JPH07212412A - 直流再生回路 - Google Patents
直流再生回路Info
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- JPH07212412A JPH07212412A JP6284226A JP28422694A JPH07212412A JP H07212412 A JPH07212412 A JP H07212412A JP 6284226 A JP6284226 A JP 6284226A JP 28422694 A JP28422694 A JP 28422694A JP H07212412 A JPH07212412 A JP H07212412A
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- circuit
- clamp
- capacitors
- voltage
- output
- Prior art date
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-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K5/00—Manipulating of pulses not covered by one of the other main groups of this subclass
- H03K5/003—Changing the DC level
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K5/00—Manipulating of pulses not covered by one of the other main groups of this subclass
- H03K5/01—Shaping pulses
- H03K5/08—Shaping pulses by limiting; by thresholding; by slicing, i.e. combined limiting and thresholding
Landscapes
- Physics & Mathematics (AREA)
- Nonlinear Science (AREA)
- Dc Digital Transmission (AREA)
- Tone Control, Compression And Expansion, Limiting Amplitude (AREA)
- Amplifiers (AREA)
- Oscillators With Electromechanical Resonators (AREA)
- Manipulation Of Pulses (AREA)
- Circuits Of Receivers In General (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 平均レベルシフトの発生を防止したデジタル
無線受信機用の直流再生回路を得る。 【構成】 デジタルＦＭ無線受信機のための直流再生回
路では、変化する直流レベルに重ねられた低いレベルの
差信号として、復調された信号が復調器の出力に現れ、
差信号の通路は容量的に比較器の入力に結合され、入力
の間の電圧が所定値を越えるとき、これら入力の電圧回
遊はクランプされる。
無線受信機用の直流再生回路を得る。 【構成】 デジタルＦＭ無線受信機のための直流再生回
路では、変化する直流レベルに重ねられた低いレベルの
差信号として、復調された信号が復調器の出力に現れ、
差信号の通路は容量的に比較器の入力に結合され、入力
の間の電圧が所定値を越えるとき、これら入力の電圧回
遊はクランプされる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、例えばデジタル無線受
信機に使用される直流再生回路に関する。
信機に使用される直流再生回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来のデジタル無線受信機用の直流再生
回路の例およびその動作タイミングを図３〜図７に示
す。図面を参照すると、デジタル無線のようなデジタル
システムでは、データは可変直流レベルに重ねられた低
いレベルの信号として存在する。
回路の例およびその動作タイミングを図３〜図７に示
す。図面を参照すると、デジタル無線のようなデジタル
システムでは、データは可変直流レベルに重ねられた低
いレベルの信号として存在する。
【０００３】このような状況はデジタルＦＭ無線の直角
復調器の出力において起こるだろう。そこで理想的に復
調器出力は、比較器に結合された直流となり、比較器は
最大の雑音除去と最小のパルス引き延ばしを供給するた
めの揺れの中心でアナログ出力を切り分ける。送信機と
受信機の間の避けられない周波数の誤りのため、復調器
の出力中の直流レベルは、復調器が直流への周波数応答
をもっているので知られていないだろう。この直流エラ
ーは比較器がデータを中心から切り取り、雑音除去を減
らし、パルスの伸長や縮小を引き起こす。極端な例で
は、直流エラーは信号の振幅より大きいことや、比較器
出力で出力を出さないことがある。これらの影響は図４
に示されている。
復調器の出力において起こるだろう。そこで理想的に復
調器出力は、比較器に結合された直流となり、比較器は
最大の雑音除去と最小のパルス引き延ばしを供給するた
めの揺れの中心でアナログ出力を切り分ける。送信機と
受信機の間の避けられない周波数の誤りのため、復調器
の出力中の直流レベルは、復調器が直流への周波数応答
をもっているので知られていないだろう。この直流エラ
ーは比較器がデータを中心から切り取り、雑音除去を減
らし、パルスの伸長や縮小を引き起こす。極端な例で
は、直流エラーは信号の振幅より大きいことや、比較器
出力で出力を出さないことがある。これらの影響は図４
に示されている。
【０００４】これらの影響に対処するため、明確な解決
は信号を比較器へ交流結合することである。しかし交流
結合はまた強いパルス引き伸ばしを生ぜしめる。なぜな
らシグナルの平均レベル、およびそれに伴うスライスレ
ベルがデータの内容に左右されるからである。これらの
影響は図６に示されいる。
は信号を比較器へ交流結合することである。しかし交流
結合はまた強いパルス引き伸ばしを生ぜしめる。なぜな
らシグナルの平均レベル、およびそれに伴うスライスレ
ベルがデータの内容に左右されるからである。これらの
影響は図６に示されいる。
【０００５】交流結合により生じる直流レベルでの変化
に対処する良く知られた方法は、適用できるデータスラ
イスを使用することである。ここでデータの正と負のピ
ークは検出されたピークであり、データのスライスレベ
ルがこれらのレベルの間の中間点にセットされる。この
システムの欠点はピーク検出器がデータの変化に対応す
る早い応答時間を持たなければならないことであり、そ
してスライスレベルを確保するための遅い減衰時間は似
通ったデータビットの長い連続の間、維持される。無線
システムから復調された信号に生じるかもしれない振幅
雑音の存在において、ピーク検出器は、雑音に反応し、
減衰期間が経過するまで不正確なスライスレベルをセッ
トする。
に対処する良く知られた方法は、適用できるデータスラ
イスを使用することである。ここでデータの正と負のピ
ークは検出されたピークであり、データのスライスレベ
ルがこれらのレベルの間の中間点にセットされる。この
システムの欠点はピーク検出器がデータの変化に対応す
る早い応答時間を持たなければならないことであり、そ
してスライスレベルを確保するための遅い減衰時間は似
通ったデータビットの長い連続の間、維持される。無線
システムから復調された信号に生じるかもしれない振幅
雑音の存在において、ピーク検出器は、雑音に反応し、
減衰期間が経過するまで不正確なスライスレベルをセッ
トする。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】他の方法は図７に示す
ような信号を直流再生する半導体ダイオードを使うこと
である。しかしダイオードの順電圧降下は効果的に働く
復調器からアナログ信号の振幅に匹敵しなくてはならな
い。ダイオードの急進的順電圧降下が製造工程に左右さ
れる少数の固定された値に限られているので、信号の振
幅にほとんど選択の余地がない。さらにダイオードの弱
い制限特性は伝導が電圧の比較的広い範囲を越えて起こ
るので乏しい直流再生を引き起こす。
ような信号を直流再生する半導体ダイオードを使うこと
である。しかしダイオードの順電圧降下は効果的に働く
復調器からアナログ信号の振幅に匹敵しなくてはならな
い。ダイオードの急進的順電圧降下が製造工程に左右さ
れる少数の固定された値に限られているので、信号の振
幅にほとんど選択の余地がない。さらにダイオードの弱
い制限特性は伝導が電圧の比較的広い範囲を越えて起こ
るので乏しい直流再生を引き起こす。
【０００７】本発明は、平均レベルシフトの発生を防止
したデジタルラジオ受信機用の直流再生回路を提供する
ことを目的とする。
したデジタルラジオ受信機用の直流再生回路を提供する
ことを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】本発明によれば、第一と
第二の入力回線の間に区別して現れるデジタルデータ信
号のための直流再生回路は、前記データ信号が可変直流
レベルに重ねられることができ、前記の第一と第二の回
線にそれぞれ接続された第一と第二の一連のコンデンサ
と、第一と第二の入力回線の間の差動電圧が所定値を越
えているとき、それぞれのコンデンサの出力側の回遊電
圧をクランプするため配列された前記第一と第二の直列
コンデンサの出力側にそれぞれ接続された第一と第二の
クランプトランジスタ回路手段とを有する。
第二の入力回線の間に区別して現れるデジタルデータ信
号のための直流再生回路は、前記データ信号が可変直流
レベルに重ねられることができ、前記の第一と第二の回
線にそれぞれ接続された第一と第二の一連のコンデンサ
と、第一と第二の入力回線の間の差動電圧が所定値を越
えているとき、それぞれのコンデンサの出力側の回遊電
圧をクランプするため配列された前記第一と第二の直列
コンデンサの出力側にそれぞれ接続された第一と第二の
クランプトランジスタ回路手段とを有する。
【０００９】第一と第二のクランプトランジスタ回路手
段は、前記の第一と第二のコンデンサの出力側の間に結
合されたエミッタコレクタ通路を有する別々のクランプ
トランジスタと、前記の回線の間の差動電圧がそれぞれ
ある点で前記の所定値を越える時、個々のクランプトラ
ンジスタのバイアス電極にバイアスをかけるように配列
された差動増幅器をそれぞれ有してもよい。
段は、前記の第一と第二のコンデンサの出力側の間に結
合されたエミッタコレクタ通路を有する別々のクランプ
トランジスタと、前記の回線の間の差動電圧がそれぞれ
ある点で前記の所定値を越える時、個々のクランプトラ
ンジスタのバイアス電極にバイアスをかけるように配列
された差動増幅器をそれぞれ有してもよい。
【００１０】あるいは第一と第二のクランプ回路手段は
個々のコンデンサの出力側と直流再生回路の電圧供給回
線の間に結合されたエミッタコレクタ通路をもつ個々の
クランプトランジスタをそれぞれ含んでもよい。
個々のコンデンサの出力側と直流再生回路の電圧供給回
線の間に結合されたエミッタコレクタ通路をもつ個々の
クランプトランジスタをそれぞれ含んでもよい。
【００１１】
【作用及び実施例】本発明による直流再生回路を、添付
図面を参照して述べる。上記の他の方法の欠点を克服す
るため、図１に示される回路は、交流結合された異なる
信号の十分な直流再生を供給するために開発された。こ
の回路は図７のダイオード回路と同様の方法で動作す
る。しかし回路が電圧のより制限された範囲をこえて動
作するので制限動作は難しい。そして制限電圧は一対の
電源や抵抗の値を変えることによって正確に広い範囲を
制御されることができる。この回路は特にパイポーラ集
積回路の集積化に適している、しかしまた個別部品を使
って組み立てることができる。
図面を参照して述べる。上記の他の方法の欠点を克服す
るため、図１に示される回路は、交流結合された異なる
信号の十分な直流再生を供給するために開発された。こ
の回路は図７のダイオード回路と同様の方法で動作す
る。しかし回路が電圧のより制限された範囲をこえて動
作するので制限動作は難しい。そして制限電圧は一対の
電源や抵抗の値を変えることによって正確に広い範囲を
制御されることができる。この回路は特にパイポーラ集
積回路の集積化に適している、しかしまた個別部品を使
って組み立てることができる。
【００１２】回路図は図２に示され、異なる入力信号の
相対的な極性によるクランプ作用をそれぞれ供給する二
つの同一回路ＡとＢから成っている。回路の各半分はク
ランプされるべき二つの回線の間に接合されたスイッチ
ングトランジスタの長い切り取られた一対で成ってる。
回路操作は簡略化した図２を考察することによって、最
も良く理解される。ここでスイッチングトランジスタの
コレクタは正の電源に接続され、長い切り取られた一対
へのバイアス抵抗が入力信号から分離されている。この
方法で配置された回路の場合は、回路はトランジスタＴ
Ｒ１のベースがトランジスタＴＲ２のベースよりも負で
ある時、低いインピーダンスを有する。なぜならトラン
ジスタＴＲ１は、トランジスタＴＲ１のベースがより負
になるのを防ぐためスイッチングトランジスタＴＲ３を
オンするためにコレクタ負荷抵抗Ｒ１をオフするからで
ある。トランジスタＴＲ１のベースがトランジスタＴＲ
２のベースよりも正となるとき、トランジスタＴＲ１は
オンとなる。しかしトランジスタＴＲ３のベースエミッ
タ接合はトランジスタＴＲ１へのベース電流の低いレベ
ルにする。この説明から分かるように、回路はトランジ
スタＴＲ２のベースに印加された参照電圧を分圧する信
号に理想的なダイオードの方法で動作する。非導通から
導通へ回路をスイッチするための入力電圧の範囲は長い
クランプされた一対の電圧ゲインを調節することによっ
て、制御されることができる。
相対的な極性によるクランプ作用をそれぞれ供給する二
つの同一回路ＡとＢから成っている。回路の各半分はク
ランプされるべき二つの回線の間に接合されたスイッチ
ングトランジスタの長い切り取られた一対で成ってる。
回路操作は簡略化した図２を考察することによって、最
も良く理解される。ここでスイッチングトランジスタの
コレクタは正の電源に接続され、長い切り取られた一対
へのバイアス抵抗が入力信号から分離されている。この
方法で配置された回路の場合は、回路はトランジスタＴ
Ｒ１のベースがトランジスタＴＲ２のベースよりも負で
ある時、低いインピーダンスを有する。なぜならトラン
ジスタＴＲ１は、トランジスタＴＲ１のベースがより負
になるのを防ぐためスイッチングトランジスタＴＲ３を
オンするためにコレクタ負荷抵抗Ｒ１をオフするからで
ある。トランジスタＴＲ１のベースがトランジスタＴＲ
２のベースよりも正となるとき、トランジスタＴＲ１は
オンとなる。しかしトランジスタＴＲ３のベースエミッ
タ接合はトランジスタＴＲ１へのベース電流の低いレベ
ルにする。この説明から分かるように、回路はトランジ
スタＴＲ２のベースに印加された参照電圧を分圧する信
号に理想的なダイオードの方法で動作する。非導通から
導通へ回路をスイッチするための入力電圧の範囲は長い
クランプされた一対の電圧ゲインを調節することによっ
て、制御されることができる。
【００１３】元の回路に戻って、トランジスタＴＲ２の
ベースは電源Ｉ１から供給された抵抗Ｒ２とＲ３によっ
て形成された電位差計に接続されている。電流は抵抗Ｒ
２とＲ３の結号の入力信号Ｃによって生じた電圧に関わ
らず抵抗Ｒ３に一定の電圧降下を強制する。それ故、ト
ランジスタＴＲ２のベースは、信号Ｃに従いしかし一定
の負の直流レベルシフトをもつ。もし抵抗Ｒ３の電圧降
下がデータのピーク振幅と等しくされるとしたら、電圧
がトランジスタＴＲ２の電圧よりもより負に成る時、よ
り重要なことは、回線Ｃの信号より負である信号のピー
ク振幅以上のとき入力Ｄの信号がクランプされるスイッ
チングトランジスタを二つの入力ＣとＤにわたって結合
することによって回路は完全なダイオードの方法でピー
ク信号振幅へ相違のある電圧をクランプする。図７に示
されるように交差結合した入力と結合された一対のこれ
らの回路は図７で示されるような２つのダイオードへ同
様の方法で動作する。
ベースは電源Ｉ１から供給された抵抗Ｒ２とＲ３によっ
て形成された電位差計に接続されている。電流は抵抗Ｒ
２とＲ３の結号の入力信号Ｃによって生じた電圧に関わ
らず抵抗Ｒ３に一定の電圧降下を強制する。それ故、ト
ランジスタＴＲ２のベースは、信号Ｃに従いしかし一定
の負の直流レベルシフトをもつ。もし抵抗Ｒ３の電圧降
下がデータのピーク振幅と等しくされるとしたら、電圧
がトランジスタＴＲ２の電圧よりもより負に成る時、よ
り重要なことは、回線Ｃの信号より負である信号のピー
ク振幅以上のとき入力Ｄの信号がクランプされるスイッ
チングトランジスタを二つの入力ＣとＤにわたって結合
することによって回路は完全なダイオードの方法でピー
ク信号振幅へ相違のある電圧をクランプする。図７に示
されるように交差結合した入力と結合された一対のこれ
らの回路は図７で示されるような２つのダイオードへ同
様の方法で動作する。
【００１４】入力信号の電圧揺動が小さいとき、スイッ
チングトランジスタが飽和し、回路動作に逆に影響を及
ぼすという危険がある。この問題を克服するため、スイ
ッチングトランジスタのコレクタが入力信号回線の代わ
りに電圧ＶＣＣへ結合される場合に回路の修正が可能で
ある。この形では、回路が最も負の入力であり、比較器
への両回線がデータ内容に左右される平均レベルをかえ
る時、回路が各コンデンサに充電電流を供給するだけで
ある。平均レベルのシフトは比較器に共通モードとして
現れ、回路動作には影響を与えない。
チングトランジスタが飽和し、回路動作に逆に影響を及
ぼすという危険がある。この問題を克服するため、スイ
ッチングトランジスタのコレクタが入力信号回線の代わ
りに電圧ＶＣＣへ結合される場合に回路の修正が可能で
ある。この形では、回路が最も負の入力であり、比較器
への両回線がデータ内容に左右される平均レベルをかえ
る時、回路が各コンデンサに充電電流を供給するだけで
ある。平均レベルのシフトは比較器に共通モードとして
現れ、回路動作には影響を与えない。
【００１５】
【発明の効果】本発明によれば、第一と第二の入力回線
の間に区別して現れるデジタルデータ信号のための直流
再生回路は、データ信号が可変直流レベルに重ねられる
ことができ、第一と第二の回線にそれぞれ接続された第
一と第二の一連のコンデンサと、第一と第二の入力回線
の間の差動電圧が所定値を越えているとき、それぞれの
コンデンサの出力側の回遊電圧をクランプするため配列
された第一と第二の直列コンデンサの出力側にそれぞれ
接続された第一と第二のクランプトランジスタ回路手段
とを有するから、第一および第二の入力回線間の差異と
して現れる可変直流レベルに重ねられたデジタルデータ
信号の平均レベルシフトはコンパレータに対する共通モ
ードに現れ、回路動作に影響しない。
の間に区別して現れるデジタルデータ信号のための直流
再生回路は、データ信号が可変直流レベルに重ねられる
ことができ、第一と第二の回線にそれぞれ接続された第
一と第二の一連のコンデンサと、第一と第二の入力回線
の間の差動電圧が所定値を越えているとき、それぞれの
コンデンサの出力側の回遊電圧をクランプするため配列
された第一と第二の直列コンデンサの出力側にそれぞれ
接続された第一と第二のクランプトランジスタ回路手段
とを有するから、第一および第二の入力回線間の差異と
して現れる可変直流レベルに重ねられたデジタルデータ
信号の平均レベルシフトはコンパレータに対する共通モ
ードに現れ、回路動作に影響しない。
【図１】本発明による直流再生回路を示す図である。
【図２】本発明による他の直流再生回路を簡略化した形
で示す図である。
で示す図である。
【図３】従来の直流結合の回路構成例を示す図である。
【図４】図３の動作を示す図である。
【図５】従来の交流結合の回路構成例を示す図である。
【図６】図５の動作を示す図である。
【図７】従来の基本的なダイオードクランプ回路を示す
図である。
図である。
ＴＲ１，ＴＲ２，ＴＲ３ トランジスタ １，２，３ 抵抗 Ｃ，Ｄ 信号
Claims (3)
- 【請求項１】 第一と第二の入力回線の間に区別して現
れるデジタルデータ信号のための直流再生回路におい
て、該回路は、前記データ信号が可変直流レベルに重ね
られることができ、前記の第一と第二の回線にそれぞれ
接続された第一と第二の一連のコンデンサと、第一と第
二の入力回線の間の差動電圧が所定値を越えていると
き、それぞれのコンデンサの出力側の回遊電圧をクラン
プするため配列された前記第一と第二の直列コンデンサ
の出力側にそれぞれ接続された第一と第二のクランプト
ランジスタ回路手段とを有することを特徴とする直流再
生回路。 - 【請求項２】 前記第一と第二のクランプトランジスタ
回路手段は、前記の第一と第二のコンデンサの出力側の
間に結合されたエミッタコレクタ通路を有する別々のク
ランプトランジスタと、前記の回線の間の差動電圧がそ
れぞれある点で前記の所定値を越える時、個々のクラン
プトランジスタのバイアス電極にバイアスをかけるよう
に配列された差動増幅器をそれぞれ有することを特徴と
する請求項１記載の直流再生回路。 - 【請求項３】 前記第一と第二のクランプ回路手段は、
個々のコンデンサの出力側と直流再生回路の電圧供給回
線の間に結合されたエミッタコレクタ通路をもつ個々の
クランプトランジスタと、前記回線間の差異電圧がそれ
ぞれの感度内の前記所定の値を超えた時、クランプトラ
ンジスタのベース電極を前方バイアスするように配置さ
れた差動増幅器とにより前記第一および第二のクランプ
トランジスタ回路手段をそれぞれ有することを特徴とす
る請求項１記載の直流再生回路。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| GB9322273A GB2283381B (en) | 1993-10-29 | 1993-10-29 | DC restoration circuit |
| GB9322273.5 | 1993-10-29 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07212412A true JPH07212412A (ja) | 1995-08-11 |
| JP3500442B2 JP3500442B2 (ja) | 2004-02-23 |
Family
ID=10744289
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP28422694A Expired - Fee Related JP3500442B2 (ja) | 1993-10-29 | 1994-10-25 | 直流再生回路 |
Country Status (7)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5587681A (ja) |
| EP (1) | EP0652638B1 (ja) |
| JP (1) | JP3500442B2 (ja) |
| AT (1) | ATE179290T1 (ja) |
| CA (1) | CA2134530A1 (ja) |
| DE (1) | DE69417992T2 (ja) |
| GB (1) | GB2283381B (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH11289355A (ja) * | 1998-01-29 | 1999-10-19 | Fairchild Semiconductor Corp | 差動ドライバ用クランプ |
| JP2006209327A (ja) * | 2005-01-26 | 2006-08-10 | Ricoh Co Ltd | 定電圧回路及びその定電圧回路を有する半導体装置 |
Families Citing this family (17)
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| FR2737632B1 (fr) * | 1995-08-01 | 1997-10-24 | Peugeot | Dispositif de transmission d'informations en differentiel entre au moins deux organes d'un vehicule automobile |
| US5920223A (en) * | 1996-12-12 | 1999-07-06 | Xilinx, Inc. | Method and apparatus to improve immunity to common-mode noise |
| DE19933607A1 (de) * | 1999-07-17 | 2001-01-18 | Henkel Ecolab Gmbh & Co Ohg | Alkalische, blockförmige Reinigungsmittelformulierungen |
| US6349121B1 (en) * | 2000-03-15 | 2002-02-19 | Memorylink, Inc. | Baseband data slicing method and apparatus |
| US7312739B1 (en) | 2000-05-23 | 2007-12-25 | Marvell International Ltd. | Communication driver |
| US7194037B1 (en) | 2000-05-23 | 2007-03-20 | Marvell International Ltd. | Active replica transformer hybrid |
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| US7433665B1 (en) | 2000-07-31 | 2008-10-07 | Marvell International Ltd. | Apparatus and method for converting single-ended signals to a differential signal, and transceiver employing same |
| USRE41831E1 (en) | 2000-05-23 | 2010-10-19 | Marvell International Ltd. | Class B driver |
| US7606547B1 (en) | 2000-07-31 | 2009-10-20 | Marvell International Ltd. | Active resistance summer for a transformer hybrid |
| TW200525867A (en) | 2004-01-21 | 2005-08-01 | Renesas Tech Corp | Voltage clamp circuit, switching power supply apparatus, semiconductor IC device, and voltage level converting circuit |
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| WO2013158088A1 (en) * | 2012-04-18 | 2013-10-24 | Hewlett-Packard Development Company, L.P. | Circuit providing dc voltages to differential signal lines via restore pulse |
| US10616013B1 (en) * | 2018-12-27 | 2020-04-07 | Emhiser Research Limited | DC coupled digital demodulator with drift eliminator |
| CN117526877A (zh) * | 2023-12-06 | 2024-02-06 | 惠然科技有限公司 | 电子显微镜的信号放大系统、产品及其探测信号放大方法 |
Family Cites Families (7)
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|---|---|---|---|---|
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