JPH09270650A - 多段可変利得増幅回路 - Google Patents
多段可変利得増幅回路Info
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 多段可変増幅回路において消費電流を低減
し、入力インタセプト・ポイントと利得の直線性を向上
させる。 【解決手段】 入力信号を増幅する電流一定型可変増幅
回路１と、第１の可変増幅回路により増幅された信号を
更に増幅する電流可変型可変増幅回路２、３とによって
多段増幅回路を構成した。ＡＧＣ電圧ＶAGC は電流一定
型可変増幅回路１の増幅度制御トランジスタＱ１４と電
流可変型可変増幅回路２、３の増幅度制御トランジスタ
Ｑ１５、Ｑ１６の各ベースとエミッタ間に共通に印加さ
れ、トランジスタＱ１４、Ｑ１５、Ｑ１６のコレクタ電
流は、直線的に変化するＡＧＣ電圧ＶAGC に対して指数
関数的に変化する。トランジスタＱ１、Ｑ４にはトラン
ジスタＱ１４のコレクタ電流に比例した電流が流れ、電
流一定型可変増幅回路１の利得ＰＧ〔ｄＢ〕がＡＧＣ電
圧ＶAGC に対して直線的に変化する。
し、入力インタセプト・ポイントと利得の直線性を向上
させる。 【解決手段】 入力信号を増幅する電流一定型可変増幅
回路１と、第１の可変増幅回路により増幅された信号を
更に増幅する電流可変型可変増幅回路２、３とによって
多段増幅回路を構成した。ＡＧＣ電圧ＶAGC は電流一定
型可変増幅回路１の増幅度制御トランジスタＱ１４と電
流可変型可変増幅回路２、３の増幅度制御トランジスタ
Ｑ１５、Ｑ１６の各ベースとエミッタ間に共通に印加さ
れ、トランジスタＱ１４、Ｑ１５、Ｑ１６のコレクタ電
流は、直線的に変化するＡＧＣ電圧ＶAGC に対して指数
関数的に変化する。トランジスタＱ１、Ｑ４にはトラン
ジスタＱ１４のコレクタ電流に比例した電流が流れ、電
流一定型可変増幅回路１の利得ＰＧ〔ｄＢ〕がＡＧＣ電
圧ＶAGC に対して直線的に変化する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、例えばＣＤＭＡ
（符号分割多元接続）方式の携帯電話機の高周波増幅回
路に好適な多段可変利得増幅回路に関する。
（符号分割多元接続）方式の携帯電話機の高周波増幅回
路に好適な多段可変利得増幅回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】一般に、ＣＤＭＡ方式の携帯電話機で
は、移動時の通信を維持するために受信部、送信部の各
高周波増幅回路において８０ｄＢ以上の利得を可変可能
な可変利得増幅回路（以下可変増幅回路という）が設け
られている。図４は一般的なＣＤＭＡ方式とＦＭ方式の
デュアルモードを有する携帯電話機の高周波段を示して
いる。先ず、送信（ＴＸ）系の構成を説明すると、モデ
ム１０１により変調されたＩＦ（中間周波）送信信号
は、ＱＰＳＫ変調回路１０２によりＱＰＳＫ変調され、
次いで送信側可変増幅回路（ＴＸ−ＡＭＰ）１０３によ
り増幅され、次いでミキサ（ＭＩＸ）１０４により局部
発振器（ＯＳＣ）１２１からの局部発振周波数と混合さ
れてＲＦ（高周波）送信信号に変換される。このＲＦ送
信信号はバンドパスフィルタ１０５、パワーアンプ（Ｐ
Ａ）１０６、デュプレクサ１０７、アンテナ１０８を介
して送信される。
は、移動時の通信を維持するために受信部、送信部の各
高周波増幅回路において８０ｄＢ以上の利得を可変可能
な可変利得増幅回路（以下可変増幅回路という）が設け
られている。図４は一般的なＣＤＭＡ方式とＦＭ方式の
デュアルモードを有する携帯電話機の高周波段を示して
いる。先ず、送信（ＴＸ）系の構成を説明すると、モデ
ム１０１により変調されたＩＦ（中間周波）送信信号
は、ＱＰＳＫ変調回路１０２によりＱＰＳＫ変調され、
次いで送信側可変増幅回路（ＴＸ−ＡＭＰ）１０３によ
り増幅され、次いでミキサ（ＭＩＸ）１０４により局部
発振器（ＯＳＣ）１２１からの局部発振周波数と混合さ
れてＲＦ（高周波）送信信号に変換される。このＲＦ送
信信号はバンドパスフィルタ１０５、パワーアンプ（Ｐ
Ａ）１０６、デュプレクサ１０７、アンテナ１０８を介
して送信される。
【０００３】次に受信（ＲＸ）系の構成を説明すると、
アンテナ１０８を介して受信したＲＦ受信信号は、デュ
プレクサ１０７、ロウノイズアンプ（ＬＮＡ）１０９、
バンドパスフィルタ１１０を介してミキサ（ＭＩＸ）１
１１に印加され、局部発振器（ＯＳＣ）１２１からの局
部発振周波数と混合されてＩＦ受信信号に変換される。
このＩＦ受信信号はＣＤＭＡ用バンドパスフィルタ１１
２とＦＭ用バンドパスフィルタ１１３に印加され、その
１つの出力信号が設定モードに応じて選択されて受信側
可変増幅回路（ＲＸ−ＡＭＰ）１１４により増幅され、
次いでＱＰＳＫ復調回路１１５により復調され、モデム
１０１に印加される。
アンテナ１０８を介して受信したＲＦ受信信号は、デュ
プレクサ１０７、ロウノイズアンプ（ＬＮＡ）１０９、
バンドパスフィルタ１１０を介してミキサ（ＭＩＸ）１
１１に印加され、局部発振器（ＯＳＣ）１２１からの局
部発振周波数と混合されてＩＦ受信信号に変換される。
このＩＦ受信信号はＣＤＭＡ用バンドパスフィルタ１１
２とＦＭ用バンドパスフィルタ１１３に印加され、その
１つの出力信号が設定モードに応じて選択されて受信側
可変増幅回路（ＲＸ−ＡＭＰ）１１４により増幅され、
次いでＱＰＳＫ復調回路１１５により復調され、モデム
１０１に印加される。
【０００４】そして、モデム１０１内の受信信号強度指
示回路（ＲＳＳＩ）１１６により検出された受信強度が
比較回路１１７により強度基準データと比較され、その
差分が受信側ＡＧＣ電圧補正回路１１８と送信出力補正
回路１１９に印加される。受信側ＡＧＣ電圧補正回路１
１８は、比較回路１１７からの差分が「０」になるよう
に、すなわちＲＳＳＩ１１６の出力が強度基準データと
一致するようにＡＧＣ電圧を出力して受信側可変増幅回
路（ＲＸ−ＡＭＰ）１１４の利得を制御する。また、送
信側の送信出力補正回路１１９には比較回路１１７から
の差分と、携帯電話機と基地局との間の回線状況に応じ
た送信出力補正データが印加され、送信側ＡＧＣ電圧補
正回路１２０は、被変調信号が受信信号のレベルに逆比
例するように、また、送信出力補正データに応じてＡＧ
Ｃ電圧を出力して、送信側可変増幅回路（ＴＸ−ＡＭ
Ｐ）１０３の利得を制御する。
示回路（ＲＳＳＩ）１１６により検出された受信強度が
比較回路１１７により強度基準データと比較され、その
差分が受信側ＡＧＣ電圧補正回路１１８と送信出力補正
回路１１９に印加される。受信側ＡＧＣ電圧補正回路１
１８は、比較回路１１７からの差分が「０」になるよう
に、すなわちＲＳＳＩ１１６の出力が強度基準データと
一致するようにＡＧＣ電圧を出力して受信側可変増幅回
路（ＲＸ−ＡＭＰ）１１４の利得を制御する。また、送
信側の送信出力補正回路１１９には比較回路１１７から
の差分と、携帯電話機と基地局との間の回線状況に応じ
た送信出力補正データが印加され、送信側ＡＧＣ電圧補
正回路１２０は、被変調信号が受信信号のレベルに逆比
例するように、また、送信出力補正データに応じてＡＧ
Ｃ電圧を出力して、送信側可変増幅回路（ＴＸ−ＡＭ
Ｐ）１０３の利得を制御する。
【０００５】この場合、送信側、受信側の可変増幅回路
１０３、１１４が連動して動作するためには８０ｄＢ以
上のダイナミックレンジにわたって、ＡＧＣ電圧と利得
の間に優れた直線性を必要とする。また、携帯電話機は
電池により駆動されるので、消費電流が大きいと電池の
消耗が大きくなり、その結果、待ち受け時間や通話時間
が短くなったり、電池を頻繁に交換しなければならなく
なる、等の問題が発生する。したがって、可変増幅回路
１０３、１１４も消費電流ができるだけ小さいことが望
まれる。
１０３、１１４が連動して動作するためには８０ｄＢ以
上のダイナミックレンジにわたって、ＡＧＣ電圧と利得
の間に優れた直線性を必要とする。また、携帯電話機は
電池により駆動されるので、消費電流が大きいと電池の
消耗が大きくなり、その結果、待ち受け時間や通話時間
が短くなったり、電池を頻繁に交換しなければならなく
なる、等の問題が発生する。したがって、可変増幅回路
１０３、１１４も消費電流ができるだけ小さいことが望
まれる。
【０００６】ここで、この可変増幅回路としては、差動
増幅器が定電流源に接続された電流一定型と電流可変型
が知られている。また、１段の可変増幅回路では一般
に、利得を直線的に制御できる範囲が２０〜３０ｄＢ程
度であるので、８０ｄＢ以上のダイナミックレンジを実
現するために同じ型式の可変増幅回路を３〜４段、高周
波的にカスケード接続し、ＡＧＣ電圧を各可変増幅回路
に並列に印加する方法が採用されている。
増幅器が定電流源に接続された電流一定型と電流可変型
が知られている。また、１段の可変増幅回路では一般
に、利得を直線的に制御できる範囲が２０〜３０ｄＢ程
度であるので、８０ｄＢ以上のダイナミックレンジを実
現するために同じ型式の可変増幅回路を３〜４段、高周
波的にカスケード接続し、ＡＧＣ電圧を各可変増幅回路
に並列に印加する方法が採用されている。
【０００７】図５、図６はそれぞれバイポーラトランジ
スタで構成した一般的な電流一定型、電流可変型の可変
増幅回路を示し、ＩＮは入力、ＯＵＴは出力、ＶAGC が
ＡＧＣ電圧、Ｖccは電源電圧である。図７はＡＧＣ電圧
ＶAGC に対する利得ＰＧを示し、ｇは電流一定型可変増
幅回路における特性、ｈは電流可変型可変増幅回路にお
ける特性である。
スタで構成した一般的な電流一定型、電流可変型の可変
増幅回路を示し、ＩＮは入力、ＯＵＴは出力、ＶAGC が
ＡＧＣ電圧、Ｖccは電源電圧である。図７はＡＧＣ電圧
ＶAGC に対する利得ＰＧを示し、ｇは電流一定型可変増
幅回路における特性、ｈは電流可変型可変増幅回路にお
ける特性である。
【０００８】図５に示す電流一定型は、利得可変用トラ
ンジスタＱ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４と増幅用トランジスタ
Ｑ５、Ｑ６により差動増幅器を構成し、また、抵抗Ｒ
１、Ｒ２はそれぞれトランジスタＱ１、Ｑ４の負荷抵
抗、Ｅ１はバイアス用電源、ＣＳ１は定電流源である。
ンジスタＱ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４と増幅用トランジスタ
Ｑ５、Ｑ６により差動増幅器を構成し、また、抵抗Ｒ
１、Ｒ２はそれぞれトランジスタＱ１、Ｑ４の負荷抵
抗、Ｅ１はバイアス用電源、ＣＳ１は定電流源である。
【０００９】図５に示す電流一定型における利得ＰＧ
〔ｄＢ〕は ＰＧ∝ＰＧ０＋２０log （Ｉ１／Ｉ０） …（１） 但し、ＰＧ０はＩ１がＩ０のときの利得 の関係にある。また、 Ｉ１／Ｉ０∝〔１＋exp ｛−ＶAGC ＊ｑ／（ｋＴ）｝〕 …（２） 但し、ｑは電子の単位電荷 ｋはボルツマン定数 Ｔは絶対温度 の関係にある。
〔ｄＢ〕は ＰＧ∝ＰＧ０＋２０log （Ｉ１／Ｉ０） …（１） 但し、ＰＧ０はＩ１がＩ０のときの利得 の関係にある。また、 Ｉ１／Ｉ０∝〔１＋exp ｛−ＶAGC ＊ｑ／（ｋＴ）｝〕 …（２） 但し、ｑは電子の単位電荷 ｋはボルツマン定数 Ｔは絶対温度 の関係にある。
【００１０】特性ｇの利得ＰＧはＡＧＣ電圧ＶAGC が大
きい範囲では直線的に変化せず、また、変化が小さい。
なお、この電流一定型では、妨害波同志により発生する
３次歪みの量は利得ＰＧの大小にかかわらず一定であ
り、また、消費電流も利得ＰＧの大小にかかわらず一定
である。更に、図５に示す電流一定型を多段に接続した
可変増幅回路では、利得ＰＧに対する入力インタセプト
・ポイント、消費電流の関係はそれぞれ図３において
ａ、ｂで示す特性となり、利得ＰＧが低い範囲における
入力インタセプト・ポイント特性ａは高いが、消費電流
特性ｂは一定である。
きい範囲では直線的に変化せず、また、変化が小さい。
なお、この電流一定型では、妨害波同志により発生する
３次歪みの量は利得ＰＧの大小にかかわらず一定であ
り、また、消費電流も利得ＰＧの大小にかかわらず一定
である。更に、図５に示す電流一定型を多段に接続した
可変増幅回路では、利得ＰＧに対する入力インタセプト
・ポイント、消費電流の関係はそれぞれ図３において
ａ、ｂで示す特性となり、利得ＰＧが低い範囲における
入力インタセプト・ポイント特性ａは高いが、消費電流
特性ｂは一定である。
【００１１】図６に示す電流可変型は、利得可変用トラ
ンジスタＱ７、Ｑ８と、定電流回路用トランジスタＱ１
５と、トランジスタＱ７、Ｑ８の各負荷抵抗Ｒ３、Ｒ４
により構成されている。その利得ＰＧ〔ｄＢ〕は ＰＧ∝２０log （Ｉ２） …（３） の関係にあり、また、 Ｉ２∝exp ｛ＶAGC ＊ｑ／（ｋＴ）｝ …（４） の関係にある。ここで、式（４）を式（３）に代入する
と、 ＰＧ∝ＶAGC となり、図７に曲線ｈで示すようにＡＧＣ電圧ＶAGC に
対して利得ＰＧが直線的に変化する。また、この電流可
変型を多段に接続した可変増幅回路では、利得ＰＧに対
する入力インタセプト・ポイント、消費電流の関係はそ
れぞれ図３においてｃ、ｄで示す特性となり、コレクタ
電流が小さいので歪みが発生しやすい。
ンジスタＱ７、Ｑ８と、定電流回路用トランジスタＱ１
５と、トランジスタＱ７、Ｑ８の各負荷抵抗Ｒ３、Ｒ４
により構成されている。その利得ＰＧ〔ｄＢ〕は ＰＧ∝２０log （Ｉ２） …（３） の関係にあり、また、 Ｉ２∝exp ｛ＶAGC ＊ｑ／（ｋＴ）｝ …（４） の関係にある。ここで、式（４）を式（３）に代入する
と、 ＰＧ∝ＶAGC となり、図７に曲線ｈで示すようにＡＧＣ電圧ＶAGC に
対して利得ＰＧが直線的に変化する。また、この電流可
変型を多段に接続した可変増幅回路では、利得ＰＧに対
する入力インタセプト・ポイント、消費電流の関係はそ
れぞれ図３においてｃ、ｄで示す特性となり、コレクタ
電流が小さいので歪みが発生しやすい。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、図５に
示す電流一定型を多段に接続した可変増幅回路では、図
３においてｂ、ｄで示すように電流可変型より消費電流
が大きいという問題点がある。
示す電流一定型を多段に接続した可変増幅回路では、図
３においてｂ、ｄで示すように電流可変型より消費電流
が大きいという問題点がある。
【００１３】また、図６に示す電流可変型を多段に接続
した可変増幅回路では、電流一定型より消費電流は小さ
いが、利得ＰＧが低い範囲では図３においてａ、ｃで示
すように電流一定型より入力インタセプト・ポイントが
悪いという問題点があり、この結果、電界が強い場合に
他局から妨害を受けるという問題点がある。
した可変増幅回路では、電流一定型より消費電流は小さ
いが、利得ＰＧが低い範囲では図３においてａ、ｃで示
すように電流一定型より入力インタセプト・ポイントが
悪いという問題点があり、この結果、電界が強い場合に
他局から妨害を受けるという問題点がある。
【００１４】また、電流一定型と電流可変型をカスケー
ド接続した構成では、電流一定型と電流可変型ではＡＧ
Ｃ電圧ＶAGC が異なり、また、ＡＧＣ電圧ＶAGC に対す
る利得ＰＧの特性が異なるので、利得ＰＧの直線性が悪
いという問題点がある。
ド接続した構成では、電流一定型と電流可変型ではＡＧ
Ｃ電圧ＶAGC が異なり、また、ＡＧＣ電圧ＶAGC に対す
る利得ＰＧの特性が異なるので、利得ＰＧの直線性が悪
いという問題点がある。
【００１５】本発明は上記従来の問題点に鑑み、消費電
流を低減し、入力インタセプト・ポイントと利得の直線
性を向上させることができる多段可変増幅回路を提供す
ることを目的とする。
流を低減し、入力インタセプト・ポイントと利得の直線
性を向上させることができる多段可変増幅回路を提供す
ることを目的とする。
【００１６】
【課題を解決するための手段】本発明は上記目的を達成
するために、電流一定型可変利得増幅回路（以下、可変
増幅回路という）を前段としてその後段に電流可変型可
変増幅回路を接続すると共に、ＡＧＣ電圧を指数関数的
に変化する電流に変換してその電流を各可変増幅回路の
駆動電流として印加することにより各増幅度を制御する
ことを特徴とする。
するために、電流一定型可変利得増幅回路（以下、可変
増幅回路という）を前段としてその後段に電流可変型可
変増幅回路を接続すると共に、ＡＧＣ電圧を指数関数的
に変化する電流に変換してその電流を各可変増幅回路の
駆動電流として印加することにより各増幅度を制御する
ことを特徴とする。
【００１７】本発明によれば、電流一定型可変増幅回路
を前段に配置することにより３次歪み成分を減少し、電
流可変型可変増幅回路を後段に配置することにより消費
電流と歪み成分を低減することができる。この場合、入
力信号が大きい時には各可変増幅回路は減衰器として働
き、また、後段の電流可変型可変増幅回路では駆動電流
が少なくなって３次歪み成分が大きくなりやすいが、歪
み発生源である妨害信号が前段の電流一定型可変増幅回
路により減衰されて後段の電流可変型可変増幅回路に印
加されるので３次歪み成分は大きくならない。また、入
力信号が小さい時には各可変増幅回路は増幅器として働
き、また、妨害信号が前段の電流一定型可変増幅回路に
より増幅されるが、後段の電流可変型可変増幅回路の駆
動電流が大きいので３次歪み成分は大きくならない。
を前段に配置することにより３次歪み成分を減少し、電
流可変型可変増幅回路を後段に配置することにより消費
電流と歪み成分を低減することができる。この場合、入
力信号が大きい時には各可変増幅回路は減衰器として働
き、また、後段の電流可変型可変増幅回路では駆動電流
が少なくなって３次歪み成分が大きくなりやすいが、歪
み発生源である妨害信号が前段の電流一定型可変増幅回
路により減衰されて後段の電流可変型可変増幅回路に印
加されるので３次歪み成分は大きくならない。また、入
力信号が小さい時には各可変増幅回路は増幅器として働
き、また、妨害信号が前段の電流一定型可変増幅回路に
より増幅されるが、後段の電流可変型可変増幅回路の駆
動電流が大きいので３次歪み成分は大きくならない。
【００１８】また、直線的に変化するＡＧＣ電圧を指数
関数的に変化する電流に変換して電流一定型可変増幅回
路に印加するので、電流一定型可変増幅回路と電流可変
型可変増幅回路の増幅特性が同一になり、その結果、２
種類の可変増幅回路の増幅度が略比例して変化するので
利得を直線的に制御することができる。
関数的に変化する電流に変換して電流一定型可変増幅回
路に印加するので、電流一定型可変増幅回路と電流可変
型可変増幅回路の増幅特性が同一になり、その結果、２
種類の可変増幅回路の増幅度が略比例して変化するので
利得を直線的に制御することができる。
【００１９】
【発明の実施の形態】本発明の実施の形態は、不平衡出
力型の差動増幅器により構成され、一定の駆動電流によ
り駆動されて入力信号を増幅する第１の可変利得増幅回
路と、前記第１の可変利得増幅回路の増幅度を制御する
第１の増幅度制御手段と、平衡出力型の差動増幅器によ
り増幅され、可変の駆動電流により駆動されて前記第１
の可変利得増幅回路により増幅された信号を更に増幅す
る第２の可変利得増幅回路と、前記第２の可変利得増幅
回路の増幅度を制御する第２の増幅度制御手段とを備え
たものである。
力型の差動増幅器により構成され、一定の駆動電流によ
り駆動されて入力信号を増幅する第１の可変利得増幅回
路と、前記第１の可変利得増幅回路の増幅度を制御する
第１の増幅度制御手段と、平衡出力型の差動増幅器によ
り増幅され、可変の駆動電流により駆動されて前記第１
の可変利得増幅回路により増幅された信号を更に増幅す
る第２の可変利得増幅回路と、前記第２の可変利得増幅
回路の増幅度を制御する第２の増幅度制御手段とを備え
たものである。
【００２０】また、前記第１及び第２の増幅度制御手段
は、直線的に変化するＡＧＣ電圧を指数関数的に変化す
る制御電流に変換し、その制御電流を前記第１及び第２
の可変利得増幅回路に駆動電流として与えることを特徴
としている。
は、直線的に変化するＡＧＣ電圧を指数関数的に変化す
る制御電流に変換し、その制御電流を前記第１及び第２
の可変利得増幅回路に駆動電流として与えることを特徴
としている。
【００２１】さらに、前記不平衡出力型の差動増幅器
は、各エミッタが共通の定電流源に接続されてエミッタ
から信号を入力される少なくとも一対のトランジスタを
備え、一方のトランジスタのベースにＡＧＣ電圧が加え
られ、他方のトランジスタのべースが接地され、一方ま
たは他方のトランジスタのコレクタから信号を出力する
ことを特徴としている。
は、各エミッタが共通の定電流源に接続されてエミッタ
から信号を入力される少なくとも一対のトランジスタを
備え、一方のトランジスタのベースにＡＧＣ電圧が加え
られ、他方のトランジスタのべースが接地され、一方ま
たは他方のトランジスタのコレクタから信号を出力する
ことを特徴としている。
【００２２】また、前記第１の増幅度制御手段は、ベー
スに加えられたＡＧＣ電圧の変化をコレクタ電流の変化
に変換する電圧−電流変換トランジスタと、前記一方の
トランジスタを含むカレントミラー回路とを備え、前記
カレントミラー回路を介して前記コレクタ電流に応じた
電流を前記一方のトランジスタのコレクタに流すことを
特徴としている。
スに加えられたＡＧＣ電圧の変化をコレクタ電流の変化
に変換する電圧−電流変換トランジスタと、前記一方の
トランジスタを含むカレントミラー回路とを備え、前記
カレントミラー回路を介して前記コレクタ電流に応じた
電流を前記一方のトランジスタのコレクタに流すことを
特徴としている。
【００２３】
【実施例】以下、図面を参照して本発明の実施例を説明
する。図１は本発明に係る多段可変増幅回路の一実施例
の概略を示すブロック図、図２は図１の回路を詳細に示
す回路図、図３は図１、図２の回路と従来例において利
得に対する入力インタセプト・ポイント特性と消費電流
を比較した説明図である。
する。図１は本発明に係る多段可変増幅回路の一実施例
の概略を示すブロック図、図２は図１の回路を詳細に示
す回路図、図３は図１、図２の回路と従来例において利
得に対する入力インタセプト・ポイント特性と消費電流
を比較した説明図である。
【００２４】図１において、電流一定型可変増幅回路
１、電流可変型可変増幅回路２、３にはＡＧＣ電圧ＶAG
C が共通に印加され、この電圧ＶAGC に基づいて電流一
定型可変増幅回路１は入力信号ＩＮを増幅し、電流可変
型可変増幅回路２は電流一定型可変増幅回路１により増
幅された信号を更に増幅し、電流可変型可変増幅回路３
は電流可変型可変増幅回路２により増幅された信号を更
に増幅して出力信号ＯＵＴとして出力する。
１、電流可変型可変増幅回路２、３にはＡＧＣ電圧ＶAG
C が共通に印加され、この電圧ＶAGC に基づいて電流一
定型可変増幅回路１は入力信号ＩＮを増幅し、電流可変
型可変増幅回路２は電流一定型可変増幅回路１により増
幅された信号を更に増幅し、電流可変型可変増幅回路３
は電流可変型可変増幅回路２により増幅された信号を更
に増幅して出力信号ＯＵＴとして出力する。
【００２５】図２を参照して詳細な構成を説明する。先
ず、電源電圧ＶccはＰＮＰトランジスタＱ１３、Ｑ１２
の各エミッタと、バイアス抵抗Ｒ１の一端と、ＮＰＮト
ランジスタＱ２、Ｑ３の各コレクタと、バイアス抵抗Ｒ
２、Ｒ３、Ｒ４、Ｒ５、Ｒ６の一端に印加され、ＡＧＣ
電圧ＶAGC はＮＰＮトランジスタＱ１４、Ｑ１５、Ｑ１
６の各ベースとエミッタ間に共通に印加される。入力信
号ＩＮはＮＰＮトランジスタＱ５、Ｑ６の各ベース間に
印加され、出力信号ＯＵＴは結合コンデンサＣ５、Ｃ６
を介して取り出される。
ず、電源電圧ＶccはＰＮＰトランジスタＱ１３、Ｑ１２
の各エミッタと、バイアス抵抗Ｒ１の一端と、ＮＰＮト
ランジスタＱ２、Ｑ３の各コレクタと、バイアス抵抗Ｒ
２、Ｒ３、Ｒ４、Ｒ５、Ｒ６の一端に印加され、ＡＧＣ
電圧ＶAGC はＮＰＮトランジスタＱ１４、Ｑ１５、Ｑ１
６の各ベースとエミッタ間に共通に印加される。入力信
号ＩＮはＮＰＮトランジスタＱ５、Ｑ６の各ベース間に
印加され、出力信号ＯＵＴは結合コンデンサＣ５、Ｃ６
を介して取り出される。
【００２６】電流一定型可変増幅回路１について詳しく
説明すると、トランジスタＱ１２、Ｑ１３の各ベースは
トランジスタＱ１３のコレクタとトランジスタＱ１４の
コレクタに接続され、トランジスタＱ１２のコレクタは
ＮＰＮトランジスタＱ１１のコレクタ及びベースと、Ｎ
ＰＮトランジスタＱ１、Ｑ４の各ベースに接続されてい
る。抵抗Ｒ１の他端（電流Ｉ１）はトランジスタＱ１の
コレクタに接続され、トランジスタＱ１、Ｑ２の各エミ
ッタ（電流Ｉ０）はインダクタンスＬ１の一端と、トラ
ンジスタＱ５のコレクタに接続されている。
説明すると、トランジスタＱ１２、Ｑ１３の各ベースは
トランジスタＱ１３のコレクタとトランジスタＱ１４の
コレクタに接続され、トランジスタＱ１２のコレクタは
ＮＰＮトランジスタＱ１１のコレクタ及びベースと、Ｎ
ＰＮトランジスタＱ１、Ｑ４の各ベースに接続されてい
る。抵抗Ｒ１の他端（電流Ｉ１）はトランジスタＱ１の
コレクタに接続され、トランジスタＱ１、Ｑ２の各エミ
ッタ（電流Ｉ０）はインダクタンスＬ１の一端と、トラ
ンジスタＱ５のコレクタに接続されている。
【００２７】抵抗Ｒ２の他端（電流Ｉ１）はトランジス
タＱ４のコレクタに接続され、トランジスタＱ３、Ｑ４
の各エミッタはインダクタンスＬ２の一端と、トランジ
スタＱ６のコレクタに接続されている。また、トランジ
スタＱ２、Ｑ３の各ベースはバイアス用電源Ｅ１を介し
て接地されている。インダクタンスＬ１、Ｌ２の接続点
はトランジスタＱ１１のエミッタに接続され、トランジ
スタＱ５、Ｑ６の各エミッタは定電流源ＣＳ１を介して
接地されている。
タＱ４のコレクタに接続され、トランジスタＱ３、Ｑ４
の各エミッタはインダクタンスＬ２の一端と、トランジ
スタＱ６のコレクタに接続されている。また、トランジ
スタＱ２、Ｑ３の各ベースはバイアス用電源Ｅ１を介し
て接地されている。インダクタンスＬ１、Ｌ２の接続点
はトランジスタＱ１１のエミッタに接続され、トランジ
スタＱ５、Ｑ６の各エミッタは定電流源ＣＳ１を介して
接地されている。
【００２８】次に、２段目の電流可変型可変増幅回路２
について説明する。抵抗Ｒ１の他端はまた、結合コンデ
ンサＣ１を介してＮＰＮトランジスタＱ７のベースに接
続されると共にバイアス抵抗Ｒ７を介して接地され、抵
抗Ｒ２の他端はまた、結合コンデンサＣ２を介してＮＰ
ＮトランジスタＱ８のベースに接続されると共にバイア
ス抵抗Ｒ８を介して接地されている。抵抗Ｒ３、Ｒ４の
各他端はそれぞれトランジスタＱ７、Ｑ８の各コレクタ
に接続され、トランジスタＱ７、Ｑ８の各エミッタはト
ランジスタＱ１５のコレクタに接続されている。
について説明する。抵抗Ｒ１の他端はまた、結合コンデ
ンサＣ１を介してＮＰＮトランジスタＱ７のベースに接
続されると共にバイアス抵抗Ｒ７を介して接地され、抵
抗Ｒ２の他端はまた、結合コンデンサＣ２を介してＮＰ
ＮトランジスタＱ８のベースに接続されると共にバイア
ス抵抗Ｒ８を介して接地されている。抵抗Ｒ３、Ｒ４の
各他端はそれぞれトランジスタＱ７、Ｑ８の各コレクタ
に接続され、トランジスタＱ７、Ｑ８の各エミッタはト
ランジスタＱ１５のコレクタに接続されている。
【００２９】３段目の電流可変型可変増幅回路３も同様
な構成である。すなわち、抵抗Ｒ３の他端はまた、結合
コンデンサＣ３を介してＮＰＮトランジスタＱ９のベー
スに接続されると共にバイアス抵抗Ｒ９を介して接地さ
れ、抵抗Ｒ４の他端はまた、結合コンデンサＣ４を介し
てＮＰＮトランジスタＱ１０のベースに接続されると共
にバイアス抵抗Ｒ１０を介して接地されている。抵抗Ｒ
５、Ｒ６の各他端はそれぞれトランジスタＱ９、Ｑ１０
の各コレクタに接続されると共に結合コンデンサＣ５、
Ｃ６に接続され、トランジスタＱ９、Ｑ１０の各エミッ
タはトランジスタＱ１６のコレクタに接続されている。
な構成である。すなわち、抵抗Ｒ３の他端はまた、結合
コンデンサＣ３を介してＮＰＮトランジスタＱ９のベー
スに接続されると共にバイアス抵抗Ｒ９を介して接地さ
れ、抵抗Ｒ４の他端はまた、結合コンデンサＣ４を介し
てＮＰＮトランジスタＱ１０のベースに接続されると共
にバイアス抵抗Ｒ１０を介して接地されている。抵抗Ｒ
５、Ｒ６の各他端はそれぞれトランジスタＱ９、Ｑ１０
の各コレクタに接続されると共に結合コンデンサＣ５、
Ｃ６に接続され、トランジスタＱ９、Ｑ１０の各エミッ
タはトランジスタＱ１６のコレクタに接続されている。
【００３０】電流一定型可変増幅回路１において、トラ
ンジスタＱ１〜Ｑ４は利得可変用であり、トランジスタ
Ｑ５、Ｑ６は増幅用である。トランジスタＱ１１はトラ
ンジスタＱ１、Ｑ４とカレントミラー回路を構成し、ト
ランジスタＱ１１のセルサイズは、トランジスタＱ１１
に流れる電流がトランジスタＱ１〜Ｑ４のダイナミック
レンジを狭めることがないようにトランジスタＱ１、Ｑ
４のセルサイズの約１／５０に設定されている。また、
トランジスタＱ１２、Ｑ１３も同様にカレントミラー回
路を構成している。インダクタンスＬ１、Ｌ２はＲＦ阻
止用であり、代わりに抵抗でもよく、この場合にはトラ
ンジスタＱ１〜Ｑ４の入力インピーダンスが小さいので
抵抗値は小さくてもよい。
ンジスタＱ１〜Ｑ４は利得可変用であり、トランジスタ
Ｑ５、Ｑ６は増幅用である。トランジスタＱ１１はトラ
ンジスタＱ１、Ｑ４とカレントミラー回路を構成し、ト
ランジスタＱ１１のセルサイズは、トランジスタＱ１１
に流れる電流がトランジスタＱ１〜Ｑ４のダイナミック
レンジを狭めることがないようにトランジスタＱ１、Ｑ
４のセルサイズの約１／５０に設定されている。また、
トランジスタＱ１２、Ｑ１３も同様にカレントミラー回
路を構成している。インダクタンスＬ１、Ｌ２はＲＦ阻
止用であり、代わりに抵抗でもよく、この場合にはトラ
ンジスタＱ１〜Ｑ４の入力インピーダンスが小さいので
抵抗値は小さくてもよい。
【００３１】２段目の電流可変型可変増幅回路２におけ
るトランジスタＱ７、Ｑ８と、３段目の電流可変型可変
増幅回路３におけるトランジスタＱ９、Ｑ１０は高周波
トランジスタであり、また、２段目のトランジスタＱ１
５と３段目のトランジスタＱ１６はそれぞれ、トランジ
スタ（Ｑ７、Ｑ８）と（Ｑ９、Ｑ１０）の電流を制限す
るために用いられている。この場合、トランジスタＱ１
５、Ｑ１６のセルサイズは、トランジスタＱ７、Ｑ８、
Ｑ９、Ｑ１０、Ｑ１、Ｑ４に流れる電流が等しくなるよ
うにトランジスタＱ１４の１００倍に設定されている。
るトランジスタＱ７、Ｑ８と、３段目の電流可変型可変
増幅回路３におけるトランジスタＱ９、Ｑ１０は高周波
トランジスタであり、また、２段目のトランジスタＱ１
５と３段目のトランジスタＱ１６はそれぞれ、トランジ
スタ（Ｑ７、Ｑ８）と（Ｑ９、Ｑ１０）の電流を制限す
るために用いられている。この場合、トランジスタＱ１
５、Ｑ１６のセルサイズは、トランジスタＱ７、Ｑ８、
Ｑ９、Ｑ１０、Ｑ１、Ｑ４に流れる電流が等しくなるよ
うにトランジスタＱ１４の１００倍に設定されている。
【００３２】次に、上記実施例の動作を説明する。先
ず、電流一定型可変増幅回路１では、トランジスタＱ１
４のコレクタ電流はＡＧＣ電圧ＶAGC に対して指数関数
的に変化する。トランジスタＱ１３はトランジスタＱ１
４の負荷であるので、トランジスタＱ１３にはトランジ
スタＱ１４と同じ電流が流れる。この場合、トランジス
タＱ１２、Ｑ１３はカレントミラー回路を構成している
のでトランジスタＱ１２にはトランジスタＱ１３と同じ
電流が流れる。
ず、電流一定型可変増幅回路１では、トランジスタＱ１
４のコレクタ電流はＡＧＣ電圧ＶAGC に対して指数関数
的に変化する。トランジスタＱ１３はトランジスタＱ１
４の負荷であるので、トランジスタＱ１３にはトランジ
スタＱ１４と同じ電流が流れる。この場合、トランジス
タＱ１２、Ｑ１３はカレントミラー回路を構成している
のでトランジスタＱ１２にはトランジスタＱ１３と同じ
電流が流れる。
【００３３】トランジスタＱ１１はトランジスタＱ１２
のコレクタの負荷であるので、トランジスタＱ１１には
トランジスタＱ１２と同じ電流が流れ、更に、トランジ
スタＱ１、Ｑ４はトランジスタＱ１１とカレントミラー
回路を構成しているので、トランジスタＱ１、Ｑ４にも
トランジスタＱ１１と同じ電流が流れる。したがって、
トランジスタＱ１、Ｑ４には、ＡＧＣ電圧ＶAGC が印加
されるトランジスタＱ１４のコレクタ電流に比例したコ
レクタ電流が流れ、そのコレクタ電流はＡＧＣ電圧ＶAG
C に対して指数関数的に変化する。その結果、電流一定
型可変増幅回路１の利得ＰＧ〔ｄＢ〕がＡＧＣ電圧ＶAG
C に対して直線的に変化する。
のコレクタの負荷であるので、トランジスタＱ１１には
トランジスタＱ１２と同じ電流が流れ、更に、トランジ
スタＱ１、Ｑ４はトランジスタＱ１１とカレントミラー
回路を構成しているので、トランジスタＱ１、Ｑ４にも
トランジスタＱ１１と同じ電流が流れる。したがって、
トランジスタＱ１、Ｑ４には、ＡＧＣ電圧ＶAGC が印加
されるトランジスタＱ１４のコレクタ電流に比例したコ
レクタ電流が流れ、そのコレクタ電流はＡＧＣ電圧ＶAG
C に対して指数関数的に変化する。その結果、電流一定
型可変増幅回路１の利得ＰＧ〔ｄＢ〕がＡＧＣ電圧ＶAG
C に対して直線的に変化する。
【００３４】また、２段目のトランジスタＱ１５と３段
目のトランジスタＱ１６も同様に、ＡＧＣ電圧ＶAGC に
対してコレクタ電流が指数関数的に変化するので、その
結果、１〜３段目全体でも利得ＰＧがＡＧＣ電圧ＶAGC
に対して直線的に変化する。
目のトランジスタＱ１６も同様に、ＡＧＣ電圧ＶAGC に
対してコレクタ電流が指数関数的に変化するので、その
結果、１〜３段目全体でも利得ＰＧがＡＧＣ電圧ＶAGC
に対して直線的に変化する。
【００３５】図３は横軸が利得ＰＧ〔ｄＢ〕を示し、左
側の縦軸が入力インタセプト・ポイント、右側の縦軸が
消費電流を示している。上記実施例による入力インタセ
プト・ポイント特性ｅは電流一定型の特性ａと略同一で
あり、電流可変型の特性ｃより大きい。また、上記実施
例による消費電流特性ｆは電流可変型の特性ｄより大き
いが、電流一定型の特性ｂより低減することができる。
側の縦軸が入力インタセプト・ポイント、右側の縦軸が
消費電流を示している。上記実施例による入力インタセ
プト・ポイント特性ｅは電流一定型の特性ａと略同一で
あり、電流可変型の特性ｃより大きい。また、上記実施
例による消費電流特性ｆは電流可変型の特性ｄより大き
いが、電流一定型の特性ｂより低減することができる。
【００３６】また、入力信号ＩＮのレベルが大きい場合
（＝利得ＰＧが小さい場合）には、各可変増幅回路１〜
３は減衰器として働き、また、電流可変型可変増幅回路
２、３は駆動電流が少なく、発生する３次歪み成分が大
きくなりやすいが、上記実施例によれば、歪み発生源で
ある妨害信号が電流一定型可変増幅回路１により減衰さ
れて電流可変型可変増幅回路２、３に入力するので、電
流可変型可変増幅回路２、３において発生する３次歪み
成分が小さくなる。
（＝利得ＰＧが小さい場合）には、各可変増幅回路１〜
３は減衰器として働き、また、電流可変型可変増幅回路
２、３は駆動電流が少なく、発生する３次歪み成分が大
きくなりやすいが、上記実施例によれば、歪み発生源で
ある妨害信号が電流一定型可変増幅回路１により減衰さ
れて電流可変型可変増幅回路２、３に入力するので、電
流可変型可変増幅回路２、３において発生する３次歪み
成分が小さくなる。
【００３７】一方、入力信号ＩＮのレベルが小さい場合
（＝利得ＰＧが大きい場合）には、各可変増幅回路１〜
３は増幅器として働き、歪み発生源である妨害信号が電
流一定型可変増幅回路１により増幅されて電流可変型可
変増幅回路２、３に入力するが、上記実施例によれば、
この時、電流可変型可変増幅回路２、３の動作電流が大
きいので発生する３次歪み成分は小さい。また、電流一
定型可変増幅回路１の増幅度は入力信号ＩＮのレベルの
大小に応じて変化するが、駆動電流が一定であるので発
生する３次歪み成分の大きさは一定である。
（＝利得ＰＧが大きい場合）には、各可変増幅回路１〜
３は増幅器として働き、歪み発生源である妨害信号が電
流一定型可変増幅回路１により増幅されて電流可変型可
変増幅回路２、３に入力するが、上記実施例によれば、
この時、電流可変型可変増幅回路２、３の動作電流が大
きいので発生する３次歪み成分は小さい。また、電流一
定型可変増幅回路１の増幅度は入力信号ＩＮのレベルの
大小に応じて変化するが、駆動電流が一定であるので発
生する３次歪み成分の大きさは一定である。
【００３８】
【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、電
流一定型可変増幅回路を前段としてその後段に電流可変
型可変増幅回路を接続すると共に、直線的に変化するＡ
ＧＣ電圧を指数関数的に変化する電流に変換してその電
流を各可変増幅回路の駆動電流として印加することによ
り各増幅度を制御するので、消費電流を低減し、入力イ
ンタセプト・ポイントと利得の直線性を向上させること
ができる。
流一定型可変増幅回路を前段としてその後段に電流可変
型可変増幅回路を接続すると共に、直線的に変化するＡ
ＧＣ電圧を指数関数的に変化する電流に変換してその電
流を各可変増幅回路の駆動電流として印加することによ
り各増幅度を制御するので、消費電流を低減し、入力イ
ンタセプト・ポイントと利得の直線性を向上させること
ができる。
【図１】本発明に係る多段可変利得増幅回路の一実施例
の概略を示すブロック図である。
の概略を示すブロック図である。
【図２】図１の回路を詳細に示す回路図である。
【図３】図１、図２の回路と従来例において利得に対す
る入力インタセプト・ポイント特性と消費電流を比較し
た説明図である。
る入力インタセプト・ポイント特性と消費電流を比較し
た説明図である。
【図４】本発明に係る多段可変利得増幅回路が適用され
た一般的なＣＤＭＡ方式の携帯電話機のＲＦ段を示すブ
ロック図である。
た一般的なＣＤＭＡ方式の携帯電話機のＲＦ段を示すブ
ロック図である。
【図５】一般的な電流一定型の可変増幅回路を示す回路
図である。
図である。
【図６】一般的な電流可変型の可変増幅回路を示す回路
図である。
図である。
【図７】図５、図６の可変増幅回路の制御電圧−利得特
性を示す説明図である。
性を示す説明図である。
１ 電流一定型可変増幅回路 ２，３ 電流可変型可変増幅回路 Ｑ１〜Ｑ１６ トランジスタ Ｒ１〜Ｒ１０ 抵抗 Ｃ１〜Ｃ６ 結合コンデンサ Ｌ１，Ｌ２ インダクタンス
Claims (4)
- 【請求項１】 不平衡出力型の差動増幅器により構成さ
れ、一定の駆動電流により駆動されて入力信号を増幅す
る第１の可変利得増幅回路と、 前記第１の可変利得増幅回路の増幅度を制御する第１の
増幅度制御手段と、 平衡出力型の差動増幅器により増幅され、可変の駆動電
流により駆動されて前記第１の可変利得増幅回路により
増幅された信号を更に増幅する第２の可変利得増幅回路
と、 前記第２の可変利得増幅回路の増幅度を制御する第２の
増幅度制御手段とを備えたことを特徴とする多段可変利
得増幅回路。 - 【請求項２】 前記各増幅度制御手段は、直線的に変化
するＡＧＣ電圧を指数関数的に変化する制御電流に変換
し、その制御電流を前記各可変利得増幅回路に駆動電流
として与えることを特徴とする請求項１に記載の多段可
変利得増幅回路。 - 【請求項３】 前記不平衡出力型の差動増幅器は、各エ
ミッタが共通の定電流源に接続されてエミッタから信号
を入力される少なくとも一対のトランジスタを備え、一
方のトランジスタのベースにＡＧＣ電圧が加えられ、他
方のトランジスタのべースが接地され、一方または他方
のトランジスタのコレクタから信号を出力することを特
徴とする請求項１ないし２のいずれかに記載の多段可変
利得増幅回路。 - 【請求項４】 前記第１の増幅度制御手段は、ベースに
加えられたＡＧＣ電圧の変化をコレクタ電流の変化に変
換する電圧−電流変換トランジスタと、前記一方のトラ
ンジスタを含むカレントミラー回路とを備え、 前記カレントミラー回路を介して前記コレクタ電流に応
じた電流を前記一方のトランジスタのコレクタに流すこ
とを特徴とする請求項３に記載の多段可変利得増幅回
路。
Priority Applications (8)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP07709696A JP3479404B2 (ja) | 1996-03-29 | 1996-03-29 | 多段可変利得増幅回路 |
| US08/814,250 US5900781A (en) | 1996-03-29 | 1997-03-11 | Multistage variable gain amplifier circuit |
| GB9705618A GB2311670B (en) | 1996-03-29 | 1997-03-18 | Multistage variable gain amplifier circuit |
| SE9701082A SE519502C2 (sv) | 1996-03-29 | 1997-03-24 | Variabel flerstegsförstärkningskrets |
| FR9703669A FR2746984B1 (fr) | 1996-03-29 | 1997-03-26 | Circuit amplificateur a gain variable et a etages multiples |
| DE19713101A DE19713101B4 (de) | 1996-03-29 | 1997-03-27 | Mehrstufige Verstärkerschaltung mit variabler Verstärkung |
| KR1019970011040A KR100248886B1 (ko) | 1996-03-29 | 1997-03-28 | 다단 가변이득 증폭회로 |
| CN97103741A CN1110129C (zh) | 1996-03-29 | 1997-03-31 | 多级可变增益放大器电路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP07709696A JP3479404B2 (ja) | 1996-03-29 | 1996-03-29 | 多段可変利得増幅回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09270650A true JPH09270650A (ja) | 1997-10-14 |
| JP3479404B2 JP3479404B2 (ja) | 2003-12-15 |
Family
ID=13624262
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP07709696A Expired - Fee Related JP3479404B2 (ja) | 1996-03-29 | 1996-03-29 | 多段可変利得増幅回路 |
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| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5900781A (ja) |
| JP (1) | JP3479404B2 (ja) |
| KR (1) | KR100248886B1 (ja) |
| CN (1) | CN1110129C (ja) |
| DE (1) | DE19713101B4 (ja) |
| FR (1) | FR2746984B1 (ja) |
| GB (1) | GB2311670B (ja) |
| SE (1) | SE519502C2 (ja) |
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|---|---|---|---|---|
| KR100316532B1 (ko) * | 1999-12-30 | 2001-12-12 | 박종섭 | 선형이득제어 증폭기 |
| WO2002003546A1 (fr) * | 2000-06-30 | 2002-01-10 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Amplificateur haute frequence |
| KR100366251B1 (ko) * | 1998-07-14 | 2002-12-31 | 후지쯔 가부시끼가이샤 | 가변 이득 회로 |
| JP2003008371A (ja) * | 2001-06-19 | 2003-01-10 | Sony Corp | Ｒｓｓｉ回路 |
| WO2003028210A1 (fr) * | 2001-09-20 | 2003-04-03 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Amplificateur a gain variable a faible consommation d'energie |
| JP2003534673A (ja) * | 1999-11-12 | 2003-11-18 | ジー・シー・ティー・セミコンダクター・インク | 単一チップｃｍｏｓ送信機／受信機およびその使用方法 |
| KR100468358B1 (ko) * | 2002-05-29 | 2005-01-27 | 인티그런트 테크놀로지즈(주) | 이득 곡선의 기울기 특성이 향상된 가변 이득 증폭기 |
| US6958656B2 (en) | 1999-10-28 | 2005-10-25 | Renesas Technology Corp. | Power amplifier module |
| CN105720938A (zh) * | 2016-01-22 | 2016-06-29 | 西安电子科技大学 | 一种dB线性超宽带可变增益放大器 |
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