反転及び加算演算の数が製造コストに大きく 影響し、演算に於いて加算または反転される信号の数は装置を実現する上でコス トにわずかしか影響しない。一方、デジタル回路として実現する場合は、加算演 算の総数は加算される信号の総数から加算演算の数を引いたものの関数となる。 また、通常、否定は追加的なオーバーヘッドとならない。その結果、第２ａ図の 和不変型トポロジーの方が、第２ｂ図のトポロジーよりも、本発明に基づくステ レオ効果強調装置のデジタル回路としての実現に対しより好ましいものとなると 思われる。ＤＳＰを用いた最も経済的な実現は、使用される特定のデジタルシグ ナルプロセッサのアーキテクチャに依存し得るが、和不変に基づくＤＨＰを用い た実現は、通常、格子型またはシャッフル型トポロジーのどちらかに基づいたも のよりも優れている。しかしながら、上述した各トポロジーに基づく回路設計を 、アナログ領域から離散時間デジタル領域へとうつすことは容易に可能である。 本発明の他の幾つかの実施例によると、上述したのと同様にしてステレオ信号 だけでなくモノラル信号の空間性強調も行う装置が開示される。これらの実施例 を完全に理解するには、モノラル信号を擬似ステレオ信号に変換するのに用いら れる幾つかの基本的原理の理解が必要である。 公知のように、擬似ステレオ信号は、入力されるモノラル信号（例えば右チャ ネルと左チャネルが同一であるような信号）の音を周波数に応じて選択的に左チ ャネルまたは右チャネルのいずれかに空間的に“配置すること（placing）”に よってモノラル信号から合成される。このような合成は、まず入力信号に変化を 加え、続いてその変化された信号を元の入力信号に加算及び元の入力信号から減 算して互いに異なる左チャネル及び右チャネルを生成することによって実現する ことができる。 例として、第８ａ図及び第８ｂ図にそのような合成に対し広く使用されている ２つのトポロジーを示す。まず第８ａ図を参照されたい。モノラル入力信号Ｍは 伝達関数Ｃ(ｓ)を有する全通過フィルタ９０を通過するように導かれる。フィル タ９０の出力は、減衰された元の入力信号Ｍに加算要素９２において加算され、 それによって左擬似ステレオ信号Ｌ′が生成される。また、インバータ９１と加 算要素９３を通じて減衰された元の入力信号Ｍから引き算され、それによって右 擬似ステレオ信号Ｒ′が生成される。出力信号Ｌ′、Ｒ′と入力信号Ｍとの関係 は、次のように表される。 Ｌ′＝Ｍ(０．５＋Ｃ(ｓ)) Ｒ′＝Ｍ(０．５−Ｃ(ｓ)) ここでＣ(ｓ)は次のように表される全通過伝達関数である。 通常、実際の回路の実現に於いては、時定数τ₁〜τ_nは共役複素数対として生 じる。定数Ｃ₀は、擬似ステレオ効果の“深さ（depth）”を決定する。この効果 はＣ₀が０．５または−０．５のいずれかの場合に最大となる。Ｃ₀がこれらの値 にあるとき、所定の周波数が、出力チャネルの一方に排他的に現れる。Ｃ₀の符 号は恣意的なものであって、符号を反転することは単に第８ａ図においてＬ′チ ャネル出力とＲ′チャネル出力とを入れ替えることと等価である。クロスオーバ ポイント（crossover point）の数、即ち左チャネルと右チャネルのエネルギー が等しい特定の周波数の数は、Ｃ(ｓ)の次数（order）によって決定される。第 ８ａ図の利得要素９４は不可欠なものというわけではないが、後述する本発明の 実施例の理解を容易にするため含まれているものである。ま た、これによって第８ａ図のトポロジーは次の基準を満たすことができる。 Ｌ′＋Ｒ′＝Ｍ この式は、左入力信号Ｌと右入力信号Ｒとの和によって入力信号Ｍが構成され る場合、このトポロジーは和不変であることを意味している。 第８ａ図のトポロジーと同様に動作する第８ｂ図に示したトポロジーは、ある 場合に、より経済的に実現することが可能である。 第８ａ図及び第８ｂ図に表した擬似ステレオ信号合成用のトポロジーは、２つ の欠点を有している。即ち、Ｃ₀が深さが最大になるように選択されている場合 、すなわち０．５または−０．５に等しい場合、左チャネルと右チャネルのコン トラストが極端になりすぎ、“一方の耳が聞こえない（deaf in one ear）”と いう現象が生じる。この望ましくない効果は全通過フィルタ伝達関数Ｃ(ｓ)の次 数を増加することによって小さくすることができる。しかしながら、そのような 対処方法は製造コストを増加させることになる。この“deaf in one ear”現象 は、音響的によりもっともらしい入力信号の広がりが生成されるように、単にＣ₀ の値を小さくすることによって軽減することもできる。しかしながら、Ｃ₀を小 さくすると左チャネルと右チャネルの間の位相の差が減少し、知覚される音像の 空間性が消えてしまう。言い換えると、Ｃ₀を小さくすることは、低周波数の位 相ずれエネルギー（out-of-phase energy）がスピーカのクロストークによって 打ち消されてしまうのを容認することになり、好ましくない。 本発明に基づくと、次の２つの方法のうちの一方を用いることによって、空間 性を大幅に低減することなく“deaf in one ear”現象を大幅に軽減することが できることがわかった。最初の方法では、Ｃ(ｓ)を次のように再定義して、伝達 関数Ｃ(ｓ)の変形版を得る。 このとき、 となるようにする。 ここで、τ_p及びτ_zは正の実数であり、上述したステレオ効果強調装置に於い て用いられるτ_pと同じ低周波数範囲内にある。この変形版伝達関数Ｃ′(ｓ)は 低周波数ブーストを行うとともに、出力を支配することによって、低周波数に対 して高い周波数よりも良好なセパレーションを実現する。このような方法は満足 すべき結果を達成するが、モノラル入力信号Ｍと擬似ステレオ出力信号Ｌ′、Ｒ ′との間に大きな電力レベルの違いが生じるという不都合がある。モノラル入力 信号Ｍをプリスケーリング（prescaling）することは有効な解決とならないのだ が、その理由については後に述べる。 ２つめの好適方法では、第８ａ図及び第８ｂ図に示した擬似ステレオ信号合成 用のトポロジーの一方を、第９ａ図に示すように、本発明に従って上述したステ レオ効果強調装置とカスケード接続する。このステレオ／モノラル強調トポロジ ーでは、フィルタ１００によってライン１０３上に擬似ステレオ左チャネルが生 成されるとともに、インバータ１０１及び加算要素１０２によって擬似ステレオ 右チャネルがライン１０４上に生成される。ステレオ効果強調装置１０７はこれ らの擬似ステレオチャネル信号を強調して、左出力信号Ｌ′をライン１０５上に 、右出力信号Ｒ′をライン１０６上に生成する。装置１０７は、上述した本発明 によるステレオ効果強調装置の任意の適切な１つとすることができる。上述した ステレオ効果強調装置の各実施例はチャネル対称性を有しているため、チャネル のシステム１０７への割り当ては任意である。第９ａ図のトポロジーの擬似ステ レオ部は第８ｂ図のトポロジーに基づいているが、別の実施例では第８ａ図のト ポロジーを基にすることもできる。 和不変の関係Ｒ′＝Ｌ＋Ｒ−Ｌ′を用いると、第９ａ図のステレオ／モノラル 強調トポロジーは、第９ｂ図のように簡略化することができる。第９ｂ図では、 第９ａ図のトポロジーに於いて装置１０７によって実行される強調関数は伝達関 数Ｄ(ｓ)によって表されている。出力Ｌ′及びＲ′は、入力Ｍに次のように関係 付けられる。 Ｌ′＝Ｍ(０．５＋Ｃ(ｓ)Ｄ(ｓ)) Ｒ′＝Ｍ(０．５−Ｃ(ｓ)Ｄ(ｓ)) Ｄ(ｓ)は次のように定義される。 Ｄ(ｓ)＝(Ｄ₀＋ｓτ_p)／(１＋ｓτ_p) （９） ここでＤ₀はＤ(ｓ)の直流利得である。伝達関数Ｄ(ｓ)は上述した実施例に於 いて用いられる伝達関数Ｂ(ｓ)に次のように関係付けられる。 Ｄ(ｓ)＝１＋２Ｂ(ｓ) よって、 Ｄ₀＝１＋２Ｂ₀ である。 従って、モノラル入力信号Ｍは左出力信号Ｌ′及び右出力信号Ｒ′に次のよう に関係付けられる。 Ｌ′＝Ｍ(０．５＋Ｃ(ｓ)(１＋２Ｂ(ｓ))) Ｒ′＝Ｍ(０．５−Ｃ(ｓ)(１＋２Ｂ(ｓ))) 擬似ステレオ(Ｌ−Ｒ)差信号は、通常のステレオ(Ｌ−Ｒ)差信号よりも過度な 低周波数ブーストに影響されやすい傾向があるため、擬似ステレ オ効果強調装置に関連するブーストは、上述したような純粋なステレオ効果強調 装置よりも幾分かより低くするべきである。本出願人は、Ｄ₀を２Ｂ₀＋１の半分 をちょうど越える程度の値、すなわち約４．５として選択した。時定数τ_pは、 上述したように、約６００μｓである。伝達関数Ｃ(ｓ)の次数に関して、優れた 音質（高い次数）と実現コスト（低い次数）の間にトレードオフの関係がある。 この後すぐ説明する好適実施例では、Ｃ(ｓ)は３つの極及びゼロ点を有するよう 実現されるが、これは出願人が音響強調と実現コストの間の十分満足のいく妥協 点であると考える次数である。 ３つの極及びゼロ点に対する好適な時定数は、それぞれ４６μｓ、６７μｓ及 び２５４μｓであり、これらは全て実数である。定数Ｃ₀に対し０．２の値が、 深いセパレーションと浅い微妙さの最適なトレードオフの関係を与える値であっ た。 典型的なオーディオへの応用では、受信される信号の性質（即ちステレオかモ ノラルか）は通常未知である。ＦＭラジオ放送などの場合、受信される信号はス テレオになったりモノラルになったり変化する。従って、ステレオ信号とモノラ ル信号の両方を強調することが可能なだけでなく、それらのモードをスムーズに 切り換えることのできる機構を有することが望ましい。本発明によると、第１０ ａ図のトポロジーに示すように、擬似ステレオ信号合成装置１３１をステレオ効 果強調装置１２６にカスケード接続することができる。理解されるように、ステ レオ効果強調装置１２６は、上述したステレオ効果強調装置のいずれであっても よい。入力信号がモノラルの性質を有する場合（例えば、左入力信号Ｌと右入力 信号Ｒが同じ場合）、第１０ａ図のトポロジーは第９ａ図のトポロジーと同じよ うに動作する。可変利得要素１２１の利得は、ＦＭステレオデコーダまたはステ レオ音源検知回路から受信されるステレオ混 合信号のような外部制御信号（図示せず）、あるいはユーザの操作に応答して０ と１の間で可変である。利得要素１２１が利得０にセットされているとき、擬似 ステレオ信号合成部１３１は実質的にディスエーブルされ、第１０ａ図のトポロ ジーの動作はステレオ効果強調装置１２６のみによって決定される。このように 、可変利得要素１２１は、擬似ステレオ信号合成効果の深さの制御を動的に行う ことを可能とする。パラメータを適切に選択することによって、可変利得要素１ ２１の利得を全ての信号源に対し１に設定することも可能であることに注意され たい。 実用においては、ほとんどのステレオ信号源は擬似ステレオ効果を実質的にマ スクしてしまうのに充分な位相ずれチャネル情報を含んでおり、一方、存在する モノラル成分は擬似ステレオ効果の恩恵に預かることができる。従って、ステレ オ信号が空間的情報を極わずかしか含んでいない場合、即ち差信号(Ｌ−Ｒ)をほ とんど含んでいない場合は、擬似ステレオ成分がそのステレオ成分のほとんどを 占めることになる。そのようなステレオ信号に対して、擬似ステレオ効果は対応 する音像の空間性を強調する効果がある。可変利得要素１２１の利得が１の場合 、第１０ａ図のトポロジーの入力と出力は次のように互いに関係づけられる。 Ｌ′＝Ｌ＋Ｂ(ｓ)(Ｌ−Ｒ)＋Ｃ(ｓ)(１＋２Ｂ(ｓ))(Ｌ＋Ｒ) Ｒ′＝Ｒ−Ｂ(ｓ)(Ｌ−Ｒ)-Ｃ(ｓ)(１＋２Ｂ(ｓ))(Ｌ＋Ｒ） （１０） 可変利得要素１２１が、モードの動的な切り換え、即ち擬似ステレオ信号合成 部１３１のイネーブル及びディスエーブルに用いられる場合、スイッチングノイ ズを低く抑えるために何らかの処置が必要である。例えば、可変利得要素１２１ の利得は音響信号中に大きな高周波エネルギーが入りこまないようなレートで変 化されるべきである。 第１０ａ図のトポロジーでは、擬似ステレオ入力信号（回路部１３１によって モノラル入力信号から合成された）とステレオ入力信号は両方 ともステレオ効果強調装置１２６を通じてフィルタリングされ、従って、伝達関 数Ｂ(ｓ)に関連して上述した同じパラメータに基づいて処理される。しかしなが ら、モノラル信号から生成される擬似ステレオ信号は純粋なステレオ信号とは異 なるため、２つの強調効果の結合を可能にしつつ異なるパラメータに基づいて空 間性強調を行うようにすることは各々の信号にとって利点があるだろう。 本発明の別の実施例に基づくと、擬似ステレオ信号合成装置１４０が、第１０ ｂ図のトポロジーに示すように、ステレオ効果強調装置１２６の出力ライン１４ ３、１４４にカスケード接続される。このトポロジーでは、ステレオ効果強調パ ラメータ、従ってステレオ効果強調回路１２６の空間性強調効果は、入力ライン １４１、１４２上に受信されたステレオ信号にしか影響しない（モノラル信号は 差成分(Ｌ−Ｒ)を含んでいないため、ライン１４１、１４２上に受信されたモノ ラル入力信号は変化されることなくステレオ効果強調装置１２６を通過する）。 これらの変化を加えられないモノラル入力信号は、擬似ステレオ信号合成装置１ ４０中で、伝達関数Ｃ(ｓ)Ｄ(ｓ)を有するフィルタ１４７によって処理される。 ここでＣ(ｓ)及びＤ(ｓ)はそれぞれ擬似ステレオ信号の合成及び空間的強調を行 う。第１０ｂ図のトポロジーは、他の面では全て、第１０ａ図のトポロジーと同 じように動作する。可変利得要素の利得か１にセットされている場合、第１０ｂ 図のトポロジーの入力と出力は次のように互いに関係づけられる。 Ｌ′＝Ｌ＋Ｂ(ｓ)(Ｌ−Ｒ)＋Ｃ(ｓ)Ｄ(ｓ)(Ｌ＋Ｒ) Ｒ′＝Ｒ−Ｂ(ｓ)(Ｌ−Ｒ)−Ｃ(ｓ)Ｄ(ｓ)(Ｌ＋Ｒ) （１１） 好適実施例では、Ｄ(ｓ)は式（９）に於いてＤ₀及びτ_pをそれぞれ約４．５及 び６００μｓにした形である。 第１０ａ図及び第１０ｂ図のトポロジーは、第１１ａ図及び第１１ｂ 図に示すように、シャッフル型トポロジーに基づいて動作するように変形するこ とが可能である。第１１ａ図のトポロジーは、ステレオ信号と擬似ステレオ信号 を処理するのに、伝達関数Ｎ(ｓ)を有する同じ強調フィルタ１６７を用いる。即 ち、第１０ａ図のトポロジーと同様に、第１１ａ図のトポロジーはステレオ信号 と擬似ステレオ信号の空間性を強調するのに同じパラメータを用いる。関数Ｎ( ｓ)は第１ｂ図を参照して上述した形である。擬似ステレオフィルタ１６４は、 ファクタ２が乗算された上述した伝達関数Ｃ(ｓ)に基づいて動作する。式（８） が有効であると仮定すると、第１１ａ図のトポロジーの入力と出力は、式（１０ ）に基づいて表すことができる。第１０ａ図及び第１０ｂ図のトポロジーと同様 に、可変利得要素１２１は様々なタイプの入力信号を受容するべくマニュアルで または自動的に制御されるか、あるいは１にセットされてもほとんどのモノラル 入力信号及びステレオ入力信号を処理することができる。 第１１ｂ図のトポロジーは、第１１ａ図のトポロジーを変形したものであり、 第１０ｂ図のトポロジーに関して説明したのと同様にして、ステレオ信号と擬似 ステレオ信号に対し別個の空間性強調パラメータを用いる。第１１ｂ図のトポロ ジーでは、第１１ａ図のトポロジーと異なり、擬似ステレオ信号はフィルタ１４ ７によって伝達関数Ｃ(ｓ)及びＤ(ｓ)に基づいて合成及び空間強調された後、伝 達関数Ｎ(ｓ)に基づいてフィルタ１６７により生成された強調されたステレオ信 号と加え合わされる。繰り返すが、伝達関数Ｃ(ｓ)、Ｄ(ｓ)及びＮ(ｓ)は上述し たそれぞれの形である。 これらのトポロジーは、擬似ステレオ伝達関数Ｃ(ｓ)の非対称な性質にも関わ らず、和不変という利点を有していることに注意されたい。また、モノラル入力 信号は(Ｌ−Ｒ)差成分を含んでいないため、そのよう なモノラル信号が第１１ａ図及び第１１ｂ図のトポロジーに入力として供給され る場合は、加算要素１６０によって生成される差信号(Ｌ−Ｒ)経路には信号が含 まれないことに注意されたい。従って、和信号(Ｌ＋Ｒ)をフィルタ１６４及び加 算要素１６６を通じて差信号経路に接続することは、左出力信号Ｌ′を生成する 上で不可欠である。 上述したトポロジーは和不変であるため、それらは第３ａ図及び第３ｂ図の和 不変型トポロジーに基づいて動作するように変形可能である。それによってより 簡略化されたコスト効果の高い装置が実現される。さらに、伝達関数Ｄ(ｓ)の極 時定数を伝達関数Ｂ(ｓ)のそれと等しくなるように設定することによって、大幅 な簡略化が可能であることがわかった。そのようにすることによって、ステレオ 信号と擬似ステレオ信号に対して個別の強調パラメータを与えることができると いう利点を保持しつつ、伝達関数Ｄ(ｓ)を意図して具現する必要がなくなる。従 って、このようにしない場合Ｃ(ｓ)Ｄ(ｓ)を具現していたフィルタは、この方法 ではＣ(ｓ)のみを具現すればよく、従って極を決定するコンデンサを一つ排除す ることが可能となる。この簡略化の結果、デジタル回路として具現するとき、遅 延要素を１つ省くことができる。 第１１ａ図及び第１１ｂ図のトポロジーから得られるより簡略化されたトポロ ジーを第１２図及び第１３図にそれぞれ示す。第１２図のトポロジーにおいて、 加算要素２０８及び２０９は、インバータ２１０とともに、第３ａ図の和不変型 トポロジーのスタイルを再現している。加算要素２００、可変利得要素２１０、 伝達関数Ｃ(ｓ)を有するフィルタ２０２、及び利得要素２０５は、擬似ステレオ 信号を生成する。フィルタ２０２からの信号出力の大きさによって、伝達関数Ｂ (ｓ)の極より十分高い周波数、すなわち約２６５Ｈｚより十分高い周波数、の擬 似ステレオ合成信号の大きさがかなりの程度決定される。また、利得要素２０５ からの信号出力の大きさによって、直流に於ける擬似ステレオ合成信号の大きさ が決定される。このようにして、上述した伝達関数Ｄ(ｓ)の効果は、加算要素２ ０４及び２０７に於ける信号の加算によってエミュレートされる。エミュレート される伝達関数Ｄ(ｓ)の定数Ｄ₀は、好ましくは約４．５であり、次のようにし て設定される。 Ｇ₂₀₅＝(Ｄ₀−１)／Ｂ₀ ここでＧ₂₀₅は可変利得要素２０５の利得である。可変利得要素２０１の利得 が１に設定されているとき、第１２図のトポロジーの左出力信号Ｌ′及び右出力 信号Ｒ′は、式（１１）に基づいて左入力信号Ｌ及び右入力信号Ｒに関係づけら れる。 第１２図のトポロジーに於いて、所与の信号経路に沿った任意の点に於ける利 得を制御して同一の結果を得ることが可能であることに注意されたい。典型的な アナログ回路としての実現に対しては、加算回路の入力には、通常、ある利得フ ァクタが掛けられる。従って、フィルタ２０２から加算要素２０４及び２０７へ と供給される信号の大きさを独立して調整可能な方法には幾つかあり、利得要素 ２０５を用いる方法はそのような方法の１つにすぎない。第１２図のトポロジー のステレオ効果強調部は、第２ａ図のトポロジーのそれと同様に動作する。従っ て、伝達関数Ｂ(ｓ)及びＣ(ｓ)に対する形及びパラメータ値は、上述したように することが好適である。 第１３図のトポロジーは第１２図のトポロジーと概ね同じように動作するが、 １つ特記すべき違いがある。インバータ２２９及び加算要素２２７、２２８は、 第３ｂ図の和不変型トポロジーを再現するように構成されている。従って、加算 要素２２７の働き以外は、第１３図のトポロジーのブロック４５内の構成要素は 、第１２図のトポロジーのブロック４０内の構成要素と同じ動作をし、同じ働き をする。 擬似ステレオ信号合成関数及びステレオ信号強調関数の各々に対し、個別の強 調極時定数を有することが望まれる場合、第１２図及び第１３図のトポロジーを 、利得要素２０５を通る信号経路を除去し、フィルタ２０２が伝達関数Ｃ(ｓ)Ｄ (ｓ)を有するように変形してもよい。 擬似ステレオ信号の空間的属性を若干犠牲にすることによって、第１２図及び 第１３図のトポロジーをさらに簡略化し、従ってより少ないコストで実現するこ とが可能である。そのような簡略化されたトポロジーを第１４図に示す。第１４ 図において、フィルタ２４６、２４７及び加算要素２４８の役割は、例えば第４ 図のステレオ効果強調装置５０のオペアンプ５１のように漏洩積分器として構成 される単一のオペアンプによって実現されるアナログ回路において実現可能であ る。左出力信号Ｌ′及び右出力信号Ｒ′と左入力信号Ｌ及び右入力信号Ｒは、第 １４図のトポロジーでは、利得要素２４１を１にセットしたとき、式（１１）に よって表される関係で互いに関係づけられる。しかしながら、エミュレートされ る伝達関数Ｄ(ｓ)は次の形となる。 Ｄ(ｓ)＝１＋Ｂ(ｓ)(１−Ｇ₂₄₃) ここでＧ₂₄₃は利得要素２４３の利得であり、１未満でなければならない。そ の結果、Ｄ₀の範囲は次のように制限される。 Ｂ₀＋１≧Ｄ₀≧１ （１２） Ｇ₂₄₃が０のとき、Ｄ(ｓ)は最大限に低周波数強調を行う。従って、Ｇ₂₄₃が１ に等しい場合、低周波数の強調はなされない。Ｇ₂₄₃は次のように選択されるべ きである。 Ｇ₂₄₃＝(Ｂ₀＋１−Ｄ₀)／Ｂ₀ 用途が異なればパラメータ値も若干異なるが、Ｇ₂₄₃は好ましくは深さを最大 にするように０とするべきであり、従って、Ｄ₀は約４．１２５とするべきであ る。伝達関数Ｂ(ｓ)及びＣ(ｓ)に対する好適な形及び関 連するパラメータ値については既に示した。第１２図及び第１３図のトポロジー と同様にして、加算要素２４４及び２４５に加えられる信号の大きさを独立して 調整することが可能である。 上述したステレオ／モノラル強調トポロジーの実現には、実際の例では、第１ ５図に示す従来技術の３極全通過フィルタ２５０のような、全通過フィルタが必 要である。全通過フィルタ１５は３つのカスケード接続された単極全通過フィル タ（single pole all-pass filter）２５１、２５２、２５３を含んでいる。各 極を別個の段（stage）に分離することによって、構成要素のばらつきに影響さ れにくくなっている。第１のフィルタ２５１は、Ｒ５０＝Ｒ５１となるように設 計されるべきであることに注意されたい。フィルタ２５１は伝達関数Ｈ(ｓ)と関 連する極時定数τを有する。 Ｈ(ｓ)＝(１−ｓτ)／(１＋ｓτ) ここで、τ＝Ｒ５２・Ｃ４０ フィルタ２５２及び２５３も上述した伝達関数Ｈ(ｓ)に基づいて動作し、関連 する時定数τも同様にして決定される。 ステレオ／モノラル強調装置の以下に述べる好適実施例では、個々の単極フィ ルタ２５１〜２５３は、結果として得られる３極フィルタ２５０が極時定数４６ μｓ、６７μｓ及び２５４μｓを有するように、公知の技術に従って形成される 。理解されるように、必要とされるオペアンプの数を減らすため、２次またはそ れより高い次数のセクションを用いたフィルタを使用することもできる。また、 ２次のフィルタセクションでは、極は共役複素数対となる。しかしながら、その ような２次またはそれ以上の次数のフィルタセクションは、構成要素のばらつき の影響を受けやすくなる。 第１６図に本発明の好適実施例を示す。ステレオ／モノラル強調装置２６０の 動作は、第１３図のトポロジーに基づいており、従って、第１ ３図のトポロジーに関する議論は装置２６０に対しても同じように適用可能であ る。全通過フィルタ２５０のオペアンプ２５６を除いて、第１６図の装置２６０ 内の各オペアンプは、上述した理由によって反転モードで動作する。左入力信号 Ｌはオペアンプ２７０及び関連する抵抗Ｒ６０、Ｒ６１によって反転され、右入 力信号Ｒはオペアンプ２７２及び関連する抵抗Ｒ７０、Ｒ７１によって反転され る。これらの２つの反転された信号は大きさを調整されてオペアンプ２７３に於 いて加算され、それによってモノラル信号成分が抽出される。抽出されたモノラ ル信号成分は全通過フィルタ２５０によって遅延され、それによって擬似ステレ オ信号が生成される。スイッチＳＷ５によってフィルタ２５０の出力がライン２ ７８に接続されている場合、擬似ステレオ信号は、抵抗Ｒ６２〜Ｒ６４に共通の ノードに於いて、反転された左入力信号Ｌ及び反転されていない右入力信号Ｒと ともに加算される。スイッチＳＷ４によってライン２７６と２７７が接続されて いる場合、この和信号は伝達関数Ｂ(ｓ)に基づいてコンデンサＣ５０によってロ ーパスフィルタリング処理される。このフィルタリングされた信号は、オペアン プ２７１に於いて、反転された左入力信号Ｌ及び擬似ステレオ信号（フィルタ２ ５０によって合成された）と加算され、それによって左出力信号Ｌ′が生成され る。オペアンプ２７５は、左入力信号Ｌと右入力信号Ｒとの和から、左出力信号 Ｌ′を引き算する。 スイッチＳＷ４及びＳＷ５によって、装置２６０は３つのモードのうちの１つ で動作することが可能となっている。スイッチＳＷ４によってライン２７７が抵 抗Ｒ６５を介してグランドに接続されている場合、ステレオ効果強調フィルタ（ 例えば関数Ｂ(ｓ)）がディスエーブルされる。スイッチＳＷ５によってライン２ ７８がグランドに接続され、それによってフィルタ２５０の擬似ステレオ信号合 成関数、例えば関数Ｃ(ｓ)が ディスエーブルされているとき、装置２６０はバイパスモードで動作する。この モードでは、左入力信号Ｌと右入力信号Ｒは変化を加えられることなく左出力信 号Ｌ′及び右出力信号Ｒ′として現れる。スイッチＳＷ４がライン２７７をライ ン２７６に接続している場合は、ステレオ効果強調フィルタＢ(ｓ)がイネーブル される。このとき、装置２６０の動作モードはスイッチＳＷ５の位置に依存する ことになる。スイッチＳＷ５がライン２７８をグランドに接続し、それによって 擬似ステレオ信号合成関数Ｃ(ｓ)がディスエーブルされている場合、装置２６０ はステレオ効果強調専用モードで動作する。しかし、スイッチＳＷ５がフィルタ ２５０をライン２７８に接続し、擬似ステレオ信号合成関数Ｃ(ｓ)がイネーブル されている場合、装置２６０はデュアルステレオ／モノラルモードで動作し、ど ちらのタイプの入力信号に対しても空間性強調がなされる。 第７図の装置８０に関連して説明したように、スイッチＳＷ４によるバイパス モードとステレオ／モノラル強調モードとの間の切り替えでは、コンデンサＣ５ ０のローパスフィルタ機能のため、発生されるスイッチングノイズは比較的小さ い。スイッチＳＷ５の切り替えは、出力信号に不連続を生じる可能性がある。し かしながら、そのような不連続はほとんどの用途において許容可能である。なぜ ならライン２７８上の擬似ステレオ信号の利得は、ステレオ信号の利得に比べて かなり小さいからである。そのような不連続が許容できないような用途では、公 知のゼロクロススイッチング技法を用いることによって、または切り替え用ラン プ信号によって制御される可変利得要素でスイッチＳＷ５を置き換えることによ って、そのような不連続を小さくすることができる。 装置２６０に含まれる構成要素に対し選択される適切な値は、特定の用途、所 望の動作特定、及び用いられる構成要素のタイプに応じて変わ り得る。しかしながら、装置２６０の利点を実現するためには、以下の制約を満 足すべきである。まず、加算／反転オペアンプ２７０，２７２及び出力オペアン プ２７１に関連する抵抗は、次のように選択されるべきである。 Ｒ６０＝Ｒ６１ Ｒ７０＝Ｒ７１ Ｒ７５＝Ｒ７６＝Ｒ７７＝Ｒ７８ 次に、抵抗Ｒ６９及びコンデンサＣ５０は、それらの値の積が次のようになる よう選択されるべきである。 ４τ_p(２Ｂ₀＋Ｋ₁Ｄ₀)=Ｒ６９・Ｃ５０ 抵抗Ｒ６９に対し適切な値を選択した後、オペアンプ２７１に関連する残りの 抵抗の値を次のようにして決定する。 Ｒ６２＝Ｒ６３＝Ｒ６９／(２Ｂ₀) Ｒ６４＝Ｒ６９／(２Ｋ₁Ｄ₀) Ｒ６７＝Ｒ６９／(２(２Ｂ₀＋Ｋ₁Ｄ₀)) Ｒ６９／Ｒ６８＝Ｋ₁ Ｒ６６＝Ｒ６９ オペアンプ２７３に関連する抵抗は、次の関係を満たすべきである。 Ｒ７２＝Ｒ７３ Ｒ７４／Ｒ７２＝Ｃ₀／Ｋ₁ ここでＫ₁は、Ｋ₁≧２Ｃ₀となるように選択されるべきである。好適実施例で は、Ｋ₁は０．４に等しい。多くの多段アナログ回路と同様に、各段において所 与の信号経路の利得は独立して制御可能である。従って、どれだけの利得がどこ に生じるかについて常にある程度の融通性がある。係数Ｋ₁は用途に応じて選択 可能なそのような自由度を与えるものである。Ｋ₁についての上記の制約は、オ ペアンプ２７３の出力が両入力チ ャネルへの最大入力信号に対し飽和しないように、信号のダイナミックレンジの 観点から推奨されるものである。 別の実施例として、ステレオ／モノラル装置２８０を第１７図に図示し、以下 に説明する。この装置２８０は、第１４図のトポロジーに基づいて動作する。従 って、第１４図のトポロジーに関する上記の説明はステレオ／モノラル装置２８ ０についても同じように適用可能である。左出力信号Ｌ′及び右出力信号Ｒ′は 、左入力信号Ｌ及び右入力信号Ｒに式（１１）に基づいて関係づけられる。エミ ュレートされる伝達関数Ｄ(ｓ)は第１４図のトポロジーを参照して上記で示した 形であり、ここでＤ₀は次のように最大値に固定される。 Ｄ₀＝Ｂ₀＋１ 装置２８０では、ステレオ効果強調部は、オペアンプ２９３、２９４及びそれ らにそれぞれ関連付けられたコンデンサＣ６０及び抵抗Ｒ８６〜Ｒ９１によって 実行され、第６図のステレオ効果強調装置７０と同じように伝達関数Ｂ(ｓ)を実 現する。擬似ステレオ効果強調は、後述するように、ステレオ効果強調の実行前 に擬似ステレオ信号と左入力信号Ｌとを加えることによって、ステレオ効果強調 と結合される。 オペアンプ２９０及び関連する抵抗Ｒ８０〜Ｒ８１は、入力信号源のモノラル 成分(Ｌ＋Ｒ)を抽出するため、左入力信号Ｌと右入力信号Ｒとを加え合わせ、半 分の大きさにする。抵抗Ｒ８０とＲ８１は同じ値にするべきであることに注意さ れたい。この和信号はフィルタ２５０によって伝達関数Ｃ(ｓ)に従ってフィルタ リングされ、それによって擬似ステレオ信号が合成される。この擬似ステレオ信 号は、オペアンプ２９２及び関連する抵抗Ｒ８２〜Ｒ８５によって左入力信号Ｌ と加え合わされる。オペアンプ２９２を通った左入力信号の利得は１であり、一 方、オペアンプ２９２を通った合成された擬似ステレオ信号の利得は擬似ステレ オ 効果の所望の深さに応じて調整可能である。抵抗Ｒ８２〜Ｒ８５に対する値は次 のようにして選択されるべきである。 ２Ｃ₀＝Ｒ８３／Ｒ８２＝Ｒ８４／Ｒ８５ 装置２８０は２つのスイッチＳＷ４とＳＷ５を含んでおり、それらによって装 置２８０は、第１６図の装置２６０と同様に、バイパスモード、ステレオ効果強 調専用モード、及びステレオ／モノラル強調モードの切り替えが可能となってい る。スイッチＳＷ５がライン２９５をグランドに接続しているとき、装置２８０ の動作モードはスイッチＳＷ４の位置によって決定される。スイッチＳＷ４によ ってライン２９６がライン２９７に接続されている場合、装置２８０はステレオ 効果強調専用モードで動作する。スイッチＳＷ４によってライン２９６がライン ２９８に接続されている場合、装置２８０はバイパスモードで動作する。スイッ チＳＷ４がライン２９６とライン２９７を接続し、スイッチＳＷ５がライン２９ ５をフィルタ２９５の出力に接続しているとき、装置２８０はステレオ／モノラ ルモードで動作する。上記の実施例に関連してすでに説明したように、装置２８ ０に含まれる構成要素の値は、設計仕様、構成要素及び機能を考慮して変わり得 る。しかしながら、第１７図の実施例の利点を実現するには次の制約が満足され るべきである。 Ｒ８０＝Ｒ８１ τ_p＝Ｒ８７・Ｃ６０ Ｂ₀＝Ｒ８７／Ｒ８６ Ｒ８８＝Ｒ８９ Ｒ９０＝Ｒ９１ 装置２８０は、オペアンプの反転モードと非反転モードの両方を使用すること によって、装置２６０に比べて設計がより簡略化され実現コストも安くなってい る。このようにオペアンプの両モードを用いることは 音質に悪影響をもたらし得るが、その影響の程度はわずかであり、多くの用途に おいて要求される仕様を十分満足するものである。 第１４図のトポロジーは、更に簡略された設計で実現することができるがその 設計では入力信号の減衰は許容される。本発明の別の実施例に基づくステレオ／ モノラル強調装置３００ａを第１８図に図示し、以下に説明する。この装置は４ つのオペアンプしか必要としない。入力信号Ｌ及びＲはファクタＫ₂だけ大きさ を調整される。Ｋ₂の適切な値の選択は、以下に述べるように、２つのファクタ を考慮してなされる。 装置３００ａの擬似ステレオ部は、オペアンプ３１０、３１１及びそれらに関 連する抵抗Ｒ１００〜Ｒ１０８及びコンデンサＣ７０〜Ｃ７１によって形成され る。オペアンプ３１０はまず左入力信号Ｌと右入力信号Ｒを加算してモノラル成 分を抽出し、この和を単極全通過フィルタに基づいてフィルタリングする。オペ アンプ３１１は、和信号をファクタ１＋Ｋ₃によって割る２次全通過フィルタ(se cond order all-pass filter)の核をなす。極周波数にある程度依存するが、Ｋ₃ の値は構成要素のばらつきによる影響を小さくするため一般に１に近い。オペア ンプ３１２及び３１３は装置３００ａのステレオ効果強調部を形成しており、第 ６図のステレオ効果強調装置７０と同様に動作する。抵抗Ｒ１０９〜Ｒ１１３に よって、Ｄ₀はＢ₀＋１と１の間で可変となっている。抵抗Ｒ１１９は和信号経路 の減衰を回路の残りの部分に整合させる。 装置３００ａは２つのスイッチＳＷ４とＳＷ５を含んでおり、それらによって 装置３００Ａは、装置２６０及び２８０に関して上述したのと同様に、バイパス モード、ステレオ効果強調モード、またはステレオ／モノラル強調モードで動作 可能となっている。 装置３００ａ内の構成要素の値は、用途の要件及び構成要素タイプに応じて選 択される。ファクタＫ₂及びＫ₃は、２次の全通過フィルタの構 成要素に対する影響の受け易さをできるだけ小さくするとともに、全体的な信号 減衰レベルを調整するように選択され得る。これらの２つのファクタは次のよう に制約される。 Ｃ₀＝(１／(２(１＋Ｋ₃)))・(１／Ｋ₂−１) ある好適実施例では、Ｋ₂及びＫ₃はそれぞれ０．６６７及び０．２５に等しい 。擬似ステレオ部で使用される構成要素の値は次の制約を満たすべきである。 時定数τ₁、τ₂及びτ₃は、関数Ｃ(ｓ)の極に対して推奨される時定数とする ことができ、それらの値は互いに取り替え可能である。ステレ オ効果強調部で使用される構成要素の値は次の制約を満たすべきである。 抵抗Ｒ１１０〜Ｒ１１３は、所与のパラメータセットに対し必要とされる以上 の融通性を与える。例えば、Ｄ₀の最大値が必要とされる場合、Ｒ１１１は省略 してもよい。また、Ｄ₀が１であることが望まれる場合は、Ｒ１１３を省略する ことができる。示されている全て揃ったセットは、一般性のために示されている のである。装置３００ａではバイパスモードを含む全ての動作モードで入力信号 が減衰される。従って、出力信号Ｌ′とＲ′の和は、入力信号ＬとＲの和にある 定数ファクタを掛けたものとなる。 上述した装置及びトポロジーのほとんどは、Ｌ信号経路とＲ信号経路とが等価 な減衰または利得を確実に有するようにすることによって、１以外の利得を有す るように変形することが可能である。このような変形 は、本明細書を読んだ後には当業者には明らかであろう。 第１８図の装置３００ａは、ステレオ効果強調伝達関数Ｂ(ｓ)に関して若干妥 協することによって、信号の減衰がないように変形することができる。そのよう にして得られる構造は、第１９図に示すステレオ／モノラル強調装置３００ｂと して具現される。装置３００ｂは、抵抗Ｒ１１９が除去され抵抗Ｒ１２０〜Ｒ１ ２１が付け加えられている点を除いて、第１８図の装置３００ａと同じであり、 同じように動作する。バイバスモードにおいて利得を１とし、ステレオ効果強調 専用モード及びステレオ／モノラル強調モードにおいて減衰がないようにするた めには、次の制約が満足されるべきである Ｒ１０９／Ｒ１１０＝Ｒ１２０／Ｒ１２１。 装置３００ｂは、上述の伝達関数Ｂ(ｓ)から次のようにして得られる変形され た強調伝達関数Ｂ′(ｓ)に基づいて動作する。 ここでＫ₄は次のような値である。 エラーファクタＫ₄はできるだけ小さいことが好ましいが、Ｋ₄を小さくするこ とは、抵抗Ｒ１１１〜Ｒ１１３を最大化することまたは抵抗Ｒ１２０〜Ｒ１２１ を最小化することといった実際性とバランスさせなければならない。Ｋ₄に対し て値０．１が、かなり容易に実現可能であり、このようなエラーファクタなしで 動作するシステムと実質的に区別がつ かない音質を実現する値であることがわかった。この結果は、エラーファクタＫ₄ は高い周波数においてのみ伝達関数Ｂ′(ｓ)のかなりの部分を含むが、そのよ うな場合でも出力信号の電力に占める割合は僅かであるということを考慮するこ とによって客観的にも検証されるだろう。 上述したステレオ／モノラル装置は全て、上述した双１次変換を用いて離散時 間デジタル信号処理領域にマッピングすることができる。デジタル回路として実 現することは、ユーザによるパラメータ値の動的な調整を可能とするため極めて 有用である。例えば第１２図のトポロジーは、次のようにしてデジタル回路とし て実現することができる。第２０図に第１２図のトポロジーに基づいたＤＳＰに よる実現のための完全なデータフロー図を示す。ブロック３２０は、利得１に正 規化された伝達関数Ｃ(ｓ)と等価な３段全通過フィルタを形成している。ブロッ ク３２１は伝達関数Ｄ(ｓ)を実行する。乗数ｇ₅は、全通過フィルタブロック３ ２０中には存在しないファクタＣ₀を補うものである。同様に、乗数ｇ₄はＣ₀だ けスケーリングされる。利得の乗算は、シグナルフローにおいて機能性に影響を 与えることなく配列換えすることが可能である。好適な実施態様では、乗数は次 のように選択される。 ｇ₁＝−０．９９１４９５ ｇ₂＝０．８９４３７８ ｇ₃＝−０．３９２８３０ ｇ₄＝１．４４００００ ｇ₅＝０．２０００００ ｇ₆＝０．０５７９５６ ｇ₇＝０．９６２９０８ このように、この実施例は７つの乗数と５つの遅延蓄積要素しか必要としない 。使用される特定のＤＳＰのアーキテクチャによっては、第２ ０図のシグナルフロー図に対し変形が必要となり得ることに注意されたい。例え ば、ＤＳＰが小さなワードサイズの固定小数点算術演算を用いる場合、ブロック ３２１の出力や加算器３２２の出力のようなノードにおける飽和を避けるために スケーリングが必要となり得る。乗算・累算演算が、単純な加算または乗算と同 程度に経済的に具現されるようなアーキテクチャでは、乗算演算を加算演算と対 にするように配列し直すとよいだろう。このような問題は、本発明の特定の実施 例をＤＳＰで実現することと同様に、本分野ではよく知られていることである。 本発明の特定の実施例について説明してきたが、広い意味において本発明から 逸脱することなく変形変更が可能であることは当業者には明白であろう。従って 、添付の請求の範囲はそのような変形変更を全て本発明の真の精神及び範囲に入 るべきものとして含むものである。

【手続補正書】 【提出日】１９９７年３月１３日 【補正内容】 （１）明細書の請求の範囲の記載を別紙の如く補正する。 （２）明細書第７頁第２５行の『（第１ａ図）』を、 「（第１ｂ図）」と訂正する。 （３）明細書第７頁第２６行の『（第１ｂ図）』を、 「（第１ａ図）」と訂正する。 （４）明細書第２５頁第２２行の『可変利得要素２１０』を、 「可変利得要素２０１」と訂正する。 （５）明細書第３４頁第１０行の『Ｃ７１』を、 「Ｃ７２」と訂正する。 （６）明細書第１７頁第１３行めの『（１−Ｓτ₁＊）』を、 「（１−ｓτ₁＊）」と訂正する。 （請求の範囲） １．音像強調装置であって、 それぞれステレオ音像の第１及び第２信号を受信するための第１及び第２入力 ノードと、 それぞれ強調されたステレオ音像の第１及び第２信号を出力するための第１及 び第２出力ノードと、 前記第１入力ノードに接続された非反転端子と、反転端子と、前記第１出力ノ ードに接続された出力端子とを有する第１オペアンプと、 前記第１オペアンプの前記反転端子と前記出力端子との間に接続された第１の 抵抗・コンデンサネットワークと、 前記第２入力ノードに接続された非反転端子と、反転端子と、前記第２出力ノ ードに接続された出力端子とを有する第２オペアンプと、 前記第２オペアンプの前記反転端子と前記出力端子との間に接続された第２の 抵抗・コンデンサネットワークと、 前記第１オペアンプの前記反転端子と前記第２オペアンプの前記反転端子との 間に接続された第１抵抗性素子と、 前記第１抵抗性素子に直列に接続された、オン状態とオフ状態を有するスイッ チング装置とを含み、 前記スイッチング装置が前記オン状態にあるとき当該装置は強調モードにあり 、前記スイッチング装置が前記オフ状態にあるとき当該装置はバイパスモードに あることを特徴とする音像強調装置。 ２．第１及び第２信号を含むステレオ音像を強調して、第１及び第２の強調され た信号を含む強調されたステレオ音像を生成するための装置であって、 それぞれ前記第１及び第２信号を受信するための第１及び第２入力端子と、 それぞれ前記第１及び第２の強調された信号を出力するための第１及び第２出 力端子と、 前記第１及び第２入力端子に接続され、前記第１入力信号と第２入力信号を結 合してコンビネーション信号を生成する第１結合手段と、 前記コンビネーション信号を強調して前記第１の強調された信号を生成するべ く前記第１結合手段と前記第１出力端子とに接続された強調手段と、 前記第１入力端子、前記第２入力端子、及び前記第１出力端子に接続され、前 記第１入力信号、前記第２入力信号、及び前記第１の強調された信号を結合して 、前記第２の強調された信号を生成する第２結合手段とを含むことを特徴とする ステレオ音像強調装置。 ３．前記第２入力端子と前記第１結合手段との間に接続されたスイッチング装置 を更に含み、前記スイッチング装置がオン状態にあるとき当該装置は強調モード で動作し、前記スイッチング装置がオフ状態にあるとき当該装置はバイパスモー ドにあることを特徴とする請求項２に記載の装置。 ４．第１及び第２信号を含むステレオ音像を強調するための装置であって、 それぞれ前記第１及び第２信号を受信するための第１及び第２入力端子と、 それぞれ前記第１及び第２の強調された信号を出力するための第１及び第２出 力端子と、 第１及び第２入力端子と出力端子とを有する第１オペアンプであって、該第１ オペアンプの前記第１入力端子は当該装置の前記第１入力端子に接続され、該第 １オペアンプの前記出力端子は当該装置の前記第１出力端子に接続され、該第１ オペアンプの前記第２入力端子は当該装置の前記第２入力端子に抵抗性素子を介 して接続されている該第１オペアンプと、 前記第１オペアンプの前記出力端子と前記第２入力端子との間に接続されたフ ィードバックネットワークと、 第１及び第２入力端子と出力端子とを有する第２オペアンプであって、該第２ オペアンプの前記第１入力端子は当該装置の前記第１及び第２入力端子に接続さ れ、該第２オペアンプの前記第２入力端子は当該装置の前記第１出力端子に接続 され、該第２オペアンプの前記出力端子は当該装置の前記第２出力端子に接続さ れている該第２オペアンプとを含むことを特徴とするステレオ音像強調装置。 ５．前記第２オペアンプの前記第２入力端子と当該装置の前記第２出力端子との 間に接続された第２抵抗性素子と、 前記第２オペアンプの前記第２入力端子と当該装置の前記第１出力端子との間 に接続された第３抵抗性素子とを更に含むことを特徴とする請求項４に記載の装 置。 ６．前記第１オペアンプの前記第２入力端子と当該装置の前記第２入力端子との 間に接続されたスイッチング装置を更に含むことを特徴とする請求項５に記載の 装置。 ７．第１及び第２入力信号を含む音像を強調して強調された音像を生成するため の方法であって、 第１出力信号を生成するべく前記第１及び第２入力信号を処理する過程と、 第２出力信号を生成するべく前記第１出力信号と前記第１及び第２入力信号と を結合する過程とを含み、 前記第１及び第２出力信号は前記強調された音像の第１及び第２チャネルを含 むことを特徴とする方法。 ８．前記第１及び第２入力信号を処理する前記過程が、前記第１出力信号を生成 するべく前記第１入力信号と前記第２入力信号とを積分的に結合してフィルタリ ングする過程を含むことを特徴とする請求項７に記載の方法。 ９．前記第１出力信号を前記第１及び第２入力信号と結合する前記過程が、前記 第２出力信号を生成するべく前記第１出力信号を前記第１入力信号と前記第２入 力信号との和から引く過程を含むことを特徴とする請求項７に記載の方法。 １０．前記積分的にフィルタリングする過程がローパスフィルタを用いることを 特徴とする請求項８に記載の方法。 １１．前記第１及び第２入力信号を処理する前記過程の前に前記第１及び第２入 力信号を反転する過程を更に含み、 前記第１出力信号を前記第１及び第２入力信号と結合する前記過程が、前記第 ２出力信号を生成するべく前記第１出力信号を前記第１入力信号と前記第２入力 信号との和に加算する過程を含むことを特徴とする請求項７に記載の方法。 １２．第１及び第２信号を含む音像を強調するための装置であって、 第１出力信号を生成するべく前記第１及び第２入力信号を処理する手段と、 第２出力信号を生成するべく前記第１出力信号と前記第１及び第２入力信号と を結合する手段とを含み、 前記第１及び第２出力信号は前記強調された音像の第１及び第２チャネルを含 むことを特徴とする装置。 １３．前記第１及び第２入力信号を処理する手段が積分器を含んでいることを特 徴とする請求項１２に記載の装置。 １４．前記第１出力信号と前記第１及び第２入力信号とを結合する手段が加算回 路を含んでおり、前記加算回路は前記第２出力信号を生成するべく前記第１入力 信号と前記第２入力信号との和から前記第１出力信号を引くことを特徴とする請 求項１２に記載の装置。 １５．モノラル信号またはステレオ信号のいずれであってもよい２チャネル入力 信号の空間性を強調するための方法であって、 前記入力信号から和信号を生成する過程と、 強調された和信号を生成するべく全通過フィルタを用いて前記和信号を位相シ フトする過程と、 前記強調された和信号を前記入力信号と結合して強調された中間信号を生成す る過程と、 前記強調された中間信号を和不変ステレオ強調回路を用いて強調して強調され た出力信号を生成する過程とを含むことを特徴とする方法。 １６．前記強調された和信号を前記入力信号と結合する前記過程が、前記強調さ れた中間信号を生成するべく前記強調された和信号を前記入力信号の前記第１チ ャネルと結合する過程を更に含むことを特徴とする請求項１５に記載の方法。 １７．前記強調された和信号を前記入力信号と結合する前記過程が、前記強調さ れた中間信号を生成するべく前記強調された和信号を前記入力信号の前記第１チ ャネルと結合する過程と前記強調された和信号を前記入力信号の前記第２チャネ ルと結合する過程とを更に含むことを特徴とする請求項１５に記載の方法。 １８．前記強調された中間信号を生成するべく、前記強調された和信号が前記入 力信号の前記第１チャネルと加算され、前記入力信号の前記第２チャネルから引 き算されることを特徴とする請求項１７に記載の方法。 １９．前記入力信号から差信号を生成する過程を更に含み、前記強調された中間 信号を生成するべく前記強調された和信号が前記差信号と結合されることを特徴 とする請求項１５に記載の方法。 ２０．モノラル信号またはステレオ信号のいずれであってもよい２チャネル入力 信号の空間性を強調するための方法であって、 前記入力信号を和不変ステレオ強調回路を用いて強調して２チャネルのステレ オ強調された信号を生成する過程と、 前記入力信号から和信号を生成する過程と、 前記和信号を位相シフトし、強調された和信号を生成する過程と、 前記強調された和信号を前記２チャネルのステレオ強調された信号と結合して ２チャネル出力信号を生成する過程とを含むことを特徴とする方法。 ２１．前記強調された和信号を前記２チャネルのステレオ強調された信号と結合 する前記過程が、前記強調された和信号を前記ステレオ強調された信号の第１チ ャネルに加算して前記出力信号の第１チャネルを生成する過程と、前記強調され た和信号を前記ステレオ強調された信号の第２チャネルから引き算して前記出力 信号の第２チャネルを生成する過程を更に含むことを特徴とする請求項２０に記 載の方法。 ２２．前記入力信号を強調する前記過程が、前記入力信号から差信号を生成する 過程を更に含み、前記２チャネルのステレオ強調された信号が前記和不変ステレ オ強調回路を用いて前記差信号から生成されることを特徴とする請求項２０に記 載の方法。 ２３．第１及び第２入力チャネルを含む入力信号を強調して、第１及び第２出力 チャネルを含む空間性を強調された出力信号を生成するための方法であって、 前記第１及び第２入力チャネルに応じて和信号を生成する過程と、 前記第１及び第２入力チャネルに応じて差信号を生成する過程と、 前記和信号を第１のフィルタを用いて強調し、強調された和信号を生成する過 程と、 前記差信号を第２のフィルタを用いて強調し、強調された差信号を生成する過 程と、 前記強調された和信号と前記強調された差信号とを加算し、中間信号を生成す る過程と、 前記中間信号を前記和信号と加算し、前記第１出力チャネルを生成する過程と 、 前記中間信号を前記和信号から引き算し、前記第２出力チャネルを生成する過 程とを含むことを特徴とする方法。 ２４．前記第１フィルタが全通過フィルタを含んでいることを特徴とする請求項 ２３に記載の方法。 ２５．第１及び第２入力チャネルを含む入力信号を強調して、第１及び第２出力 チャネルを含む空間性を強調された出力信号を生成するための方法であって、 前記第１及び第２入力チャネルに応じて和信号を生成する過程と、 前記第１及び第２入力チャネルに応じて差信号を生成する過程と、 前記和信号を第１のフィルタを用いて強調し、強調された和信号を生成する過 程と、 前記強調された和信号と前記差信号とを加算し、第１中間信号を生成する過程 と、 前記第１中間信号を第２のフィルタを用いて強調し、第２中間信号を生成する 過程と、 前記第２中間信号と前記和信号とを加算し、前記第１出力チャネルを生成する 過程と、 前記第２中間信号を前記和信号から引き算し、前記第２出力チャネルを生成す る過程とを含むことを特徴とする方法。 ２６．前記第１フィルタが全通過フィルタを含んでいることを特徴とする請求項 ２５に記載の方法。 ２７．モノラル信号またはステレオ信号のいずれであってもよい入力信号の空間 性を強調するための方法であって、 前記入力信号を表す第１及び第２入力チャネルを受信する過程と、 前記第１入力チャネルと前記第２入力チャネルとを加算して和信号を生成する 過程と、 前記和信号を全通過フィルタを用いて位相シフトして強調された和信号を生成 する過程と、 前記強調された和信号を前記第１入力チャネルと結合して中間信号を生成する 過程と、 前記中間信号をローパスフィルタを用いてフィルタリングして第１出力チャネ ルを生成する過程と、 前記第１及び第２入力チャネルと前記第１出力チャネルとを結合して第２出力 チャネルを生成する過程とを含み、 前記第１及び第２出力チャネルは空間強調された信号を表すことを特徴とする 方法。 ２８．第１及び第２入力信号を含む音像の空間性を強調して第１及び第２出力信 号を含む強調された音像を生成するための装置であって、 和信号を生成するべく前記第１入力信号と前記第２入力信号を加算する手段と 、 前記和信号を強調して強調された和信号を生成する手段と、 前記強調された和信号と前記第１及び第２入力信号とを結合して、前記第１出 力信号を生成する手段と、 前記第１出力信号と前記第１及び第２入力信号とを加算して、前記第２出力信 号を生成する手段とを含むことを特徴とする装置。 ２９．モノラル音像またはステレオ音像のいずれを表していてもよい第１及び第 ２入力チャネルを含む入力信号の空間性を強調するための装置であって、 前記入力信号を表す第１及び第２入力チャネルを受信する手段と、 前記第１入力チャネルと前記第２入力チャネルとを加算して和信号を生成する 手段と、 強調された和信号を生成するべく全通過フィルタを用いて前記和信号を位相シ フトする手段と、 前記強調された和信号を前記第１入力チャネルと結合して中間信号を生成する 手段と、 前記中間信号をローパスフィルタを用いてフィルタリングして第１出力チャネ ルを生成する手段と、 前記第１及び第２入力チャネルと前記第１出力チャネルとを結合して第２出力 チャネルを生成する手段とを含み、 前記第１及び第２出力チャネルは空間強調された信号を表すことを特徴とする 装置。 ３０．入力音像を表す第１及び第２入力チャネルを含む入力信号の空間性を強調 して、空間性を強調された音像を表す第１及び第２出力チャネルを生成するため の装置であって、 各々前記第１及び第２入力チャネルを受信するべく接続された非反転端子と反 転端子を有し、出力端子に第１の強調された和信号を生成する第１オペアンプと 、 前記第１オペアンプの前記出力端子に接続された反転端子と非反転端子とを有 し、出力端子に第２の強調された和信号を生成する第２オペアンプと、 前記第２の強調された和信号と前記第１入力チャネルとを受信するよう接続さ れた非反転端子を有し、且つ前記第２入力チャネルを受信するべく接続された反 転端子を有しその出力端子に前記第１出力チャネルを生成する第３オペアンプと 、 前記第１及び第２入力チャネルを受信するべく接続された非反転端子を有し、 且つ前記第１出力チャネルを受信するべく接続された反転端子を有しその出力端 子に前記第２出力チャネルを生成する第４オペアンプとを含むことを特徴とする 装置。 ３１．前記第１オペアンプの前記非反転端子に接続された第１電極と、第１ノー ドに接続された第２電極とを有し、一次の全通過フィルタを実現する第１コンデ ンサを更に含んでいることを特徴とする請求項３０に記載の装置。 ３２．前記第２オペアンプの前記反転端子と前記出力端子との間に接続され、全 通過フィルタを実現するフィードバックネットワークをされに含むことを特徴と する請求項３０に記載の装置。 ３３．前記フィードバックネットワークが二次の全通過フィルタを実現している ことを特徴とする請求項３２に記載の装置。 ３４．前記フィードバックネットワークが、 前記第２オペアンプの前記反転端子に接続された第１端子を有する抵抗と、 前記抵抗の前記第１端子に接続された第１電極を有する第１コンデンサと、 前記第１コンデンサの第２電極に接続された第１電極を有し、且つ前記抵抗の 第２端子と前記第２オペアンプの前記出力端子とに接続された第２電極を有する 第２コンデンサとを更に含むことを特徴とする請求項３３に記載の装置。 ３５．フィードバックネットワークを更に含み、前記フィードバックネットワー クが、 前記第３オペアンプの前記反転端子と前記出力端子との間に接続された第１抵 抗と、 前記第１抵抗に並列に接続されたコンデンサとを含むことを特徴とする請求項 ３０に記載の装置。 【手続補正書】 【提出日】１９９７年５月２８日 【補正内容】 （１）明細書の請求の範囲の記載を以下の通り補正する。 「１．第１及び第２入力チャネルを含む音像を強調するための装置であって、 第１出力チャネルを生成するべく前記第１及び第２入力チャネルを処理する手 段と、 第２出力チャネルを生成するべく前記第１出力チャネルと前記第１及び第２入 力チャネルとを結合する手段とを含み、 前記第１及び第２出力チャネルは空間性を強調された信号を表すことを特徴と する装置。 ２．前記結合手段が、前記第２出力チャネルを生成するべく前記第１入力チャネ ルと前記第２入力チャネルとの和から前記第１出力チャネルを引く加算回路を含 んでいることを特徴とする請求項１に記載の装置。 ３．前記結合手段が、前記第２出力チャネルを生成するべく前記第１出力チャネ ルを反転された第１及び第２入力チャネルにそれぞれ加算する加算回路を含んで いることを特徴とする請求項１に記載の装置。 ４．前記処理手段が積分器を含んでいることを特徴とする請求項２に記載の装置 。 ５．前記積分器が、 第１及び第２入力端子と出力端子を有する第１オペアンプであって、前記第１ オペアンプの前記第１入力端子は前記第１入力チャネルを受信するように接続さ れており、前記第１オペアンプの前記入力端子は前記第２入力チャネルを受信す るように接続されており、前記第１オペアンプの前記出力端子は前記第１出力チ ャネルを出力する該第１オペアンプと、 前記第１オペアンプの前記出力端子と第２入力端子との間に接続されたフィー ドバック回路とを含んでいることを特徴とする請求項４に記載の装置。 ６．前記加算回路が、第１及び第２入力端子と出力端子を有する第２オペアンプ を含んでおり、前記第２オペアンプの前記第１入力端子は前記第１及び第２入力 チャネルを受信するように接続されており、前記第２オペアンプの前記第２入力 端子は前記第１出力チャネルを受信するように接続されており、前記第２オペア ンプの前記出力端子は前記第２出力チャネルを出力することを特徴とする請求項 ５に記載の装置。 ７．前記処理手段がさらに、 前記第１入力チャネルと第２入力チャネルとを加算して和信号を生成する手段 と、 強調された和信号を生成するべく、全通過フィルタを用いて前記和信号を位相 シフトする手段と、 前記強調された和信号を前記第１入力チャネルと結合して、中間信号を生成す る手段と、 前記中間信号をローパスフィルタを用いてフィルタリングし、前記第１出力チ ャネルを生成する手段とを含んでいることを特徴とする請求項１に記載の装置。 ８．前記加算手段及び前記位相シフト手段が、 各々前記第１及び第２入力チャネルを受信するように接続された非反転及び反 転端子と出力端子とを有する第１オペアンプと、 前記第１オペアンプの前記出力端子に接続された非反転及び反転端子を有し、 その出力端子に前記強調された和信号を出力する第２オペアンプとを含んでいる ことを特徴とする請求項７に記載の装置。 ９．前記強調された和信号を前記第１入力チャネルと結合する前記手段が、 前記第１入力チャネル及び前記強調された和信号を受信するように接続された 非反転端子と、前記第２入力チャネルを受信するように接続された反転端子とを 有し、その出力端子に前記第１出力チャネルを出力する第３オペアンプを含んで いることを特徴とする請求項８に記載の装置。 １０．前記第１出力チャネルと前記第１及び第２入力チャネルとを結合する前記 手段が、 前記第１及び第２入力チャネルを受信するように接続された非反転端子と、前 記第１出力チャネルを受信するように接続された反転端子とを有し、その出力端 子に前記第２出力チャネルを出力する第４オペアンプを含んでいることを特徴と する請求項９に記載の装置。 １１．前記第１オペアンプの前記非反転端子に接続された第１電極と、第１ノー ドに接続された第２電極とを有し、１次の全通過フィルタを容易にする第１コン デンサをさらに含んでいることを特徴とする請求項１０に記載の装置。 １２．前記第２オペアンプの前記反転端子と前記出力端子との間に接続され全通 過フィルタを具現するフィードバック回路をさらに含んでいることを特徴とする 請求項１０に記載の装置。 １３．前記フィードバック回路が２次の全通過フィルタを具現していることを特 徴とする請求項１２に記載の装置。 １４．前記フィードバック回路が、さらに、 前記第２オペアンプの前記非反転端子に接続された第１端子を有する抵抗と、 前記抵抗の前記第１端子に接続された第１電極を有する第１コンデンサと、 前記第１コンデンサの第２電極に接続された第１電極と、前記抵抗の第２端子 と前記第２オペアンプの前記出力端子とに接続された第２電極とを有する第２コ ンデンサとを含んでいることを特徴とする請求項１２に記載の装置。 １５．前記第３オペアンプの前記第２入力端子と前記出力端子との間に接続され た第１抵抗と、 前記第１抵抗に並列に接続されたコンデンサとを含むフィードバック回路をさ らに含んでいることを特徴とする請求項１０に記載の装置。 １６．前記処理手段が、さらに、 前記第１入力チャネルと前記第２入力チャネルとを加算して和信号を生成する 手段と、 強調された和信号を生成するべく、前記和信号を位相シフトする手段と、 前記強調された和信号を前記第１入力チャネル及び前記第２入力チャネルと結 合して、前記第１出力チャネルを生成する手段とを含んでいることを特徴とする 請求項１に記載の装置。 １７．モノラル信号またはステレオ信号のいずれかであり得る２チャネル入力信 号の空間性を強調する方法であって、 前記入力信号から和信号を生成する過程と、 全通過フィルタを用いて前記和信号を位相シフトして、強調された和信号を生 成する過程と、 強調された中間信号を生成するべく、前記強調された和信号を前記入力信号と 結合する過程と、 前記強調された中間信号を和不変ステレオ効果強調回路を用いて強調し、強調 された出力信号を生成する過程とを含むことを特徴とする方法。 １８．前記結合過程が、前記強調された中間信号を生成するべく、前記強調され た和信号を前記入力信号の前記第１チャネルと結合する過程を更に含むことを特 徴とする請求項１７に記載の方法。 １９．前記結合過程が、前記強調された中間信号を生成するべく、前記強調され た和信号を前記入力信号の前記第１チャネルと結合する過程と、前記強調された 和信号を前記入力信号の前記第２チャネルと結合する過程とを更に含むことを特 徴とする請求項１７に記載の方法。 ２０．前記強調された中間信号を生成するべく、前記強調された和信号を前記入 力信号の前記第１チャネルと加算し、前記入力信号の前記第２チャネルから引き 算することを特徴とする請求項１９に記載の方法。 ２１．前記入力信号から差信号を生成する過程をさらに含み、 前記強調された中間信号を生成するべく、前記強調された和信号が前記差信号 と結合されることを特徴とする請求項１７に記載の方法。 ２２．モノラル信号またはステレオ信号のいずれかであり得る２チャネル入力信 号の空間性を強調する方法であって、 ２チャネルのステレオ効果が強調された信号を生成するべく、和不変ステレオ 効果強調回路を用いて前記入力信号を強調する過程と、 前記入力信号から和信号を生成する過程と、 前記和信号を位相シフトして強調された和信号を生成する過程と、 前記強調された和信号を前記２チャネルのステレオ効果が強調された信号と結 合して、２チャネル出力信号を生成する過程とを含むことを特徴とする方法。 ２３．前記結合過程が、前記出力信号の第１チャネルを生成するべく前記強調さ れた和信号を前記ステレオ効果が強調された信号の第１チャネルと加算する過程 と、前記出力信号の第２チャネルを生成するべく前記強調された和信号を前記ス テレオ効果が強調された信号の第２チャネルから引く過程とをさらに含むことを 特徴とする請求項２２に記載の方法。 ２４．前記強調過程が前記入力信号から差信号を生成する過程をさらに含み、前 記２チャネルの強調されたステレオ信号は前記和不変ステレオ効果強調回路を用 いて前記差信号から生成されることを特徴とする請求項２２に記載の方法。 ２５．第１及び第２入力チャネルを含む入力信号を強調して、第１及び第２出力 チャネルを含む空間性を強調された出力信号を生成する方法であって、 前記第１及び第２入力チャネルに応答して和信号を生成する過程と、 前記第１及び第２入力チャネルに応答して差信号を生成する過程と、 第１フィルタを用いて前記和信号を強調して強調された和信号を生成する過程 と、 第２フィルタを用いて前記差信号を強調して強調された差信号を生成する過程 と、 前記強調された和信号と前記強調された差信号とを加算して中間信号を生成す る過程と、 前記中間信号を前記和信号と加算して前記第１出力チャネルを生成する過程と 、 前記中間信号を前記和信号から引き算して前記第２出力チャネルを生成する過 程とを含むことを特徴とする方法。 ２６．前記第１フィルタが全通過フィルタを含んでいることを特徴とする請求項 ２５に記載の方法。 ２７．第１及び第２入力チャネルを含む入力信号を強調して、第１及び第２出力 チャネルを含む空間性を強調された出力信号を生成する方法であって、 前記第１及び第２入力チャネルに応答して和信号を生成する過程と、 前記第１及び第２入力チャネルに応答して差信号を生成する過程と、 前記和信号を第１フィルタを用いて強調して強調された和信号を生成する過程 と、 前記強調された和信号と前記差信号とを加算して第１中間信号を生成する過程 と、 前記第１中間信号を第２フィルタを用いて強調して第２中間信号を生成する過 程と、 前記第２中間信号を前記和信号と加算して前記第１出力チャネルを生成する過 程と、 前記第２中間信号を前記和信号から引き算して前記第２出力チャネルを生成す る過程とを含むことを特徴とする方法。 ２８．前記第１フィルタが全通過フィルタを含んでいることを特徴とする請求項 ２７に記載の方法。 ２９．入力音像を表す第１及び第２入力チャネルを含む入力信号の空間性を強調 して、空間性を強調された音像を表す第１及び第２出力チャネルを生成するため の装置であって、 各々前記第１及び第２入力チャネルを受信するべく接続された非反転端子と反 転端子を有し、出力端子に第１の強調された和信号を生成する第１オペアンプと 、 前記第１オペアンプの前記出力端子に接続された反転端子と非反転端子とを有 し、出力端子に第２の強調された和信号を生成する第２オペアンプと、 前記第２の強調された和信号と前記第１入力チャネルとを受信するよう接続さ れた非反転端子を有し、且つ前記第２入力チャネルを受信するべく接続された反 転端子を有しその出力端子に前記第１出力チャネルを生成する第３オペアンプと 、 前記第１及び第２入力チャネルを受信するべく接続された非反転端子を有し、 且つ前記第１出力チャネルを受信するべく接続された反転端子を有しその出力端 子に前記第２出力チャネルを生成する第４オペアンプとを含むことを特徴とする 装置。 ３０．前記第１オペアンプの前記非反転端子に接続された第１電極と、第１ノー ドに接続された第２電極とを有し、一次の全通過フィルタを実現する第１コンデ ンサを更に含んでいることを特徴とする請求項２９に記載の装置。 ３１．前記第２オペアンプの前記反転端子と前記出力端子との間に接続され、全 通過フィルタを実現するフィードバックネットワークをさらに含むことを特徴と する請求項２９に記載の装置。 ３２．前記フィードバックネットワークが二次の全通過フィルタを実現している ことを特徴とする請求項３１に記載の装置。 ３３．前記フィードバックネットワークが、 前記第２オペアンプの前記反転端子に接続された第１端子を有する抵抗と、 前記抵抗の前記第１端子に接続された第１電極を有する第１コンデンサと、 前記第１コンデンサの第２電極に接続された第１電極を有し、且つ前記抵抗の 第２端子と前記第２オペアンプの前記出力端子とに接続された第２電極を有する 第２コンデンサとを更に含むことを特徴とする請求項３２に記載の装置。 ３４．フィードバックネットワークを更に含み、前記フィードバックネットワー クが、 前記第３オペアンプの前記反転端子と前記出力端子との間に接続された第１抵 抗と、 前記第１抵抗に並列に接続されたコンデンサとを含むことを特徴とする請求項 ２９に記載の装置。」

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国 ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＤＥ， ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，ＩＴ，Ｌ Ｕ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ，ＣＦ ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＭＬ，ＭＲ，ＮＥ， ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＫＥ，ＬＳ，ＭＷ，ＳＤ，Ｓ Ｚ，ＵＧ)，ＵＡ(ＡＭ，ＡＺ，ＢＹ，ＫＧ，ＫＺ，ＭＤ ，ＲＵ，ＴＪ，ＴＭ)，ＡＬ，ＡＭ，ＡＴ，ＡＵ，ＡＺ ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ，ＣＨ，ＣＮ，ＣＺ， ＤＥ，ＤＫ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ，ＧＥ，ＨＵ，Ｉ Ｓ，ＪＰ，ＫＥ，ＫＧ，ＫＰ，ＫＲ，ＫＺ，ＬＫ，ＬＲ ，ＬＳ，ＬＴ，ＬＵ，ＬＶ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＫ，ＭＮ， ＭＷ，ＭＸ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ，Ｓ Ｄ，ＳＥ，ＳＧ，ＳＩ，ＳＫ，ＴＪ，ＴＭ，ＴＴ，ＵＡ ，ＵＧ，ＵＺ，ＶＮ

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １．第１及び第２入力チャネルを含む音像を強調するための装置であって、 第１出力チャネルを生成するべく前記第１及び第２入力チャネルを処理する手 段と、 第２出力チャネルを生成するべく前記第１出力チャネルと前記第１及び第２入 力チャネルとを結合する手段とを含み、 前記第１及び第２出力チャネルは空間性を強調された信号を表すことを特徴と する装置。 ２．前記結合手段が、前記第２出力チャネルを生成するべく前記第１入力チャネ ルと前記第２入力チャネルとの和から前記第１出力チャネルを引く加算回路を含 んでいることを特徴とする請求項１に記載の装置。 ３．前記結合手段が、前記第２出力チャネルを生成するべく前記第１出力チャネ ルを反転された第１及び第２入力チャネルにそれぞれ加算する加算回路を含んで いることを特徴とする請求項１に記載の装置。 ４．前記処理手段が積分器を含んでいることを特徴とする請求項２に記載の装置 。 ５．前記積分器が、 第１及び第２入力端子と出力端子を有する第１オペアンプであって、前記第１ オペアンプの前記第１入力端子は前記第１入力チャネルを受信するように接続さ れており、前記第１オペアンプの前記入力端子は前記第２入力チャネルを受信す るように接続されており、前記第１オペアンプの前記出力端子は前記第１出力チ ャネルを出力する該第１オペアンプと、 前記第１オペアンプの前記出力端子と第２入力端子との間に接続されたフィー ドバック回路とを含んでいることを特徴とする請求項４に記載 の装置。 ６．前記加算回路が、第１及び第２入力端子と出力端子を有する第２オペアンプ を含んでおり、前記第２オペアンプの前記第１入力端子は前記第１及び第２入力 チャネルを受信するように接続されており、前記第２オペアンプの前記第２入力 端子は前記第１出力チャネルを受信するように接続されており、前記第２オペア ンプの前記出力端子は前記第２出力チャネルを出力することを特徴とする請求項 ５に記載の装置。 ７．前記処理手段がさらに、 前記第１入力チャネルと第２入力チャネルとを加算して和信号を生成する手段 と、 強調された和信号を生成するべく、全通過フィルタを用いて前記和信号を位相 シフトする手段と、 前記強調された和信号を前記第１入力チャネルと結合して、中間信号を生成す る手段と、 前記中間信号をローパスフィルタを用いてフィルタリングし、前記第１出力チ ャネルを生成する手段とを含んでいることを特徴とする請求項１に記載の装置。 ８．前記加算手段及び前記位相シフト手段が、 各々前記第１及び第２入力チャネルを受信するように接続された非反転及び反 転端子と出力端子とを有する第１オペアンプと、 前記第１オペアンプの前記出力端子に接続された非反転及び反転端子を有し、 その出力端子に前記強調された和信号を出力する第２オペアンプとを含んでいる ことを特徴とする請求項７に記載の装置。 ９．前記強調された和信号を前記第１入力チャネルと結合する前記手段が、 前記第１入力チャネル及び前記強調された和信号を受信するように接 続された非反転端子と、前記第２入力チャネルを受信するように接続された反転 端子とを有し、その出力端子に前記第１出力チャネルを出力する第３オペアンプ を含んでいることを特徴とする請求項８に記載の装置。 １０．前記第１出力チャネルと前記第１及び第２入力チャネルとを結合する前記 手段が、 前記第１及び第２入力チャネルを受信するように接続された非反転端子と、前 記第１出力チャネルを受信するように接続された反転端子とを有し、その出力端 子に前記第２出力チャネルを出力する第４オペアンプを含んでいることを特徴と する請求項９に記載の装置。 １１．前記第１オペアンプの前記非反転端子に接続された第１電極と、第１ノー ドに接続された第２電極とを有し、１次の全通過フィルタを容易にする第１コン デンサをさらに含んでいることを特徴とする請求項１０に記載の装置。 １２．前記第２オペアンプの前記反転端子と前記出力端子との間に接続され全通 過フィルタを具現するフィードバック回路をさらに含んでいることを特徴とする 請求項１０に記載の装置。 １３．前記フィードバック回路が２次の全通過フィルタを具現していることを特 徴とする請求項１２に記載の装置。 １４．前記フィードバック回路が、さらに、 前記第２オペアンプの前記非反転端子に接続された第１端子を有する抵抗と、 前記抵抗の前記第１端子に接続された第１電極を有する第１コンデンサと、 前記第１コンデンサの第２電極に接続された第１電極と、前記抵抗の第２端子 と前記第２オペアンプの前記出力端子とに接続された第２電極とを有する第２コ ンデンサとを含んでいることを特徴とする請求項１２ に記載の装置。 １５．前記第３オペアンプの前記第２入力端子と前記出力端子との間に接続され た第１抵抗と、 前記第１抵抗に並列に接続されたコンデンサとを含むフィードバック回路をさ らに含んでいることを特徴とする請求項１０に記載の装置。 １６．前記処理手段が、さらに、 前記第１入力チャネルと前記第２入力チャネルとを加算して和信号を生成する 手段と、 強調された和信号を生成するべく、前記和信号を位相シフトする手段と、 前記強調された和信号を前記第１入力チャネル及び前記第２入力チャネルと結 合して、前記第１出力チャネルを生成する手段とを含んでいることを特徴とする 請求項１に記載の装置。 １７．モノラル信号またはステレオ信号のいずれかであり得る２チャネル入力信 号の空間性を強調する方法であって、 前記入力信号から和信号を生成する過程と、 全通過フィルタを用いて前記和信号を位相シフトして、強調された和信号を生 成する過程と、 強調された中間信号を生成するべく、前記強調された和信号を前記入力信号と 結合する過程と、 前記強調された中間信号を和不変ステレオ効果強調回路を用いて強調し、強調 された出力信号を生成する過程とを含むことを特徴とする方法。 １８．前記結合過程が、前記強調された中間信号を生成するべく、前記強調され た和信号を前記入力信号の前記第１チャネルと結合する過程を更に含むことを特 徴とする請求項１７に記載の方法。 １９．前記結合過程が、前記強調された中間信号を生成するべく、前記 強調された和信号を前記入力信号の前記第１チャネルと結合する過程と、前記強 調された和信号を前記入力信号の前記第２チャネルと結合する過程とを更に含む ことを特徴とする請求項１７に記載の方法。 ２０．前記強調された中間信号を生成するべく、前記強調された和信号を前記入 力信号の前記第１チャネルと加算し、前記入力信号の前記第２チャネルから引き 算することを特徴とする請求項１９に記載の方法。 ２１．前記入力信号から差信号を生成する過程をさらに含み、 前記強調された中間信号を生成するべく、前記強調された和信号が前記差信号 と結合されることを特徴とする請求項１７に記載の方法。 ２２．モノラル信号またはステレオ信号のいずれかであり得る２チャネル入力信 号の空間性を強調する方法であって、 ２チャネルのステレオ効果が強調された信号を生成するべく、和不変ステレオ 効果強調回路を用いて前記入力信号を強調する過程と、 前記入力信号から和信号を生成する過程と、 前記和信号を位相シフトして強調された和信号を生成する過程と、 前記強調された和信号を前記２チャネルのステレオ効果が強調された信号と結 合して、２チャネル出力信号を生成する過程とを含むことを特徴とする方法。 ２３．前記結合過程が、前記出力信号の第１チャネルを生成するべく前記強調さ れた和信号を前記ステレオ効果が強調された信号の第１チャネルと結合する過程 と、前記出力信号の第２チャネルを生成するべく前記強調された和信号を前記ス テレオ効果が強調された信号の第２チャネルから引く過程とをさらに含むことを 特徴とする請求項２２に記載の方法。 ２４．前記強調過程が前記入力信号から差信号を生成する過程をさらに含み、前 記２チャネルの強調されたステレオ信号は前記和不変ステレオ効果強調回路を用 いて前記差信号から生成されることを特徴とする請求 項２２に記載の方法。 ２５．第１及び第２入力チャネルを含む入力信号を強調して、第１及び第２出力 チャネルを含む空間性を強調された出力信号を生成する方法であって、 前記第１及び第２入力チャネルに応答して和信号を生成する過程と、 前記第１及び第２入力チャネルに応答して差信号を生成する過程と、 第１フィルタを用いて前記和信号を強調して強調された和信号を生成する過程 と、 第２フィルタを用いて前記差信号を強調して強調された差信号を生成する過程 と、 前記強調された和信号と前記強調された差信号とを加算して中間信号を生成す る過程と、 前記中間信号を前記和信号と加算して前記第１出力チャネルを生成する過程と 、 前記中間信号を前記和信号から引き算して前記第２出力チャネルを生成する過 程とを含むことを特徴とする方法。 ２６．前記第１フィルタが全通過フィルタを含んでいることを特徴とする請求項 ２５に記載の方法。 ２７．第１及び第２入力チャネルを含む入力信号を強調して、第１及び第２出力 チャネルを含む空間性を強調された出力信号を生成する方法であって、 前記第１及び第２入力チャネルに応答して和信号を生成する過程と、 前記第１及び第２入力チャネルに応答して差信号を生成する過程と、 前記和信号を第１フィルタを用いて強調して強調された和信号を生成する過程 と、 前記強調された和信号と前記差信号とを加算して第１中間信号を生成 する過程と、 前記第１中間信号を第２フィルタを用いて強調して第２中間信号を生成する過 程と、 前記第２中間信号を前記和信号と加算して前記第１出力チャネルを生成する過 程と、 前記第２中間信号を前記和信号から引き算して前記第２出力チャネルを生成す る過程とを含むことを特徴とする方法。 ２８．前記第１フィルタが全通過フィルタを含んでいることを特徴とする請求項 ２７に記載の方法。