JPH07184361A - 車両用発電電動装置 - Google Patents
車両用発電電動装置Info
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- JPH07184361A JPH07184361A JP5326597A JP32659793A JPH07184361A JP H07184361 A JPH07184361 A JP H07184361A JP 5326597 A JP5326597 A JP 5326597A JP 32659793 A JP32659793 A JP 32659793A JP H07184361 A JPH07184361 A JP H07184361A
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- H01L29/12—Semiconductor bodies ; Multistep manufacturing processes therefor characterised by the materials of which they are formed
- H01L29/16—Semiconductor bodies ; Multistep manufacturing processes therefor characterised by the materials of which they are formed including, apart from doping materials or other impurities, only elements of Group IV of the Periodic Table
- H01L29/1608—Silicon carbide
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- H01L29/43—Electrodes ; Multistep manufacturing processes therefor characterised by the materials of which they are formed
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 車両用発電電動機の交流・直流変換素子の発
電作動時の耐圧性向上、電動作動時の低オン抵抗化を図
る。 【構成】 エンジンのクランク軸に連結された回転軸と
共に回転する回転界磁極と、ハウジングに固定された電
機子コイルおよびこれに巻回された電機子コイルを有す
る電機子と、複数のＭＯＳＦＥＴにより構成され、前記
電機子コイルとバッテリとの間に接続された交流−直流
交換手段と、この交流−直流変換手段の前記ＭＯＳＦＥ
Ｔを、前記電機子コイルに発生する交流出力を直流出力
に変換して前記バッテリを充電する発電モードと、前記
電機子コイルが前記回転界磁極の磁界に対して一定の位
相差をもつ回転磁界を形成するよう、バッテリから前記
電機子コイルに通電する電動モードと、に切換えて作動
させる切換手段と、を備え、前記ＭＯＳＦＥＴはＳｉＣ
を素材として形成している。
電作動時の耐圧性向上、電動作動時の低オン抵抗化を図
る。 【構成】 エンジンのクランク軸に連結された回転軸と
共に回転する回転界磁極と、ハウジングに固定された電
機子コイルおよびこれに巻回された電機子コイルを有す
る電機子と、複数のＭＯＳＦＥＴにより構成され、前記
電機子コイルとバッテリとの間に接続された交流−直流
交換手段と、この交流−直流変換手段の前記ＭＯＳＦＥ
Ｔを、前記電機子コイルに発生する交流出力を直流出力
に変換して前記バッテリを充電する発電モードと、前記
電機子コイルが前記回転界磁極の磁界に対して一定の位
相差をもつ回転磁界を形成するよう、バッテリから前記
電機子コイルに通電する電動モードと、に切換えて作動
させる切換手段と、を備え、前記ＭＯＳＦＥＴはＳｉＣ
を素材として形成している。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、エンジンからトルクを
受けて発電する機能及びエンジンにトルクを与える電動
機能を有する車両用発電電動装置に関する。
受けて発電する機能及びエンジンにトルクを与える電動
機能を有する車両用発電電動装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、特開昭６３−２０２２５５に示さ
れるように、電機子コイルの電流を制御する開閉素子に
ＭＯＳＦＥＴを用い、かつこのＭＯＳＦＥＴの耐電圧補
償をツェナーダイオードで行うようにした発電電動装置
が知られている。
れるように、電機子コイルの電流を制御する開閉素子に
ＭＯＳＦＥＴを用い、かつこのＭＯＳＦＥＴの耐電圧補
償をツェナーダイオードで行うようにした発電電動装置
が知られている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】前記従来技術は、従来
ＭＯＳ（Ｓｉ）においてそのオン抵抗が素子の必要耐圧
とトレードオフの関係にあることに着眼して、パワーツ
ェナーダイオードを付加することによりＭＯＳの耐圧を
低く設定して素子耐圧層を導く低オン抵抗として始動機
能を向上している点で一定の効果があると考えられる。
しかしこの従来技術は、付加するパワーツェナーが発電
時の整流ダイオードとしての常時大電流電仕様でなけれ
ばならないことや、その素子間のツェナー電圧にばらつ
きがあるとサージ吸吸時に特定のツェナー電圧の低い素
子にエネルギーが集中して破壊し易いため、サージ耐量
を大きく設定したり或はツェナー電圧の出来上りデータ
をチェックして選別工程を通す必要があり、きわめてコ
スト高になる。また、ツェナー用の放熱フィンが別途必
要となり大型になるなどの問題点がある。
ＭＯＳ（Ｓｉ）においてそのオン抵抗が素子の必要耐圧
とトレードオフの関係にあることに着眼して、パワーツ
ェナーダイオードを付加することによりＭＯＳの耐圧を
低く設定して素子耐圧層を導く低オン抵抗として始動機
能を向上している点で一定の効果があると考えられる。
しかしこの従来技術は、付加するパワーツェナーが発電
時の整流ダイオードとしての常時大電流電仕様でなけれ
ばならないことや、その素子間のツェナー電圧にばらつ
きがあるとサージ吸吸時に特定のツェナー電圧の低い素
子にエネルギーが集中して破壊し易いため、サージ耐量
を大きく設定したり或はツェナー電圧の出来上りデータ
をチェックして選別工程を通す必要があり、きわめてコ
スト高になる。また、ツェナー用の放熱フィンが別途必
要となり大型になるなどの問題点がある。
【０００４】すなわち、上記従来技術は、発電電動装置
において、発電時に内部で発生する高い電圧（例えば１
２Ｖ系バッテリの場合十倍以上１５０〜３００Ｖ）に対
して素子を保護する必要性が生じ、そのために素子のオ
ン抵抗が（電動作動のみを行う機械において必要素子耐
圧が電源電圧の数倍程度で済む場合と比較して）高くな
らざるを得ず、その高いオン抵抗素子（耐圧層の厚い素
子）でもってとりわけ静止エンジンを起動する際の大始
動電流を通電制御するため（抵抗性素子であるから）さ
らに大きなオン抵抗となり、印加されたバッテリ電圧の
かなりの割合を電圧降下として失わせるという不具合を
ＭＯＳＦＥＴに付加要件を追加して解決するものであ
り、上述したような要件追加に起因する問題が新たに発
生してしまう。
において、発電時に内部で発生する高い電圧（例えば１
２Ｖ系バッテリの場合十倍以上１５０〜３００Ｖ）に対
して素子を保護する必要性が生じ、そのために素子のオ
ン抵抗が（電動作動のみを行う機械において必要素子耐
圧が電源電圧の数倍程度で済む場合と比較して）高くな
らざるを得ず、その高いオン抵抗素子（耐圧層の厚い素
子）でもってとりわけ静止エンジンを起動する際の大始
動電流を通電制御するため（抵抗性素子であるから）さ
らに大きなオン抵抗となり、印加されたバッテリ電圧の
かなりの割合を電圧降下として失わせるという不具合を
ＭＯＳＦＥＴに付加要件を追加して解決するものであ
り、上述したような要件追加に起因する問題が新たに発
生してしまう。
【０００５】本発明は上記不具合を、従来Ｓｉ−ＭＯＳ
とは本質的に異なる格段に高耐圧かつ低オン抵抗特性を
もたらす素子を採用することにより解決するものであ
る。
とは本質的に異なる格段に高耐圧かつ低オン抵抗特性を
もたらす素子を採用することにより解決するものであ
る。
【０００６】
【課題を解決するための手段】本発明は、エンジンのク
ランク軸に連結された回転軸と共に回転する回転界磁極
と、ハウジングに固定された電機子コイルおよびこれに
巻回された電機子コイルを有する電機子と、複数のＭＯ
ＳＦＥＴにより構成され、前記電機子コイルとバッテリ
との間に接続された交流−直流変換手段と、この交流−
直流変換手段の前記ＭＯＳＦＥＴを、前記電機子コイル
に発生する交流出力を直流出力に変換して前記バッテリ
を充電する発電モードと、前記電機子コイルが前記回転
界磁極の磁界に対して一定の位相差をもつ回転磁界を形
成するよう、前記バッテリから前記電機子コイルに通電
する電動モードに切換えて作動させる切換手段と、を備
え、前記ＭＯＳＦＥＴはＳｉＣを素材として形成されて
いることを特徴とする車両用発電電動装置を提供する。
ランク軸に連結された回転軸と共に回転する回転界磁極
と、ハウジングに固定された電機子コイルおよびこれに
巻回された電機子コイルを有する電機子と、複数のＭＯ
ＳＦＥＴにより構成され、前記電機子コイルとバッテリ
との間に接続された交流−直流変換手段と、この交流−
直流変換手段の前記ＭＯＳＦＥＴを、前記電機子コイル
に発生する交流出力を直流出力に変換して前記バッテリ
を充電する発電モードと、前記電機子コイルが前記回転
界磁極の磁界に対して一定の位相差をもつ回転磁界を形
成するよう、前記バッテリから前記電機子コイルに通電
する電動モードに切換えて作動させる切換手段と、を備
え、前記ＭＯＳＦＥＴはＳｉＣを素材として形成されて
いることを特徴とする車両用発電電動装置を提供する。
【０００７】
【作用及び発明の効果】上記構成によると、発電時に高
い耐圧を求められるとともに電動時に大電流に対して低
オン抵抗を求められる交流−直流変換手段のＭＯＳ−Ｆ
ＥＴにＳｉＣを適用したことにより、素子部で電圧降下
として失われる分が著しく減少し、ほとんどバッテリ電
圧そのままを電機子巻線に与えることができるため良好
な駆動トルクを得ることができる。
い耐圧を求められるとともに電動時に大電流に対して低
オン抵抗を求められる交流−直流変換手段のＭＯＳ−Ｆ
ＥＴにＳｉＣを適用したことにより、素子部で電圧降下
として失われる分が著しく減少し、ほとんどバッテリ電
圧そのままを電機子巻線に与えることができるため良好
な駆動トルクを得ることができる。
【０００８】
【実施例】以下本発明の実施例を図面に基づいて説明す
る。図１は本案の第一実施例を示す構成図である。励磁
調節手段を有さない磁石式回転子１と回転子によって誘
導発電される三相電機子巻線５によって、発電機が構成
される。この発電機はスタータにより始動される車両エ
ンジン３０によりベルトにて増速比約３で駆動される。
る。図１は本案の第一実施例を示す構成図である。励磁
調節手段を有さない磁石式回転子１と回転子によって誘
導発電される三相電機子巻線５によって、発電機が構成
される。この発電機はスタータにより始動される車両エ
ンジン３０によりベルトにて増速比約３で駆動される。
【０００９】図２〜図５は発電機の構成を示している。
これらの図に示すように、発電機外殻は一体の電気良導
性金属よりなるフロントハウジング１４とリアハウジン
グ１５で構成されており、４本のスルーボルト２３で結
合されている。ハウジング１４及び１５の内周にはステ
ータコア２が固定され、ステータコア２には三相電機子
巻線５が巻装されている。
これらの図に示すように、発電機外殻は一体の電気良導
性金属よりなるフロントハウジング１４とリアハウジン
グ１５で構成されており、４本のスルーボルト２３で結
合されている。ハウジング１４及び１５の内周にはステ
ータコア２が固定され、ステータコア２には三相電機子
巻線５が巻装されている。
【００１０】ハウジング１４、１５に固定されたベアリ
ング２１、２２は回転子を回転自在に支持している。回
転子１は、１６極と多極の界磁子となっており磁石１８
とロータコア１２とそれらを支持する非磁性部材２０と
シャフト１６とにより構成される。リアハウジング１５
の内側には、集積整流装置１０がビスにより固定されて
いる。集積整流装置１０は前記三相電機子巻線端子の接
近位置に配置されかつ電機子巻線端子の取出し部に対応
した位置にまで短距離に延在した三相交流出力電流の入
力端子１０ｂと直流電流出力端子１０ｃとバッテリ信号
入力端子１０ｂの入出力端子を持ち、三相電機子巻線５
と三相交流電流入力端子１０ｂとが後述の冷却風吐出窓
２６の位置において軟ろう付けで結線され、直流電流出
力端子１０ｃと車両バッテリ（図示せず）の正極端子と
を連絡するハーネス（図示せず）とはナットで結線さ
れ、バッテリ信号入力端子１０ｄとエンジンキースイッ
チ信号端子１０ａはコネクタで結線される。この一体成
形された集積整流１０は、入力端子を除き電磁シールド
と放熱のため、金属製の電磁シールド部材９で囲包され
ている。
ング２１、２２は回転子を回転自在に支持している。回
転子１は、１６極と多極の界磁子となっており磁石１８
とロータコア１２とそれらを支持する非磁性部材２０と
シャフト１６とにより構成される。リアハウジング１５
の内側には、集積整流装置１０がビスにより固定されて
いる。集積整流装置１０は前記三相電機子巻線端子の接
近位置に配置されかつ電機子巻線端子の取出し部に対応
した位置にまで短距離に延在した三相交流出力電流の入
力端子１０ｂと直流電流出力端子１０ｃとバッテリ信号
入力端子１０ｂの入出力端子を持ち、三相電機子巻線５
と三相交流電流入力端子１０ｂとが後述の冷却風吐出窓
２６の位置において軟ろう付けで結線され、直流電流出
力端子１０ｃと車両バッテリ（図示せず）の正極端子と
を連絡するハーネス（図示せず）とはナットで結線さ
れ、バッテリ信号入力端子１０ｄとエンジンキースイッ
チ信号端子１０ａはコネクタで結線される。この一体成
形された集積整流１０は、入力端子を除き電磁シールド
と放熱のため、金属製の電磁シールド部材９で囲包され
ている。
【００１１】集積整流装置１０は三相全波整流半導体回
路１０ｅと、それを制御する電機子電流切換え制御回路
１０ｆと、界磁正極回転角検出部１０ｇとを有する。該
界磁正極回転角検出部１０ｇは図２に示す如く前記界磁
回転子に設けられた磁石８に近接して前記集積整流装置
の天井板部材９ａよりも突出しており、この部分に磁界
センサー（図示せず）を具備している。
路１０ｅと、それを制御する電機子電流切換え制御回路
１０ｆと、界磁正極回転角検出部１０ｇとを有する。該
界磁正極回転角検出部１０ｇは図２に示す如く前記界磁
回転子に設けられた磁石８に近接して前記集積整流装置
の天井板部材９ａよりも突出しており、この部分に磁界
センサー（図示せず）を具備している。
【００１２】回転子１にはその両側端面にファン１７が
設けられており、冷却風２４をフロントハウジング１４
とリヤハウジング１５に設けられた吸入窓２５から吸入
する。集積整流１０、吸入窓２５及び吐出窓２６はほぼ
遠心方向へ並ぶように配置されている。これにより、冷
却風の一部は、ファン１７に対面してファン１７のシュ
ラウドのなすところの電磁シールド部材９の天井側部材
９ａの表面にあたって、吐出窓２６から吐出する。また
同様に、電磁シールド部材９の底側部材９ｂはリヤハウ
ジング１５に熱伝達良好に密着して取り付けられてい
る。
設けられており、冷却風２４をフロントハウジング１４
とリヤハウジング１５に設けられた吸入窓２５から吸入
する。集積整流１０、吸入窓２５及び吐出窓２６はほぼ
遠心方向へ並ぶように配置されている。これにより、冷
却風の一部は、ファン１７に対面してファン１７のシュ
ラウドのなすところの電磁シールド部材９の天井側部材
９ａの表面にあたって、吐出窓２６から吐出する。また
同様に、電磁シールド部材９の底側部材９ｂはリヤハウ
ジング１５に熱伝達良好に密着して取り付けられてい
る。
【００１３】上記構成を有する集積整流装置１０は、従
来の車両用交流発電機の電圧調整器（レギュレータ）と
三相全波整流器とを有する車両用交流発電機の三相全波
整流器に比較して、軸方向リヤハウジング１５き端面正
績の占有率がやく半減しておりこの省スペース化によ
り、リヤハウジングの吸気窓面積がアップし通風抵抗の
低減により前記整流制御装置のみならず前記電機子巻線
の昇温防止降下をもたらし配線や導線き抵抗増加が抑制
されトルクロスを低減することが出来る。
来の車両用交流発電機の電圧調整器（レギュレータ）と
三相全波整流器とを有する車両用交流発電機の三相全波
整流器に比較して、軸方向リヤハウジング１５き端面正
績の占有率がやく半減しておりこの省スペース化によ
り、リヤハウジングの吸気窓面積がアップし通風抵抗の
低減により前記整流制御装置のみならず前記電機子巻線
の昇温防止降下をもたらし配線や導線き抵抗増加が抑制
されトルクロスを低減することが出来る。
【００１４】次に回路構成を図１に基づいて詳細に説明
する。三相全波整流半導体回路１０ｅは、単結晶の、特
に結晶構造がいわゆる６Ｈ−ＳｉＣと呼ばれるＳｉＣを
素材するチャンネルエンハンスメント形式のＭＯＳパワ
ートランジスタ１９ａ〜１９ｆからなる三相全波整流器
であって、ハイサイドのトランジスタ１９ａ〜１９ｃ共
通ソース領域および電極を有してお三相電機子巻線５の
各相出力端とバッテリ２１の高位端とを接続しており、
ローサイドのトランジスタ１０ｄ〜１９ｆは共通ドレイ
ン領域および電極を有しており三相電機子巻線５の各相
出力端とバッテリ２１の低位端とを接続している。
する。三相全波整流半導体回路１０ｅは、単結晶の、特
に結晶構造がいわゆる６Ｈ−ＳｉＣと呼ばれるＳｉＣを
素材するチャンネルエンハンスメント形式のＭＯＳパワ
ートランジスタ１９ａ〜１９ｆからなる三相全波整流器
であって、ハイサイドのトランジスタ１９ａ〜１９ｃ共
通ソース領域および電極を有してお三相電機子巻線５の
各相出力端とバッテリ２１の高位端とを接続しており、
ローサイドのトランジスタ１０ｄ〜１９ｆは共通ドレイ
ン領域および電極を有しており三相電機子巻線５の各相
出力端とバッテリ２１の低位端とを接続している。
【００１５】電機子電流切換え制御回路１０ｆは、入力
される三相電機子巻線５の各相出力端から各相発電電圧
Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを入力しており、これらの入力信号に
基づいてＭＯＳパワートランジスタ１９ａ〜１９ｆの各
ゲート電極に印加するゲート電圧を制御している。すな
わち、集積整流制御装置１０の電機子電流切換制御回路
１０ｆがバッテリ２１の電圧を読み取り、それば一定と
なるようにＭＯＳパワートランジスタ１９ａ〜１９ｆを
開閉制御する。そしてその切換え制御は、前記界磁正極
の回転角検出部１０ｇの出力信号に基づいて、電機子電
流の作る回転磁界が回転子界磁正極と所定の角度をもっ
て回転するよう同期周波数で行うようにしている。
される三相電機子巻線５の各相出力端から各相発電電圧
Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを入力しており、これらの入力信号に
基づいてＭＯＳパワートランジスタ１９ａ〜１９ｆの各
ゲート電極に印加するゲート電圧を制御している。すな
わち、集積整流制御装置１０の電機子電流切換制御回路
１０ｆがバッテリ２１の電圧を読み取り、それば一定と
なるようにＭＯＳパワートランジスタ１９ａ〜１９ｆを
開閉制御する。そしてその切換え制御は、前記界磁正極
の回転角検出部１０ｇの出力信号に基づいて、電機子電
流の作る回転磁界が回転子界磁正極と所定の角度をもっ
て回転するよう同期周波数で行うようにしている。
【００１６】また、上記電機子電流切換制御回路１０ｆ
は、キースイッチ信号ＩＧやエンジンスタート信号ＳＴ
が入力されており、エンジンスタート時には上記回転磁
界の位置が前記界磁正極に対して直交してモータ作動す
るようなタイミングで電機子電流が切り換えられるよう
にしている。上記したＳｉＣを用いたＭＯＳパワートラ
ンジスタ式三相全波整流器半導体回路１０ｅの詳細を図
６及び図７、図８を参照して以下、更に説明する。ただ
し、図６はこの実施例のＭＯＳパワートランジスタ式三
相全波整流器半導体回路を転記回路風に表現したインバ
ータ回路図であり、図７、図８はＭＯＳパワートランジ
スタ１９ａ〜１９ｆの断面構造の一部を示す。
は、キースイッチ信号ＩＧやエンジンスタート信号ＳＴ
が入力されており、エンジンスタート時には上記回転磁
界の位置が前記界磁正極に対して直交してモータ作動す
るようなタイミングで電機子電流が切り換えられるよう
にしている。上記したＳｉＣを用いたＭＯＳパワートラ
ンジスタ式三相全波整流器半導体回路１０ｅの詳細を図
６及び図７、図８を参照して以下、更に説明する。ただ
し、図６はこの実施例のＭＯＳパワートランジスタ式三
相全波整流器半導体回路を転記回路風に表現したインバ
ータ回路図であり、図７、図８はＭＯＳパワートランジ
スタ１９ａ〜１９ｆの断面構造の一部を示す。
【００１７】図６のＮチャンネルＭＯＳパワートランジ
スタのインバータ回路は、ハイサイドのＭＯＳパワート
ランジスタ１９ａ，１９ｂ，１９ｃのドレイン電極Ｄと
ローサイドのＭＯＳパワートランジスタ１９ｄ，１９
ｅ，１９ｆのソース電極Ｓとが三相電機子巻線５の一相
出力端に接続され、ローサイドのＭＯＳパワートランジ
スタ１９ｄ，１９ｅ，１９ｆのドレイン電極Ｄがバッテ
リ２１の低位端に接続され、ハイサイドのＭＯＳパワー
トランジスタ１０１のソース電極Ｓはバッテリ２１の高
位端に接続される。なお、バッテリ充電時における充電
電流の方向と電子の移動方向とは逆であり、ソース電極
はこの充電時におけるキャリヤ電荷をチャンネルへ注入
する側の電極をいう。
スタのインバータ回路は、ハイサイドのＭＯＳパワート
ランジスタ１９ａ，１９ｂ，１９ｃのドレイン電極Ｄと
ローサイドのＭＯＳパワートランジスタ１９ｄ，１９
ｅ，１９ｆのソース電極Ｓとが三相電機子巻線５の一相
出力端に接続され、ローサイドのＭＯＳパワートランジ
スタ１９ｄ，１９ｅ，１９ｆのドレイン電極Ｄがバッテ
リ２１の低位端に接続され、ハイサイドのＭＯＳパワー
トランジスタ１０１のソース電極Ｓはバッテリ２１の高
位端に接続される。なお、バッテリ充電時における充電
電流の方向と電子の移動方向とは逆であり、ソース電極
はこの充電時におけるキャリヤ電荷をチャンネルへ注入
する側の電極をいう。
【００１８】ＭＯＳパワートランジスタ１９ａ〜１９
ｃ，１９ｄ〜１９ｆでは図７に示す如くＰ型ウエル領域
１０３すなわちゲート電極１１０直下の領域とソース電
極Ｓ又はドレイン電極Ｄとの間にソース接続側の寄生ダ
イオードＤｓとドレイン接続側の寄生ダイオードＤｄと
が周知のように生じるが、Ｐ型ウエル領域１０３への電
位付与の必要から、ハイサイドのＭＯＳパワートランジ
スタ１９ａ，１９ｂ，１９ｃのＰ型ウエル領域１０３は
ドレイン電極Ｄに高抵抗体１２０を通じて接続される。
ｃ，１９ｄ〜１９ｆでは図７に示す如くＰ型ウエル領域
１０３すなわちゲート電極１１０直下の領域とソース電
極Ｓ又はドレイン電極Ｄとの間にソース接続側の寄生ダ
イオードＤｓとドレイン接続側の寄生ダイオードＤｄと
が周知のように生じるが、Ｐ型ウエル領域１０３への電
位付与の必要から、ハイサイドのＭＯＳパワートランジ
スタ１９ａ，１９ｂ，１９ｃのＰ型ウエル領域１０３は
ドレイン電極Ｄに高抵抗体１２０を通じて接続される。
【００１９】一方、ローサイドのＭＯＳパワートランジ
スタも、そのＰ型ウエル領域１０３への電位付与の必要
から、そのＰ型ウエル領域１０３とソース電極Ｓが短絡
されている。これにより、ハイサイドのＭＯＳパワート
ランジスタ１９ａ，１９ｂ，１９ｃにおけるソース接続
側の寄生ダイオードＤｓがバッテリ２１からの上記逆流
を阻止する。
スタも、そのＰ型ウエル領域１０３への電位付与の必要
から、そのＰ型ウエル領域１０３とソース電極Ｓが短絡
されている。これにより、ハイサイドのＭＯＳパワート
ランジスタ１９ａ，１９ｂ，１９ｃにおけるソース接続
側の寄生ダイオードＤｓがバッテリ２１からの上記逆流
を阻止する。
【００２０】一方、例えば１５０オーム以上という高抵
抗値を有する高抵抗体１２０は、発電電圧すなわちロー
サイドのＭＯＳパワートランジスタ１０１のソース電位
が正の場合でかつそのＭＯＳパワートランジスタ（図示
せず）がオフした場合において、電流がドレイン接続側
の寄生ダイオードＤｄを通じての電流の逆流を許容範囲
に圧縮する。
抗値を有する高抵抗体１２０は、発電電圧すなわちロー
サイドのＭＯＳパワートランジスタ１０１のソース電位
が正の場合でかつそのＭＯＳパワートランジスタ（図示
せず）がオフした場合において、電流がドレイン接続側
の寄生ダイオードＤｄを通じての電流の逆流を許容範囲
に圧縮する。
【００２１】次に、図６の二相全波整流器１０のハイサ
イドのＭＯＳパワートランジスタ１０１の断面構造の一
部を図８を参照して説明する。ＳｉＣのＮ+ 型基板１０
６上にＮ型耐圧層１０５がエピタキシャル成長により形
成され、Ｎ型耐圧層１０５の表面部にＰ型ウエル領域１
０３がアルミニウムをイオン注入することにより形成さ
れ、更にＰ型ウエル領域１０３の表面部にＮ+型領域１
０４が窒素をイオン注入することにより形成される。そ
して、ウエハ表面のトレンチ形成予定領域だけを開口し
てレジストや絶縁膜でマスクしつつ周知のＲ，ｉ，Ｅド
ライエッチングによりトレンチ１０８が凹設され、その
後、トレンチ１０８の表面に熱酸化法によりシリコン酸
化膜からなるゲート絶縁膜１０９を形成し、その後、ト
レンチ１０８にドーブドポリシリコンからなるゲート電
極１１０を形成する。
イドのＭＯＳパワートランジスタ１０１の断面構造の一
部を図８を参照して説明する。ＳｉＣのＮ+ 型基板１０
６上にＮ型耐圧層１０５がエピタキシャル成長により形
成され、Ｎ型耐圧層１０５の表面部にＰ型ウエル領域１
０３がアルミニウムをイオン注入することにより形成さ
れ、更にＰ型ウエル領域１０３の表面部にＮ+型領域１
０４が窒素をイオン注入することにより形成される。そ
して、ウエハ表面のトレンチ形成予定領域だけを開口し
てレジストや絶縁膜でマスクしつつ周知のＲ，ｉ，Ｅド
ライエッチングによりトレンチ１０８が凹設され、その
後、トレンチ１０８の表面に熱酸化法によりシリコン酸
化膜からなるゲート絶縁膜１０９を形成し、その後、ト
レンチ１０８にドーブドポリシリコンからなるゲート電
極１１０を形成する。
【００２２】その後、ホトリソグラフィによりフィール
ド絶縁膜（図示せず）を開口し、ニッケル電極１１１を
Ｎ+ 型領域（ソース電極）１０４及びＰ型ウエル領域１
０３にコンタクトし、金電極１１２をＮ+ 型基板（ドレ
イン電極）１０６にコンタクトして素子を完成する。こ
のニッケル電極１１１は、スパッタリングや真空蒸着に
より形成される。
ド絶縁膜（図示せず）を開口し、ニッケル電極１１１を
Ｎ+ 型領域（ソース電極）１０４及びＰ型ウエル領域１
０３にコンタクトし、金電極１１２をＮ+ 型基板（ドレ
イン電極）１０６にコンタクトして素子を完成する。こ
のニッケル電極１１１は、スパッタリングや真空蒸着に
より形成される。
【００２３】このようにすると、ニッケル電極１１１と
Ｐ型ウエル領域１０３との間にニッケルとＳｉＣの高抵
抗の合金層（図示せず）が形成され、この合金層が高抵
抗体１２０を構成する。上記高抵抗体１２０の製造方法
は簡単であり、製造高低を延長しない利点がある。ハイ
サイドトランジスタ１９ａ〜１９ｃにおいて、高抵抗体
は、ドレイン領域とウエル領域との間の寄生ダイオード
（ドレイン接続側の寄生ダイオードＤｄ）と並列に接続
されるので、ウエル領域はこの高抵抗体を通じて電位付
与される。このようにすればソース領域とウエル領域と
の間の寄生ダイオード（ソース接続側の寄生ダイオード
Ｄｓ）を通じて流れるバッテリ充電電流は高抵抗体によ
り大幅に削減され、バッテリ過充電は良好に抑止され
る。
Ｐ型ウエル領域１０３との間にニッケルとＳｉＣの高抵
抗の合金層（図示せず）が形成され、この合金層が高抵
抗体１２０を構成する。上記高抵抗体１２０の製造方法
は簡単であり、製造高低を延長しない利点がある。ハイ
サイドトランジスタ１９ａ〜１９ｃにおいて、高抵抗体
は、ドレイン領域とウエル領域との間の寄生ダイオード
（ドレイン接続側の寄生ダイオードＤｄ）と並列に接続
されるので、ウエル領域はこの高抵抗体を通じて電位付
与される。このようにすればソース領域とウエル領域と
の間の寄生ダイオード（ソース接続側の寄生ダイオード
Ｄｓ）を通じて流れるバッテリ充電電流は高抵抗体によ
り大幅に削減され、バッテリ過充電は良好に抑止され
る。
【００２４】ローサイドトランジスタ１９ｄ〜１９ｆに
おいて、高抵抗体は、上記ソース接続されるので、ウエ
ル領域はこの高抵抗体を通じて電位付与される。このよ
うにすれば、、三相電機子巻線の電位が高く、ＭＯＳパ
ワートランジスタのドレイン電位が低い場合には、上記
寄生ダイオードＤｄは順バイアスとなるが、バッテリか
らこの寄生ダイオードＤｄを通じて逆流する電流はこの
高抵抗体により良好に抑止される。
おいて、高抵抗体は、上記ソース接続されるので、ウエ
ル領域はこの高抵抗体を通じて電位付与される。このよ
うにすれば、、三相電機子巻線の電位が高く、ＭＯＳパ
ワートランジスタのドレイン電位が低い場合には、上記
寄生ダイオードＤｄは順バイアスとなるが、バッテリか
らこの寄生ダイオードＤｄを通じて逆流する電流はこの
高抵抗体により良好に抑止される。
【００２５】したがって、この高抵抗体内蔵ＭＯＳパワ
ートランジスタでは、ウエル領域への電位付与のために
ウエル領域とドレイン領域とを短絡する必要がない。そ
の結果、ウエル領域とドレイン領域との間に耐圧層を設
けることができる。このことは、ソース電極とチャンネ
ル始端との間に耐圧層を設ける必要がないので、ソース
寄生抵抗Ｒｓに基づく大きな電力損失及び発熱を格段に
低減できることを意味する。
ートランジスタでは、ウエル領域への電位付与のために
ウエル領域とドレイン領域とを短絡する必要がない。そ
の結果、ウエル領域とドレイン領域との間に耐圧層を設
けることができる。このことは、ソース電極とチャンネ
ル始端との間に耐圧層を設ける必要がないので、ソース
寄生抵抗Ｒｓに基づく大きな電力損失及び発熱を格段に
低減できることを意味する。
【００２６】この実施例では、ＭＯＳパワートランジス
タオフしている場合に高電圧（例えば＋３００Ｖ）がソ
ース領域１０６とドレイン電極１１１との間に印加され
ると、主にＮ型耐圧層１０５に空乏層を張り出してこの
高電圧に耐えることになる。その結果、このＮ型耐圧層
１０５はソース帰還抵抗Ｒｓとなり、上述したようにそ
れ自身の抵抗とチャンネル抵抗増加効果とにより電力損
失を発生する。
タオフしている場合に高電圧（例えば＋３００Ｖ）がソ
ース領域１０６とドレイン電極１１１との間に印加され
ると、主にＮ型耐圧層１０５に空乏層を張り出してこの
高電圧に耐えることになる。その結果、このＮ型耐圧層
１０５はソース帰還抵抗Ｒｓとなり、上述したようにそ
れ自身の抵抗とチャンネル抵抗増加効果とにより電力損
失を発生する。
【００２７】しかし、この実施例では単結晶Ｓｉを素材
とするので、Ｎ型耐圧層１０５の厚さ及び不純者濃度を
従来のＳｉに比較して大幅に向上することができる。以
下、Ｎ型耐圧層１０５の耐圧う３００Ｖとする場合のＮ
型耐圧層１０５の設計条件を考える。Ｓｉの場合、その
降伏電界強度は約３０Ｖ／μｍであり、Ｎ型耐圧層１０
５の厚さは約２０μｍとなり、その不純物濃度は約１×
１０15原子／ｃｍ3 となり、このＳｉ−Ｎ高耐圧層１０
５の抵抗率は５Ω・ｃｍとなる。
とするので、Ｎ型耐圧層１０５の厚さ及び不純者濃度を
従来のＳｉに比較して大幅に向上することができる。以
下、Ｎ型耐圧層１０５の耐圧う３００Ｖとする場合のＮ
型耐圧層１０５の設計条件を考える。Ｓｉの場合、その
降伏電界強度は約３０Ｖ／μｍであり、Ｎ型耐圧層１０
５の厚さは約２０μｍとなり、その不純物濃度は約１×
１０15原子／ｃｍ3 となり、このＳｉ−Ｎ高耐圧層１０
５の抵抗率は５Ω・ｃｍとなる。
【００２８】一方、ＳｉＣの場合、その降伏電界強度は
約４００Ｖ／μｍであり、Ｎ型耐圧層１０５の厚さは約
４μｍとなり、その不純物濃度は約２×１０16原子原子
／ｃｍ3 となり、その結果、このＮ型耐圧層１０５の抵
抗率は約１．２５Ω・ｃｍとなる。したがって、Ｎ高耐
圧層１０５の抵抗は抵抗率×厚さであるので、ＳｉＣの
Ｎ型耐圧層１０５はＳｉのＮ型耐圧層１０５に比較し
て、約１／２０の抵抗値まで低減可能となる。
約４００Ｖ／μｍであり、Ｎ型耐圧層１０５の厚さは約
４μｍとなり、その不純物濃度は約２×１０16原子原子
／ｃｍ3 となり、その結果、このＮ型耐圧層１０５の抵
抗率は約１．２５Ω・ｃｍとなる。したがって、Ｎ高耐
圧層１０５の抵抗は抵抗率×厚さであるので、ＳｉＣの
Ｎ型耐圧層１０５はＳｉのＮ型耐圧層１０５に比較し
て、約１／２０の抵抗値まで低減可能となる。
【００２９】結局、上記のＳｉＣのＭＯＳパワートラン
ジスタにおける上記ソース寄生抵抗ＲｓはＳｉに比較し
て約１／１５に低減することができ、またそれに応じて
上記説明したようにチャンネル抵抗も大幅に減少するこ
とができ、それらの相乗効果により極めて低損失の車両
用始動兼発電機用の三相全波整流半導体回路部１９を実
現することができる。
ジスタにおける上記ソース寄生抵抗ＲｓはＳｉに比較し
て約１／１５に低減することができ、またそれに応じて
上記説明したようにチャンネル抵抗も大幅に減少するこ
とができ、それらの相乗効果により極めて低損失の車両
用始動兼発電機用の三相全波整流半導体回路部１９を実
現することができる。
【００３０】すなわち、ＳｉＣを採用したことによりＮ
型耐圧層１０５の降伏電界強度の改善することにより、
従来のものからは予測し得ない優れた効率をもつ三相全
波整流半導体回路部１９を実現できることがわかった。
当然、上記した関係はＮ型耐圧層１０５に３００Ｖ以外
の他の高電圧を印加した場合も同じである。上記のよう
に構成された本実施例の三相全波整流器半導体回路部１
９の他の作用効果を以下に説明する。
型耐圧層１０５の降伏電界強度の改善することにより、
従来のものからは予測し得ない優れた効率をもつ三相全
波整流半導体回路部１９を実現できることがわかった。
当然、上記した関係はＮ型耐圧層１０５に３００Ｖ以外
の他の高電圧を印加した場合も同じである。上記のよう
に構成された本実施例の三相全波整流器半導体回路部１
９の他の作用効果を以下に説明する。
【００３１】この磁石式発電機では、高回転域では発電
電圧が増大するため、従来のＭＯＳパワートランジスタ
式三相全波整流器ではＭＯＳパワートランジスタのオフ
時でもバッテリが過充電される問題があった。これは、
バッテリから三相電機子巻線への逆流防止のために寄生
ダイオードＤｄを短絡してウエル領域に電位付与せざる
を得ないためである。この問題を解決するために、本実
施例では、三相全波整流器１９のハイサイドのＭＯＳパ
ワートランジスタ１９ａ〜１９ｃのドレイン電極ＤとＰ
型ウエル領域１０３とを高抵抗体１２０により接続し、
この高高低体１２０を通じてＰ型ウエル領域１０３に電
位付与する。
電圧が増大するため、従来のＭＯＳパワートランジスタ
式三相全波整流器ではＭＯＳパワートランジスタのオフ
時でもバッテリが過充電される問題があった。これは、
バッテリから三相電機子巻線への逆流防止のために寄生
ダイオードＤｄを短絡してウエル領域に電位付与せざる
を得ないためである。この問題を解決するために、本実
施例では、三相全波整流器１９のハイサイドのＭＯＳパ
ワートランジスタ１９ａ〜１９ｃのドレイン電極ＤとＰ
型ウエル領域１０３とを高抵抗体１２０により接続し、
この高高低体１２０を通じてＰ型ウエル領域１０３に電
位付与する。
【００３２】このようにすれば、ハイサイドのＭＯＳパ
ワートランジスタ１９ａ〜１９ｃの寄生ダイオードＤｄ
がチャンネルをバイパスするバッテリ充電電流を阻止す
るために、バッテリ２１の過充電は阻止される。また、
ローサイドトランジスタの高抵抗体１２０は三相電機子
巻線の短絡電流を許容範囲無いに制限する。次に、同一
チップサイズ及び設計ルールで製造したＳｉダイオード
とＳｉのＭＯＳパワートランジスタとＳｉＣのＭＯＳパ
ワートランジスタの電圧・電流特性を図９〜図１０に示
す。ただしそれらの耐圧は２５０Ｖとしている。図９は
Ｓｉダイオードの特性を示し、図１０はＳｉのＭＯＳパ
ワートランジスタの特性を示し、図１１はＳｉＣのＭＯ
Ｓパワートランジスタの試験特性を示す。図９〜図１０
からわかるように、ソースドレイン間電流７５Ａの条件
において本実施例の三相全波整流半導体回路１９は従来
の三相全波整流器に比較して電力損失を９０＆以上削減
することが可能となった。
ワートランジスタ１９ａ〜１９ｃの寄生ダイオードＤｄ
がチャンネルをバイパスするバッテリ充電電流を阻止す
るために、バッテリ２１の過充電は阻止される。また、
ローサイドトランジスタの高抵抗体１２０は三相電機子
巻線の短絡電流を許容範囲無いに制限する。次に、同一
チップサイズ及び設計ルールで製造したＳｉダイオード
とＳｉのＭＯＳパワートランジスタとＳｉＣのＭＯＳパ
ワートランジスタの電圧・電流特性を図９〜図１０に示
す。ただしそれらの耐圧は２５０Ｖとしている。図９は
Ｓｉダイオードの特性を示し、図１０はＳｉのＭＯＳパ
ワートランジスタの特性を示し、図１１はＳｉＣのＭＯ
Ｓパワートランジスタの試験特性を示す。図９〜図１０
からわかるように、ソースドレイン間電流７５Ａの条件
において本実施例の三相全波整流半導体回路１９は従来
の三相全波整流器に比較して電力損失を９０＆以上削減
することが可能となった。
【００３３】図１１に、ＭＯＳパワートランジスタの要
求耐圧を変えた場合のオン抵抗率についての計算結果の
一例を示す。なお、このオン抵抗率はチャンネル抵抗と
Ｎ型耐圧層１０５の抵抗との和であるが、特にチャンネ
ル抵抗は各種ファクタにより変動するものの、図１２か
らわかるように高耐圧領域ではＮ型耐圧層１０５の上記
抵抗が支配的となる。
求耐圧を変えた場合のオン抵抗率についての計算結果の
一例を示す。なお、このオン抵抗率はチャンネル抵抗と
Ｎ型耐圧層１０５の抵抗との和であるが、特にチャンネ
ル抵抗は各種ファクタにより変動するものの、図１２か
らわかるように高耐圧領域ではＮ型耐圧層１０５の上記
抵抗が支配的となる。
【００３４】すなわち、耐圧が増加してもチャンネル抵
抗自体はほとんど変化しないが（ソース寄生抵抗Ｒｓの
増加による上記帰還効果によるチャンネル抵抗の増加を
無視した場合）、Ｎ型耐圧層１０５の抵抗は耐圧に正の
相関関係を保ちつつ増加する。したがって、Ｓｉでは耐
圧２５Ｖ近傍から耐圧増加とともにオン抵抗率が比例的
に増加するものの、ＳｉＣでは耐圧２５０ＶまではＮ型
耐圧層１０５の抵抗増加はほとんど無視でき、耐圧２５
０Ｖを越えてはじめてオン抵抗率がゆっくりと増加する
ことがわかる。
抗自体はほとんど変化しないが（ソース寄生抵抗Ｒｓの
増加による上記帰還効果によるチャンネル抵抗の増加を
無視した場合）、Ｎ型耐圧層１０５の抵抗は耐圧に正の
相関関係を保ちつつ増加する。したがって、Ｓｉでは耐
圧２５Ｖ近傍から耐圧増加とともにオン抵抗率が比例的
に増加するものの、ＳｉＣでは耐圧２５０ＶまではＮ型
耐圧層１０５の抵抗増加はほとんど無視でき、耐圧２５
０Ｖを越えてはじめてオン抵抗率がゆっくりと増加する
ことがわかる。
【００３５】この実施例では、ハイサイドのＭＯＳパワ
ートランジスタ１９ａ〜１９ｃはソース側に耐圧層を有
する共通ソース構造とすることができ、ローサイドのＭ
ＯＳパワートランジスタ１９ｄ〜１９ｆはドレイン側に
耐圧層を有する共通ドレイン構造とすることができるの
で、図１に示すようにコモンソースのハイサイドＭＯＳ
パワートランジスタ１９ａ〜１９ｃを１個のチップで構
成し、図１７に示すようにコモンドレインのローサイド
のＭＯＳパワートランジスタ１９ｄ〜１９ｆを１個のチ
ップで構成している。
ートランジスタ１９ａ〜１９ｃはソース側に耐圧層を有
する共通ソース構造とすることができ、ローサイドのＭ
ＯＳパワートランジスタ１９ｄ〜１９ｆはドレイン側に
耐圧層を有する共通ドレイン構造とすることができるの
で、図１に示すようにコモンソースのハイサイドＭＯＳ
パワートランジスタ１９ａ〜１９ｃを１個のチップで構
成し、図１７に示すようにコモンドレインのローサイド
のＭＯＳパワートランジスタ１９ｄ〜１９ｆを１個のチ
ップで構成している。
【００３６】更に詳しく説明すると、図１において、Ｎ
+ 型基板１０６はハイサイドの角ＭＯＳパワートランジ
スタ１９ａ〜１９ｃの共通のソース電極Ｓを構成し、基
板１０６上には角相のＰ型ウエル領域１０３ａ〜１０３
ｃが互いにパンチスルー不能な距離だけ充分離れて個別
に形成され、各Ｐ型ウエル領域１０３ａ〜１０３ｃの表
面部にはそれぞれＮ+ 型のドレイン領域１０４ａ〜１０
４ｃが個別に形成され、各Ｐ型ウエル領域１０３ａ〜１
０３ｃの表面部には絶縁膜１０９を介してゲート電極１
１０ａ〜１１０ｃが配設され、各ドレイン領域１０４ａ
〜１０４ｃはゲート電極１１０ａ〜１１０ｃにより耐圧
相１０５に個別に導通される。
+ 型基板１０６はハイサイドの角ＭＯＳパワートランジ
スタ１９ａ〜１９ｃの共通のソース電極Ｓを構成し、基
板１０６上には角相のＰ型ウエル領域１０３ａ〜１０３
ｃが互いにパンチスルー不能な距離だけ充分離れて個別
に形成され、各Ｐ型ウエル領域１０３ａ〜１０３ｃの表
面部にはそれぞれＮ+ 型のドレイン領域１０４ａ〜１０
４ｃが個別に形成され、各Ｐ型ウエル領域１０３ａ〜１
０３ｃの表面部には絶縁膜１０９を介してゲート電極１
１０ａ〜１１０ｃが配設され、各ドレイン領域１０４ａ
〜１０４ｃはゲート電極１１０ａ〜１１０ｃにより耐圧
相１０５に個別に導通される。
【００３７】このようにすれば、１チップ上に３個のハ
イサイドのＭＯＳパワートランジスタ１９ａ〜１９ｃか
らなるハーフブリッジをなんら高低を増加することなく
集積できるという優れた効果を奏する。また、各ＭＯＳ
パワートランジスタ１９ａ〜１９ｃの電力損失が小さい
ので、上記集積により各阻止が高温化することも回避で
きる。
イサイドのＭＯＳパワートランジスタ１９ａ〜１９ｃか
らなるハーフブリッジをなんら高低を増加することなく
集積できるという優れた効果を奏する。また、各ＭＯＳ
パワートランジスタ１９ａ〜１９ｃの電力損失が小さい
ので、上記集積により各阻止が高温化することも回避で
きる。
【００３８】また図１において、Ｎ+ 型基板１０６はロ
ーサイドの各ＭＯＳパワートランジスタ１９ｄ〜１９ｆ
の共通のドレイン電極Ｄを構成し、基板１０６上には各
相のＰ型ウエル領域１０３ｄ〜１０３ｆが互いにパンチ
スルー不能な距離だけ充分離れて個別に形成され、各Ｐ
型ウエル領域１０３ｄ〜１０３ｆの表面部にはそれぞれ
Ｎ+ 型のソース領域１０４ｄ〜１０４ｆが個別に形成さ
れ、各Ｐ型ウエル領域１０３ｄ〜１０３ｆの表面部には
絶縁膜１０９を介してゲート電極１１０ｄ〜１１０ｆが
配設され、かくドレイン領域１０４ｄ〜１０４ｆはゲー
ト電極１１０ｄ〜１１０ｆにより耐圧層１０５に個別に
導通させる。
ーサイドの各ＭＯＳパワートランジスタ１９ｄ〜１９ｆ
の共通のドレイン電極Ｄを構成し、基板１０６上には各
相のＰ型ウエル領域１０３ｄ〜１０３ｆが互いにパンチ
スルー不能な距離だけ充分離れて個別に形成され、各Ｐ
型ウエル領域１０３ｄ〜１０３ｆの表面部にはそれぞれ
Ｎ+ 型のソース領域１０４ｄ〜１０４ｆが個別に形成さ
れ、各Ｐ型ウエル領域１０３ｄ〜１０３ｆの表面部には
絶縁膜１０９を介してゲート電極１１０ｄ〜１１０ｆが
配設され、かくドレイン領域１０４ｄ〜１０４ｆはゲー
ト電極１１０ｄ〜１１０ｆにより耐圧層１０５に個別に
導通させる。
【００３９】このようにすれば、１チップ上に３個のハ
イサンドのＭＯＳのパワートランジスタ１９ｄ〜１９ｆ
からなるハーフブリッジをなんら工程を増加することな
く集積できるという優れた効果を奏する。また、各ＭＯ
Ｓパワートランジスタ１９ｄ１９ｆの電力損失が小さい
ので、上記集積により各素子が高温化することも回避で
きる。
イサンドのＭＯＳのパワートランジスタ１９ｄ〜１９ｆ
からなるハーフブリッジをなんら工程を増加することな
く集積できるという優れた効果を奏する。また、各ＭＯ
Ｓパワートランジスタ１９ｄ１９ｆの電力損失が小さい
ので、上記集積により各素子が高温化することも回避で
きる。
【００４０】以上のように、発電機能を有する、特に磁
石式であるために高い耐圧を求められるとともに始動時
逆起電圧の無い時に流れる大電流に対して低オン抵抗を
求められる全波整流半導体回路１０ｅに、単結晶６Ｈ−
Ｓｉを用いたことにより、素子部で電圧降下として失わ
れる分が著しく減少し、ほとんどバッテリ電圧そのまま
を電機子巻線に与えることができたため図１２に示す如
く起動時的５０％、連爆回転数１００ｒｐｍにおいて約
６０％と飛躍的なトルク向上効果を得、本発明の主目的
的を果たすことができ、さらにまた寄生ダイオードを順
方向に通じようとする電源シートを高抵抗層で遮断する
双方向整流制御素子とできたので界磁回転子が小型低コ
ストの永久磁石式とすることが出来、本発明の第２の目
的を果たすことが出来た。
石式であるために高い耐圧を求められるとともに始動時
逆起電圧の無い時に流れる大電流に対して低オン抵抗を
求められる全波整流半導体回路１０ｅに、単結晶６Ｈ−
Ｓｉを用いたことにより、素子部で電圧降下として失わ
れる分が著しく減少し、ほとんどバッテリ電圧そのまま
を電機子巻線に与えることができたため図１２に示す如
く起動時的５０％、連爆回転数１００ｒｐｍにおいて約
６０％と飛躍的なトルク向上効果を得、本発明の主目的
的を果たすことができ、さらにまた寄生ダイオードを順
方向に通じようとする電源シートを高抵抗層で遮断する
双方向整流制御素子とできたので界磁回転子が小型低コ
ストの永久磁石式とすることが出来、本発明の第２の目
的を果たすことが出来た。
【００４１】尚図１２は、発電機として１２Ｖ１２０Ａ
クラス、電機子鉄心外径約φ１３０ｍｍのものを始動機
として作動させた時の実験値であり、プーリ比２．９の
場合エンジンクランクプーリ側での始動としてプロット
したものである。なお起動時（回転数＝０ｒｐｍ）と、
連爆回転数１００ｒｐｍにおけるトルクを比較して、１
００ｒｐｍのトルクの上昇率がより１０ポイント大きい
のは、前述の如くＳｉＣトランジスタが低オン抵抗であ
るために発電機として必要な電機子巻線の巻数が素子の
オン抵抗改善分だけ少なくても端子電圧確立できること
により巻数を少なくして交流インピーダンスが低下した
ことに基づいている。このようにＳｉＣ採用による副次
効果も生まれることがわかった。
クラス、電機子鉄心外径約φ１３０ｍｍのものを始動機
として作動させた時の実験値であり、プーリ比２．９の
場合エンジンクランクプーリ側での始動としてプロット
したものである。なお起動時（回転数＝０ｒｐｍ）と、
連爆回転数１００ｒｐｍにおけるトルクを比較して、１
００ｒｐｍのトルクの上昇率がより１０ポイント大きい
のは、前述の如くＳｉＣトランジスタが低オン抵抗であ
るために発電機として必要な電機子巻線の巻数が素子の
オン抵抗改善分だけ少なくても端子電圧確立できること
により巻数を少なくして交流インピーダンスが低下した
ことに基づいている。このようにＳｉＣ採用による副次
効果も生まれることがわかった。
【００４２】なお、前述構成で述べたようにエンジンに
対してベルトで増速駆動される１６極の多極界磁回転子
であるがためにその起動力周波数は、エンジンアイドル
が約５００ｒｐｍの時でも２００Ｈｚ、エンジンが高速
運転中は約２ｋＨｚと非常に高く、なお前記ＭＯＳＦＥ
Ｔは低騒音化のためキャリヤ周波数をその約十倍程度に
選ぶのが普通であるから、ＭＯＳＦＥＴの開閉周波数は
極めて高い（２ｋＨｚ〜２０ｋＨｚ）。
対してベルトで増速駆動される１６極の多極界磁回転子
であるがためにその起動力周波数は、エンジンアイドル
が約５００ｒｐｍの時でも２００Ｈｚ、エンジンが高速
運転中は約２ｋＨｚと非常に高く、なお前記ＭＯＳＦＥ
Ｔは低騒音化のためキャリヤ周波数をその約十倍程度に
選ぶのが普通であるから、ＭＯＳＦＥＴの開閉周波数は
極めて高い（２ｋＨｚ〜２０ｋＨｚ）。
【００４３】この場合前記整流回路部に配線イングクタ
ンスがあると導通制御のスピードが上げにくい上、雑音
電波の放射が著しく実用上問題があることがわかってい
るが、本発明の如くパルス的信号、また電力変化がある
部分を集積パッケージ化してこれをノイズ防止用金属板
で囲包し、さらにこれを金属製のフロントハウジング、
リヤの内央部に装着したことにより上記問題点の発生を
防ぐことができるというすぐれた効果がある。
ンスがあると導通制御のスピードが上げにくい上、雑音
電波の放射が著しく実用上問題があることがわかってい
るが、本発明の如くパルス的信号、また電力変化がある
部分を集積パッケージ化してこれをノイズ防止用金属板
で囲包し、さらにこれを金属製のフロントハウジング、
リヤの内央部に装着したことにより上記問題点の発生を
防ぐことができるというすぐれた効果がある。
【００４４】
【その他の実施例】図１３は、前記三相全波整流半導体
回路１０ｅの制御方式を提案するのであって、車両エン
ジン制御コンピュータに機能統合されたコントローラ
（図示せず）により、この制御は実行される。もちろ
ん、電機子電流切換え回路１０ｆがこの制御動作を行う
こともできる。
回路１０ｅの制御方式を提案するのであって、車両エン
ジン制御コンピュータに機能統合されたコントローラ
（図示せず）により、この制御は実行される。もちろ
ん、電機子電流切換え回路１０ｆがこの制御動作を行う
こともできる。
【００４５】以下この制御動作を説明する。まず、バッ
テリ電圧を入力し（２００）、それに基づいてバッテリ
充電状態を推定する（２０２）。次に、三相電機子巻線
５の各相出力端から入力発電機電圧信号Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖ
ｗを入力し（２０４）、それらに基づいてから各相の線
間電圧を計算し（２０６）界磁極角度検出し（２０６
１），静止時など角度検出に失敗したときは予め定めた
推定論理により推定角度を与え（２０６２），エンジン
点火可能かどうかのＩＧ信号を入力し（２０６３），エ
ンジン始動信号が来ているかどうかを入力（２０６
４），始動すべきときと、発電すべきときかを選択する
とともに、始動すべきときはモータ作動となるようにＳ
ｉＣＭＯＳＦＥＴを切換え選択する、また発電すべきと
きは、線圧だ電圧がバッテリ電圧を越える電圧であり、
かつ、バッテリを充電する方向である相を検出し、その
相の線間に接続されるハイサイド及びローサイドのＭＯ
Ｓパワートランジスタを選択する（２０８）。
テリ電圧を入力し（２００）、それに基づいてバッテリ
充電状態を推定する（２０２）。次に、三相電機子巻線
５の各相出力端から入力発電機電圧信号Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖ
ｗを入力し（２０４）、それらに基づいてから各相の線
間電圧を計算し（２０６）界磁極角度検出し（２０６
１），静止時など角度検出に失敗したときは予め定めた
推定論理により推定角度を与え（２０６２），エンジン
点火可能かどうかのＩＧ信号を入力し（２０６３），エ
ンジン始動信号が来ているかどうかを入力（２０６
４），始動すべきときと、発電すべきときかを選択する
とともに、始動すべきときはモータ作動となるようにＳ
ｉＣＭＯＳＦＥＴを切換え選択する、また発電すべきと
きは、線圧だ電圧がバッテリ電圧を越える電圧であり、
かつ、バッテリを充電する方向である相を検出し、その
相の線間に接続されるハイサイド及びローサイドのＭＯ
Ｓパワートランジスタを選択する（２０８）。
【００４６】次に、相電圧より発電機回転数を計算し
（２１０）、それに基づいてエンジンの回転数を検出
し、メモリに格納する（２１２）。次に、アイドル時の
エンジン不整燃焼に伴うトルクむらにもとづく回転２次
高調波成分（４気筒の場合）、回転３次高調波成分（６
気筒の場合）のなどのエンジン回転脈動を検出する（２
１４）。
（２１０）、それに基づいてエンジンの回転数を検出
し、メモリに格納する（２１２）。次に、アイドル時の
エンジン不整燃焼に伴うトルクむらにもとづく回転２次
高調波成分（４気筒の場合）、回転３次高調波成分（６
気筒の場合）のなどのエンジン回転脈動を検出する（２
１４）。
【００４７】次に、計算したバッテリ充電状態と、エン
ジン回転脈動よりあらかじめ定めてある制御パターンを
検索し（２１６）、ＭＯＳパワートランジスタ１９ａ〜
１９ｆの導通時間、開閉タイミングなどの制御量を決定
し、決定した制御量に基づいてＭＯＳパワートランジス
タ１９ａ〜１９ｆを開閉制御する（２１８）。このよう
にすれば、例えば、バッテリ残容量が小の場合は充電を
重視した発電制御を行い、エンジン回転脈動量が大の場
合はエンジン回転脈動を制御するように発電量を変えト
ルク制御を行うことが可能となる。
ジン回転脈動よりあらかじめ定めてある制御パターンを
検索し（２１６）、ＭＯＳパワートランジスタ１９ａ〜
１９ｆの導通時間、開閉タイミングなどの制御量を決定
し、決定した制御量に基づいてＭＯＳパワートランジス
タ１９ａ〜１９ｆを開閉制御する（２１８）。このよう
にすれば、例えば、バッテリ残容量が小の場合は充電を
重視した発電制御を行い、エンジン回転脈動量が大の場
合はエンジン回転脈動を制御するように発電量を変えト
ルク制御を行うことが可能となる。
【００４８】なお従来、このような回転の脈動に対する
抑制制御は理論上考えられたが実用化に至っていないの
は、界磁式巻線式発電機の場合には界磁コイルに機械振
動が伝わり回動故障を招いたり、界磁回路の時定数が大
きく、高速で回転の脈動を抑制するのに適さないことが
原因としてある。また永久磁石回転子の場合には、前述
した如く出力電流を低損失に制御できる手段が発見され
ていなかったことがあげられる。本実施例により、電力
損失の増大を抑止しつつエンジンの回転振動の低減を実
現することができる。
抑制制御は理論上考えられたが実用化に至っていないの
は、界磁式巻線式発電機の場合には界磁コイルに機械振
動が伝わり回動故障を招いたり、界磁回路の時定数が大
きく、高速で回転の脈動を抑制するのに適さないことが
原因としてある。また永久磁石回転子の場合には、前述
した如く出力電流を低損失に制御できる手段が発見され
ていなかったことがあげられる。本実施例により、電力
損失の増大を抑止しつつエンジンの回転振動の低減を実
現することができる。
【００４９】上記格実施例において、ハイサイドのＭＯ
Ｓパワートランジスタ１９ａ〜１９ｃとローサイドのＭ
ＯＳパワートランジスタ１９ｄ〜１９ｆのどちらかを、
ＰＮ接合ダイオードに置換することもできる、またＳｉ
Ｃ−ＭＯＳＦＥＴとＳｉ−ＭＯＳＦＥＴとを混用するこ
ともできる。更に、本実施例は励磁磁束量の制御を行わ
ない界磁コイル式回転子にも適用することができる他、
界磁コイルと磁石とを併用する構造の回転子にも適用す
ることができる。
Ｓパワートランジスタ１９ａ〜１９ｃとローサイドのＭ
ＯＳパワートランジスタ１９ｄ〜１９ｆのどちらかを、
ＰＮ接合ダイオードに置換することもできる、またＳｉ
Ｃ−ＭＯＳＦＥＴとＳｉ−ＭＯＳＦＥＴとを混用するこ
ともできる。更に、本実施例は励磁磁束量の制御を行わ
ない界磁コイル式回転子にも適用することができる他、
界磁コイルと磁石とを併用する構造の回転子にも適用す
ることができる。
【００５０】以上の説明では、車両用始動兼発電機の三
相全波集積型装置１０整流器について説明したが、本実
施例の三相全波整流器半導体回路１０ｅはスイッチング
可能であるので、三相交流電圧を発生するスイッチング
インバータ回路としても採用又は兼用できることは当然
である。また以上の説明ではクランクプーリにより発電
機を駆動しているが、ギヤであってもプラネタリローラ
であってもよくまたミッション側のリングギヤを大径プ
ーリとしてこれによりベルト駆動しても、また直結であ
ってもよい。また以上の説明では、全波整流回路部、ま
た整流制御回路部、角度検出部を一体とした実施例を示
しているが、格々別体であってもよい。また以上の実施
例では発電機を永久磁石式としているが、界磁巻線式で
あっても相応の効果が生まれることは云うまでもない。
相全波集積型装置１０整流器について説明したが、本実
施例の三相全波整流器半導体回路１０ｅはスイッチング
可能であるので、三相交流電圧を発生するスイッチング
インバータ回路としても採用又は兼用できることは当然
である。また以上の説明ではクランクプーリにより発電
機を駆動しているが、ギヤであってもプラネタリローラ
であってもよくまたミッション側のリングギヤを大径プ
ーリとしてこれによりベルト駆動しても、また直結であ
ってもよい。また以上の説明では、全波整流回路部、ま
た整流制御回路部、角度検出部を一体とした実施例を示
しているが、格々別体であってもよい。また以上の実施
例では発電機を永久磁石式としているが、界磁巻線式で
あっても相応の効果が生まれることは云うまでもない。
【００５１】また以上の実施例では該始動兼発電機が補
助スタータとして作動することを開示しておりメインス
タータの小型化効果をもたらすことを示すものだが、ベ
ルトのプーリ比を２〜５程度の間で適当に高増速比を選
択してメインスタータなくして全始動トルクをまかなう
ことも可能であり、この場合メインスタータを省略でき
る効果が生まれる。また、メインスタータに起動時の大
ロックトルクを分担させ、起動後から連爆回転数域を該
始動兼発電機のみで補助駆動することもできる。
助スタータとして作動することを開示しておりメインス
タータの小型化効果をもたらすことを示すものだが、ベ
ルトのプーリ比を２〜５程度の間で適当に高増速比を選
択してメインスタータなくして全始動トルクをまかなう
ことも可能であり、この場合メインスタータを省略でき
る効果が生まれる。また、メインスタータに起動時の大
ロックトルクを分担させ、起動後から連爆回転数域を該
始動兼発電機のみで補助駆動することもできる。
【００５２】また、以上の説明では、エンジンとの動力
伝達を一定比率で増速して行う構成を示しているが、可
変速機構や、クラッチを介して行うとより必要電動トル
クはすなわち素子通電々流は少なくてすみ素子オン抵抗
で失われる電圧ロスも小さくなる効果があることは云う
までもない。また、以上の構成では、発電大電力サージ
吸収用パワーツェナーダイオードは採用する必要はなく
なる訳で、これを用いていないが、車両によっては外部
より大きな添加サージが出力線に誘導されて表示の信頼
性を低下する場合もあり得る。この場合に小エネルギー
のこのような外来サージを吸収するためのツェナーや、
キャパシター等を付加することは当業者容易であるとと
もに、本願発明の構成・作用効果の範囲に属することは
云うまでもない。 （Ｓｉ−ＭＯＳパワートランジスタとＳｉＣ−ＭＯＳパ
ワートランジスタの耐圧と抵抗値との関係の解折）な
お、上記した各実施例のＭＯＳパワートランジスタ１９
ａ〜１９ｆは６Ｈ−ＳｉＣを素材として耐圧２５０Ｖに
設計しているが、この６Ｈ−ＳｉＣのＭＯＳパワートラ
ンジスタ１９ａ〜１９ｆを用いた車両用交流発電機用の
三相全波整流器１９と、ＳｉのＭＯＳパワートランジス
タを用いた車両用交流発電機の三相全波整流器１９との
抵抗値の解折効果（図１２参照）を以下に理論的に説明
する。
伝達を一定比率で増速して行う構成を示しているが、可
変速機構や、クラッチを介して行うとより必要電動トル
クはすなわち素子通電々流は少なくてすみ素子オン抵抗
で失われる電圧ロスも小さくなる効果があることは云う
までもない。また、以上の構成では、発電大電力サージ
吸収用パワーツェナーダイオードは採用する必要はなく
なる訳で、これを用いていないが、車両によっては外部
より大きな添加サージが出力線に誘導されて表示の信頼
性を低下する場合もあり得る。この場合に小エネルギー
のこのような外来サージを吸収するためのツェナーや、
キャパシター等を付加することは当業者容易であるとと
もに、本願発明の構成・作用効果の範囲に属することは
云うまでもない。 （Ｓｉ−ＭＯＳパワートランジスタとＳｉＣ−ＭＯＳパ
ワートランジスタの耐圧と抵抗値との関係の解折）な
お、上記した各実施例のＭＯＳパワートランジスタ１９
ａ〜１９ｆは６Ｈ−ＳｉＣを素材として耐圧２５０Ｖに
設計しているが、この６Ｈ−ＳｉＣのＭＯＳパワートラ
ンジスタ１９ａ〜１９ｆを用いた車両用交流発電機用の
三相全波整流器１９と、ＳｉのＭＯＳパワートランジス
タを用いた車両用交流発電機の三相全波整流器１９との
抵抗値の解折効果（図１２参照）を以下に理論的に説明
する。
【００５３】ただし、ここではソース寄生抵抗Ｒｓの帰
還効果によるチャンネル抵抗増加効果は無視するものと
する。また、回路構造は、図８の縦型構造とし、チップ
面積は等しくする。トランジスタの抵抗Ｒは、チャンネ
ル抵抗ｒｃとＮ+ 型耐圧層１０５の抵抗ｒｂとの和であ
り、
還効果によるチャンネル抵抗増加効果は無視するものと
する。また、回路構造は、図８の縦型構造とし、チップ
面積は等しくする。トランジスタの抵抗Ｒは、チャンネ
ル抵抗ｒｃとＮ+ 型耐圧層１０５の抵抗ｒｂとの和であ
り、
【００５４】
【数１】 ｒｃ＝Ｌ／Ｗ／（１／μｓ・εｓ・εｓ）-1・（Ｔｏｘ／（Ｖｇ−Ｖｔ））
【００５５】
【数２】 ｒｂ＝４Ｖｂ2 ・（１／μ・εｓ・εｏ・Ｅｃ・Ａ） とすると、ＳｉのＭＯＳパワートランジスタに比較して
ＳｉＣのＭＯＳパワートランジスタは約１／１５の抵抗
値となった。ただし、降伏電界強度ＥｃはＳｉが３×１
０5 ，ＳｉＣは３×１０6 Ｖ／ｃｍ、比誘電率εｓはＳ
ｉが１１．８，８，ＳｉＣが１０．０、面積Ａは両者と
も１ｍｍ2 、Ｖｂはプレークダウン電（耐圧）である。
ＳｉＣのＭＯＳパワートランジスタは約１／１５の抵抗
値となった。ただし、降伏電界強度ＥｃはＳｉが３×１
０5 ，ＳｉＣは３×１０6 Ｖ／ｃｍ、比誘電率εｓはＳ
ｉが１１．８，８，ＳｉＣが１０．０、面積Ａは両者と
も１ｍｍ2 、Ｖｂはプレークダウン電（耐圧）である。
【００５６】更に、μは電子バルク移動度であって、Ｓ
ｉが１１００、ＳｉＣは３７０ｃｍ 2 ／（Ｖ・Ｓ）、チ
ャンネル長Ｌは両者とも１μｍ、チャンネル幅Ｗは両者
とも２２２μｍ、μｓは電子のチャンネル移動度であっ
て、Ｓｉが５００、ＳｉＣは１００ｃｍ2 ／（Ｖ・Ｓ）
とした。上記式から、耐圧５０Ｖ以上ではＳｉＣの方が
抵抗値が小さくなることがわかった。なお、上記計算で
み基板をドレインとしているので、基板をソースとする
場合には上記説明したソース寄生抵抗Ｒｓの帰還効果に
よるチャンネル抵抗増加によりＳｉの抵抗は格段に増大
する筈である。
ｉが１１００、ＳｉＣは３７０ｃｍ 2 ／（Ｖ・Ｓ）、チ
ャンネル長Ｌは両者とも１μｍ、チャンネル幅Ｗは両者
とも２２２μｍ、μｓは電子のチャンネル移動度であっ
て、Ｓｉが５００、ＳｉＣは１００ｃｍ2 ／（Ｖ・Ｓ）
とした。上記式から、耐圧５０Ｖ以上ではＳｉＣの方が
抵抗値が小さくなることがわかった。なお、上記計算で
み基板をドレインとしているので、基板をソースとする
場合には上記説明したソース寄生抵抗Ｒｓの帰還効果に
よるチャンネル抵抗増加によりＳｉの抵抗は格段に増大
する筈である。
【００５７】したがって、設計ルールが多少変化しても
耐圧１００Ｖ以上では確実にＳｉＣのＭＯＳパワートラ
ンジスタが抵抵抗となると推定することができる。
耐圧１００Ｖ以上では確実にＳｉＣのＭＯＳパワートラ
ンジスタが抵抵抗となると推定することができる。
【図１】本発明の第１実施例を示す回路構成図である。
【図２】上記実施例における車両用発電機の断面図であ
る。
る。
【図３】上記車両用交流発電機のカバーを除去した状態
でリヤ側から見た側面図である。
でリヤ側から見た側面図である。
【図４】上記車両用交流発電機に内蔵された整流装置の
斜視図である。
斜視図である。
【図５】上記車両用交流発電機に内蔵された整流装置の
斜視図である。
斜視図である。
【図６】上記車両用交流発電機の回路図である。
【図７】図４の整流装置を構成するＭＯＳパワートラン
ジスタの一例を示す一部拡大断面図である。
ジスタの一例を示す一部拡大断面図である。
【図８】図４の整流装置を構成するＭＯＳパワートラン
ジスタの一例を示す一部拡大断面図である。
ジスタの一例を示す一部拡大断面図である。
【図９】ＳｉＣを素材とするＭＯＳパワートランジスタ
の電圧−電流特性図である。
の電圧−電流特性図である。
【図１０】ＳｉＣを素材とするＭＯＳパワートランジス
タの電圧−電流特性図である。
タの電圧−電流特性図である。
【図１１】図９及び図１０のＭＯＳパワートランジスタ
の耐圧とチャンネル抵抗との関係を示す図である。
の耐圧とチャンネル抵抗との関係を示す図である。
【図１２】図９，図１０のＭＯＳパワートランジスタを
用いた場合の回転数とトルクとの関係を示す図である。
用いた場合の回転数とトルクとの関係を示す図である。
【図１３】上記車両用交流発電機の制御例を示すフロー
チャートである。
チャートである。
５ 三相電気子巻線 ２１ バッテリ １９ａ〜１９ｃ ハイサイドのＭＯＳパワートランジス
タ １９ｄ〜１９ｆ ローサイドのＭＯＳパワートランジス
タ １９ 三相全波整流器 ２０ 電圧調整器 １２０ 高抵抗体
タ １９ｄ〜１９ｆ ローサイドのＭＯＳパワートランジス
タ １９ 三相全波整流器 ２０ 電圧調整器 １２０ 高抵抗体
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 戸倉 規仁 愛知県刈谷市昭和町１丁目１番地 日本電 装株式会社内 (72)発明者 佐藤 博英 愛知県刈谷市昭和町１丁目１番地 日本電 装株式会社内
Claims (3)
- 【請求項１】 エンジンのクランク軸に連結された回転
軸と共に回転する回転界磁極と、 ハウジングに固定された電機子コイルおよびこれに巻回
された電機子コイルを有する電機子と、 複数のＭＯＳＦＥＴにより構成され、前記電機子コイル
とバッテリとの間に接続された交流−直流変換手段と、 この交流−直流変換手段の前記ＭＯＳＦＥＴを、前記電
機子コイルに発生する交流出力を直流出力に変換して前
記バッテリを充電する発電モードと、 前記電機子コイルが前記回転界磁極の磁界に対して一定
の位相差をもつ回転磁界を形成するよう、前記バッテリ
から前記電機子コイルに通電する電動モードとに切換え
て作動させる切換手段と、 を備え、前記ＭＯＳＦＥＴはＳｉＣを素材として形成さ
れていることを特徴とする車両用発電電動装置。 - 【請求項２】 前記バッテリは２４Ｖ以下であることを
特徴とする請求項１に記載の車両用発電電動装置。 - 【請求項３】 前記エンジン始動時に、別途設けられた
専用スタータと連動して電動作動し、かつエンジンの必
要とする総始動トルクの一部を、または始動トルク発生
必要回転範囲の少なくとも一部を分担して補助始動トル
クを提供することを特徴とする請求項１または２のいず
れかに記載の車両用発電電動装置。
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