JPH07194115A - 直流電源装置 - Google Patents
直流電源装置Info
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- JPH07194115A JPH07194115A JP5336132A JP33613293A JPH07194115A JP H07194115 A JPH07194115 A JP H07194115A JP 5336132 A JP5336132 A JP 5336132A JP 33613293 A JP33613293 A JP 33613293A JP H07194115 A JPH07194115 A JP H07194115A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 多出力を持つ電源の基本出力回路の負荷変動
の影響を補助出力回路に与えないようにして、負荷変動
に対する応答性を向上する。 【構成】 直流電源１に第１のスイッチング素子２とス
イッチングトランス３の１次巻線Ｎ１を接続し、スイッ
チングトランス３の２次巻線Ｎ２に接続した整流平滑回
路６の出力電圧を検出し第１のスイッチング素子２を制
御する基本出力回路２２を接続する。スイッチングトラ
ンス３の３次巻線Ｎ３に第２のスイッチング素子１０を
有する整流平滑回路１１を備えた補助出力回路３１を接
続し、第１のスイッチング素子２の導通期間を検出する
タイミング検出回路４４の出力により第３のスイッチン
グ素子４６を動作させて充放電コンデンサ１４を放電
し、この充放電コンデンサ１４の端子電圧で第２のスイ
ッチング素子１０を駆動する。
の影響を補助出力回路に与えないようにして、負荷変動
に対する応答性を向上する。 【構成】 直流電源１に第１のスイッチング素子２とス
イッチングトランス３の１次巻線Ｎ１を接続し、スイッ
チングトランス３の２次巻線Ｎ２に接続した整流平滑回
路６の出力電圧を検出し第１のスイッチング素子２を制
御する基本出力回路２２を接続する。スイッチングトラ
ンス３の３次巻線Ｎ３に第２のスイッチング素子１０を
有する整流平滑回路１１を備えた補助出力回路３１を接
続し、第１のスイッチング素子２の導通期間を検出する
タイミング検出回路４４の出力により第３のスイッチン
グ素子４６を動作させて充放電コンデンサ１４を放電
し、この充放電コンデンサ１４の端子電圧で第２のスイ
ッチング素子１０を駆動する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、各種電子機器の電源と
して利用される直流電源装置に関する。
して利用される直流電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】近年、直流電源装置は機器の小型化に伴
いスイッチング電源装置に置き換わりつつある。しか
し、多出力直流電源装置の基本出力回路は安定化されて
いるが、他の出力は十分安定化されないため、ドロッパ
回路を必要とするが電力の損失が大きい。
いスイッチング電源装置に置き換わりつつある。しか
し、多出力直流電源装置の基本出力回路は安定化されて
いるが、他の出力は十分安定化されないため、ドロッパ
回路を必要とするが電力の損失が大きい。
【０００３】従来、この種の直流電源装置は、図３に示
すように構成して上記問題を解決している。以下、その
構成について説明する。
すように構成して上記問題を解決している。以下、その
構成について説明する。
【０００４】図に示すように、直流電源１に第１のスイ
ッチング素子２とスイッチングトランス３の１次巻線Ｎ
１の直列回路を接続し、スイッチングトランス３の２次
巻線Ｎ２にダイオード４とコンデンサ５で構成した整流
平滑回路６を接続している。スイッチングトランス３の
３次巻線Ｎ３に補助出力回路７を接続しており、この補
助出力回路７は、ダイオード８とコンデンサ９と第２の
スイッチング素子１０とからなる整流平滑回路１１と、
この整流平滑回路１１に接続した基準電圧源１２と誤差
増幅器１３と充放電コンデンサ１４とからなる充電回路
１５と、充放電コンデンサ１４に接続したスイッチング
トランス３の３次巻線Ｎ３と抵抗１６からなる放電回路
１７と、充放電コンデンサ１４の両端電圧によって第２
のスイッチング素子１０を駆動する補助回路１８ａとで
構成している。整流平滑回路６に基準電圧源１９と誤差
増幅器２０とからなる電圧検出回路２１を接続し、この
電圧検出回路２１の出力により駆動回路１８ｂを介して
第１のスイッチング素子２を制御するようにし、基本出
力回路２２を構成している。基本出力回路２２と補助出
力回路７にそれぞれ負荷２３，２４を接続し、負荷２４
にかかる電圧は、負荷２３にかかる電圧のスイッチング
トランス３の巻線比（Ｎ３／Ｎ２）倍より低く設定して
いる。
ッチング素子２とスイッチングトランス３の１次巻線Ｎ
１の直列回路を接続し、スイッチングトランス３の２次
巻線Ｎ２にダイオード４とコンデンサ５で構成した整流
平滑回路６を接続している。スイッチングトランス３の
３次巻線Ｎ３に補助出力回路７を接続しており、この補
助出力回路７は、ダイオード８とコンデンサ９と第２の
スイッチング素子１０とからなる整流平滑回路１１と、
この整流平滑回路１１に接続した基準電圧源１２と誤差
増幅器１３と充放電コンデンサ１４とからなる充電回路
１５と、充放電コンデンサ１４に接続したスイッチング
トランス３の３次巻線Ｎ３と抵抗１６からなる放電回路
１７と、充放電コンデンサ１４の両端電圧によって第２
のスイッチング素子１０を駆動する補助回路１８ａとで
構成している。整流平滑回路６に基準電圧源１９と誤差
増幅器２０とからなる電圧検出回路２１を接続し、この
電圧検出回路２１の出力により駆動回路１８ｂを介して
第１のスイッチング素子２を制御するようにし、基本出
力回路２２を構成している。基本出力回路２２と補助出
力回路７にそれぞれ負荷２３，２４を接続し、負荷２４
にかかる電圧は、負荷２３にかかる電圧のスイッチング
トランス３の巻線比（Ｎ３／Ｎ２）倍より低く設定して
いる。
【０００５】上記構成において動作を説明すると、第１
のスイッチング素子２がオンの時、スイッチトランス３
に電力が蓄えられ、また、充放電コンデンサ１４はダイ
オード２５と抵抗１６を通じて放電され、第２のスイッ
チング素子１０はオンとなり、第１のスイッチング素子
２がオフになると、スイッチングトランス３の２次巻線
Ｎ２の巻線電圧は負荷２３にかかる電圧より低いため、
ダイオード４は非導通状態となり、スイッチングトラン
ス３に蓄えられた電力はコンデンサ９で平滑されて負荷
２４に供給される。また、充放電コンデンサ１４は、誤
差増幅器１３より抵抗２６を通じて充電され、駆動回路
１８ａによって第２のスイッチング素子１０はオフとな
り、スイッチングトランス３に蓄えられた電力はコンデ
ンサ１５で平滑され、負荷２３に供給されてスイッチン
グトランス３に蓄えられた電力がなくなると、第１のス
イッチング素子２がオンとなり、同様の動作を繰り返
す。
のスイッチング素子２がオンの時、スイッチトランス３
に電力が蓄えられ、また、充放電コンデンサ１４はダイ
オード２５と抵抗１６を通じて放電され、第２のスイッ
チング素子１０はオンとなり、第１のスイッチング素子
２がオフになると、スイッチングトランス３の２次巻線
Ｎ２の巻線電圧は負荷２３にかかる電圧より低いため、
ダイオード４は非導通状態となり、スイッチングトラン
ス３に蓄えられた電力はコンデンサ９で平滑されて負荷
２４に供給される。また、充放電コンデンサ１４は、誤
差増幅器１３より抵抗２６を通じて充電され、駆動回路
１８ａによって第２のスイッチング素子１０はオフとな
り、スイッチングトランス３に蓄えられた電力はコンデ
ンサ１５で平滑され、負荷２３に供給されてスイッチン
グトランス３に蓄えられた電力がなくなると、第１のス
イッチング素子２がオンとなり、同様の動作を繰り返
す。
【０００６】この動作を図４（ａ）〜（ｅ）を参照しな
がら詳細に説明すると、図４（ａ）において、破線ａは
負荷２３が大きい場合のスイッチングトランス３の３次
巻線Ｎ３の電圧を示し、実線ｂは負荷２３が小さい場合
のスイッチングトランス３の３次巻線Ｎ３の電圧を示し
ており、第１のスイッチング素子２のオン期間をそれぞ
れｔ1，ｔ2とする。図４（ｂ）は充放電コンデンサ１４
の端子電圧を示しており、第１のスイッチング素子２が
オンしている期間は、ダイオード２５がオンして抵抗１
６を介して充放電コンデンサ１４が放電される。ここ
で、負荷２３が変化すると、第１のスイッチング素子２
のオン期間が図４（ａ）の破線と実線のように変化した
場合、充放電コンデンサ１４の放電電圧が図４（ｂ）に
示すように大きく上下する。その状態から、つぎに充放
電コンデンサ１４への充電が開始される（第１のスイッ
チング素子２がオフし、ダイオード２５もオフした状
態）と、負荷２３が急速に増加した場合、図４（ｂ）の
一点鎖線ｃで示す充電特性をとる。これは、負荷２４が
変化しなければ負荷２４の端子電圧も同様であり、誤差
増幅器１３の出力も同じであるから抵抗２６を介して充
電されるためである。その結果、第２のスイッチング素
子１０の駆動信号は、図４（ｃ）に示すように、本来の
信号ｄより広くなる。そして、コンデンサ９と負荷２４
への電流が図４（ｄ）の一点鎖線ｃで示すように過充電
となる。そこで、つぎの周期では、この状態を補正制御
するために、図４（ｄ）のｄより短くなり、制御系の安
定性が悪い。そこで、誤差増幅器１３の入力端子と出力
端子間に抵抗２７とコンデンサ２８を接続して補助出力
回路７の動作を安定させ、誤差増幅器２０の入力端子と
出力端子間に抵抗２９とコンデンサ３０を接続して基本
出力回路２２の動作を安定させる。
がら詳細に説明すると、図４（ａ）において、破線ａは
負荷２３が大きい場合のスイッチングトランス３の３次
巻線Ｎ３の電圧を示し、実線ｂは負荷２３が小さい場合
のスイッチングトランス３の３次巻線Ｎ３の電圧を示し
ており、第１のスイッチング素子２のオン期間をそれぞ
れｔ1，ｔ2とする。図４（ｂ）は充放電コンデンサ１４
の端子電圧を示しており、第１のスイッチング素子２が
オンしている期間は、ダイオード２５がオンして抵抗１
６を介して充放電コンデンサ１４が放電される。ここ
で、負荷２３が変化すると、第１のスイッチング素子２
のオン期間が図４（ａ）の破線と実線のように変化した
場合、充放電コンデンサ１４の放電電圧が図４（ｂ）に
示すように大きく上下する。その状態から、つぎに充放
電コンデンサ１４への充電が開始される（第１のスイッ
チング素子２がオフし、ダイオード２５もオフした状
態）と、負荷２３が急速に増加した場合、図４（ｂ）の
一点鎖線ｃで示す充電特性をとる。これは、負荷２４が
変化しなければ負荷２４の端子電圧も同様であり、誤差
増幅器１３の出力も同じであるから抵抗２６を介して充
電されるためである。その結果、第２のスイッチング素
子１０の駆動信号は、図４（ｃ）に示すように、本来の
信号ｄより広くなる。そして、コンデンサ９と負荷２４
への電流が図４（ｄ）の一点鎖線ｃで示すように過充電
となる。そこで、つぎの周期では、この状態を補正制御
するために、図４（ｄ）のｄより短くなり、制御系の安
定性が悪い。そこで、誤差増幅器１３の入力端子と出力
端子間に抵抗２７とコンデンサ２８を接続して補助出力
回路７の動作を安定させ、誤差増幅器２０の入力端子と
出力端子間に抵抗２９とコンデンサ３０を接続して基本
出力回路２２の動作を安定させる。
【０００７】また、補助出力回路７の負荷２４が無負荷
に近いとき、充放電コンデンサ１４への充放電電流が図
４（ｂ）の二点鎖線ｅに示すように少なくなると、第２
のスイッチング素子１０への駆動信号が図４（ｃ）に示
すように遅れるため、図４（ａ）に示すように、第１の
スイッチング素子２がオフになった直後にパルス状の電
圧が発生してノイズが発生する。
に近いとき、充放電コンデンサ１４への充放電電流が図
４（ｂ）の二点鎖線ｅに示すように少なくなると、第２
のスイッチング素子１０への駆動信号が図４（ｃ）に示
すように遅れるため、図４（ａ）に示すように、第１の
スイッチング素子２がオフになった直後にパルス状の電
圧が発生してノイズが発生する。
【０００８】負荷２４にかかる出力電圧は、以上の動作
により第２のスイッチング素子１０のオン，オフによっ
て一定に保たれる。負荷２４にかかる出力電圧は、検出
電圧と基準電圧源１９と比較し、増幅して駆動回路１８
ｂに帰還された信号によって、第１のスイッチング素子
２のオン期間を制御して常に一定に保たれる。
により第２のスイッチング素子１０のオン，オフによっ
て一定に保たれる。負荷２４にかかる出力電圧は、検出
電圧と基準電圧源１９と比較し、増幅して駆動回路１８
ｂに帰還された信号によって、第１のスイッチング素子
２のオン期間を制御して常に一定に保たれる。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】以上のような従来の直
流電源装置では、基本出力回路２２の負荷２３が変動し
た時に、補助出力回路７の充放電コンデンサ１４に影響
を与える。その影響を低減するために、誤差増幅器１
３，２０の入力端子と出力端子間にそれぞれコンデンサ
と抵抗が必要となり、また、各出力電圧のリップル電圧
が大きくなるとともに負荷変動に対する応答が悪くなる
という問題があり、また、負荷２４が少ないときにノイ
ズが大きくなる欠点があった。
流電源装置では、基本出力回路２２の負荷２３が変動し
た時に、補助出力回路７の充放電コンデンサ１４に影響
を与える。その影響を低減するために、誤差増幅器１
３，２０の入力端子と出力端子間にそれぞれコンデンサ
と抵抗が必要となり、また、各出力電圧のリップル電圧
が大きくなるとともに負荷変動に対する応答が悪くなる
という問題があり、また、負荷２４が少ないときにノイ
ズが大きくなる欠点があった。
【００１０】本発明は上記課題を解決するもので、高安
定で安価、そしてノイズの少ない直流電源装置を提供す
ることを目的としている。
定で安価、そしてノイズの少ない直流電源装置を提供す
ることを目的としている。
【００１１】
【課題を解決するための手段】本発明は上記目的を達成
するために、直流電源と第１のスイッチング素子との直
列回路を１次巻線に接続したスイッチングトランスと、
前記スイッチングトランスの２次巻線に接続した整流平
滑回路の出力電池を検出して前記第１のスイッチング素
子を制御するように構成した基本出力回路と、前記スイ
ッチングトランスの２次巻線または他の巻線に１個以上
接続した補助出力回路とを備え、前記補助出力回路は、
ダイオードとコンデンサと第２のスイッチング素子とか
らなる整流平滑回路と、前記整流平滑回路に接続した基
準電圧源と誤差増幅器と充放電コンデンサとからなる充
電回路と、前記スイッチングトランスの出力電圧から前
記第１のスイッチング素子が導通している期間を検出す
るタイミング検出回路と、前記タイミング検出回路の出
力で前記充放電コンデンサを放電する第３のスイッチン
グ素子と、前記充放電コンデンサの両端電圧により前記
第２のスイッチング素子を駆動する駆動回路とで構成し
たことを課題解決手段としている。
するために、直流電源と第１のスイッチング素子との直
列回路を１次巻線に接続したスイッチングトランスと、
前記スイッチングトランスの２次巻線に接続した整流平
滑回路の出力電池を検出して前記第１のスイッチング素
子を制御するように構成した基本出力回路と、前記スイ
ッチングトランスの２次巻線または他の巻線に１個以上
接続した補助出力回路とを備え、前記補助出力回路は、
ダイオードとコンデンサと第２のスイッチング素子とか
らなる整流平滑回路と、前記整流平滑回路に接続した基
準電圧源と誤差増幅器と充放電コンデンサとからなる充
電回路と、前記スイッチングトランスの出力電圧から前
記第１のスイッチング素子が導通している期間を検出す
るタイミング検出回路と、前記タイミング検出回路の出
力で前記充放電コンデンサを放電する第３のスイッチン
グ素子と、前記充放電コンデンサの両端電圧により前記
第２のスイッチング素子を駆動する駆動回路とで構成し
たことを課題解決手段としている。
【００１２】
【作用】本発明は上記した課題解決手段により、基本出
力回路の負荷が変動したときにも補助出力回路の制御を
行なう充放電コンデンサに影響を与えることがなく、そ
の結果、誤差増幅器の入力端子と出力端子間にコンデン
サと抵抗が不要となり、各出力電圧のリップル電圧が小
さくなるとともに負荷変動に対する応答が良くなる。ま
た、補助出力回路の負荷が少ないときにもノイズが出な
い安定した損失の少ない安価な制御が可能となる。
力回路の負荷が変動したときにも補助出力回路の制御を
行なう充放電コンデンサに影響を与えることがなく、そ
の結果、誤差増幅器の入力端子と出力端子間にコンデン
サと抵抗が不要となり、各出力電圧のリップル電圧が小
さくなるとともに負荷変動に対する応答が良くなる。ま
た、補助出力回路の負荷が少ないときにもノイズが出な
い安定した損失の少ない安価な制御が可能となる。
【００１３】
【実施例】以下、本発明の一実施例を図１を参照しなが
ら説明する。なお、上記従来例と同じ構成のものは同一
符号を付して説明を省略する。
ら説明する。なお、上記従来例と同じ構成のものは同一
符号を付して説明を省略する。
【００１４】図に示すように、補助出力回路３１は、整
流平滑回路１１と、基準電圧源１２とトランジスタ３
２，３３からなる誤差増幅器３４と充放電コンデンサ１
４とで構成した充電回路３５と、スイッチングトランス
３の３次巻線Ｎ３の電圧を抵抗３６，３７で介在し、コ
ンデンサ３８を介して直流分をカットして抵抗３９，４
０にバイアス電圧を与え、インバータ４１と抵抗４２と
ダイオード４３によって第１のスイッチング素子２のオ
ン期間を検出するタイミング検出回路４４と、このタイ
ミング検出回路４４の出力で抵抗４５を通してオンさせ
充放電コンデンサ１４を放電させる第３のスイッチング
素子４６と、トランジスタ４７，４８，４９を有し、充
放電コンデンサ１４の両端電圧により第２のスイッチン
グ素子１０を駆動する駆動回路５０とで構成している。
流平滑回路１１と、基準電圧源１２とトランジスタ３
２，３３からなる誤差増幅器３４と充放電コンデンサ１
４とで構成した充電回路３５と、スイッチングトランス
３の３次巻線Ｎ３の電圧を抵抗３６，３７で介在し、コ
ンデンサ３８を介して直流分をカットして抵抗３９，４
０にバイアス電圧を与え、インバータ４１と抵抗４２と
ダイオード４３によって第１のスイッチング素子２のオ
ン期間を検出するタイミング検出回路４４と、このタイ
ミング検出回路４４の出力で抵抗４５を通してオンさせ
充放電コンデンサ１４を放電させる第３のスイッチング
素子４６と、トランジスタ４７，４８，４９を有し、充
放電コンデンサ１４の両端電圧により第２のスイッチン
グ素子１０を駆動する駆動回路５０とで構成している。
【００１５】この補助出力回路３１は、スイッチングト
ランス３の２次巻線Ｎ２に接続してもよく、２個以上設
けてもよい。また、負荷２４にかかる電圧は、負荷２３
にかかる電圧のスイッチングトランス３の巻線比（Ｎ３
／Ｎ２）倍より低く設定している。これは、補助出力回
路３１のダイオード８、第２のスイッチング素子１０が
オンしている期間は、基本出力回路２２のスイッチング
トランス３の２次巻線Ｎ２の電圧が低いので、ダイオー
ド４をオフするためである。
ランス３の２次巻線Ｎ２に接続してもよく、２個以上設
けてもよい。また、負荷２４にかかる電圧は、負荷２３
にかかる電圧のスイッチングトランス３の巻線比（Ｎ３
／Ｎ２）倍より低く設定している。これは、補助出力回
路３１のダイオード８、第２のスイッチング素子１０が
オンしている期間は、基本出力回路２２のスイッチング
トランス３の２次巻線Ｎ２の電圧が低いので、ダイオー
ド４をオフするためである。
【００１６】上記構成において、図２（ａ）〜（ｆ）を
参照しながら動作を説明すると、第１のスイッチング素
子２がオンのとき、スイッチングトランス３に電力が蓄
えられる。そのとき、図２（ａ）に示すようなスイッチ
ングトランス３の３次巻線Ｎ３の電圧を抵抗３６，３７
で介在し、コンデンサ３８を介して直流分をカットし、
抵抗３９，４０でバイアス電圧を与えると、インバータ
４１の出力は逆極性の電圧が現れ、抵抗４２とダイオー
ド４３によってインバータ４１の入力に帰還すると、図
２（ｂ）に示すように、第１のスイッチング素子２のオ
ン期間のみを検出できる。ここで、図２の破線ａは負荷
２３が大きい場合を示し、実線ｂは負荷２３が小さい場
合を示しており、第１のスイッチング素子２のオン期間
をそれぞれｔ1，ｔ2とする。そして、インバータ４１の
出力を抵抗４５を介して第３のスイッチング素子４６に
加え、図２（ｃ）に示すように、オンさせることにより
充放電コンデンサ１４を放電する。その後、充放電コン
デンサ１４への充電となり、第３のスイッチング素子４
６がオフし、基準電圧源１２に比べて負荷２４の電圧が
上昇するまで、トランジスタ３２，３３で構成する誤差
増幅器３４から図２（ｃ）の充電期間ｔ3の間、充放電
コンデンサ１４へ充電電流が流れる。ここで、負荷２３
が大きい場合と小さい場合とで、充放電コンデンサ１４
の充電期間ｔ 3は全く影響を受けない。これは、充放電
コンデンサ１４が第３のスイッチング素子４６によって
常に一定電圧まで放電されるためである。
参照しながら動作を説明すると、第１のスイッチング素
子２がオンのとき、スイッチングトランス３に電力が蓄
えられる。そのとき、図２（ａ）に示すようなスイッチ
ングトランス３の３次巻線Ｎ３の電圧を抵抗３６，３７
で介在し、コンデンサ３８を介して直流分をカットし、
抵抗３９，４０でバイアス電圧を与えると、インバータ
４１の出力は逆極性の電圧が現れ、抵抗４２とダイオー
ド４３によってインバータ４１の入力に帰還すると、図
２（ｂ）に示すように、第１のスイッチング素子２のオ
ン期間のみを検出できる。ここで、図２の破線ａは負荷
２３が大きい場合を示し、実線ｂは負荷２３が小さい場
合を示しており、第１のスイッチング素子２のオン期間
をそれぞれｔ1，ｔ2とする。そして、インバータ４１の
出力を抵抗４５を介して第３のスイッチング素子４６に
加え、図２（ｃ）に示すように、オンさせることにより
充放電コンデンサ１４を放電する。その後、充放電コン
デンサ１４への充電となり、第３のスイッチング素子４
６がオフし、基準電圧源１２に比べて負荷２４の電圧が
上昇するまで、トランジスタ３２，３３で構成する誤差
増幅器３４から図２（ｃ）の充電期間ｔ3の間、充放電
コンデンサ１４へ充電電流が流れる。ここで、負荷２３
が大きい場合と小さい場合とで、充放電コンデンサ１４
の充電期間ｔ 3は全く影響を受けない。これは、充放電
コンデンサ１４が第３のスイッチング素子４６によって
常に一定電圧まで放電されるためである。
【００１７】これは、基本出力回路２２の負荷２３が急
変しても補助出力回路３１に影響しないのであり、電源
回路全体が安定に動作する。その結果、誤差増幅器２
０，３４のフィルターが不要となり、リップル電圧が小
さく、かつ負荷変動に対する応答がはやくなる。
変しても補助出力回路３１に影響しないのであり、電源
回路全体が安定に動作する。その結果、誤差増幅器２
０，３４のフィルターが不要となり、リップル電圧が小
さく、かつ負荷変動に対する応答がはやくなる。
【００１８】つぎに、この充放電コンデンサ１４の両端
電圧によって、トランジスタ４７をスイッチングし、抵
抗５１，５２とトランジスタ４８，４９で第２のスイッ
チング素子１０を図２（ｄ）に示すような駆動信号で駆
動する。そして、第１のスイッチング素子２がオフとな
り、第２のスイッチング素子１０がオンで、ダイオード
８もオンになる。スイッチングトランス３の２次巻線Ｎ
２の電圧は、負荷２３にかかる電圧より低いため、ダイ
オード４は非導通となり、スイッチングトランス３に蓄
えられた電力は、図２（ｅ）に示すように、第２のスイ
ッチング素子１０とダイオード８がオンであり、コンデ
ンサ９で平滑されて負荷２４に供給される。負荷２４の
電圧が上昇し、充放電コンデンサ１４への充電が終わる
と、第２のスイッチング素子１０はオフとなり、スイッ
チングトランス３に蓄えられた電力がなくなると第１の
スイッチング素子（２）がオンとなり、同様の動作を繰
り返す。
電圧によって、トランジスタ４７をスイッチングし、抵
抗５１，５２とトランジスタ４８，４９で第２のスイッ
チング素子１０を図２（ｄ）に示すような駆動信号で駆
動する。そして、第１のスイッチング素子２がオフとな
り、第２のスイッチング素子１０がオンで、ダイオード
８もオンになる。スイッチングトランス３の２次巻線Ｎ
２の電圧は、負荷２３にかかる電圧より低いため、ダイ
オード４は非導通となり、スイッチングトランス３に蓄
えられた電力は、図２（ｅ）に示すように、第２のスイ
ッチング素子１０とダイオード８がオンであり、コンデ
ンサ９で平滑されて負荷２４に供給される。負荷２４の
電圧が上昇し、充放電コンデンサ１４への充電が終わる
と、第２のスイッチング素子１０はオフとなり、スイッ
チングトランス３に蓄えられた電力がなくなると第１の
スイッチング素子（２）がオンとなり、同様の動作を繰
り返す。
【００１９】負荷２４にかかる出力電圧は、以上の動作
により第２のスイッチング素子１０のオン，オフによっ
て一定に保たれる。負荷２３にかかる出力電圧は、検出
電圧と基準電圧源１９と比較し、増幅して駆動回路１８
ｂに帰還された信号によって第１のスイッチング素子２
のオン期間を制御し、常に一定に保たれる。
により第２のスイッチング素子１０のオン，オフによっ
て一定に保たれる。負荷２３にかかる出力電圧は、検出
電圧と基準電圧源１９と比較し、増幅して駆動回路１８
ｂに帰還された信号によって第１のスイッチング素子２
のオン期間を制御し、常に一定に保たれる。
【００２０】
【発明の効果】以上の実施例から明らかなように本発明
によれば、第１のスイッチング素子が導通している期間
を検出するタイミング検出回路の出力で充放電コンデン
サを放電する第３のスイッチング素子を備えたから、基
本出力回路の負荷が変動したときにも補助出力回路の制
御を行なう充放電コンデンサに影響を与えることがな
く、その結果、誤差増幅器の入力端子と出力端子間にコ
ンデンサと抵抗が不要となり、各出力電圧のリップル電
圧が小さくなるとともに負荷変動に対する応答が良くな
り、さらに、補助出力回路の負荷が少ないときにもノイ
ズが少なく、損失の少ない安定した安価な直流電源装置
が得られる。
によれば、第１のスイッチング素子が導通している期間
を検出するタイミング検出回路の出力で充放電コンデン
サを放電する第３のスイッチング素子を備えたから、基
本出力回路の負荷が変動したときにも補助出力回路の制
御を行なう充放電コンデンサに影響を与えることがな
く、その結果、誤差増幅器の入力端子と出力端子間にコ
ンデンサと抵抗が不要となり、各出力電圧のリップル電
圧が小さくなるとともに負荷変動に対する応答が良くな
り、さらに、補助出力回路の負荷が少ないときにもノイ
ズが少なく、損失の少ない安定した安価な直流電源装置
が得られる。
【図１】本発明の一実施例の直流電源装置の回路図
【図２】（ａ）〜（ｆ）同直流電源装置の動作タイムチ
ャート
ャート
【図３】従来の直流電源装置の回路図
【図４】（ａ）〜（ｅ）同直流電源装置のタイムチャー
ト
ト
１ 直流電源 ２ 第１のスイッチング素子 ３ スイッチングトランス ６ 整流平滑回路 ８ ダイオード ９ コンデンサ １０ 第２のスイッチング素子 １１ 整流平滑回路 １２ 基準電圧源 １４ 充放電コンデンサ ２２ 基本出力回路 ３１ 補助出力回路 ３４ 誤差増幅器 ３５ 充電回路 ４４ タイミング検出回路 ４６ 第３のスイッチング素子 ５０ 駆動回路 Ｎ１ １次巻線 Ｎ２ ２次巻線 Ｎ３ ３次巻線
Claims (1)
- 【請求項１】 直流電源と第１のスイッチング素子との
直列回路を１次巻線に接続したスイッチングトランス
と、前記スイッチングトランスの２次巻線に接続した整
流平滑回路の出力電圧を検出して前記第１のスイッチン
グ素子を制御するように構成した基本出力回路と、前記
スイッチングトランスの２次巻線または他の巻線に１個
以上接続した補助出力回路とを備え、前記補助出力回路
は、ダイオードとコンデンサと第２のスイッチング素子
とからなる整流平滑回路と、前記整流平滑回路に接続し
た基準電圧源と誤差増幅器と充放電コンデンサとからな
る充放電回路と、前記スイッチングトランスの出力電圧
から前記第１のスイッチング素子が導通している期間を
検出するタイミング検出回路と、前記タイミング検出回
路の出力で前記充放電コンデンサを放電する第３のスイ
ッチング素子と、前記充放電コンデンサの両端電圧によ
り前記第２のスイッチング素子を駆動する駆動回路とで
構成した直流電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP33613293A JP3203922B2 (ja) | 1993-12-28 | 1993-12-28 | 直流電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP33613293A JP3203922B2 (ja) | 1993-12-28 | 1993-12-28 | 直流電源装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07194115A true JPH07194115A (ja) | 1995-07-28 |
| JP3203922B2 JP3203922B2 (ja) | 2001-09-04 |
Family
ID=18296033
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP33613293A Expired - Fee Related JP3203922B2 (ja) | 1993-12-28 | 1993-12-28 | 直流電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3203922B2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007195283A (ja) * | 2006-01-17 | 2007-08-02 | Sanken Electric Co Ltd | 多出力スイッチング電源装置 |
| JP2010239754A (ja) * | 2009-03-31 | 2010-10-21 | Panasonic Corp | 時分割制御電源 |
-
1993
- 1993-12-28 JP JP33613293A patent/JP3203922B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007195283A (ja) * | 2006-01-17 | 2007-08-02 | Sanken Electric Co Ltd | 多出力スイッチング電源装置 |
| JP2010239754A (ja) * | 2009-03-31 | 2010-10-21 | Panasonic Corp | 時分割制御電源 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3203922B2 (ja) | 2001-09-04 |
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