JPH0535348A - 電流安定器 - Google Patents
電流安定器Info
- Publication number
- JPH0535348A JPH0535348A JP3110850A JP11085091A JPH0535348A JP H0535348 A JPH0535348 A JP H0535348A JP 3110850 A JP3110850 A JP 3110850A JP 11085091 A JP11085091 A JP 11085091A JP H0535348 A JPH0535348 A JP H0535348A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- current
- field effect
- effect transistor
- coupling circuit
- terminal
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Classifications
-
- G—PHYSICS
- G05—CONTROLLING; REGULATING
- G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
- G05F3/00—Non-retroactive systems for regulating electric variables by using an uncontrolled element, or an uncontrolled combination of elements, such element or such combination having self-regulating properties
- G05F3/02—Regulating voltage or current
- G05F3/08—Regulating voltage or current wherein the variable is dc
- G05F3/10—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics
- G05F3/16—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices
- G05F3/20—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices using diode- transistor combinations
- G05F3/26—Current mirrors
- G05F3/262—Current mirrors using field-effect transistors only
Abstract
(57)【要約】
【目的】 エンハンスメント電界効果トランジスタを用
い、製造によるバラツキの少ない電流安定器を提供する
ことを目的とする。 【構成】 供給端子（８，７）間に、第１導電形の電界
効果トランジスタ（４，５）からなる電流ミラーと、第
２導電形の電界効果トランジスタ（１，２）を含む回路
とを設ける。トランジスタ（２）のゲート・ソース間電
圧が、電圧ホロワ増幅器（20）を介して、その一定割合
部分がトランジスタ（１）のゲート・ソース間電圧電圧
として供給されるようにし、これによりトランジスタ
（１，２）が異なる零点を持つようにする。
い、製造によるバラツキの少ない電流安定器を提供する
ことを目的とする。 【構成】 供給端子（８，７）間に、第１導電形の電界
効果トランジスタ（４，５）からなる電流ミラーと、第
２導電形の電界効果トランジスタ（１，２）を含む回路
とを設ける。トランジスタ（２）のゲート・ソース間電
圧が、電圧ホロワ増幅器（20）を介して、その一定割合
部分がトランジスタ（１）のゲート・ソース間電圧電圧
として供給されるようにし、これによりトランジスタ
（１，２）が異なる零点を持つようにする。
Description
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、２つの供給端子間に流
れる電流を安定化する電流安定器に関する。更に詳述す
ると、本発明は、エンハンスメント電界効果トランジス
タを有し、第１供給端子と第２供給端子との間に流れる
電流を安定化する電流安定器であって、入力端子と、出
力端子と、前記第１供給端子に結合された共通端子とを
有する第１電流結合回路と、前記第１電流結合回路の出
力端子に結合された入力端子と、前記第１電流結合回路
の入力端子に結合された出力端子と、前記第２供給端子
に結合された共通端子とを有する第２電流結合回路と、
を具備し、前記第１供給端子と前記第２の供給端子との
間に前記第１電流結合回路の出力端子と前記第２電流結
合回路の入力端子とを介して第１電流路が形成される一
方、前記第１供給端子と前記第２の供給端子との間に前
記第１電流結合回路の入力端子と前記第２電流結合回路
の出力端子とを介して第２電流路が形成され、且つ、前
記第１電流結合回路が前記第１及び第２電流路に各々流
れる電流が一定の関係を有するように構成された電流安
定器に関するものである。 【０００２】 【従来の技術】バイポーラ形式では（特公昭53-27461号
「電流調整回路」参照) 、このような回路がしばしば用
いられている。この場合、第１電流結合回路は第１およ
び第２電流路内の電流間の直線関係を定める電流ミラー
であり、第２電流結合回路はこの電流ミラーの一方のト
ランジスタのエミッタ回路内に抵抗を有する電流ミラー
であり、前記抵抗により２つの電流路内の電流の間に非
直線関係を規定するようになっている。この方法では、
第１および第２電流路内の各電流に対して、１つの独特
の電流値のみがあり得る。第１および第２供給端子間の
供給電圧はこれらの電流にほとんど影響しない。そのよ
うな形の電流安定器は、電界効果トランジスタを具えた
集積回路にもしばしば必要になる。空乏形のトランジス
タを用いる場合には、空乏形の電界効果トランジスタは
ゲート電極とソース電極との間の接続によって電流源と
して機能することができるので、問題は生じない。エン
ハンスメント形の電界効果トランジスタを用いる場合に
は、このことは不可能である。 【０００３】 【発明が解決しようとする課題】トランジスタに電界効
果トランジスタを用いることによって、前記バイポーラ
安定器を電界効果トランジスタを有する変形に“変換す
る”ことは本質的に可能であり既知である。然し乍ら、
この場合、回路それ自身が安定できる電流が前記抵抗の
値について２乗則(square-law)関係を有し、従ってこの
安定器は抵抗値のバラツキ(spread)における変化に非常
に敏感であり、且つそのような抵抗は一般に集積回路内
に多くのスペースを占めるので、前記の抵抗の使用は魅
力的ではない。前記の抵抗を抵抗として働く（エンハン
スメント形の）電界効果トランジスタによって置き変え
ることにより、これらの問題を防止できるが、このとき
前記電界効果トランジスタのゲートを安定電圧源により
バイアスしなければならず、この電圧源もバラツキやす
い電流安定器を再び必要とするから、これは単に問題を
置き換えるだけである。 【０００４】本発明の目的は、安定化のために同様なま
た同様にバイアスされた要素を用いることにより、最小
のバラツキの影響しか受けない冒頭に記した種類の回路
を提供することである。 【０００５】 【課題を解決するための手段】この目的のために、本発
明は、前記第１電流結合回路が第１導電形の電界効果ト
ランジスタを有して構成されており、前記第２電流結合
回路は、前記第１導電形とは反対の第２の導電形であっ
てドレイン電極及びソース電極が当該第２電流結合回路
の入力端子及び共通端子に各々結合された第１電界効果
トランジスタと、ドレイン電極及びソース電極が当該第
２電流結合回路の出力端子及び共通端子に各々結合され
た第２導電形の第２電界効果トランジスタとを有すると
共に、入力端子が前記第２電界効果トランジスタのゲー
ト電極に接続された電圧ホロワ増幅器を有し、該電圧ホ
ロワ増幅器がその入力端子の電圧の一定割合部分を出力
端子に出力するように構成されていることを特徴とす
る。 【０００６】本発明による安定器は、安定化のために付
加的バイアス電圧源を用いずに単に電界効果トランジス
タ及び工程のバラツキの影響を受けにくい素子を用いて
構成することができるので、また安定化が工程従属性に
対して相関関係を有する工程パラメータによって決定さ
れるので、前述の問題を有しない。 【０００７】本発明による第２発明は、前記第１電流結
合回路が第１導電形の電界効果トランジスタを有して構
成されており、前記第２電流結合回路は、前記第１導電
形とは反対の第２導電形であってドレイン電極及びソー
ス電極が当該第２電流結合回路の入力端子及び共通端子
に各々結合された第１電界効果トランジスタと、ドレイ
ン電極及びソース電極が当該第２電流結合回路の出力端
子及び共通端子に各々結合された第２導電形の第２電界
効果トランジスタとを有すると共に、入力端子が前記第
１電界効果トランジスタのゲート電極に接続され且つ出
力端子が前記第２電界効果トランジスタのゲート電極に
接続された電圧ホロワ増幅器を有し、該電圧ホロワ増幅
器がその入力端子の電圧を一定係数で増幅して上記出力
端子に出力するように構成されていることを特徴とす
る。 【０００８】 【実施例】以下、本発明を図面に基づいて詳細に説明す
る。図１は、バイポーラ形式にしばしば用いられる電界
効果トランジスタによる電流安定器の変形を示す。この
電流安定器は、Ｐチャンネルのトランジスタ４および５
による電流ミラーを具える。この電流ミラーは、Ｎチャ
ンネルのトランジスタ１および２による電流ミラーへ結
合されており、その電流ミラーはトランジスタ１のソー
ス回路に抵抗Ｒを含ませることによって、非線形に作ら
れている。 【０００９】図２は、トランジスタ１および４のチャン
ネルの直列接続、およびトランジスタ２および５のチャ
ンネルの直列接続によってそれぞれ構成される電流路に
流れる電流I1およびI2を、トランジスタ２のゲート・ソ
ース電圧 Vgs2 の関数として示す。トランジスタ１およ
び２は、 Vgs2 ＝ VT で共にターンオンされる。 VT は
用いるＮチャンネルのトランジスタ１および２のしきい
電圧である。 Vgs2 の関数としての電流I1は、抵抗Ｒの
存在のために初めのうちは緩やかに変化する。トランジ
スタ１のβ（βは電界効果トランジスタのチャンネルの
幅と長さとの比である）をトランジスタ２のβよりも大
きくなるように選ぶことによって、２つの電流は点Ａで
互いに交差する。この点ではI1＝I2である。トランジス
タ４および５による電流ミラーが、電流間の関係I1＝I2
を定めるならば、この回路は点Ａで安定する。トランジ
スタ１の係数βがトランジスタ２の係数βに等しい場合
には、これらの曲線は互いに交差しない。この場合、ト
ランジスタ５のβを、トランジスタ４のβのｎ倍の大き
さとなるように選んだ場合には、安定点を依然として得
ることができて、動作点はI2＝nI1 となる。βの２つの
不等の組み合わせも可能である。 【００１０】図１の回路の欠点は、抵抗Ｒを用いること
である。図３は、本発明を説明するための第１回路を示
す。この回路は図１の回路と同様の構成であるが、抵抗
Ｒがゲート電極とドレイン電極とを相互接続したＮチャ
ンネル電界効果トランジスタ３によって置き換えられて
いる。 【００１１】図４は、電流I1およびI2を、トランジスタ
２のゲート・ソース電圧 Vgs2 の関数として示す。 V
gs2 ＞ VT のときに電流I2が流れ始め、 Vgs2 ＞2VT の
ときに電流I1が流れ始める。トランジタ１および３のβ
をトランジスタ２のβよりも大きくなるように選ぶこと
によって（トランジスタ１および３は必ずしも同じチャ
ンネル寸法を有する必要はない）、 Vgs2 の関数として
の電流I2が一層ゆるやかな変化を有するようにしてい
る。この場合、電流I1およびI2は交点Ａを有する。この
交点は、トランジスタ４および５を有する電流ミラーが
電流I1およびI2に１の比(unity ratio) を与えるならば
安定点である。図１の回路と同様に図３の回路におい
て、トランジスタ１，２，３のβを等しく選んで、関数
I1およびI2が第４図のグラフにおいて交差しないように
することができる。この場合、トランジスタ５がトラン
ジスタ４のβのｎ倍のβを有するならば安定は可能であ
り、回路はI1＝nI2 で安定する。この場合にはまた、２
つの可能性の組み合わせを用いることもできる。 【００１２】図５は、図３の回路の変形例を示す。この
回路では、トランジスタ１および２のゲート電極を相互
接続せずに、差動増幅器11の反転および非反転入力端子
に接続する。この増幅器の出力端子をトランジスタ４お
よび５のゲート電極に接続する。この場合、トランジス
タ５のゲート電極およびドレイン電極は、相互接続しな
い。図５の回路は、さらに、図３の回路と同様に動作す
る。それは、トランジスタ４および５のゲート電極を駆
動することによって、増幅器11が電流I1およびI2を制御
して、トランジスタ１および２のゲート電極の電圧を等
しくするからである。 【００１３】この実施例によれば、ゲート電極をドレイ
ン電極に接続したトランジスタ９を図５の回路のトラン
ジスタ３と共通点７との間に設ける。このことは、回路
の動作をほとんど変更しない。図４において、電流I1の
零点は電圧 Vgs2 ＝3VT に位置することとなる。 【００１４】電源電圧からの独立性に対する安定電流の
改善を、トランジスタ４および５を有する電流ミラーに
対し、トランジスタ１および２を有する電流ミラーに対
すると同じ手段を用いることによって達成することがで
きる。これは、図３の回路と同様の図６の回路において
行ったが、ゲート電極とドレイン電極とを相互接続した
Ｐチャンネルトランジスタ６が、トランジスタ５のソー
ス電極と共通点８との間に設けられている。 【００１５】本発明電流安定器に対する多くの変形およ
び改良は、図１の回路のバイポーラ変形にしばしば用い
られている変形および改善と同様に可能である。一例と
して図７は、電流安定器のインピーダンスを増大するた
めに、Ｐチャンネルトランジスタ９およびＮチャンネル
トランジスタ10を、それぞれトランジスタ４および２に
縦続接続した図６の回路の変形を示す。この場合、トラ
ンジスタ１および５のゲート電極とドレイン電極との間
の接続を省略し、トランジスタ２および４に対しこのよ
うな接続を行う。 【００１６】本発明回路の原理は、I1の電流路に含まれ
るトランジスタ１が、電流I2の電流路のトランジスタ２
のゲート・ソース電圧の一部（図３，６，７の回路に対
しては1/2 、図５の回路に対しては1/3 ）をゲート・ソ
ース電圧として受け取り、このため２つのトランジスタ
の一方の Vgsに関係するならば Vgs2 ‐Ｉ特性（図４参
照）が異なる零点を有し、およびトランジスタ１および
２および／または４と５を異なって寸法設定することに
よって、安定点が得られることである。 【００１７】トランジスタ１がトランジスタ２のゲート
・ソース電圧の一部を受けるという本発明の原理は、ド
レイン回路とゲート回路とを相互接続した１以上の同様
なトランジスタをトランジスタ１のソース回路中に設け
ることによって、図３，５，６，７の回路において実現
できるが、トランジスタ２のゲート電圧を測定し、ソー
ス電極がトランジスタ２のソース電極に直接接続された
トランジスタ１のゲートに前記トランジスタ２のゲート
・ソース電圧の一部を供給し、あるいは逆に、トランジ
スタ１のゲート・ソース電圧を測定し、一定率で増幅し
たこの電圧をトランジスタ２のゲート電極に供給するこ
とによって同様に行うことができる。 【００１８】図８は上述した原理に基づく本発明の第１
実施例を示す回路図である。図８の回路は増幅器20を具
え、この増幅器は、トランジスタ２のゲート・ソース電
圧を測定し、率ｋだけ減少させてトランジスタ１のゲー
ト電極に印加する。この実施例のトランジスタ１のドレ
イン電流が増幅器20の出力端子に流れないようにするた
めに（これは、トランジスタ１のゲート電極がそのドレ
イン電極に相互接続されている場合である）、トランジ
スタ１のゲート電極をドレイン電極に接続しない。この
代わりに、トランジスタ２のゲート電極を、トランジス
タ２のドレイン電極に接続する。トランジスタ１の側に
トランジスタ１および２との組み合わせの低抵抗電流路
を保持するためには、図７に示す変形例に従ってトラン
ジスタ10を設ける。前記低抵抗電流路を保持するのは、
安定性の理由のために必要である。なぜならば、図１の
種類の安定器および本発明に従って、トランジスタ４お
よび５を有する電流ミラーの入力回路をトランジスタ５
のドレイン回路によって構成しなければならず、トラン
ジスタ１および２の組み合わせの入力回路をトランジス
タ１のドレイン回路によって構成しなければならないか
らである。 【００１９】トランジスタ２のゲート・ソース電圧をＮ
チャンネルトランジスタ12に印加する。このようにして
トランジスタ12はトランジスタ２と同一の電流またはこ
れと一定の関係にある電流を流す。Ｎチャンネルトラン
ジスタ15のドレイン電流を、Ｐチャンネルトランジスタ
13および14を具える電流ミラーを経てトランジスタ12の
ドレイン電極に“反射”する。抵抗17および18を有する
抵抗分圧器を経てトランジスタ15のゲートを駆動するＰ
チャンネルトランジスタ16のゲート電極を、前記トラン
ジスタ12のドレイン電極に接続する。したがって、トラ
ンジスタ15はトランジスタ12と同じドレイン電流を有す
るように駆動され、トランジスタ15はトランジスタ２と
同じドレイン電流を有する。このためトランジスタ15の
ゲート・ソース電圧は、トランジスタ２のゲート・ソー
ス電圧に等しくなる。抵抗17および18を有する抵抗分圧
器によって定められるトランジスタ15のゲート・ソース
間電圧、すなわちトランジスタ２のゲート・ソース電
圧、の一部は、トランジスタ１のゲート・ソース電圧を
構成し、したがって図３，５，６，７の安定器と同様に
安定化を行うことができる。増幅器20を、電源端子＋ V
DDと− VSSとの間に接続する。 【００２０】トランジスタ２のソース電極は、トランジ
スタ12のソース電極およびトランジスタ15および１のソ
ース電極にも接続されているので、点７も電源端子− V
SSに接続される。このようにして、安定電流が点７に得
られる（抵抗17および18が、トランジスタ１および２の
ソース電流の倍数であるトランジスタ12, 15, １，２の
全ソース電流に対してトランジスタ16のソース電流が無
視できるような大きい抵抗値を有さなければ) 。また、
点８に安定電流が得られる。点８を、正の電源端子＋ V
DDに接続することもできる。この場合、例えば、図８に
点線で示すように、Ｐチャンネルトランジスタ21によっ
てトランジスタ４および５に流れる電流を“反射”する
ことにより、あるいはＮチャンネルトランジスタ22によ
ってトランジスタ２（または場合によってはトランジス
タ１）に流れる電流を“反射”することによって、安定
電流が得られる。安定電流を結合抽出(couple out)する
この方法を、他の実施例において用いることも勿論でき
る。 【００２１】図９は図８の回路を変形して構成した本発
明の第２実施例の回路を示す。ゲート電極とソース電極
とが相互接続された、トランジスタ１の両端間の電圧を
測定し、一定率だけ増幅して、トランジスタ２のゲート
・ソース電極に印加する。この例によれば、増幅器20を
わずかに変形した。Ｐチャンネルトランジスタ16の代わ
りに、Ｎチャンネルトランジスタ19を用い、そのゲート
電極をトランジスタ15および13のドレイン電極に接続す
る。トランジスタ13および14を有する電流ミラーの入力
を、トランジスタ14のゲート電極をそのソース電極に相
互接続することによって、トランジスタ14に転送した。
トランジスタ19はトランジスタ15のゲート電極を駆動す
るので、この場合にもトランジスタ15のゲート・ソース
電圧は、トランジスタ12のゲート・ソース電圧に等しく
することができる。トランジスタ12のゲート電極をトラ
ンジスタ１のゲート電極に接続したので、その結果この
トランジスタ15はトランジスタ１と同じゲート・ソース
電圧を有することになる。トランジスタ19は、抵抗17,
18による分圧器を経てトランジスタ15のゲート電極を駆
動するので、トランジスタ19のソース電極の電圧は、抵
抗17と18との比によって決定される一定係数だけトラン
ジスタ15のゲート・ソース電圧よりも（従ってトランジ
スタ１のゲート・ソース電圧よりも）大きい。この高電
圧をトランジスタ２のゲート電極に印加する。安定器の
機能は、図８の安定器の機能に類似する。 【００２２】図１の回路において抵抗Ｒを用いることは
欠点であると説明したことに注意すべきである。しか
し、抵抗17および18を用いることは、欠点とはならな
い。これら抵抗は、バラツキ(spread)をほとんど生じな
い。その理由は、重要なのは前記抵抗の絶対値ではなく
抵抗値の比だからである。さらに、これら抵抗値は、安
定電流の所望値とは無関係に選ぶ、すなわち抵抗をそれ
らの寸法に関して集積化するのが便利なように選ぶこと
ができる。図８および図９の回路の追加の利点は、安定
電流の非常に正確な値が要求される応用に対して、これ
をたとえばレーザによって分圧器の抵抗をトリミングす
ることによって実現できることである。例えば、図３の
回路においてトランジスタ４と５にＮチャンネルトラン
ジスタを、トランジスタ１，２，３にＰチャンネルトラ
ンジスタを用いることによって、種々の回路をそれらの
導電形に対して反転し、および電流方向および電圧極性
に対してゆとりをもたせることができることは明らかで
ある。
れる電流を安定化する電流安定器に関する。更に詳述す
ると、本発明は、エンハンスメント電界効果トランジス
タを有し、第１供給端子と第２供給端子との間に流れる
電流を安定化する電流安定器であって、入力端子と、出
力端子と、前記第１供給端子に結合された共通端子とを
有する第１電流結合回路と、前記第１電流結合回路の出
力端子に結合された入力端子と、前記第１電流結合回路
の入力端子に結合された出力端子と、前記第２供給端子
に結合された共通端子とを有する第２電流結合回路と、
を具備し、前記第１供給端子と前記第２の供給端子との
間に前記第１電流結合回路の出力端子と前記第２電流結
合回路の入力端子とを介して第１電流路が形成される一
方、前記第１供給端子と前記第２の供給端子との間に前
記第１電流結合回路の入力端子と前記第２電流結合回路
の出力端子とを介して第２電流路が形成され、且つ、前
記第１電流結合回路が前記第１及び第２電流路に各々流
れる電流が一定の関係を有するように構成された電流安
定器に関するものである。 【０００２】 【従来の技術】バイポーラ形式では（特公昭53-27461号
「電流調整回路」参照) 、このような回路がしばしば用
いられている。この場合、第１電流結合回路は第１およ
び第２電流路内の電流間の直線関係を定める電流ミラー
であり、第２電流結合回路はこの電流ミラーの一方のト
ランジスタのエミッタ回路内に抵抗を有する電流ミラー
であり、前記抵抗により２つの電流路内の電流の間に非
直線関係を規定するようになっている。この方法では、
第１および第２電流路内の各電流に対して、１つの独特
の電流値のみがあり得る。第１および第２供給端子間の
供給電圧はこれらの電流にほとんど影響しない。そのよ
うな形の電流安定器は、電界効果トランジスタを具えた
集積回路にもしばしば必要になる。空乏形のトランジス
タを用いる場合には、空乏形の電界効果トランジスタは
ゲート電極とソース電極との間の接続によって電流源と
して機能することができるので、問題は生じない。エン
ハンスメント形の電界効果トランジスタを用いる場合に
は、このことは不可能である。 【０００３】 【発明が解決しようとする課題】トランジスタに電界効
果トランジスタを用いることによって、前記バイポーラ
安定器を電界効果トランジスタを有する変形に“変換す
る”ことは本質的に可能であり既知である。然し乍ら、
この場合、回路それ自身が安定できる電流が前記抵抗の
値について２乗則(square-law)関係を有し、従ってこの
安定器は抵抗値のバラツキ(spread)における変化に非常
に敏感であり、且つそのような抵抗は一般に集積回路内
に多くのスペースを占めるので、前記の抵抗の使用は魅
力的ではない。前記の抵抗を抵抗として働く（エンハン
スメント形の）電界効果トランジスタによって置き変え
ることにより、これらの問題を防止できるが、このとき
前記電界効果トランジスタのゲートを安定電圧源により
バイアスしなければならず、この電圧源もバラツキやす
い電流安定器を再び必要とするから、これは単に問題を
置き換えるだけである。 【０００４】本発明の目的は、安定化のために同様なま
た同様にバイアスされた要素を用いることにより、最小
のバラツキの影響しか受けない冒頭に記した種類の回路
を提供することである。 【０００５】 【課題を解決するための手段】この目的のために、本発
明は、前記第１電流結合回路が第１導電形の電界効果ト
ランジスタを有して構成されており、前記第２電流結合
回路は、前記第１導電形とは反対の第２の導電形であっ
てドレイン電極及びソース電極が当該第２電流結合回路
の入力端子及び共通端子に各々結合された第１電界効果
トランジスタと、ドレイン電極及びソース電極が当該第
２電流結合回路の出力端子及び共通端子に各々結合され
た第２導電形の第２電界効果トランジスタとを有すると
共に、入力端子が前記第２電界効果トランジスタのゲー
ト電極に接続された電圧ホロワ増幅器を有し、該電圧ホ
ロワ増幅器がその入力端子の電圧の一定割合部分を出力
端子に出力するように構成されていることを特徴とす
る。 【０００６】本発明による安定器は、安定化のために付
加的バイアス電圧源を用いずに単に電界効果トランジス
タ及び工程のバラツキの影響を受けにくい素子を用いて
構成することができるので、また安定化が工程従属性に
対して相関関係を有する工程パラメータによって決定さ
れるので、前述の問題を有しない。 【０００７】本発明による第２発明は、前記第１電流結
合回路が第１導電形の電界効果トランジスタを有して構
成されており、前記第２電流結合回路は、前記第１導電
形とは反対の第２導電形であってドレイン電極及びソー
ス電極が当該第２電流結合回路の入力端子及び共通端子
に各々結合された第１電界効果トランジスタと、ドレイ
ン電極及びソース電極が当該第２電流結合回路の出力端
子及び共通端子に各々結合された第２導電形の第２電界
効果トランジスタとを有すると共に、入力端子が前記第
１電界効果トランジスタのゲート電極に接続され且つ出
力端子が前記第２電界効果トランジスタのゲート電極に
接続された電圧ホロワ増幅器を有し、該電圧ホロワ増幅
器がその入力端子の電圧を一定係数で増幅して上記出力
端子に出力するように構成されていることを特徴とす
る。 【０００８】 【実施例】以下、本発明を図面に基づいて詳細に説明す
る。図１は、バイポーラ形式にしばしば用いられる電界
効果トランジスタによる電流安定器の変形を示す。この
電流安定器は、Ｐチャンネルのトランジスタ４および５
による電流ミラーを具える。この電流ミラーは、Ｎチャ
ンネルのトランジスタ１および２による電流ミラーへ結
合されており、その電流ミラーはトランジスタ１のソー
ス回路に抵抗Ｒを含ませることによって、非線形に作ら
れている。 【０００９】図２は、トランジスタ１および４のチャン
ネルの直列接続、およびトランジスタ２および５のチャ
ンネルの直列接続によってそれぞれ構成される電流路に
流れる電流I1およびI2を、トランジスタ２のゲート・ソ
ース電圧 Vgs2 の関数として示す。トランジスタ１およ
び２は、 Vgs2 ＝ VT で共にターンオンされる。 VT は
用いるＮチャンネルのトランジスタ１および２のしきい
電圧である。 Vgs2 の関数としての電流I1は、抵抗Ｒの
存在のために初めのうちは緩やかに変化する。トランジ
スタ１のβ（βは電界効果トランジスタのチャンネルの
幅と長さとの比である）をトランジスタ２のβよりも大
きくなるように選ぶことによって、２つの電流は点Ａで
互いに交差する。この点ではI1＝I2である。トランジス
タ４および５による電流ミラーが、電流間の関係I1＝I2
を定めるならば、この回路は点Ａで安定する。トランジ
スタ１の係数βがトランジスタ２の係数βに等しい場合
には、これらの曲線は互いに交差しない。この場合、ト
ランジスタ５のβを、トランジスタ４のβのｎ倍の大き
さとなるように選んだ場合には、安定点を依然として得
ることができて、動作点はI2＝nI1 となる。βの２つの
不等の組み合わせも可能である。 【００１０】図１の回路の欠点は、抵抗Ｒを用いること
である。図３は、本発明を説明するための第１回路を示
す。この回路は図１の回路と同様の構成であるが、抵抗
Ｒがゲート電極とドレイン電極とを相互接続したＮチャ
ンネル電界効果トランジスタ３によって置き換えられて
いる。 【００１１】図４は、電流I1およびI2を、トランジスタ
２のゲート・ソース電圧 Vgs2 の関数として示す。 V
gs2 ＞ VT のときに電流I2が流れ始め、 Vgs2 ＞2VT の
ときに電流I1が流れ始める。トランジタ１および３のβ
をトランジスタ２のβよりも大きくなるように選ぶこと
によって（トランジスタ１および３は必ずしも同じチャ
ンネル寸法を有する必要はない）、 Vgs2 の関数として
の電流I2が一層ゆるやかな変化を有するようにしてい
る。この場合、電流I1およびI2は交点Ａを有する。この
交点は、トランジスタ４および５を有する電流ミラーが
電流I1およびI2に１の比(unity ratio) を与えるならば
安定点である。図１の回路と同様に図３の回路におい
て、トランジスタ１，２，３のβを等しく選んで、関数
I1およびI2が第４図のグラフにおいて交差しないように
することができる。この場合、トランジスタ５がトラン
ジスタ４のβのｎ倍のβを有するならば安定は可能であ
り、回路はI1＝nI2 で安定する。この場合にはまた、２
つの可能性の組み合わせを用いることもできる。 【００１２】図５は、図３の回路の変形例を示す。この
回路では、トランジスタ１および２のゲート電極を相互
接続せずに、差動増幅器11の反転および非反転入力端子
に接続する。この増幅器の出力端子をトランジスタ４お
よび５のゲート電極に接続する。この場合、トランジス
タ５のゲート電極およびドレイン電極は、相互接続しな
い。図５の回路は、さらに、図３の回路と同様に動作す
る。それは、トランジスタ４および５のゲート電極を駆
動することによって、増幅器11が電流I1およびI2を制御
して、トランジスタ１および２のゲート電極の電圧を等
しくするからである。 【００１３】この実施例によれば、ゲート電極をドレイ
ン電極に接続したトランジスタ９を図５の回路のトラン
ジスタ３と共通点７との間に設ける。このことは、回路
の動作をほとんど変更しない。図４において、電流I1の
零点は電圧 Vgs2 ＝3VT に位置することとなる。 【００１４】電源電圧からの独立性に対する安定電流の
改善を、トランジスタ４および５を有する電流ミラーに
対し、トランジスタ１および２を有する電流ミラーに対
すると同じ手段を用いることによって達成することがで
きる。これは、図３の回路と同様の図６の回路において
行ったが、ゲート電極とドレイン電極とを相互接続した
Ｐチャンネルトランジスタ６が、トランジスタ５のソー
ス電極と共通点８との間に設けられている。 【００１５】本発明電流安定器に対する多くの変形およ
び改良は、図１の回路のバイポーラ変形にしばしば用い
られている変形および改善と同様に可能である。一例と
して図７は、電流安定器のインピーダンスを増大するた
めに、Ｐチャンネルトランジスタ９およびＮチャンネル
トランジスタ10を、それぞれトランジスタ４および２に
縦続接続した図６の回路の変形を示す。この場合、トラ
ンジスタ１および５のゲート電極とドレイン電極との間
の接続を省略し、トランジスタ２および４に対しこのよ
うな接続を行う。 【００１６】本発明回路の原理は、I1の電流路に含まれ
るトランジスタ１が、電流I2の電流路のトランジスタ２
のゲート・ソース電圧の一部（図３，６，７の回路に対
しては1/2 、図５の回路に対しては1/3 ）をゲート・ソ
ース電圧として受け取り、このため２つのトランジスタ
の一方の Vgsに関係するならば Vgs2 ‐Ｉ特性（図４参
照）が異なる零点を有し、およびトランジスタ１および
２および／または４と５を異なって寸法設定することに
よって、安定点が得られることである。 【００１７】トランジスタ１がトランジスタ２のゲート
・ソース電圧の一部を受けるという本発明の原理は、ド
レイン回路とゲート回路とを相互接続した１以上の同様
なトランジスタをトランジスタ１のソース回路中に設け
ることによって、図３，５，６，７の回路において実現
できるが、トランジスタ２のゲート電圧を測定し、ソー
ス電極がトランジスタ２のソース電極に直接接続された
トランジスタ１のゲートに前記トランジスタ２のゲート
・ソース電圧の一部を供給し、あるいは逆に、トランジ
スタ１のゲート・ソース電圧を測定し、一定率で増幅し
たこの電圧をトランジスタ２のゲート電極に供給するこ
とによって同様に行うことができる。 【００１８】図８は上述した原理に基づく本発明の第１
実施例を示す回路図である。図８の回路は増幅器20を具
え、この増幅器は、トランジスタ２のゲート・ソース電
圧を測定し、率ｋだけ減少させてトランジスタ１のゲー
ト電極に印加する。この実施例のトランジスタ１のドレ
イン電流が増幅器20の出力端子に流れないようにするた
めに（これは、トランジスタ１のゲート電極がそのドレ
イン電極に相互接続されている場合である）、トランジ
スタ１のゲート電極をドレイン電極に接続しない。この
代わりに、トランジスタ２のゲート電極を、トランジス
タ２のドレイン電極に接続する。トランジスタ１の側に
トランジスタ１および２との組み合わせの低抵抗電流路
を保持するためには、図７に示す変形例に従ってトラン
ジスタ10を設ける。前記低抵抗電流路を保持するのは、
安定性の理由のために必要である。なぜならば、図１の
種類の安定器および本発明に従って、トランジスタ４お
よび５を有する電流ミラーの入力回路をトランジスタ５
のドレイン回路によって構成しなければならず、トラン
ジスタ１および２の組み合わせの入力回路をトランジス
タ１のドレイン回路によって構成しなければならないか
らである。 【００１９】トランジスタ２のゲート・ソース電圧をＮ
チャンネルトランジスタ12に印加する。このようにして
トランジスタ12はトランジスタ２と同一の電流またはこ
れと一定の関係にある電流を流す。Ｎチャンネルトラン
ジスタ15のドレイン電流を、Ｐチャンネルトランジスタ
13および14を具える電流ミラーを経てトランジスタ12の
ドレイン電極に“反射”する。抵抗17および18を有する
抵抗分圧器を経てトランジスタ15のゲートを駆動するＰ
チャンネルトランジスタ16のゲート電極を、前記トラン
ジスタ12のドレイン電極に接続する。したがって、トラ
ンジスタ15はトランジスタ12と同じドレイン電流を有す
るように駆動され、トランジスタ15はトランジスタ２と
同じドレイン電流を有する。このためトランジスタ15の
ゲート・ソース電圧は、トランジスタ２のゲート・ソー
ス電圧に等しくなる。抵抗17および18を有する抵抗分圧
器によって定められるトランジスタ15のゲート・ソース
間電圧、すなわちトランジスタ２のゲート・ソース電
圧、の一部は、トランジスタ１のゲート・ソース電圧を
構成し、したがって図３，５，６，７の安定器と同様に
安定化を行うことができる。増幅器20を、電源端子＋ V
DDと− VSSとの間に接続する。 【００２０】トランジスタ２のソース電極は、トランジ
スタ12のソース電極およびトランジスタ15および１のソ
ース電極にも接続されているので、点７も電源端子− V
SSに接続される。このようにして、安定電流が点７に得
られる（抵抗17および18が、トランジスタ１および２の
ソース電流の倍数であるトランジスタ12, 15, １，２の
全ソース電流に対してトランジスタ16のソース電流が無
視できるような大きい抵抗値を有さなければ) 。また、
点８に安定電流が得られる。点８を、正の電源端子＋ V
DDに接続することもできる。この場合、例えば、図８に
点線で示すように、Ｐチャンネルトランジスタ21によっ
てトランジスタ４および５に流れる電流を“反射”する
ことにより、あるいはＮチャンネルトランジスタ22によ
ってトランジスタ２（または場合によってはトランジス
タ１）に流れる電流を“反射”することによって、安定
電流が得られる。安定電流を結合抽出(couple out)する
この方法を、他の実施例において用いることも勿論でき
る。 【００２１】図９は図８の回路を変形して構成した本発
明の第２実施例の回路を示す。ゲート電極とソース電極
とが相互接続された、トランジスタ１の両端間の電圧を
測定し、一定率だけ増幅して、トランジスタ２のゲート
・ソース電極に印加する。この例によれば、増幅器20を
わずかに変形した。Ｐチャンネルトランジスタ16の代わ
りに、Ｎチャンネルトランジスタ19を用い、そのゲート
電極をトランジスタ15および13のドレイン電極に接続す
る。トランジスタ13および14を有する電流ミラーの入力
を、トランジスタ14のゲート電極をそのソース電極に相
互接続することによって、トランジスタ14に転送した。
トランジスタ19はトランジスタ15のゲート電極を駆動す
るので、この場合にもトランジスタ15のゲート・ソース
電圧は、トランジスタ12のゲート・ソース電圧に等しく
することができる。トランジスタ12のゲート電極をトラ
ンジスタ１のゲート電極に接続したので、その結果この
トランジスタ15はトランジスタ１と同じゲート・ソース
電圧を有することになる。トランジスタ19は、抵抗17,
18による分圧器を経てトランジスタ15のゲート電極を駆
動するので、トランジスタ19のソース電極の電圧は、抵
抗17と18との比によって決定される一定係数だけトラン
ジスタ15のゲート・ソース電圧よりも（従ってトランジ
スタ１のゲート・ソース電圧よりも）大きい。この高電
圧をトランジスタ２のゲート電極に印加する。安定器の
機能は、図８の安定器の機能に類似する。 【００２２】図１の回路において抵抗Ｒを用いることは
欠点であると説明したことに注意すべきである。しか
し、抵抗17および18を用いることは、欠点とはならな
い。これら抵抗は、バラツキ(spread)をほとんど生じな
い。その理由は、重要なのは前記抵抗の絶対値ではなく
抵抗値の比だからである。さらに、これら抵抗値は、安
定電流の所望値とは無関係に選ぶ、すなわち抵抗をそれ
らの寸法に関して集積化するのが便利なように選ぶこと
ができる。図８および図９の回路の追加の利点は、安定
電流の非常に正確な値が要求される応用に対して、これ
をたとえばレーザによって分圧器の抵抗をトリミングす
ることによって実現できることである。例えば、図３の
回路においてトランジスタ４と５にＮチャンネルトラン
ジスタを、トランジスタ１，２，３にＰチャンネルトラ
ンジスタを用いることによって、種々の回路をそれらの
導電形に対して反転し、および電流方向および電圧極性
に対してゆとりをもたせることができることは明らかで
ある。
【図面の簡単な説明】
【図１】図１は、バイポーラ形式で既知の電界効果トラ
ンジスタを有する電流安定器を示す図である。 【図２】図２は、図１の回路の動作を示す図である。 【図３】図３は、本発明安定器を説明するための第１回
路を示す図である。 【図４】図４は、図３の回路の動作を示す図である。 【図５】図５は、本発明安定器を説明するための第２回
路を示す図である。 【図６】図６は、図３の安定器の改良を示す図である。 【図７】図７は、安定化インピーダンスに対する図６の
安定器の改良を示す図である。 【図８】図８は、本発明安定器の第１実施例を示す図で
ある。 【図９】図９は、本発明安定器の第２実施例を示す図で
ある。 【符号の説明】 1, 2, 3, 10, 12, 15, 19, 22 Ｎチャンネルトランジ
スタ 4, 5, 6, 13, 14, 16, 21 Ｐチャンネルトランジスタ 11 差動増幅器 17,18 抵抗 20 増幅器
ンジスタを有する電流安定器を示す図である。 【図２】図２は、図１の回路の動作を示す図である。 【図３】図３は、本発明安定器を説明するための第１回
路を示す図である。 【図４】図４は、図３の回路の動作を示す図である。 【図５】図５は、本発明安定器を説明するための第２回
路を示す図である。 【図６】図６は、図３の安定器の改良を示す図である。 【図７】図７は、安定化インピーダンスに対する図６の
安定器の改良を示す図である。 【図８】図８は、本発明安定器の第１実施例を示す図で
ある。 【図９】図９は、本発明安定器の第２実施例を示す図で
ある。 【符号の説明】 1, 2, 3, 10, 12, 15, 19, 22 Ｎチャンネルトランジ
スタ 4, 5, 6, 13, 14, 16, 21 Ｐチャンネルトランジスタ 11 差動増幅器 17,18 抵抗 20 増幅器
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 1. エンハンスメント電界効果トランジスタを有し、第
１供給端子と第２供給端子との間に流れる電流を安定化
する電流安定器であって、 入力端子と、出力端子と、前記第１供給端子に結合され
た共通端子とを有する第１電流結合回路と、 前記第１電流結合回路の出力端子に結合された入力端子
と、前記第１電流結合回路の入力端子に結合された出力
端子と、前記第２供給端子に結合された共通端子とを有
する第２電流結合回路と、を具備し、前記第１供給端子
と前記第２供給端子との間に前記第１電流結合回路の出
力端子と前記第２電流結合回路の入力端子とを介して第
１電流路が形成される一方、前記第１供給端子と前記第
２供給端子との間に前記第１電流結合回路の入力端子と
前記第２電流結合回路の出力端子とを介して第２電流路
が形成され、且つ、前記第１電流結合回路が前記第１及
び第２電流路に各々流れる電流が一定の関係を有するよ
うに構成された電流安定器において、 前記第１電流結合回路は第１導電形の電界効果トランジ
スタを有して構成されており、 前記第２電流結合回路は、前記第１導電形とは反対の第
２の導電形であってドレイン電極及びソース電極が当該
第２電流結合回路の入力端子及び共通端子に各々結合さ
れた第１電界効果トランジスタと、ドレイン電極及びソ
ース電極が当該第２電流結合回路の出力端子及び共通端
子に各々結合された第２導電形の第２電界効果トランジ
スタとを有すると共に、入力端子が前記第２電界効果ト
ランジスタのゲート電極に接続され且つ出力端子が前記
第１電界効果トランジスタのゲート電極に接続された電
圧ホロワ増幅器を有し、該電圧ホロワ増幅器がその入力
端子の電圧の一定割合部分を出力端子に出力するように
構成されていることを特徴とする電流安定器。 2. 前記第１電流結合回路は前記第１導電形の電界効果
トランジスタを有する電流ミラーを構成し、前記第２電
界効果トランジスタのゲート電極とドレイン電極とは相
互に接続される一方、前記第２電流結合回路はソース・
ドレインチャンネルが前記第２電界効果トランジスタの
ドレイン電極と当該第２電流結合回路の出力端子との間
に介挿され且つゲート電極が前記第１電界効果トランジ
スタのドレイン電極に接続された第２導電形の第３電界
効果トランジスタを更に有していることを特徴とする請
求項１記載の電流安定器。 3. 前記電圧ホロワ増幅器は、ソース電極が前記第２供
給端子に接続され且つゲート電極が当該増幅器の前記入
力端子に接続された第２導電形の第４電界効果トランジ
スタと、ソース電極が前記第２供給端子に接続され且つ
ゲート電極が当該増幅器の前記出力端子に結合された第
２導電形の第５電界効果トランジスタと、前記第４及び
第５電界効果トランジスタの各ドレイン電極に入力端子
及び出力端子が各々結合された電流ミラーと、該電流ミ
ラーの出力により前記第５電界効果トランジスタのゲー
ト電極を駆動する第６電界効果トランジスタとを有し、
これにより前記第５電界効果トランジスタのゲート電極
の電圧が前記第４電界効果トランジスタのゲート電極の
電圧に１の利得係数で追従するように構成されているこ
とを特徴とする請求項１又は２記載の電流安定器。 4. 前記第５電界効果トランジスタのゲート電極とソー
ス電極との間には分圧器が設けられ、該分圧器のタップ
が前記電圧ホロワ増幅器の出力端子を構成していること
を特徴とする請求項３記載の電流安定器。 5. エンハンスメント電界効果トランジスタを有し、第
１供給端子と第２供給端子との間に流れる電流を安定化
する電流安定器であって、 入力端子と、出力端子と、前記第１供給端子に結合され
た共通端子とを有する第１電流結合回路と、 前記第１電流結合回路の出力端子に結合された入力端子
と、前記第１電流結合回路の入力端子に結合された出力
端子と、前記第２供給端子に結合された共通端子とを有
する第２電流結合回路と、を具備し、前記第１供給端子
と前記第２供給端子との間に前記第１電流結合回路の出
力端子と前記第２電流結合回路の入力端子とを介して第
１電流路が形成される一方、前記第１供給端子と前記第
２供給端子との間に前記第１電流結合回路の入力端子と
前記第２電流結合回路の出力端子とを介して第２電流路
が形成され、且つ、前記第１電流結合回路が前記第１及
び第２電流路に各々流れる電流が一定の関係を有するよ
うに構成された電流安定器において、 前記第１電流結合回路は第１導電形の電界効果トランジ
スタを有して構成されており、 前記第２電流結合回路は、前記第１導電形とは反対の第
２導電形であってドレイン電極及びソース電極が当該第
２電流結合回路の入力端子及び共通端子に各々結合され
た第１電界効果トランジスタと、ドレイン電極及びソー
ス電極が当該第２電流結合回路の出力端子及び共通端子
に各々結合された第２導電形の第２電界効果トランジス
タとを有すると共に、入力端子が前記第１電界効果トラ
ンジスタのゲート電極に接続され且つ出力端子が前記第
２電界効果トランジスタのゲート電極に接続された電圧
ホロワ増幅器を有し、該電圧ホロワ増幅器がその入力端
子の電圧を一定係数で増幅して上記出力端子に出力する
ように構成されていることを特徴とする電流安定器。 6. 前記第１電流結合回路は前記第１導電形の電界効果
トランジスタを有する電流ミラーを構成し、前記第１電
界効果トランジスタのゲート電極とドレイン電極とが相
互に接続されていることを特徴とする請求項５記載の電
流安定器。 7. 前記電圧ホロワ増幅器は、ソース電極が前記第２供
給端子に接続され且つゲート電極が当該増幅器の前記入
力端子に接続された第２導電形の第３電界効果トランジ
スタと、ソース電極が前記第２供給端子に接続され且つ
ゲート電極が当該増幅器の前記出力端子に結合された第
２導電形の第４電界効果トランジスタと、前記第３及び
第４電界効果トランジスタの各ドレイン電極に入力端子
及び出力端子が各々結合された電流ミラーと、該電流ミ
ラーの出力により前記第４電界効果トランジスタのゲー
ト電極を駆動する第５電界効果トランジスタとを有し、
これにより前記第４電界効果トランジスタのゲート電極
の電圧が前記第３電界効果トランジスタのゲート電極の
電圧に１の利得係数で追従するように構成されているこ
とを特徴とする請求項５又は６記載の電流安定器。 8. 前記電圧ホロワ増幅器の出力端子と前記第４電界効
果トランジスタのソース電極との間には分圧器が設けら
れ、前記第５電界効果トランジスタは該分圧器を介して
前記第４電界効果トランジスタを駆動し、該第４電界効
果トランジスタのゲート電極が前記分圧器のタップに接
続されていることをを特徴とする請求項７記載の電流安
定器。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| NL8001558 | 1980-03-17 | ||
| NL8001558A NL8001558A (nl) | 1980-03-17 | 1980-03-17 | Stroomstabilisator opgebouwd met veldeffekttransistor van het verrijkingstype. |
Related Parent Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3737081A Division JPS56143028A (en) | 1980-03-17 | 1981-03-17 | Current stabilizer |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0535348A true JPH0535348A (ja) | 1993-02-12 |
| JPH0623938B2 JPH0623938B2 (ja) | 1994-03-30 |
Family
ID=19835004
Family Applications (2)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3737081A Granted JPS56143028A (en) | 1980-03-17 | 1981-03-17 | Current stabilizer |
| JP3110850A Expired - Lifetime JPH0623938B2 (ja) | 1980-03-17 | 1991-04-17 | 電流安定器 |
Family Applications Before (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3737081A Granted JPS56143028A (en) | 1980-03-17 | 1981-03-17 | Current stabilizer |
Country Status (7)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4399374A (ja) |
| JP (2) | JPS56143028A (ja) |
| CA (1) | CA1173501A (ja) |
| DE (1) | DE3110167A1 (ja) |
| FR (1) | FR2478342A1 (ja) |
| GB (1) | GB2071955B (ja) |
| NL (1) | NL8001558A (ja) |
Families Citing this family (34)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FR2494519A1 (fr) * | 1980-11-14 | 1982-05-21 | Efcis | Generateur de courant integre en technologie cmos |
| US4495425A (en) * | 1982-06-24 | 1985-01-22 | Motorola, Inc. | VBE Voltage reference circuit |
| US4453094A (en) * | 1982-06-30 | 1984-06-05 | General Electric Company | Threshold amplifier for IC fabrication using CMOS technology |
| US4477737A (en) * | 1982-07-14 | 1984-10-16 | Motorola, Inc. | Voltage generator circuit having compensation for process and temperature variation |
| US4471292A (en) * | 1982-11-10 | 1984-09-11 | Texas Instruments Incorporated | MOS Current mirror with high impedance output |
| JPS5990412A (ja) * | 1982-11-15 | 1984-05-24 | Nec Corp | 双方向性定電流駆動回路 |
| JPS59214311A (ja) * | 1983-05-18 | 1984-12-04 | Mitsubishi Electric Corp | 集積回路装置 |
| US4599554A (en) * | 1984-12-10 | 1986-07-08 | Texet Corportion | Vertical MOSFET with current monitor utilizing common drain current mirror |
| US4618815A (en) * | 1985-02-11 | 1986-10-21 | At&T Bell Laboratories | Mixed threshold current mirror |
| JPH0640290B2 (ja) * | 1985-03-04 | 1994-05-25 | 株式会社日立製作所 | 安定化電流源回路 |
| US4612497A (en) * | 1985-09-13 | 1986-09-16 | Motorola, Inc. | MOS current limiting output circuit |
| ATE53153T1 (de) * | 1985-09-30 | 1990-06-15 | Siemens Ag | Digital-analog-umsetzer mit temperaturkompensation. |
| JPS62115858A (ja) * | 1985-11-15 | 1987-05-27 | Nec Ic Microcomput Syst Ltd | 定電圧回路 |
| FR2651881B1 (fr) * | 1989-09-12 | 1994-01-07 | Sgs Thomson Microelectronics Sa | Circuit de detection de seuil de temperature. |
| US5099156A (en) * | 1990-10-02 | 1992-03-24 | California Institute Of Technology | Subthreshold MOS circuits for correlating analog input voltages |
| DE4034371C1 (ja) * | 1990-10-29 | 1991-10-31 | Eurosil Electronic Gmbh, 8057 Eching, De | |
| US5739682A (en) * | 1994-01-25 | 1998-04-14 | Texas Instruments Incorporated | Circuit and method for providing a reference circuit that is substantially independent of the threshold voltage of the transistor that provides the reference circuit |
| JPH07225622A (ja) * | 1994-02-10 | 1995-08-22 | Fujitsu Ltd | 電界効果トランジスタを用いた定電流回路 |
| US5545978A (en) * | 1994-06-27 | 1996-08-13 | International Business Machines Corporation | Bandgap reference generator having regulation and kick-start circuits |
| DE69418206T2 (de) * | 1994-12-30 | 1999-08-19 | Cons Ric Microelettronica | Verfahren zur Spannungsschwelleextraktierung und Schaltung nach dem Verfahren |
| EP0720079B1 (en) * | 1994-12-30 | 2004-09-29 | Co.Ri.M.Me. | Threshold voltage extracting method and circuit using the same |
| FR2732129B1 (fr) * | 1995-03-22 | 1997-06-20 | Suisse Electronique Microtech | Generateur de courant de reference en technologie cmos |
| EP0733959B1 (en) * | 1995-03-24 | 2001-06-13 | Co.Ri.M.Me. Consorzio Per La Ricerca Sulla Microelettronica Nel Mezzogiorno | Circuit for generating a reference voltage and detecting an undervoltage of a supply voltage and corresponding method |
| FR2734378B1 (fr) * | 1995-05-17 | 1997-07-04 | Suisse Electronique Microtech | Circuit integre dans lequel certains composants fonctionnels sont amenes a travailler avec une meme caracteristique de fonctionnement |
| JP2891297B2 (ja) * | 1996-09-30 | 1999-05-17 | 日本電気株式会社 | 電圧電流変換回路 |
| EP0851585A1 (en) * | 1996-12-24 | 1998-07-01 | STMicroelectronics S.r.l. | Circuit for generating an electric signal of constant duration, said duration being independant of temperature and process variations |
| US6049244A (en) * | 1997-12-18 | 2000-04-11 | Sgs-Thomson Microelectronics S.R.L. | Circuit generator of a constant electric signal which is independent from temperature and manufacturing process variables |
| JP3629939B2 (ja) * | 1998-03-18 | 2005-03-16 | セイコーエプソン株式会社 | トランジスタ回路、表示パネル及び電子機器 |
| GB9920080D0 (en) * | 1999-08-24 | 1999-10-27 | Sgs Thomson Microelectronics | Current reference circuit |
| US7333156B2 (en) * | 1999-08-26 | 2008-02-19 | Canadian Space Agency | Sequential colour visual telepresence system |
| DE10146849A1 (de) * | 2001-09-24 | 2003-04-10 | Atmel Germany Gmbh | Verfahren zur Erzeugung einer Ausgangsspannung |
| DE102006043453A1 (de) * | 2005-09-30 | 2007-04-19 | Texas Instruments Deutschland Gmbh | CMOS-Referenzspannungsquelle |
| US8760216B2 (en) | 2009-06-09 | 2014-06-24 | Analog Devices, Inc. | Reference voltage generators for integrated circuits |
| US11068011B2 (en) * | 2019-10-30 | 2021-07-20 | Taiwan Semiconductor Manufacturing Company Ltd. | Signal generating device and method of generating temperature-dependent signal |
Family Cites Families (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| NL7017919A (ja) * | 1970-12-09 | 1972-06-13 | ||
| FR2259436B1 (ja) * | 1974-01-24 | 1978-01-13 | Commissariat Energie Atomique | |
| JPS5422557A (en) * | 1977-07-22 | 1979-02-20 | Hitachi Ltd | Constant current circuit |
| US4188588A (en) * | 1978-12-15 | 1980-02-12 | Rca Corporation | Circuitry with unbalanced long-tailed-pair connections of FET's |
| US4300091A (en) * | 1980-07-11 | 1981-11-10 | Rca Corporation | Current regulating circuitry |
-
1980
- 1980-03-17 NL NL8001558A patent/NL8001558A/nl not_active Application Discontinuation
-
1981
- 1981-02-25 US US06/238,294 patent/US4399374A/en not_active Expired - Fee Related
- 1981-03-12 CA CA000372828A patent/CA1173501A/en not_active Expired
- 1981-03-13 GB GB8107958A patent/GB2071955B/en not_active Expired
- 1981-03-13 FR FR8105097A patent/FR2478342A1/fr active Granted
- 1981-03-16 DE DE19813110167 patent/DE3110167A1/de active Granted
- 1981-03-17 JP JP3737081A patent/JPS56143028A/ja active Granted
-
1991
- 1991-04-17 JP JP3110850A patent/JPH0623938B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| FR2478342A1 (fr) | 1981-09-18 |
| JPS56143028A (en) | 1981-11-07 |
| US4399374A (en) | 1983-08-16 |
| NL8001558A (nl) | 1981-10-16 |
| JPH0623938B2 (ja) | 1994-03-30 |
| CA1173501A (en) | 1984-08-28 |
| JPH0410093B2 (ja) | 1992-02-24 |
| GB2071955B (en) | 1983-12-14 |
| FR2478342B1 (ja) | 1984-05-11 |
| DE3110167C2 (ja) | 1990-07-26 |
| GB2071955A (en) | 1981-09-23 |
| DE3110167A1 (de) | 1982-01-28 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JPH0535348A (ja) | 電流安定器 | |
| US4583037A (en) | High swing CMOS cascode current mirror | |
| US6667653B2 (en) | Threshold voltage-independent MOS current reference | |
| US3984780A (en) | CMOS voltage controlled current source | |
| KR100324452B1 (ko) | 조절된캐스코드이득증대를위한궤환증폭기 | |
| US8476967B2 (en) | Constant current circuit and reference voltage circuit | |
| JPH04229315A (ja) | 基準発生器 | |
| KR20040030308A (ko) | 전압 레귤레이터 | |
| US4247824A (en) | Linear amplifier | |
| US5847556A (en) | Precision current source | |
| US5021730A (en) | Voltage to current converter with extended dynamic range | |
| US5515010A (en) | Dual voltage level shifted, cascoded current mirror | |
| KR920010237B1 (ko) | 증폭회로 | |
| JPH0133047B2 (ja) | ||
| US6727757B1 (en) | Biasing circuit for transconductors | |
| JP2000114891A (ja) | 電流源回路 | |
| US4297644A (en) | Amplifier with cross-over current control | |
| US6194956B1 (en) | Low critical voltage current mirrors | |
| JP2953887B2 (ja) | ボルテージレギュレータ | |
| JPH0758557A (ja) | 演算増幅器、演算増幅器のｄｃバイアス回路および演算増幅器をバイアスする方法 | |
| KR930001294B1 (ko) | 전류미러(current mirror) | |
| US6707286B1 (en) | Low voltage enhanced output impedance current mirror | |
| JP3227711B2 (ja) | 基準電圧発生回路 | |
| JPH06152272A (ja) | 定電流回路 | |
| JPH08263158A (ja) | 定電流源 |