JPH10313222A

JPH10313222A - 光受信回路

Info

Publication number: JPH10313222A
Application number: JP10060817A
Authority: JP
Inventors: Kenichi Ohata; 賢一大畠; Riyouji Takeyari; 良治武鎗; Toru Masuda; 徹増田; Katsuyoshi Washio; 勝由鷲尾; Yasushi Hatta; 康八田
Original assignee: Hitachi Device Engineering Co Ltd; Hitachi Ltd; Hitachi Consumer Electronics Co Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd; Hitachi Consumer Electronics Co Ltd; Japan Display Inc
Priority date: 1997-03-13
Filing date: 1998-03-12
Publication date: 1998-11-24
Anticipated expiration: 2018-03-12
Also published as: JP4072232B2

Abstract

(57)【要約】【課題】高感度かつ広ダイナミックレンジの光受信回
路を実現すること。【解決手段】光信号受信により発生する電流信号から
所定の振幅を有する電圧信号を発生し、これを識別回路
に供給する光受信回路において、電流信号を電圧信号に
変換する前置増幅器の次段に、前置増幅器から入力され
る電圧信号の振幅が一定値よりも小さい場合は当該電圧
信号を線形増幅して出力し、一定値よりも大きい場合は
当該電圧信号に関係なく特定の電圧信号を出力する（リ
ミット増幅する）ように構成したリミット機能付き増幅
器を配置し、さらにリミット機能付き増幅器の次段に電
圧信号を一定振幅の電圧信号に増幅するＡＧＣ増幅器を
配置して光受信回路を構成する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は光受信回路に関する
もので、特に入力される信号の変化に対し、高感度かつ
広ダイナミックレンジで信号処理を行うに適した振幅調
整機能を有する光受信回路に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】基幹伝送用（伝送距離は例えば最大数１
００ｋｍ）の光通信システムで使用される光受信回路の
一般的な構成を図２に示す。図２の構成の光受信回路に
よる光信号の識別動作の一例を、図１７を参照して説明
する。光信号は、１ビット（bit）の信号伝送量に対し
てΔｔ毎に"１"、"０"に相当する光のオン・オフの矩形
状パターンを形成して光受信回路に備えられた受光器
（アバランシェフォトダイオ−ド：ＡＰＤ）に入射され
る（即ち、図１７は６ビット分の光信号を示す）。ＡＰ
Ｄ内部では光信号により発生した電子、正孔対がアバラ
ンシェ増倍を起こし、信号電流が増幅される。このた
め、微弱な光信号でも検出することができる。ＡＰＤか
ら出力された電流信号は、さらに前置増幅器で電圧信号
ＶＰＲＥに変換される。ＶＰＲＥはＡＧＣ増幅器（Auto
matic-gain-control amplifier：自動利得制御増幅器又
は利得調整増幅器とも称される）によりさらに増幅さ
れ、識別回路ＤＥＣに入力される。ここで、例えば、図
に破線で示すように、光信号の強度が弱い場合でも、Ａ
ＧＣ増幅器の自動利得制御機能により、ＡＧＣ増幅器の
出力ＶＡＧＣの振幅はほぼ一定に保たれる。これによ
り、識別回路での識別動作がより安定に行なわれる。識
別回路ＤＥＣでは、クロック信号ＣＬＫに同期して、Ａ
ＧＣ増幅器の出力信号ＶＡＧＣがしきい値電位ＶＴＨ
（ＤＥＣにて設定されるため、以下ＶＴＨ（ＤＥＣ）と
表記）よりも高ければ"１"、低ければ"０"と判定してデ
ータを出力する。なお、クロック信号ＣＬＫはＡＧＣ増
幅器の出力信号ＶＡＧＣからクロック抽出回路ＣＥＸＴ
により作られる。

【０００３】上述のＡＧＣ増幅器の一例は、アイ・イー
・イー・イージャーナルオブソリッドステートサ
ーキッツ，第29巻第７号（1994年）815−822頁（IEEE J
ournal of Solid-State Circuits, vol.29,No.7(1994)
pp.815-822：以下、文献１と記す）に開示されている
（図１５参照）。文献１のＡＧＣ増幅器の特徴は、前置
増幅器ＰＲＥからの電圧信号ＶＰＲＥを利得可変型の増
幅器Ａ１，Ａ２と利得固定型の増幅器Ａ３の３段で増幅
するところにある。まず、増幅器Ａ３から出力される振
幅ＶＡ３の信号は、ピーク検出回路ＰＤに入力される。
ピーク検出回路ＰＤは、これに付設されたキャパシタＣ
ＰＤにより振幅ＶＡ３に基づく直流電圧Ｖ３を発生す
る。一方、参照回路ＲＥＦでは、独自にピーク電圧の公
称値ＶＮ（the Nominal value of the peak voltage：
以下、標準振幅電圧と呼ぶ）が発生される。このＶＮ
は、参照回路ＲＥＦに接続された可変電圧源Ｐにより調
整されるものである。利得制御回路ではＶ３とＶＮとの
比較が行われ、その差、即ち標準振幅電圧値からの信号
振幅のずれに応じて増幅器Ａ１，Ａ２の利得を制御する
電圧ＶＧＣ１，ＶＧＣ２が設定される。文献１が開示す
るＡＧＣ増幅器の特徴は、増幅器Ａ１，Ａ２の回路構成
の相違により、入力信号ＶＰＲＥの振幅変化に対するＶ
ＡＧＣのばらつきを抑えた、望ましくは振幅の均一な信
号を発生させるところにある。

【０００４】文献１のＡＧＣ増幅器によれば、振幅１０
ｍＶ及び３００ｍＶのいずれの入力信号も１３Ｇｂ（ギ
ガ・ビット）／ｓ（秒）の速度において振幅５００ｍＶ
の電圧信号ＶＡＧＣが出力される。これらの出力信号
は、２つのアウト・プット・バッファＯＢから出力され
て、その一方は図２の識別回路ＤＥＣに、もう一方はク
ロック抽出回路ＣＥＸＴに夫々入力される。

【０００５】なお、文献１のＡＧＣ増幅器には増幅器Ａ
１，Ａ２，Ａ３のオフセットを制御するためのオフセッ
ト制御回路ＯＣ（外部キャパシタＣＯＣ付）も設けられ
ている。

【０００６】さて、ＡＧＣ増幅器からの出力信号に対
し、識別回路ＤＥＣでは出力信号の振幅電圧の上端と下
端との間の或る電位をしきい値電位ＶＴＨ（ＤＥＣ）と
してＶＡＧＣから"１"、"０"を判別する。ところで、光
ファイバ等の光伝送路から伝送される"１"又は"０"の光
信号が光受信回路の前置増幅器ＰＲＥで電圧信号に変換
される様子を図１６に示す。横軸は信号電圧値を、縦軸
は所定の電圧値の信号が発生する頻度を夫々示す。"１"
及び"０"の信号を光信号のオン、オフで授受すると、光
電変換素子及び前置増幅器ＰＲＥで発生する雑音によ
り、例えば図１６の実線のような分布を示す。この時、
識別回路ＤＥＣで設定されるしきい値電位は、例えば"
１"の信号の平均電圧値Ｖ１と"０"の信号の平均電圧値
Ｖ０との中間値なるＶｔｈ（Ａ）に設定される。

【０００７】しかし、"１"信号が"０"信号より広い電圧
分布を示す場合がある。即ち、"１"信号の電圧分布は図
１６（ａ）の実線で示したものを縦軸方向に潰した形状
（破線で示したもの）になる。これは、受光素子（光電
変換素子）としてＡＰＤ、又はエルビウムドープ光ファ
イバ増幅器（ＥＤＦＡ）とＰＩＮ接合型受光素子（ＰＩ
Ｎダイオード）とを組み合わせて使用する場合に特に顕
著となる。この現象の詳細については、例えば、「光フ
ァイバ通信技術」（日刊工業新聞社）を参照されたい。
この場合、しきい値電位Ｖｔｈ（Ａ）以下の電圧信号
は"１"信号でも"０"と判定される。このような誤った判
定がなされる確率を誤り率と呼ぶ。しきい値電位Ｖｔｈ
（Ａ）の場合、破線で示す"１"信号の電圧分布曲線が囲
む領域の全面積に対する一点破線より低電位側に仕切ら
れた領域の面積の比率として誤り率は定義される。

【０００８】誤り率は、１信号の電圧分布曲線（破線）
と０信号の電圧分布曲線（実線）が重複する場合、０と
することはできない。但し、しきい値電位をＶ₀側にあ
る程度シフトさせると、誤り率を低減することはでき
る。例えば、１信号の電圧分布曲線と０信号の電圧分布
曲線とが交わるにしきい値電位Ｖ_th(B)のを設定する。
その結果、０信号が１信号と誤認される可能性は残るも
のの、誤り率は図１６に斜線で示す領域といずれかの電
圧分布曲線が囲む領域との面積比まで低減できる。しき
い値電位Ｖth（Ｂ）下において、真の０信号の幾つか
（Ｖth（Ｂ）より強度の大きいもの）は識別回路におい
て１信号と判定されるものの、このような誤認が生じる
割合はしきい値電位Ｖth（Ａ）下に比べて可成り低減さ
れる。

【０００９】通常、信号電圧の分布は、信号の大きさ
（Ｖ１−Ｖ０）よりも大きく広がっており、しきい値電
位をどこに設定しても、誤り率を完全に０にすることは
できない。従って、光受信回路では非常に小さい或る一
定の誤り率（例えば、１０^-12）を許容し、その誤り率
を達成できる範囲にしきい値電位を設定する。なお、こ
の場合、非常に小さい確率で発生する伝送誤りは、誤り
訂正符号等により検出され且つ訂正される。

【００１０】図３は、受光素子としてＡＰＤ、又はＥＤ
ＦＡとＰＩＮダイオードとを組み合わせて使用する場合
のある誤り率の下でのしきい値電位の設定範囲と光信号
強度の関係を模式的に示したものである。上述のよう
に、"１"信号が"０"信号より広い電圧分布を示すため、
しきい値電位の設定範囲は"０"信号側に偏っている。ま
た、光信号強度が小さくなると、しきい値電位の設定範
囲は徐々に狭くなり、ついには、所望の誤り率を達成す
ることができなくなる。この時の光信号強度（図中のＰ
ｍｉｎ０）を最小受信感度と呼ぶ。

【００１１】

【発明が解決しようとする課題】短距離から長距離に亘
る様々な距離で伝送された光信号を一つの受信器でカバ
ーするために、基幹伝送用受信器でも受信信号強度に対
する広いダイナミックレンジが要求されている。即ち、
伝送距離が短い場合には、光ファイバでの信号の減衰は
小さいため、強い光信号が受信器に入力される。一方、
伝送距離が長い場合には、受信器に入力される光信号は
非常に弱くなる。光受信器は、これら２種類の信号をと
もに扱わねばならない。

【００１２】ところで、図２の構成の受信器に強い光信
号が入力された場合には、以下に述べる前置増幅器のス
ルーレート（Slew Rate）に起因する問題が発生する。
図１８に強い光信号が入力された場合の受信器の応答波
形を示す。光信号の強度が強いと受光素子の出力電流も
多くなり、前置増幅器の出力振幅も大きくなる。しか
し、前置増幅器の出力振幅が大きくなり過ぎると、同図
に示すように、出力信号が定常値に達する前に次の光信
号入力に因る出力信号変化が起こり、出力波形が三角波
となる部分が生じる。これは、前置増幅器の出力ＶＰＲ
Ｅの変化の速度に上限があるためで、この上限の速度
（ｄＶ／ｄｔ）をスルーレートと呼ぶ。ＡＧＣ増幅器の
スルーレートが前置増幅器のそれよりも充分大きけれ
ば、ＡＧＣ増幅器の出力信号はＶＰＲＥと相似形の波形
となる。

【００１３】図に示した例では、しきい値電位ＶTH（Ｄ
ＥＣ）をどこに設定しても、第１番目（図１８左端の光
信号強度０）のビット及び第５番目（図１８右から２番
目の光信号強度１）のビットの少なくとも一方は、誤っ
て識別される。なぜなら、上記第１番目のビットを０と
識別するにはしきい値電位ＶTH（ＤＥＣ）を上記第５番
目のビットを１と認識するに高過ぎる値に設定せざるを
得ず、また、当該第５番目のビットを１と識別するには
ＶTH（ＤＥＣ）を当該第１番目のビットを０と認識する
に低過ぎる値に設定せざるを得ないからである。また前
置増幅器の出力ＶＰＲＥの振幅が大きくなるため、前置
増幅器の出力段のトランジスタに掛かる電圧が増加し、
高耐圧のトランジスタを使用する必要がある。一般に、
高耐圧のトランジスタの動作速度は耐圧の低いものに比
べて遅いため、高速な光受信器には使用できないという
問題もあった。従って、図２の従来技術では、強度の強
い光信号を受信することは非常に難しかった。

【００１４】一方、上記のスルーレートに起因する問題
を避けることができる光受信器としては、例えば、アイ
イーイーイージャーナルオブソリッドステ
ートサーキッツ，第30巻第９号（1995年）991−997頁
（IEEE Journal of Solid-State Circuits,vol.30,No.9
(1995), pp.991-997：以下、文献２と記す）に記載され
たものがある。図４に、文献２が開示する光受信回路の
構成を示す。この回路は、ローカルエリアネットワーク
（ＬＡＮ）等で用いられるもので、伝送距離は最大でも
数ｋｍ程度と短い。このため、ＡＰＤの代わりにＰＩＮ
フォトダイオードＰＩＮを用いている。また、ＡＧＣ増
幅器の代わりにリミット増幅器ＬＡを用いている。

【００１５】ＡＧＣ増幅器では利得を制御して出力信号
の振幅を一定に保つのに対し、リミット増幅器（リミッ
トアンプ）は利得を非常に大きく設定しておき、出力振
幅が所望の値以上になる場合は出力をクランプして（所
定の出力電圧に抑えて）振幅を制限する。即ち、しきい
値電位ＶＴＨ（ＬＡ）を入力信号の高電位（例えば、１
に相当）と低電位（例えば、０に相当）のちょうど真中
になるように、しきい値電位制御回路ＶＣＮＴにより制
御しておき、入力信号とＶＴＨ（ＬＡ）を比較し、ＶＴ
Ｈ（ＬＡ）よりも高ければ、入力信号の振幅によらず一
定の電位ＶＬＡ（０）を出力する。

【００１６】この文献の例では、リミット増幅器ＬＡの
利得を約６０ｄＢに設定してあり、入力信号の振幅が数
ｍＶから１Ｖ程度の広い範囲で、一定振幅の出力信号が
得られる。このような構成では、リミットアンプの利得
が非常に高いので、前置増幅器の利得（出力電圧と入力
電流の比：トランスインピーダンスと呼ぶ）を余り高く
する必要がない。従って、強度の強い光信号が入力され
た場合でも、前置増幅器の出力ＶＰＲＥの振幅は上記の
構成ほど大きくはならないので、図１８のように波形が
歪んで三角波になることがない。このため、スルーレー
トに起因する問題は発生しない。

【００１７】しかし、この構成の回路において伝送距離
を延ばすため、受光素子をＰＩＮフォトダイオードから
ＡＰＤ、又はＥＤＦＡとＰＩＮダイオードとを組み合わ
せた検出器に取り替えると、受信器の最小受信感度が劣
化するという問題がある。以下、この理由を図５を用い
て説明する。図５は前置増幅器出力ＶＰＲＥにおけるリ
ミット増幅器のしきい値電位ＶＴＨ（ＬＡ）の設定範囲
を示したものである。増幅作用がある受光素子を使用す
るため、"１"信号が"０"信号より広い電圧分布を示し、
しきい値電位の設定範囲は"０"信号側に偏っている。リ
ミット増幅器の出力（ＶＬＡ）は、ＶＰＲＥからＶＴＨ
（ＬＡ）±数ｍＶの信号を取り出し、増幅したものとな
る（２重線のグラフはこの数ｍＶの電圧幅を示す）。Ｖ
ＴＨ（ＬＡ）はＶＰＲＥ（０）とＶＰＲＥ（１）のちょ
うど真中に設定されるので、ＶＴＨ（ＬＡ）は光信号強
度がＰｍｉｎ１以下の領域ではしきい値の設定範囲から
はずれてしまうことがわかる。従って、最小受信感度は
Ｐｍｉｎ１となり、図２の構成よりも最小受信感度が劣
化する。

【００１８】なお、ここで注意すべきことは、上述の最
小受信感度の劣化は、文献２の構成では発生しないとい
うことである。これは、文献２の構成では、受光素子と
してＰＩＮダイオードを使用しているためである。ＰＩ
Ｎダイオードは増幅作用はないため、"１"信号は"０"信
号と同じ電圧分布を示し、ＶＴＨ（ＬＡ）がＶＰＲＥ
（０）とＶＰＲＥ（１）のちょうど真中に設定されてい
ても、上述の問題は発生しない。

【００１９】この問題を避ける方法として、リミット増
幅器のしきい値電位ＶＴＨ（ＬＡ）をＶＰＲＥの中心で
はなく、"０"レベル側に調整する方法が考えられる。し
かし、調整対象とする光信号の強度は弱く（特にＰｍｉ
ｎ１未満の範囲）、ＶＰＲＥの振幅が小さい条件下で、
高精度でしきい値電位ＶＴＨ（ＬＡ）を調整することが
要請されるため、実現は困難を極める。また、送信器や
光ファイバの特性の経年変動により、光信号の強度は変
動するので、定期的にしきい値ＶＴＨ（ＬＡ）の再調整
を行なう必要が生じる。このように、文献２が開示する
ＬＡＮ用の広ダイナミックレンジ受信回路をそのまま長
距離伝送用広ダイナミックレンジ受信器に適用すること
はできなかった。

【００２０】光受信回路の受信強度に対するダイナミッ
クレンジを拡げる技術としては、識別回路の参照電位の
設定を改良する技術が特開平５-259752号に、所謂前置
増幅器の利得設定を改良する技術が特開平８-139526
号、特開平７-193437号、特開平７-38342号及び特開平
５-67930号に開示されているが、いずれも伝送周波数10
0ＭＨｚの光通信システムへの適用を意図したものであ
った。即ち、これらの技術は１０ｎｓ（ナノ秒：１０^-9
秒）の間隔で受信される光パルスに対する応答特性は期
待できるものの、例えば10ＧＨｚの幹線用光通信システ
ムにて１００ｐｓ（ピコ秒：１０^-12秒）の間隔で受信
される光信号には実用上応答できなかった。

【００２１】また、特開平９-246879号及び特開平５-21
8758号に開示される光受信回路に於ける電圧パルス幅の
劣化を抑止する技術からも、上記先行技術の問題を解決
する技術を見出せなかった。

【００２２】本発明の目的は、高感度かつ広ダイナミッ
クレンジの光受信回路を提供することにある。

【００２３】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明では、光信号を受けて電気信号に変換し且つ
これを出力する光受信回路において、光信号を電流信号
に変換する光電変換部と、該光電変換部の出力電流信号
を電圧信号に変換する前置増幅器と、該前置増幅器の出
力電圧信号を受ける増幅器であって、入力信号と参照電
位との差が所定の電圧よりも小さい場合は線型増幅し且
つ所定の電圧よりも大きい場合はリミット増幅するリミ
ット機能付き増幅器と、該リミット機能付き増幅器の出
力信号を増幅して一定振幅の信号を出力する自動利得増
幅器を含むことを特徴とする。

【００２４】上記リミット機能付き増幅器がリミット増
幅を始める所定の電圧は、上記前置増幅器の最小受信感
度における出力信号電圧と上記参照電位との差よりも大
きく設定されることが望ましい。上記最小受信感度にお
ける前置増幅器の出力信号電圧は、上記光電変換部と上
記前置増幅器とで決まり、その値は上記光受信回路に所
望される誤り率に依存する。

【００２５】さらに、該光信号の所望のダイナミックレ
ンジの範囲内で、次の式１で規定される関係を満たすよ
うに該リミット機能付き増幅器の出力信号振幅を制限す
ることが望ましい。

【００２６】

【数１】 ΔＶＡＷＬ＜Ｒｓ・Δｔ …（式１）式１において、ΔＶＡＷＬは該リミット機能付き増幅器
の出力信号振幅、Δｔは１ビットの光信号が占める時
間、Ｒｓは該リミット機能付き増幅器のスルーレートを
夫々示す。

【００２７】また、該光電変換部はアバランシェフォト
ダイオードあるいはエルビウムドープ光ファイバ増幅器
とＰＩＮフォトダイオードで構成すると、最小受信感度
を改善することができる。

【００２８】本発明の光受信回路は、光信号が弱い場合
は、これから生じた電圧信号ＶＰＲＥをリミット機能付
き増幅器及びその次段のＡＧＣ増幅器で線型増幅し、当
該ＡＧＣ回路からの出力電圧ＶＡＧＣを後段の識別回路
に入力する。識別回路は、これに入力された電圧信号Ｖ
AGCの１と０とを識別するためのしきい値電位を当該ＶA
GCの信号振幅（１と０との信号電圧差）に応じて設定す
る。従って、上記リミット機能付き増幅器及びＡＧＣ増
幅器による電圧信号の線型増幅により、上記識別回路は
微弱な光信号に対しても適切なしきい値電位を設定する
ことができる。一方、光信号強度が強い場合には、リミ
ット機能付き増幅器は出力信号ＶAWLの振幅を抑えるこ
とで、上記前置増幅器の出力信号の歪を防ぎ且つ誤り率
の増加を抑制する。

【００２９】本発明の要旨を、ある限定された一局面で
捉えれば、光電変換部（受光素子）、当該光電変換部か
ら出力される電流信号を電圧信号に変換する第１の増幅
回路（前置増幅器）、当該前置増幅部から出力される電
圧信号の振幅ばらつきを低減する第２の増幅回路（利得
調整増幅器又はＡＧＣ増幅器）からなる光受信回路、又
はこれに第２の増幅回路から出力される電圧信号の処理
（識別）を行う識別回路と組み合わせて構成した光伝送
端末装置もしくは光伝送システムにおいて、第１の増幅
回路と第２の増幅回路との間に次の機能を有する第３の
増幅回路を設けることにある。上記第３の増幅回路に要
請される第１の機能は、その出力信号振幅ΔＶＡＷＬを
その（当該第３の増幅器の）スルーレートＲｓと１ビッ
トの光信号が占める時間Δｔで規定されるＲｓ・Δｔよ
り小さくすることである。

【００３０】一方、第３の増幅回路に要請される第２の
機能は、上記第１の増幅回路から当該第３の増幅回路に
入力される電圧信号を所定の電圧振幅以下の振幅に線形
増幅を行うことである。この機能は、当該第１の増幅回
路から第３の増幅回路へ入力される電圧信号の振幅が特
に微小な場合、この信号検出において重要である。この
ため、第３の増幅回路による線形増幅範囲は従来のリミ
ット増幅器に比べ広く設定される。一般に線形増幅範囲
を広くすると利得が低下するが、第３の増幅回路が後段
の第２の増幅回路と組み合わせて利用されるために実用
的な問題を生じない。

【００３１】以上に概要を説明した本発明の回路構成に
よれば、光信号強度が弱い場合には、リミット機能付き
増幅器が線形増幅動作しているので、次段のＡＧＣ増幅
器でさらに線形増幅を行なうことにより、識別回路のし
きい値を最適点に設定することができる。また、光信号
強度が強い場合には、リミット機能付き増幅器がリミッ
ト動作し、前置増幅器の出力信号振幅が歪んで、誤り率
が増大するのを防止する。これにより、高感度、広ダイ
ナミックレンジの光受信回路を実現することができる。

【００３２】

【発明の実施の形態】以下、図面を用いて本発明の実施
例を詳しく説明する。

【００３３】図１は本発明の基本構成を示した図であ
る。図２の従来技術（文献１）とは、前置増幅器ＰＲＥ
と利得調整増幅器（以下、ＡＧＣ増幅器とも記す）ＡＧ
Ｃの間にリミット機能付き増幅器ＡＷＬ及び参照電位発
生回路ＶＲＧが挿入されている点が異なる。一方、図４
の従来技術（文献２）とは、前置増幅器ＰＲＥからの入
力信号に基づき参照電位を発生する参照電位発生回路Ｖ
ＲＧと、参照電位が入力されるリミット機能付き増幅器
ＡＷＬを組み合わせる点で一見類似するが、リミット機
能付き増幅器の電圧増幅利得に大きな差があり、従来技
術（文献２）が開示するリミット増幅器ＬＡには微弱な
振幅を有する入力信号を線形増幅する配慮がなされてい
ない点が本発明のリミット機能付き増幅器ＡＷＬと大き
く異なる。即ち、本発明のリミット機能付き増幅器ＡＷ
Ｌは基本的には線形増幅器であり、出力振幅が一定値を
超えた場合のみリミット機能により、出力振幅をその回
路構成で定められた値に略一定に保つよう働く。

【００３４】本発明の光受信回路の上述の基本構成に特
徴づけられる機能について、図６を参照しながら説明す
る。図６は前置増幅器出力ＶＰＲＥに対するしきい値電
位の設定範囲を示したものである。

【００３５】リミット機能付き増幅器ＡＷＬの参照電位
Ｖｒｅｆは前置増幅器出力信号ＶＰＲＥ０(0)とＶＰＲ
Ｅ(1)（ともに破線グラフで示す）とのちょうど中心に
設定され、ＡＷＬの線形増幅範囲（太い斜め線グラフに
挟まれた縦軸方向の幅）は従来のリミット増幅器よりも
はるかに広い（数１００ｍＶ）。このため、図６に示す
ように、光信号強度が最小受信感度Ｐｍｉｎ０の場合
は、線形増幅動作してＶＡＷＬを出力し、且つ図２の従
来技術と同じように次段のＡＧＣ増幅器でさらに線形増
幅を行なうことにより、識別回路のしきい値を最適点
（光信号強度に対し決まる図６の斜線部内の電圧値ＶＰ
ＲＥ）に設定することができる。一方、光信号強度が大
きい場合には、リミット機能付き増幅器の出力信号振幅
が過大にならないようにＶＡＷＬの出力値をリミットす
る（ＶＰＲＥの大きさに係わらず所定の値に抑える）の
で、スルーレートの起因する波形歪を抑えて、受信器と
してのダイナミックレンジを広くできる。

【００３６】本発明の機能的特徴を、図２２を参照して
文献２の従来技術と比較してみる。光信号強度は図５の
Ｐｍｉｎ１とＰｍｉｎ０の間とする。同図（ａ）は文献
２の従来技術の光電変換素子をＡＰＤ或いはＥＤＦＡ及
びＰＩＮダイオードに替えた場合における光信号、前置
増幅器出力及びリミット増幅器出力を模式的に示したも
のである。図中の信号に重畳している雑音は、図１６の
信号分布に対応するものであり、光電変換部をＡＰＤあ
るいはエルビウムドープ光ファイバ増幅器とＰＩＮフォ
トダイオードで構成するため、"１"信号に重畳する雑音
のほうが"０"信号のそれより大きくなっている。

【００３７】従来技術においては、リミット増幅器のし
きい値電位ＶＴＨ（ＬＡ）は前置増幅器出力の"１"信号
出力の平均電位と"０"信号出力の平均電位のちょうど真
ん中に設定される。また、当該リミット増幅器の利得は
非常に大きく設定されるので、線形増幅範囲は高々数ｍ
Ｖしかない。即ち、図の線形増幅範囲と示された２本の
太線で挟まれた部分の信号だけが線形に増幅され、その
外側に位置する信号がもつ情報は無視され、一定電位が
出力される。その結果、リミット増幅器出力ＶＬＡは図
に示すような波形となり、"０"信号の場合には正常に識
別できるが、"１"信号の場合には雑音に埋もれて識別で
きないことがわかる。

【００３８】一方、本発明の場合は（図２２（ｂ）参
照）、参照電位は従来のＶＴＨ（ＬＡ）と同じ電位に設
定されるが、線形増幅範囲が数１００ｍＶと広いため、
前置増幅器出力ＶＰＲＥがそのまま線形増幅され、ＡＧ
Ｃ増幅器出さらに線形増幅され、所望の振幅を有する信
号（ＶＡＧＣ）となる。このため、ＡＧＣ増幅器の出力
は光信号波形をほぼ忠実に再現したもの、すなわち、光
信号が持つ情報を取りこぼすことなく忠実に電気信号に
変換したものとなる（ただし、前置増幅器、リミット機
能付き増幅器、ＡＧＣ増幅器で発生する若干の雑音が付
加される）。従って、ＶＡＧＣに対して、若干"０"信号
よりにＶＴＨ（ＤＥＣ）を設定すれば、正常に信号を識
別することが可能になる。

【００３９】次に、図６で紹介した本発明の光受信回路
の具体的な回路構成の例を図１９に示す。図１に対して
図１９が開示する回路構成では、受光素子ＡＰＤ（但
し、アバランシェ・フォトダイオードに限定されず）、
識別回路ＤＥＣ及びクロック信号抽出回路の構成は省か
れている。

【００４０】但し、前置増幅器ＰＲＥの回路に備えられ
たＩ_IN端子には受光素子ＡＰＤからの信号電流が入力さ
れ、ＡＧＣ増幅器の回路に備えられたＶＡＧＣ端子は識
別回路ＤＥＣの電圧信号入力端子及びクロック抽出回路
ＣＥＸＴの電圧信号入力端子に、夫々電気的に接続され
る。図１９に示す光受信回路を構成する各回路構成は、
後述の実施例の欄において前置増幅器ＰＲＥは図１０
を、リミット機能付き増幅器ＡＷＬは図７を、参照電位
発生回路ＶＲＧは図１３を、利得調整増幅器ＡＧＣは図
１２を、夫々参照して説明される。

【００４１】本発明の光受信回路は図１９に示す回路構
成に限定されず、各回路の構成要素は例えば以下の実施
例１乃至４で紹介する種々の態様を取り得るものであ
る。そこで、本発明の光受信回路の構成要素たるリミッ
ト機能付き増幅器ＡＷＬ、前置増幅器ＰＲＥ、利得調整
増幅器ＡＧＣ、及び参照電位発生回路ＶＲＧの夫々の詳
細について、関連図面を参照して詳しく説明する。

【００４２】＜実施例１＞図７は本発明のリミット機能
付き増幅器（以下、リミット増幅部ＡＷＬと略記もす
る）の実施例であり、バイポーラトランジスタで構成し
た差動増幅器を使用した例である。図７の端子ＩＮに入
力される入力信号が参照電位Ｖｒｅｆに近いときは、線
形増幅回路として動作し、その利得Ａは概ね次の式２で
表せる。

【００４３】

【数２】Ａ＝ＲＣ／（（２ＶＴ／ＩＡ）＋ＲＥ） …（式２）式２において、ＲＣは負荷抵抗ＲＣ０の抵抗値、ＲＥは
エミッタ抵抗ＲＥ０の抵抗値、ＶＴ＝ｑ／ｋＴ、ＩＡは
差動増幅器のバイアス電流である（但し、ｑは電子の電
荷量、ｋはボルツマン定数、Ｔは温度を夫々示す）。図
７に示す差動増幅回路には、接地電位（図の上部）から
定電流源ＩＡに到る左側の回路（ＲＣ０，ＱＡ０，ＲＥ
０及びＣＥ０からなる）と右側の回路（ＲＣ１，ＱＡ
１，ＲＥ１及びＣＥ１からなる）とを対称的に構成する
ことが要請される。実用上、左右の回路に於ける夫々の
回路要素のパラメータ（抵抗値、容量等）間には最大３
％の誤差が許容されるが、回路設計においては、この誤
差を除去することが要請される。即ち、回路設計上、上
記ＲＣはＲＣ１にも且つ上記ＲＥはＲＥ１にも夫々等し
く設定されるものである。また、線形増幅範囲ＶＬRは
概ね次の式３で表せられる。

【００４４】

【数３】ＶＬR＝２ＲＥ・ＩＡ …（式３）容量ＣＥ０，ＣＥ１はピーキング容量であり、高周波で
の利得を上げ帯域を向上させる働きを持っている。

【００４５】図８はリミット機能付き増幅器の別の実施
例であり、カスコード接続を使用した差動増幅器の例を
示している。図７の実施例とはトランジスタＱＡ０，Ｑ
Ａ１のコレクタにカスコード・トランジスタＱＣＳ０，
ＱＣＳ１を接続した点だけが異なる。利得及び線形増幅
範囲は図７の実施例と同様に式２及び式３で表わされ
る。カスコードトランジスタを接続したことで、トラン
ジスタＱＡ０のミラー容量を低減することができ、図７
の実施例よりも帯域を延ばすことができる。

【００４６】図９はリミット機能付き増幅器の別の実施
例であり、負荷回路として抵抗の代わりにトランスイン
ピーダンス回路を用いた例を示している。トランジスタ
ＱＦ０，ＱＦ１，抵抗ＲＦ０，ＲＦ１，ＲＣ２，ＲＣ３
及び電流源ＩＦはトランスインピーダンス回路を構成し
ており、トランジスタＱＡ０，ＱＡ１のコレクタから見
た入力インピーダンスを下げ、ミラー容量を低減する働
きがある。これにより、図７の実施例よりも広帯域化を
図ることができる。本回路の利得Ａは概ね次の式４で表
せる。

【００４７】

【数４】Ａ＝ＲＦ／（（２ＶＴ／ＩＡ）＋ＲＥ） …（式４）式４において、ＲＦは帰還抵抗ＲＦ０の抵抗値である。

【００４８】図９に示す差動増幅回路においても、図７
のそれと同様、接地電位（図の上部）から定電流源ＩＡ
に到る左右の回路を対称的に構成することが要請され
る。従って、ＲＦ０とＲＦ１との抵抗値の間には実用
上、最大３％の誤差が許容されるが、回路設計において
は、ＲＦ０とＲＦ１とを等しくすることが要請される。
また、線形増幅範囲は式３で表わされる。

【００４９】なお、図７から図９の実施例では、差動増
幅器から直接出力を取り出す例を示しているが、必要に
応じてエミッタホロワ等のバッファ回路を介して出力を
取り出してもよい。

【００５０】＜実施例２＞図１０は本発明の前置増幅器
（前置増幅部ＰＲＥ）の実施例を示したもので、トラン
スインピーダンス増幅回路を使用した例である。本回路
のトランスインピーダンスＺ_TはほぼＲＦ２の抵抗値に
等しい。その理由は、トランスインピーダンスＺ_Tを定
義する次の式５に基づき、以下のように説明される。

【００５１】

【数５】Ｚ_T＝（ＲＦ２・Ａ₀）／（１＋Ａ₀） …（式５）式５において、Ａ₀は図１０に於けるトランジスタＱＰ
０と負荷抵抗ＲＬからなる回路の利得を、ＲＦ２は図１
０に於けるＲＦ２の抵抗値を夫々示す。図１０の回路
は、利得Ａ₀が非常に大きくなるように構成されるた
め、次の近似式６が成り立つ。

【００５２】

【数６】Ａ₀／（１＋Ａ₀）＝１ …（式６）式６の関係より、上記トランスインピーダンスはＲＦ２
の抵抗値で近似できることは明らかである。

【００５３】一方、前置増幅器の帯域は入力部の容量
（前置増幅器の入力容量とフォトダイオードの容量）Ｃ
ｉｎと前置増幅器の入力抵抗Ｚｉｎの積で決まる極に支
配される。極は、時定数τ（τ＝抵抗×容量）により
「−２π／τ」として定義される。そして、極が大きい
ほど（時定数が小さいほど）、前置増幅器は受信される
光信号パルスに対し高速で応答できる。換言すれば、極
が大きいほど、より短いパルス間隔（より高い周波数）
で送信される光信号の受信が可能となる。入力抵抗Ｚｉ
ｎはおよそ次の式７で表わされる。

【００５４】

【数７】Ｚｉｎ＝Ｚ_T／ＡＥ＝ＲＦ２／ＡＥ …（式７）式７において、ＡＥはエミッタ接地増幅器のオープンル
ープ利得を示す。上記Ｚｉｎを小さく設定した高周波領
域でもオープンループ利得を大きく保てるため、受信で
きる光信号の広帯域化を図ることができる。

【００５５】図１１は前置増幅器の別の実施例を示した
もので、カスコード接続を使用した場合を示している。
図１０の実施例とはトランジスタＱＰ０のコレクタにカ
スコードトランジスタＱＣＳ２を接続した点だけが異な
る。カスコードトランジスタを接続することで、トラン
ジスタＱＰ０のミラー容量を低減することができるの
で、前置増幅器の入力容量を低減できる。従って、図１
０の実施例よりも広帯域化が図れる。ただし、フィード
バック・ループの位相余裕が減少するため、周波数特性
の平坦性に注意して設計する必要がある。

【００５６】なお、図１０及び図１１の実施例では、エ
ミッタホロワ１段を介して出力する例を示しているが、
必要に応じてエミッタホロワの段数を増やしてもよい。

【００５７】＜実施例３＞図１２は本発明の光受信回路
に好適なＡＧＣ増幅器の一例を示したものである。ここ
では、負荷回路としてトランスインピーダンス回路を使
用した場合を示しているが、負荷回路は抵抗でも構成で
きる。

【００５８】図１２の回路に於いて、入力端子ＩＮ０に
は図７乃至９の出力端子ＶＡＷＬ０が、入力端子ＩＮ１
には図７乃至９の出力端子ＶＡＷＬ１が夫々接続され
る。制御信号ＶＣＮＴ０，ＶＣＮＴ１の電位差を大きく
すると、ＡＧＣ増幅器の利得は増加し、電位差を小さく
すると利得は減少する。本回路１段では利得が不足する
場合には複数段縦続接続してもよい。また、この制御信
号ＶＣＮＴ０，ＶＣＮＴ１の制御は、例えばＶＡＧＣの
振幅を検知して公称電圧ＶＮと比較して設定する上述の
文献１に記載されたピーク検出回路ＰＤ、参照回路ＲＥ
Ｆ及び利得制御回路ＧＣを組み合わせた技術を利用する
とよい。

【００５９】なお、この実施例では、ＡＧＣ増幅器から
直接出力を取り出す例を示しているが、必要に応じてエ
ミッタホロワ等のバッファ回路を介して出力を取り出し
てもよい。

【００６０】＜実施例４＞図１３は参照電位発生回路
（参照電位発生部ＶＲＧ）の実施例を示したものであ
り、低域通過フィルタで構成した例である。低域通過フ
ィルタは抵抗ＲＬＰと容量ＣＬＰで構成する。なお、容
量ＣＬＰは半導体チップの内部に設けてもよいし、外部
に接続しても構わない。前置増幅器出力ＶＰＲＥを低域
通過フィルタを通して直流成分を取り出すことで、ＶＰ
ＲＥの中心電位が得られる。

【００６１】図１４は参照電位発生回路の別の実施例を
示したものである。本回路は前置増幅器出力ＶＰＲＥの
高電位を検出する回路ＴＨと低電位を検出する回路ＢＨ
及び抵抗ＲＡ１，ＲＡ２からなる。抵抗ＲＡ１，ＲＡ２
の抵抗値は等しく設定する。前置増幅器出力が高電位に
なったときには、トランジスタＱＴＨにより容量ＣＴＨ
がＶＰＲＥ（Ｈ）−ＶＢＥの電位まで充電される（ＶＢ
ＥはトランジスタＱＴＨのベース・エミッタ間のバイア
ス電圧）。また、前置増幅器出力が低電位になったとき
には、ダイオードＤＢＨにより容量ＣＢＨがＶＰＲＥ
（Ｌ）＋ＶＢＥの電位まで放電される。これら２つの電
位を抵抗ＲＡ１，ＲＡ２で分割すれば、前置増幅器出力
ＶＰＲＥの高電位と低電位のちょうど中心の電位が得ら
れる。

【００６２】＜実施例５＞本実施例では、図１９の構成
に代わる光受信回路を紹介する。本実施例の光受信回路
の概要は図２０に示される。図１に対して図２０が開示
する構成では、受光素子ＡＰＤ（但し、アバランシェ・
フォトダイオードに限定されず）、ＡＧＣ増幅器、識別
回路ＤＥＣ、及びクロック信号抽出回路の構成は省かれ
ている。但し、前置増幅器ＰＲＥの回路に備えられたＩ
_IN端子には受光素子ＡＰＤからの信号電流が入力され、
リミット機能付き増幅器ＡＷＬの回路に備えられたＶＡ
ＷＬ端子はＡＧＣ増幅器の電圧信号入力端子に電気的に
接続される。

【００６３】図２０が示す光受信回路は、１０Ｇｂ／ｓ
（ギガ・ビット／秒）で伝送される光信号により光電変
換素子で発生する信号電流Ｉ_INを最大２ｍＡの振幅電流
値に至る広いダイナミック・レンジで受信する機能を有
するものである。この光受信回路は、広いダイナミック
レンジの入力電流信号ＩＩＮを高いトランス・インピー
ダンス利得で受信するために、前置増幅部ＰＲＥからな
るトランス・インピーダンス増幅段、リミット増幅部Ａ
ＷＬからなるリミット増幅段、及びリミット増幅部ＡＷ
Ｌに参照電圧Ｖｒｅｆを供給する参照電位発生部ＶＲＧ
を備えて構成される。なお、本実施例においてリミット
増幅段と記述される回路段は、上述の説明にあるリミッ
ト機能付き増幅器の機能を示す回路段を略称するもので
ある。

【００６４】前置増幅部ＰＲＥには、これにバイアス電
圧を供給するバイアス電圧供給部Ｖｂｉａｓが接続され
ている。各部分には、電源電圧ＶＣＣ及びＶＥＥ（但
し、ＶＥＥ＜ＶＣＣ）の端子が設けられ、トランジスタ
のエミッタ側には定電流源（矢印を円で囲む記号で表
示）が設けられている。

【００６５】外部キャパシタＣＥＸＴを有する低域通過
フィルタを含めて構成される参照電位発生部は、トラン
ス・インピーダンス増幅段による出力振幅電圧の中間値
を参照電圧Ｖｒｅｆとして出力する。リミット増幅部Ａ
ＷＬにて差動増幅器を構成する一方のトランジスタＴ４
のベースには前置増幅部の出力電圧ＶＰＲＥが、他方の
トランジスタＴ５のベースには参照電圧Ｖｒｅｆが夫々
印加される。これにより、信号電流Ｉ_INに対するトラン
ス・インピーダンス増幅段とリミット増幅段による増幅
において、Ｉ_IN値が小さい場合には双方の増幅段で線形
増幅が行なわれて高いインピーダンス利得が得られ、ま
たＩ_IN値が大きい場合にはリミット増幅段がリミット増
幅機能を示すことでインピーダンス利得は所望の値に抑
えられる。

【００６６】即ち、図２１に示すように、リミット増幅
段は、この回路構成により予め定められた約400μＡ以
下の小さいＩ_INに対して線形増幅機能を示し、且つ400
μＡより大きいＩ_INに対しては、その値に係わらず予め
リミット増幅部ＡＷＬの回路構成で定められたＶＡＷＬ
の値（400ｍＶ）を出力する所謂リミット機能を示すよ
うに構成される。これにより、リミット増幅段において
は、微弱な信号Ｉ_INを取りこぼすことなくＡＧＣ増幅部
（図示せず）に伝達でき、且つＩ_INのダイナミック・レ
ンジが数μＡから２ｍＡに亘っても出力信号波形の歪み
を抑制できる。その結果、識別回路部ＤＥＣ（図示せ
ず）に於ける"１"−"０"の信号識別精度は維持され且つ
向上され得るのである。

【００６７】図２０に於いて、前置増幅部ＰＲＥはトラ
ンジスタＴ１と抵抗Ｒ２を有するエミッタ接地増幅器と
トランジスタＴ２、ダイオードＤ１及び抵抗Ｒ１を配列
して成るシャント・フィードバック・ループ（Shunt Fe
edback Loop）から構成される。リミット増幅部ＡＷＬ
は広帯域差動増幅器と出力バッファから構成される。ま
た、双方の増幅部の周波数応答特性を向上させるため、
前置増幅部ＰＲＥにはバイアス電圧供給部Ｖｂｉａｓ
が、リミット増幅部ＡＷＬにはピーキング・ネットワー
ク（Peaking Network）が夫々接続されている。

【００６８】前置増幅部ＰＲＥに於いて、周波数応答に
対するトランス・インピーダンス変動を抑えてアイ・ダ
イヤグラム（Eye-Diagram）の揺らぎを低減するために
抵抗Ｒ２に印加されるバイアス電圧を安定化させる必要
がある。前置増幅部ＰＲＥを構成するエミッタ・コモン
増幅器はトランジスタＴ１の電流変動の影響を受けやす
く且つ前置増幅部の周波数応答特性を決めてしまうた
め、上述のバイアス電圧を安定化するためには、これが
ＶＣＣの変動の影響を受けないようにする必要がある。
図２０に示すバイアス電圧供給部Ｖｂｉａｓから供給さ
れるバイアス電圧は接地電位と回路構成素子により決ま
るため、ＶＣＣの変動から独立している。

【００６９】一方、リミット増幅部ＡＷＬには前置増幅
部ＰＲＥ以上に広い周波数帯域に応答できる特性が要請
されるため、抵抗Ｒ３，Ｒ４とキャパシタＣＰからなる
ピーキング・ネットワークが接続されている。トランジ
スタＴ６，Ｔ７と抵抗Ｒ５，Ｒ６からなる負荷回路は、
Ｒ５，Ｒ６を介したフィードバックにより低い入力イン
ピーダンスを示すため、差動入力回路を構成するトラン
ジスタ対Ｔ４，Ｔ５のミラー効果は抑制され、リミット
増幅部ＡＷＬの広い周波数帯域での応答が実現できる。

【００７０】リミット増幅部ＡＷＬの出力バッファは、
ノード出力の高速化とトランス・インピーダンス変動の
低減のために、２段のエミッタ・フォロア（トランジス
タＴ８−Ｔ１０又はＴ９−Ｔ１１）とダンピング抵抗
（Ｒ１０、Ｒ１１）を備えている。前置増幅部ＰＲＥの
出力信号はエミッタ・フォロアのトランジスタＴ１２に
より分岐され、参照電位発生部ＶＲＧに入力される。参
照電位発生部ＶＲＧは、抵抗Ｒ１４、及びキャパシタＣ
ＬＰ、ＣＥＸＴを有する低域通過フィルタとエミッタ・
フォロアトランジスタＴ１３とを含めて構成され、その
出力電圧Ｖｒｅｆは前置増幅部ＰＲＥの出力電圧ＶＰＲ
Ｅの中間値を示す。

【００７１】＜実施例６＞以上の実施例では、全てバイ
ポーラトランジスタを用いたが、これをＭＯＳＦＥＴ、
ＭＥＳＦＥＴ等の電界効果形トランジスタに置き換えて
も本発明の光受信回路を実現できることは言うまでもな
い。

【００７２】図２３は、図１９に示した本発明の光受信
回路のバイポーラトランジスタを全てＭＯＳ型の電界効
果トランジスタに置き換えた構成を示す。

【００７３】図１９においては、前置増幅部ＰＲＥのト
ランジスタＱＰ０，ＱＥＦ、、リミット増幅部（リミッ
ト機能付き増幅器）ＡＷＬのトランジスタＱＡ０，ＱＡ
１、及びＡＧＣ増幅部ＡＧＣのトランジスタＱ_IN(0)，
Ｑ_IN(1)，Ｑ_AMP(1)，Ｑ_AMP(2)，Ｑ_AMP(3)，Ｑ_AMP(4)，
ＱＦ0並びにＱＦ(1)の全てをＮＰＮ型のバイポーラトラ
ンジスタ（Ｎ型のコレクタ及びエミッタとＰ型のベース
を有する）で構成したが、図２３では、これら全てをＮ
チャネル型の電界効果トランジスタに置き換えてある。

【００７４】Ｎチャネル型の電界効果トランジスタは、
Ｐ型の半導体層中にＮ型のドース領域及びドレイン領域
を離間して形成し、この２つの領域に挟まれた上記Ｐ型
半導体層上に酸化膜（絶縁膜）を介してゲート電極を形
成したものである。信号処理速度に関しては、バイポー
ラトランジスタが優るものの、電界効果トランジスタは
各々の素子間の分離が容易にできるため、本発明の光受
信回路を同一の半導体基板上に集積化する上でバイポー
ラトランジスタより優るものである。

【００７５】図２３に示したＮチャネル型の電界効果型
トランジスタは、Ｎ型のソース及びドレイン間に挟まれ
たＰ型半導体層の電位を低電位側（ドレイン電位）に設
定してあるが、Ｐ型半導体層の電位の設定は、この実施
態様に限定されないものである。

【００７６】＜実施例７＞本発明の光受信回路を応用し
た光通信システムの一例を、図２４に示す。

【００７７】本発明による光通信システムの概念を明ら
かにするため、図２４にＴＳ(A)，ＴＳ(B)及びＴＳ(C)
として示される電話局Ａ，Ｂ，Ｃには光ファイバケーブ
ルLINE A, LINE B, LINE Cによる電話局Ｒ（ＴＳ(R)）
への光信号送信機能のみを示す。また、電話局Ｒには、
電話局Ａ，Ｂ，Ｃからの光受信機能のみを示す。図２４
において、USERS(A), (B), (C), 又は(R)として示した
電話機及びコンピュータは、夫々の電話局の回線加入者
(Subscriber)を示す。

【００７８】USERS(A), (B)及び(C)からの情報をUSERS
(R)に送信する例で、本発明による光通信システムを説
明する。前者の各加入者からの情報は、夫々の電話局
（Telephone Station）において波長1.3乃至1.6μｍの
光信号に置き換えられ、電話局Ｒに通じる光ファイバケ
ーブルLINE A, LINE B又はLINE Cに入力される。このと
きの、光信号強度（Intensity of Opt. Sig.）の時間軸
方向に対するスペクトルを各電話局毎に図示する。各電
話局から伝送される情報は、強度Itrsの光パルスからな
る１信号と光パルスのない０信号からなるディジタル情
報に符号化（encode）される。

【００７９】時刻ｔ_a0からｔ_a1の間に電話局Ａから送信
される光信号、時刻ｔ_b0からｔ_b1の間に電話局Ｂから送
信される光信号、及び時刻ｔ_c0からｔ_c1の間に電話局Ｃ
から送信される光信号は全て、電話局Ｒ又はこれに到る
幹線系伝送路（Trunk Line）に設けられた合波器（Star
Coupler等のOptical Coupler）ＣＬを経て、電話局Ｒ
の光受信回路に設けられた受光素子ＰＤに光学的に接続
された光ファイバへ入る。そして、各電話局から受信し
た光信号は、電話局Ｒにおいて送信局毎に宛われた時間
に応じてシリアルに伝送情報に復号化（decode）され
る。伝送情報を複合化する装置は、電話局に備えられた
識別回路ＤＥＣの後段に配置され、伝送形態に応じ、電
話局Ｒ内又は加入者の端末（Terminal）に備えられる。

【００８０】図２４に於いて、電話局Ａ，Ｂ，Ｃと電話
局Ｒとの距離ＡＲ，ＢＲ，ＣＲを20km，100km，500kmに
夫々設定した場合を考える。このとき、電話局Ｒで受信
した光信号は、前置増幅器ＰＲＥにより図２５（ａ）に
示す電圧信号に変換される。図２５（ａ）の縦軸は、前
置増幅器ＰＲＥからの出力信号の電圧値Ｖ_PREを示す。
この出力信号が、電圧振幅Ｖ_DETを越えると後段のＡＧ
Ｃ増幅器で信号波形の劣化が生じ、誤り率が実用上許容
されるレベルを越える。電話局Ｒに近い電話局Ａから時
刻ｔ_a0からｔ_a1の間に送信された光信号は、光ファイバ
伝播中に於いて殆ど損失しないため、前置増幅器ＰＲＥ
によりＶ_DETを越える電圧振幅Ｖ_aの強い電圧パルスＶ
_PREに変換されている。

【００８１】これに対し、本発明では、リミット機能付
き増幅器ＡＷＬを前置増幅器ＰＲＥとＡＧＣ増幅器との
間に配置し、その回路をＶ_PREの電圧振幅が第１の電位
Ｖ₁以上となるとき、出力Ｖ_AWLを電圧振幅Ｖ₁にリミッ
トするように構成する（図２５（ｂ）参照）。これによ
り、電話局Ａから送信されたディジタル情報は、ＡＧＣ
増幅器での信号波形の劣化を殆ど受けることなく、電圧
信号Ｖ_AGCとして識別回路に送られる（図２５（ｃ）参
照）。

【００８２】一方、電話局Ｒにおける識別回路ＤＥＣの
しきい値電圧Ｖ_TH(DEC)は、上記第１の電位とゼロ電位
との間に人為的に設定される。その電圧は、例えば、第
１の電位の半分に設定される。これに対し、ＡＧＣ増幅
器は、これに入力される電圧信号に応じて、増幅利得を
自動的に調整することができる。ＡＧＣ増幅器における
実用上の自動利得調整は、電話局Ａ，Ｂ，Ｃの各々から
送信すべき情報を載せた光信号の前に伝送されるダミー
光信号により生成される電圧振幅（図示せず）に基づい
て行われる。しかし、ＡＧＣ増幅器の自動利得調整機能
は完全とはいえない。なぜなら、ＡＧＣ増幅器は、これ
に入力される電圧パルスが所定の電位（例えば、第２の
電位Ｖ₂）以下の場合、その電圧振幅をＶ_TH(DEC)以上に
増幅することが不可能となる。

【００８３】電話局Ｒから500km離れた電話局Ｃより時
刻ｔ_c0からｔ_c1の間に送信された光信号は、光ファイバ
伝播中に於ける損失により大きく減衰されるため、前置
増幅器ＰＲＥで増幅してもＶ₂未満の電圧振幅Ｖ_cの弱い
電圧パルスＶ_PREにしか変換できない（図２５（ａ）参
照）。この問題を解決するためには、識別回路ＤＥＣに
おけるＶ_TH(DEC)を入力される電圧信号に応じて変動さ
せるように設定しなければならない。しかし、この手法
では非常に短いパルス間隔で供給される電圧信号を識別
する応答性に限界がある。

【００８４】これに対し、本発明では、上記リミット機
能付き増幅器ＡＷＬによる線形増幅で電圧振幅Ｖ_cの電
圧パルスを電圧振幅Ｖ₂以上に増幅できる（図２５
（ｂ）参照）。このため、増幅後の電圧振幅が上記Ｖ_TH
(DEC)に到らなくとも、その後段のＡＧＣ増幅器で更に
増幅することにより、識別回路ＤＥＣで識別するに十分
な（Ｖ_TH(DEC)以上の）電圧振幅を有するパルスに変換
される（図２５（ｃ）参照）。

【００８５】以上のように、本発明による光通信システ
ムは、前置増幅器ＰＲＥとＡＧＣ増幅器ＡＧＣとの間に
ＡＧＣ増幅器を補助する線形増幅器を挿入する構成し、
上記線形増幅器の動作をこれに入力される電圧信号の振
幅に応じて制限する。即ち、前置増幅器からＡＧＣ増幅
器に到る電圧信号の伝送過程で、少なくとも上述のＶ
_DET以上の電圧振幅を有する電圧信号を所定の電圧振幅
に抑え且つこれ以外の電圧信号を選択的に増幅する。こ
のため、特に電圧信号の伝送速度を制限する前置増幅器
ＰＲＥの利得調整や識別回路のしきい値電位調整を行う
ことなく、光信号の受信強度のダイナミックレンジを拡
大することができる。

【００８６】

【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
高感度かつ広ダイナミックレンジの光受信回路及び光通
信システムを提供することができる。従って、特に光フ
ァイバにより長距離の光信号伝送を行う幹線系の光通信
システムにおいて、受信される光信号の処理（"１"−"
０"判定）を低い誤り率で行うことができる。また、伝
送距離の異なる光ファイバからの光信号に対しても信号
処理の誤り率を格段に低減できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の基本構成を示した図。

【図２】従来技術（文献１に開示）を示した図。

【図３】従来技術（文献１に開示）の動作を説明した
図。

【図４】別の従来技術（文献２に開示）を示した図。

【図５】別の従来技術（文献２に開示）の動作を説明し
た図。

【図６】本発明の動作を説明した図。

【図７】本発明に使用する増幅器の例を示した図。

【図８】本発明に使用する増幅器の例を示した図。

【図９】本発明に使用する増幅器の例を示した図。

【図１０】本発明に使用する前置増幅器の例を示した
図。

【図１１】本発明に使用する前置増幅器の例を示した
図。

【図１２】本発明に使用するＡＧＣ増幅器の例を示した
図。

【図１３】本発明に使用する参照電位発生回路の例を示
した図。

【図１４】本発明に使用する参照電位発生回路の例を示
した図。

【図１５】文献１に開示されたＡＧＣ増幅器の回路を示
した図。

【図１６】"１"−"０"信号識別の誤り率を説明するため
の図。

【図１７】光信号入力と前置増幅器及びＡＧＣ増幅器の
電圧出力の対応を説明するための図。

【図１８】スルーレートに起因する波形歪を説明する
図。

【図１９】本発明による光受信回路の望ましき一実施形
態を示す図。

【図２０】本発明による光受信回路の望ましき別の実施
形態（実施例５）を示す図。

【図２１】図２０の回路における光電変換素子からの入
力電流に対する出力信号振幅の関係を示した図。

【図２２】従来技術（文献２に開示）と本発明の動作を
比較した説明図。

【図２３】本発明による光受信回路の望ましき別の実施
形態（実施例６）を示す図。

【図２４】本発明による光受信回路の応用した光通信シ
ステムの一実施形態を示す図。

【図２５】図２４の光通信システムの電話局Ｒに採用さ
れた光受信回路における電圧信号の波形の変化を示す
図。（ａ）は前置増幅器から、（ｂ）はリミット機能付
き増幅器から、（ｃ）はＡＧＣ増幅器から夫々出力され
た電圧波形を模式的に示す。

【符号の説明】

ＡＰＤ…アバランシェフォトダイオード、ＰＲＥ…前置
増幅器、ＡＷＬ…リミット機能付き増幅器、ＡＧＣ…Ａ
ＧＣ増幅器、ＤＥＣ…識別回路、ＣＥＸＴ…クロック抽
出回路、ＶＲＧ…参照電位発生回路。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.⁶ 識別記号ＦＩＨ０４Ｂ 10/04 10/06 (72)発明者増田徹東京都国分寺市東恋ケ窪一丁目280番地株式会社日立製作所中央研究所内 (72)発明者鷲尾勝由東京都国分寺市東恋ケ窪一丁目280番地株式会社日立製作所中央研究所内 (72)発明者八田康東京都青梅市新町六丁目16番地の３株式会社日立製作所デバイス開発センタ内

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】光信号を受けて電気信号に変換し出力する
光受信回路において、光信号を電流信号に変換する光電
変換部と、該光電変換部の出力電流信号を電圧信号に変
換する前置増幅器と、該前置増幅器の出力電圧信号を受
ける増幅器であって、入力信号と参照電位の差が所定の
電圧よりも小さい場合は線形増幅し、所定の電圧よりも
大きい場合はリミット増幅するリミット機能付き増幅器
と、該リミット機能付き増幅器の出力電圧信号を増幅し
て一定振幅の信号を出力する自動利得制御増幅器を含む
ことを特徴とする光受信回路。
【請求項２】上記請求項１記載の光受信回路において、
該リミット機能付き増幅器がリミット増幅を始める所定
の電圧は、所望の誤り率の下での該光電変換部及び該前
置増幅回路で決まる最小受信感度における該前置増幅回
路の出力信号と該参照電位の差よりも大きく設定されて
いることを特徴とする光受信回路。
【請求項３】上記請求項１あるいは２記載の光受信回路
において、該光信号の所望のダイナミックレンジの範囲
内で、 ΔＶＡＷＬ＜Ｒｓ・Δｔ（ここで、ΔＶＡＷＬは該リミット機能付き増幅器の出
力信号振幅、Δｔは１ビットの光信号が占める時間、Ｒ
ｓは該リミット機能付き増幅器のスルーレート）を満た
すように該リミット機能付き増幅器の出力信号振幅を制
限することを特徴とした光受信回路。
【請求項４】上記請求項１から３記載の光受信回路にお
いて、該光電変換部はアバランシェフォトダイオードで
構成されたことを特徴とする光受信回路。
【請求項５】上記請求項１から３記載の光受信回路にお
いて、該光電変換部は光ファイバ増幅器とＰＩＮフォト
ダイオードで構成されたことを特徴とする光受信回路。