JPH04217822A - 交流出力変換器の並列運転制御装置 - Google Patents
交流出力変換器の並列運転制御装置Info
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- JPH04217822A JPH04217822A JP2403589A JP40358990A JPH04217822A JP H04217822 A JPH04217822 A JP H04217822A JP 2403589 A JP2403589 A JP 2403589A JP 40358990 A JP40358990 A JP 40358990A JP H04217822 A JPH04217822 A JP H04217822A
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/493—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode the static converters being arranged for operation in parallel
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
- H02J3/00—Circuit arrangements for ac mains or ac distribution networks
- H02J3/38—Arrangements for parallely feeding a single network by two or more generators, converters or transformers
- H02J3/46—Controlling of the sharing of output between the generators, converters, or transformers
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はインバータのような交流
出力変換器を複数台並列接続し，共通の負荷に対して並
列運転する電源システムにおいて，変換器間の電流バラ
ンスを制御する手段に関するものである．
出力変換器を複数台並列接続し，共通の負荷に対して並
列運転する電源システムにおいて，変換器間の電流バラ
ンスを制御する手段に関するものである．
【０００２】
【従来の技術】図１０は，例えば特公昭５３−３６１３
７及び特公昭５６−１３１０１に示された従来の交流出
力変換器の並列運転システムを示す構成図である．
７及び特公昭５６−１３１０１に示された従来の交流出
力変換器の並列運転システムを示す構成図である．
【０００３】図において１号インバータ装置１は同じ構
成の２号インバータ装置２と出力母線３を通じて並列運
転しつつ負荷４へ電力を供給している．１号インバータ
装置１はインバータ本体１００，フィルタ用リアクトル
１０１，同コンデンサ１０２を主要構成要素とし，直流
電源５の電力を交流に変換し，出力開閉器１０３ａを通
じて出力母線３へ接続されている．インバータ装置１と
２が並列運転するためには，１号インバータ装置の出力
電流 Ｉ１ からＣＴ２００ａにより検出信号Ｉ１ａ
を得，同じく２号インバータ装置２から得られた検出信
号Ｉ２ａとの差，即ち横流に相当する信号ΔＩ１ を横
流検出１５１により得る．次に移相器１５０より，直交
する２つの電圧ベクトルＥＡ とＥＢ を作り，ΔＩ１
信号から演算回路１５２，１５３によりそれぞれ無効
電力対応成分ΔＱと有効電力対応成分ΔＰを得る．イン
バータは電圧設定回路７と電圧帰還回路３００の信号に
もとづき，電圧制御回路４０３が，ＰＷＭ回路４００を
介して，インバータ本体１００のパルス巾変調を行ない
，内部発生電圧を制御する．
成の２号インバータ装置２と出力母線３を通じて並列運
転しつつ負荷４へ電力を供給している．１号インバータ
装置１はインバータ本体１００，フィルタ用リアクトル
１０１，同コンデンサ１０２を主要構成要素とし，直流
電源５の電力を交流に変換し，出力開閉器１０３ａを通
じて出力母線３へ接続されている．インバータ装置１と
２が並列運転するためには，１号インバータ装置の出力
電流 Ｉ１ からＣＴ２００ａにより検出信号Ｉ１ａ
を得，同じく２号インバータ装置２から得られた検出信
号Ｉ２ａとの差，即ち横流に相当する信号ΔＩ１ を横
流検出１５１により得る．次に移相器１５０より，直交
する２つの電圧ベクトルＥＡ とＥＢ を作り，ΔＩ１
信号から演算回路１５２，１５３によりそれぞれ無効
電力対応成分ΔＱと有効電力対応成分ΔＰを得る．イン
バータは電圧設定回路７と電圧帰還回路３００の信号に
もとづき，電圧制御回路４０３が，ＰＷＭ回路４００を
介して，インバータ本体１００のパルス巾変調を行ない
，内部発生電圧を制御する．
【０００４】前述の無効電流対応成分ΔＱは電圧制御回
路４０３へ補助信号的に与えられ，インバータ本体１０
０の内部発生電圧を数％程度調節することにより，ΔＱ
を零にするように動作する．
路４０３へ補助信号的に与えられ，インバータ本体１０
０の内部発生電圧を数％程度調節することにより，ΔＱ
を零にするように動作する．
【０００５】一方前述の有効電力対応成分ΔＰはＰＬＬ
回路を構成するアンプ１５４を通し，基準発振器１５５
の周波数の微調整を行うことによりインバータ本体１０
０の内部発生電圧の位相を制御し，ΔＰを零にするよう
に動作する．
回路を構成するアンプ１５４を通し，基準発振器１５５
の周波数の微調整を行うことによりインバータ本体１０
０の内部発生電圧の位相を制御し，ΔＰを零にするよう
に動作する．
【０００６】このようにして，ΔＱとΔＰをともに零と
するように，電圧と位相を制御するので，２台のインバ
ータ間の横流がなくなり，安定な負荷の分担が行なわれ
る．
するように，電圧と位相を制御するので，２台のインバ
ータ間の横流がなくなり，安定な負荷の分担が行なわれ
る．
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】従来の変換器の並列運
転システムは以上のように構成されているので，次の三
つの問題点があった．第一の問題点は，インバータの内
部発生電圧の位相及び電圧の平均値を制御することによ
って，分担電流をバランスさせるために，制御の応答速
度を向上することが難しく，特に瞬時の横流は制御でき
ないことである．第二の問題点は，横流を有効分と無効
分に分離検出する際にフィルタが必要なため横流制御を
高速にできないことである．このためインバータの出力
を歪の少ない高品質の正弦波に保つ瞬時波形制御などの
高速電圧制御系には適用限界がある．第三の問題点は，
横流を有効分と無効分に分離して制御しているので，制
御回路が複雑になることである．
転システムは以上のように構成されているので，次の三
つの問題点があった．第一の問題点は，インバータの内
部発生電圧の位相及び電圧の平均値を制御することによ
って，分担電流をバランスさせるために，制御の応答速
度を向上することが難しく，特に瞬時の横流は制御でき
ないことである．第二の問題点は，横流を有効分と無効
分に分離検出する際にフィルタが必要なため横流制御を
高速にできないことである．このためインバータの出力
を歪の少ない高品質の正弦波に保つ瞬時波形制御などの
高速電圧制御系には適用限界がある．第三の問題点は，
横流を有効分と無効分に分離して制御しているので，制
御回路が複雑になることである．
【０００８】この発明は上記のような問題点を解決する
ためになされたもので，横流を有効分と無効分に分離す
ることなく，分担電流を高速にバランスさせる交流出力
変換器の並列運転制御装置を提供するものである．
ためになされたもので，横流を有効分と無効分に分離す
ることなく，分担電流を高速にバランスさせる交流出力
変換器の並列運転制御装置を提供するものである．
【０
００９】また，インバータに限らず，他の瞬時制御形交
流出力変換器の並列運転にも汎用的に適用できる手段を
提供することを目的としている．
００９】また，インバータに限らず，他の瞬時制御形交
流出力変換器の並列運転にも汎用的に適用できる手段を
提供することを目的としている．
【００１０】
【課題を解決するための手段】この発明に係る交流出力
変換器の並列運転制御装置においては，平均値制御では
なく，瞬時制御形交流出力変換器の電圧制御回路に，変
換器相互間に流れる電流の横流分に応じた信号を与える
ように構成したものである．
変換器の並列運転制御装置においては，平均値制御では
なく，瞬時制御形交流出力変換器の電圧制御回路に，変
換器相互間に流れる電流の横流分に応じた信号を与える
ように構成したものである．
【００１１】
【作用】上記のように構成された並列運転制御装置によ
る交流出力変換器の並列運転システムでは，横流が少な
くなるよう瞬時に電圧制御回路が動作する．
る交流出力変換器の並列運転システムでは，横流が少な
くなるよう瞬時に電圧制御回路が動作する．
【００１２
】
】
【実施例】実施例１．
図１に本発明の一実施例を示す．前述の図１０と対応す
る機能については同じ番号をつけているが，図１０は出
力電圧の平均値を制御する形式のインバータ装置である
のに対し，図１は出力電圧の瞬時値を制御する形式のイ
ンバータ装置であるので，同一番号でも必ずしも同じ機
能の回路ではない．
る機能については同じ番号をつけているが，図１０は出
力電圧の平均値を制御する形式のインバータ装置である
のに対し，図１は出力電圧の瞬時値を制御する形式のイ
ンバータ装置であるので，同一番号でも必ずしも同じ機
能の回路ではない．
【００１３】図において，１号インバータ装置１は，図
示簡略した同じ構成の２号インバータ装置２と出力母線
３を通じて並列運転しつつ，負荷４へ電力を供給してい
る．５は１号インバータ装置１に接続されている直流電
源，６は２号インバータ装置２に接続されている直流電
源，７は出力母線３の電圧指令値を発生する出力電圧基
準発生回路である．
示簡略した同じ構成の２号インバータ装置２と出力母線
３を通じて並列運転しつつ，負荷４へ電力を供給してい
る．５は１号インバータ装置１に接続されている直流電
源，６は２号インバータ装置２に接続されている直流電
源，７は出力母線３の電圧指令値を発生する出力電圧基
準発生回路である．
【００１４】１００番以降の番号は，インバータ装置の
構成要素であり，添え字なき番号と添え字がａの番号は
１号インバータ装置１の構成要素，添え字がｂの番号は
２号インバータ装置２の構成要素である．
構成要素であり，添え字なき番号と添え字がａの番号は
１号インバータ装置１の構成要素，添え字がｂの番号は
２号インバータ装置２の構成要素である．
【００１５】
１００はインバータ本体であり，例えば高周波スイッチ
ングの可能なトランジスタやＭＯＳＦＥＴなどの自己消
弧形素子により構成され，図２（ａ）のような３相ブリ
ッジインバータや図２（ｂ）のような単相ブリッジイン
バータのそれぞれのアームが出力周波数（例えば６０Ｈ
ｚ）の１０倍から数１００倍程度の高周波でスイッチン
グするもので，直流電圧を正弦波の基本波を含んだ矩形
波状の高周波交流電圧に変換する．１０１，１０２は低
域通過フィルタを構成するリアクトルとコンデンサであ
り，インバータ本体１００の発生した矩形波状の高周波
交流電圧から高調波を除去し，正弦波の出力電圧を得て
，出力開閉器１０３ａを通じて出力母線３へ接続されて
いる．
１００はインバータ本体であり，例えば高周波スイッチ
ングの可能なトランジスタやＭＯＳＦＥＴなどの自己消
弧形素子により構成され，図２（ａ）のような３相ブリ
ッジインバータや図２（ｂ）のような単相ブリッジイン
バータのそれぞれのアームが出力周波数（例えば６０Ｈ
ｚ）の１０倍から数１００倍程度の高周波でスイッチン
グするもので，直流電圧を正弦波の基本波を含んだ矩形
波状の高周波交流電圧に変換する．１０１，１０２は低
域通過フィルタを構成するリアクトルとコンデンサであ
り，インバータ本体１００の発生した矩形波状の高周波
交流電圧から高調波を除去し，正弦波の出力電圧を得て
，出力開閉器１０３ａを通じて出力母線３へ接続されて
いる．
【００１６】２００ａは１号インバータ装置の出力電流
Ｉ１ を，２０１はインバータ本体１００の出力電流
ＩＡ１を検出する電流センサである．３００はコンデ
ンサ１０２の電圧（並列運転時は出力母線電圧となる．
）を検出する電圧センサである．
Ｉ１ を，２０１はインバータ本体１００の出力電流
ＩＡ１を検出する電流センサである．３００はコンデ
ンサ１０２の電圧（並列運転時は出力母線電圧となる．
）を検出する電圧センサである．
【００１７】４００はインバータ本体１００のスイッチ
ングのタイミングを決めるＰＷＭ回路であり，例えばイ
ンバータ本体１００が出力すべき基本波分の電圧指令信
号と三角波キャリアの交差でインバータ本体１００をス
イッチングさせる三角波比較形ＰＷＭ回路である．４０
１はインバータ本体１００の出力電流ＩＡ１を制御する
電流制御回路である．４０２はインバータ本体１００の
出力電流指令値を制限するリミッタ回路である．４０３
はコンデンサ１０２の電圧を制御する電圧制御回路であ
る．４０４は所望の出力電圧を発生する為にコンデンサ
１０２に流すべき電流値を出力するコンデンサ電流基準
発生回路である．４０５は１号インバータ装置１と２号
インバータ装置２の間に仮想的にインピーダンスＺを挿
入し，横流を制限するように動作させる為の横流制限用
仮想インピーダンス回路である．４０６は１号インバー
タ装置１が出力している横流と分担すべき負荷電流値を
検出する電流検出回路である．
ングのタイミングを決めるＰＷＭ回路であり，例えばイ
ンバータ本体１００が出力すべき基本波分の電圧指令信
号と三角波キャリアの交差でインバータ本体１００をス
イッチングさせる三角波比較形ＰＷＭ回路である．４０
１はインバータ本体１００の出力電流ＩＡ１を制御する
電流制御回路である．４０２はインバータ本体１００の
出力電流指令値を制限するリミッタ回路である．４０３
はコンデンサ１０２の電圧を制御する電圧制御回路であ
る．４０４は所望の出力電圧を発生する為にコンデンサ
１０２に流すべき電流値を出力するコンデンサ電流基準
発生回路である．４０５は１号インバータ装置１と２号
インバータ装置２の間に仮想的にインピーダンスＺを挿
入し，横流を制限するように動作させる為の横流制限用
仮想インピーダンス回路である．４０６は１号インバー
タ装置１が出力している横流と分担すべき負荷電流値を
検出する電流検出回路である．
【００１８】５００，５０１，５０２，５０３，５０４
は加減算器である．
は加減算器である．
【００１９】２号インバータ装置２は，１号インバータ
装置１と同一の構成で，出力が出力母線３を通じて１号
インバータ装置１と並列接続されており，１０３ｂは２
号インバータ装置２の出力開閉器，２００ｂは２号イン
バータ装置２の出力電流Ｉ２を検出する電流センサであ
る．
装置１と同一の構成で，出力が出力母線３を通じて１号
インバータ装置１と並列接続されており，１０３ｂは２
号インバータ装置２の出力開閉器，２００ｂは２号イン
バータ装置２の出力電流Ｉ２を検出する電流センサであ
る．
【００２０】図３は電流検出回路４０６の詳細を示すブ
ロック図である．４０６ｓ，４０６ｔは加減算器，４０
６ｕは，インバータ装置の並列台数をｎとすると，１／
ｎのゲインを持つ増幅回路である．加算器４０６ｓにて
１号インバータ装置１の出力電流Ｉ１ と２号インバー
タ装置２の出力電流Ｉ２ を加算して負荷電流ＩＬ を
求め，この信号を増幅回路４０６ｕに入力して，負荷電
流ＩＬ を並列台数ｎ（この場合はｎ＝２）で割った値
ＩＬ／ｎ を演算し，これを１号インバータ装置１が分
担すべき負荷電流ＩＬ１＊ として出力する．また，減
算器４０６ｔにより，１号インバータ装置１の出力電流
Ｉ１ と分担すべき電流ＩＬ１＊ の差，即ち，横
流 ΔＩ１（＝Ｉ１−ＩＬ１＊ ）を演算出力する．
ロック図である．４０６ｓ，４０６ｔは加減算器，４０
６ｕは，インバータ装置の並列台数をｎとすると，１／
ｎのゲインを持つ増幅回路である．加算器４０６ｓにて
１号インバータ装置１の出力電流Ｉ１ と２号インバー
タ装置２の出力電流Ｉ２ を加算して負荷電流ＩＬ を
求め，この信号を増幅回路４０６ｕに入力して，負荷電
流ＩＬ を並列台数ｎ（この場合はｎ＝２）で割った値
ＩＬ／ｎ を演算し，これを１号インバータ装置１が分
担すべき負荷電流ＩＬ１＊ として出力する．また，減
算器４０６ｔにより，１号インバータ装置１の出力電流
Ｉ１ と分担すべき電流ＩＬ１＊ の差，即ち，横
流 ΔＩ１（＝Ｉ１−ＩＬ１＊ ）を演算出力する．
【００２１】次に動作について説明する．
【００２２】
このインバータ装置には電流マイナーループが設けられ
ており，電流制御回路４０１は電流センサ２０１により
フィードバックされたインバータ本体１００の出力電流
ＩＡ１がリミッタ回路４０２からの電流指令ＩＡ１＊
と一致するようにリアクトル１０１に印加すべき電圧を
出力する．出力母線３にはコンデンサ１０２及び２号イ
ンバータ装置２による電圧があるので，リアクトル１０
１に所望の電圧を印加するには，インバータ本体１００
が出力母線３の電圧とリアクトル１０１に印加すべき電
圧の和を発生する必要がある．従って，電圧センサ３０
０で検出したコンデンサ１０２の電圧と電流制御回路４
０１の出力とを加算器５００にて加算し，この信号を電
圧指令として三角波比較形ＰＷＭ回路４００に与える．
このインバータ装置には電流マイナーループが設けられ
ており，電流制御回路４０１は電流センサ２０１により
フィードバックされたインバータ本体１００の出力電流
ＩＡ１がリミッタ回路４０２からの電流指令ＩＡ１＊
と一致するようにリアクトル１０１に印加すべき電圧を
出力する．出力母線３にはコンデンサ１０２及び２号イ
ンバータ装置２による電圧があるので，リアクトル１０
１に所望の電圧を印加するには，インバータ本体１００
が出力母線３の電圧とリアクトル１０１に印加すべき電
圧の和を発生する必要がある．従って，電圧センサ３０
０で検出したコンデンサ１０２の電圧と電流制御回路４
０１の出力とを加算器５００にて加算し，この信号を電
圧指令として三角波比較形ＰＷＭ回路４００に与える．
【００２３】コンデンサ電流基準発生回路４０４は，コ
ンデンサに流れるべき電流として，コンデンサ１０２の
電圧指令Ｖ１＊より９０度進んだ正弦波電流基準をコン
デンサ１０２の容量に応じて発生する．コンデンサ１０
２の電圧指令Ｖ１＊は減算器５０４の出力から得られる
ことは後述する．電圧制御回路４０３は，コンデンサ１
０２の電圧指令Ｖ１＊と電圧センサ３００で検出したコ
ンデンサ１０２の電圧の偏差を減算器５０３にて演算し
た信号を入力とし，この偏差を少なくするためにインバ
ータ本体１００が出力すべき補正電流信号を出力する．
ンデンサに流れるべき電流として，コンデンサ１０２の
電圧指令Ｖ１＊より９０度進んだ正弦波電流基準をコン
デンサ１０２の容量に応じて発生する．コンデンサ１０
２の電圧指令Ｖ１＊は減算器５０４の出力から得られる
ことは後述する．電圧制御回路４０３は，コンデンサ１
０２の電圧指令Ｖ１＊と電圧センサ３００で検出したコ
ンデンサ１０２の電圧の偏差を減算器５０３にて演算し
た信号を入力とし，この偏差を少なくするためにインバ
ータ本体１００が出力すべき補正電流信号を出力する．
【００２４】インバータ本体１００の出力電流指令値Ｉ
Ａ１＊ は，コンデンサ電流基準発生回路４０４，電圧
制御回路４０３の出力と，電流検出回路４０６が出力す
る１号インバータ装置１の負荷電流分担指令値ＩＬ１＊
を加算器５０２にて演算し，その結果をリミッタ回路
４０２にて制限した信号である．従って，無負荷状態に
おいては，インバータ本体１００がコンデンサ１０２に
流れるべき電流を供給することによって無負荷電圧を確
立する．この場合，電圧制御回路４０３は電流制御の誤
差やコンデンサ１０２の容量の設計値と実際値の誤差に
より生じるコンデンサ電流基準発生回路４０４の出力の
過不足分を補正する．次に，負荷４が投入されると，負
荷電流ＩＬ の１／２を分担するように電流検出回路４
０６から電流マイナーループへ指令が与えられ，それぞ
れのインバータが負荷電流を１／２づつ分担することに
なる．ここでリミッタ回路４０２は負荷起動時における
突入電流等の過電流をインバータ本体１００が供給しな
いように，電流制御回路４０１への指令値をインバータ
本体１００の電流許容値以下に制限するものである．
Ａ１＊ は，コンデンサ電流基準発生回路４０４，電圧
制御回路４０３の出力と，電流検出回路４０６が出力す
る１号インバータ装置１の負荷電流分担指令値ＩＬ１＊
を加算器５０２にて演算し，その結果をリミッタ回路
４０２にて制限した信号である．従って，無負荷状態に
おいては，インバータ本体１００がコンデンサ１０２に
流れるべき電流を供給することによって無負荷電圧を確
立する．この場合，電圧制御回路４０３は電流制御の誤
差やコンデンサ１０２の容量の設計値と実際値の誤差に
より生じるコンデンサ電流基準発生回路４０４の出力の
過不足分を補正する．次に，負荷４が投入されると，負
荷電流ＩＬ の１／２を分担するように電流検出回路４
０６から電流マイナーループへ指令が与えられ，それぞ
れのインバータが負荷電流を１／２づつ分担することに
なる．ここでリミッタ回路４０２は負荷起動時における
突入電流等の過電流をインバータ本体１００が供給しな
いように，電流制御回路４０１への指令値をインバータ
本体１００の電流許容値以下に制限するものである．
【
００２５】このように構成することによって，インバー
タはそれ自身の電流マイナーループで過電流に対し保護
され，また，負荷電流の歪や急変に対して速やかに追従
することにより，出力電圧を常に正弦波に保つことがで
きる．この方式の特徴はこのような制御がインバータの
高周波ＰＷＭのスイッチングのたびに行われるため，応
答が非常に速いことである．例えば，１０ｋＨｚ のス
イッチング周波数を用いると１００μｓｅｃ 毎に制御
が行われるので，負荷の急変などの外乱に対する過渡現
象はおよそ１００μｓｅｃ の１０倍程度で完了し，優
れた制御性能を得ることができる．
００２５】このように構成することによって，インバー
タはそれ自身の電流マイナーループで過電流に対し保護
され，また，負荷電流の歪や急変に対して速やかに追従
することにより，出力電圧を常に正弦波に保つことがで
きる．この方式の特徴はこのような制御がインバータの
高周波ＰＷＭのスイッチングのたびに行われるため，応
答が非常に速いことである．例えば，１０ｋＨｚ のス
イッチング周波数を用いると１００μｓｅｃ 毎に制御
が行われるので，負荷の急変などの外乱に対する過渡現
象はおよそ１００μｓｅｃ の１０倍程度で完了し，優
れた制御性能を得ることができる．
【００２６】１号インバータ装置１と２号インバータ装
置２の電圧制御系の応答と精度が全く同一の場合は，以
上の制御系構成で横流を無くすことができるが，実際に
は構成部品の精度，制御ゲイン，主回路定数などのばら
つきにより，このままでは横流の少ない安定した並列運
転が困難である．例えば，１号インバータ装置１と２号
インバータ装置２の電圧センサが，それぞれ−０．５％
，＋０．５％の誤差を持っていたとすると，単独運転時
の出力電圧差ΔＶが１％となり，仮にインバータ間の配
線インピーダンスが１％以下だとすると，横流が１００
％以上流れることになる．
置２の電圧制御系の応答と精度が全く同一の場合は，以
上の制御系構成で横流を無くすことができるが，実際に
は構成部品の精度，制御ゲイン，主回路定数などのばら
つきにより，このままでは横流の少ない安定した並列運
転が困難である．例えば，１号インバータ装置１と２号
インバータ装置２の電圧センサが，それぞれ−０．５％
，＋０．５％の誤差を持っていたとすると，単独運転時
の出力電圧差ΔＶが１％となり，仮にインバータ間の配
線インピーダンスが１％以下だとすると，横流が１００
％以上流れることになる．
【００２７】本発明は，次のようにして，インバータ間
に流れる横流に対してのみインピーダンスがあたかも存
在するように制御回路を構成することにより，横流を抑
制する．横流制限用仮想インピーダンス回路４０５は，
ΔＩ１×Ｚ（ΔＩ１は横流：Ｉ１−ＩＬ１＊，Ｚは仮想
的なインピーダンスの伝達関数）を演算し，この信号を
減算器５０４により出力電圧基準発生回路７の出力Ｖ＊
から減じ，これをコンデンサ１０２の電圧指令Ｖ１＊
とする．コンデンサ１０２の電圧は前述の電圧制御系に
より，電圧指令Ｖ１＊に瞬時に追従する．
に流れる横流に対してのみインピーダンスがあたかも存
在するように制御回路を構成することにより，横流を抑
制する．横流制限用仮想インピーダンス回路４０５は，
ΔＩ１×Ｚ（ΔＩ１は横流：Ｉ１−ＩＬ１＊，Ｚは仮想
的なインピーダンスの伝達関数）を演算し，この信号を
減算器５０４により出力電圧基準発生回路７の出力Ｖ＊
から減じ，これをコンデンサ１０２の電圧指令Ｖ１＊
とする．コンデンサ１０２の電圧は前述の電圧制御系に
より，電圧指令Ｖ１＊に瞬時に追従する．
【００２８】図４は図１を簡略化したブロック図であり
，この図を用いて，横流制限用仮想インピーダンス回路
４０５により，インバータが横流に関してのみＺの出力
インピーダンスを持ち，横流以外の電流成分には低イン
ピーダンスの電圧源として動作することを説明する．図
において，７００ａ，７００ｂはそれぞれ１号インバー
タ装置１，２号インバータ装置２の電圧指令値Ｖ１＊及
びＶ２＊から出力電圧までの伝達関数を示し，その他の
番号は前述の図１で既に説明済みであり，同一機能につ
いては同一番号をつけている．既に使用している記号も
あるが，次の記号を改めて定義する． ＶＢ ：出力母線電圧 Ｖ＊ ：出力電圧指令値 Ｖ１＊ ：１号インバータコンデンサ電圧指令値Ｖ２＊
：２号インバータコンデンサ電圧指令値ＩＬ ：負
荷電流 Ｉ１ ：１号インバータ出力電流 Ｉ２ ：２号インバータ出力電流 ΔＩ１：１号インバータ横流 （＝Ｉ１−ＩＬ／２） ΔＩ２：２号インバータ横流 （＝Ｉ２−ＩＬ／２） Ｇ１ ：１号インバータ電圧制御系伝達関数Ｇ２
：２号インバータ電圧制御系伝達関数Ｚ ：横流制
限用仮想インピーダンス値これらの記号を用いて，次に
，横流制限用仮想インピーダンスの効果を示す関係式を
導く．
，この図を用いて，横流制限用仮想インピーダンス回路
４０５により，インバータが横流に関してのみＺの出力
インピーダンスを持ち，横流以外の電流成分には低イン
ピーダンスの電圧源として動作することを説明する．図
において，７００ａ，７００ｂはそれぞれ１号インバー
タ装置１，２号インバータ装置２の電圧指令値Ｖ１＊及
びＶ２＊から出力電圧までの伝達関数を示し，その他の
番号は前述の図１で既に説明済みであり，同一機能につ
いては同一番号をつけている．既に使用している記号も
あるが，次の記号を改めて定義する． ＶＢ ：出力母線電圧 Ｖ＊ ：出力電圧指令値 Ｖ１＊ ：１号インバータコンデンサ電圧指令値Ｖ２＊
：２号インバータコンデンサ電圧指令値ＩＬ ：負
荷電流 Ｉ１ ：１号インバータ出力電流 Ｉ２ ：２号インバータ出力電流 ΔＩ１：１号インバータ横流 （＝Ｉ１−ＩＬ／２） ΔＩ２：２号インバータ横流 （＝Ｉ２−ＩＬ／２） Ｇ１ ：１号インバータ電圧制御系伝達関数Ｇ２
：２号インバータ電圧制御系伝達関数Ｚ ：横流制
限用仮想インピーダンス値これらの記号を用いて，次に
，横流制限用仮想インピーダンスの効果を示す関係式を
導く．
【００２９】キルヒホッフの法則より，次式が成立する
． ＩＬ＝Ｉ１＋Ｉ２
（１）（１）式より，ΔＩ１，Δ
Ｉ２は次式となる．ΔＩ１＝Ｉ１−ＩＬ／２＝（Ｉ１−
Ｉ２）／２ （２）ΔＩ２＝Ｉ２−ＩＬ／２＝（Ｉ
２−Ｉ１）／２ （３）ΔＩ２＝−ΔＩ１
（４）図４及び（４
）式より，Ｖ１＊，Ｖ２＊は次式となる．Ｖ１＊＝Ｖ＊
−Ｚ×ΔＩ１ （５）Ｖ２＊＝Ｖ＊−
Ｚ×ΔＩ２＝Ｖ＊＋Ｚ×ΔＩ１ （６）Ｇ１，Ｇ
２の定義より，次式が成立する．ＶＢ＝Ｖ１＊×Ｇ１
（７）ＶＢ＝Ｖ２＊×
Ｇ２ （８）（５）〜（８
）式より，次式が成立する．ＶＢ＝Ｖ＊×Ｇ１−Ｚ×Δ
Ｉ１×Ｇ１ （９）ＶＢ＝Ｖ＊×
Ｇ２＋Ｚ×ΔＩ１×Ｇ２ （１０
）（９）−（１０）式より，ΔＩ１を求めると次式とな
る．
． ＩＬ＝Ｉ１＋Ｉ２
（１）（１）式より，ΔＩ１，Δ
Ｉ２は次式となる．ΔＩ１＝Ｉ１−ＩＬ／２＝（Ｉ１−
Ｉ２）／２ （２）ΔＩ２＝Ｉ２−ＩＬ／２＝（Ｉ
２−Ｉ１）／２ （３）ΔＩ２＝−ΔＩ１
（４）図４及び（４
）式より，Ｖ１＊，Ｖ２＊は次式となる．Ｖ１＊＝Ｖ＊
−Ｚ×ΔＩ１ （５）Ｖ２＊＝Ｖ＊−
Ｚ×ΔＩ２＝Ｖ＊＋Ｚ×ΔＩ１ （６）Ｇ１，Ｇ
２の定義より，次式が成立する．ＶＢ＝Ｖ１＊×Ｇ１
（７）ＶＢ＝Ｖ２＊×
Ｇ２ （８）（５）〜（８
）式より，次式が成立する．ＶＢ＝Ｖ＊×Ｇ１−Ｚ×Δ
Ｉ１×Ｇ１ （９）ＶＢ＝Ｖ＊×
Ｇ２＋Ｚ×ΔＩ１×Ｇ２ （１０
）（９）−（１０）式より，ΔＩ１を求めると次式とな
る．
【数１】
【００３０】（９）＋（１０）式を求め，２で除すと，
次式となる．
次式となる．
【数２】
【００３１】（１１）式より，横流は仮想インピーダン
ス値Ｚにより抑制できる．Ｇ１，Ｇ２は，電圧制御系を
前述のような瞬時電圧制御系などで構成することにより
，出力周波数においてゲインをほぼ１とすることができ
るので，（１１）式は次式となる．
ス値Ｚにより抑制できる．Ｇ１，Ｇ２は，電圧制御系を
前述のような瞬時電圧制御系などで構成することにより
，出力周波数においてゲインをほぼ１とすることができ
るので，（１１）式は次式となる．
【数３】
【００３２】単独運転の場合の個々のインバータ装置の
出力電圧差をΔＶとすると，（１３）式は次式となる．
出力電圧差をΔＶとすると，（１３）式は次式となる．
【数４】
例えば，ΔＶが１％の場合は，Ｚ＝５０％に選ぶと，横
流はΔＶ／（２×Ｚ）＝１％／１００％＝１％となる．
流はΔＶ／（２×Ｚ）＝１％／１００％＝１％となる．
【００３３】次に（１２）式において，右辺第２項は（
１３）式を代入すると次式となる．
１３）式を代入すると次式となる．
【数５】
【００３４】ΔＶは１％程度と小さいので，（ΔＶ）２
≒０ と考えることができる．従って，（１２）式は右
辺第１項のみとなり，次式となる．
≒０ と考えることができる．従って，（１２）式は右
辺第１項のみとなり，次式となる．
【数６】
（１６）式より，並列運転時の母線電圧ＶＢ は，単独
運転時の個々のインバータ装置の出力電圧平均値になり
，仮想インピーダンス値Ｚの影響はない．
運転時の個々のインバータ装置の出力電圧平均値になり
，仮想インピーダンス値Ｚの影響はない．
【００３５】Ｚは出力周波数において横流を制限する為
の適当なインピーダンス値を持っていれば，どのような
伝達関数でもよい．例えば，この回路が比例回路であれ
ばＺは抵抗として，微分回路であればＺはリアクトルと
して，積分回路であればＺはコンデンサとして，比例，
積分，微分の組み合わせ回路であればＺは抵抗，コンデ
ンサ，リアクトルの組み合わせた回路として動作する．
また，Ｚは正負非対象のリミッタなどの非線形要素を含
む回路でも，出力周波数において横流を制限する為の適
当なインピーダンス値さえ持っていれば，安定に横流を
制限することができる．
の適当なインピーダンス値を持っていれば，どのような
伝達関数でもよい．例えば，この回路が比例回路であれ
ばＺは抵抗として，微分回路であればＺはリアクトルと
して，積分回路であればＺはコンデンサとして，比例，
積分，微分の組み合わせ回路であればＺは抵抗，コンデ
ンサ，リアクトルの組み合わせた回路として動作する．
また，Ｚは正負非対象のリミッタなどの非線形要素を含
む回路でも，出力周波数において横流を制限する為の適
当なインピーダンス値さえ持っていれば，安定に横流を
制限することができる．
【００３６】図５に横流とインバータ装置が分担すべき
電流とを検出する電流検出回路４０６の具体例を示す．
この回路は既に公知の手段ではあるが，簡単に動作を説
明する．例えば，３００Ａの負荷電流ＩＬ をＩＮＶ−
１，ＩＮＶ−２及びＩＮＶ−３の３台のインバータ装置
がそれぞれＩ１＝９０Ａ ，Ｉ２＝１００Ａ ，Ｉ３＝
１１０Ａを出力している場合を考える．各インバータの
出力電流を同一の電流センサＣＴ−１，ＣＴ−２，ＣＴ
−３により計測し，各電流センサには同一の抵抗値を持
つ負担抵抗 Ｒ１１，Ｒ２１，Ｒ３１を接続して，そ
れぞれ９Ｖ， １０Ｖ，１１Ｖの電圧を得る．この電
圧はインバータ装置の出力電流に対応した電圧である．
Ｒ１１等に対し充分大きな同一の抵抗値を持つ抵抗Ｒ１
２，Ｒ２２，Ｒ３２を図のように接続すると，これらの
抵抗にはそれぞれ（９＋１０＋１１）／３＝１０Ｖの電
圧が得られる．この電圧が負荷電流ＩＬ の １／３
，即ち各々のインバータが分担すべき電流値に対応した
電圧である．従って，インバータ装置ＩＮＶ−１につい
ては，Ｘ１点とＸ２点の間には分担すべき電流，Ｘ１点
とＸ３点の間には横流に相当した電圧が得られるので，
これらの信号を絶縁して制御回路へ取り込めばよい．ま
た，インバータ装置ＩＮＶ−１を停止しようとするとき
は，まずスイッチＳ１２をオンし，抵抗Ｒ２２とＲ３２
の電圧を１５Ｖにし，負荷を全て他の２台のインバータ
に移す．次にスイッチＳ１１をオンすると同時にそのイ
ンバータ装置を停止すればよい．
電流とを検出する電流検出回路４０６の具体例を示す．
この回路は既に公知の手段ではあるが，簡単に動作を説
明する．例えば，３００Ａの負荷電流ＩＬ をＩＮＶ−
１，ＩＮＶ−２及びＩＮＶ−３の３台のインバータ装置
がそれぞれＩ１＝９０Ａ ，Ｉ２＝１００Ａ ，Ｉ３＝
１１０Ａを出力している場合を考える．各インバータの
出力電流を同一の電流センサＣＴ−１，ＣＴ−２，ＣＴ
−３により計測し，各電流センサには同一の抵抗値を持
つ負担抵抗 Ｒ１１，Ｒ２１，Ｒ３１を接続して，そ
れぞれ９Ｖ， １０Ｖ，１１Ｖの電圧を得る．この電
圧はインバータ装置の出力電流に対応した電圧である．
Ｒ１１等に対し充分大きな同一の抵抗値を持つ抵抗Ｒ１
２，Ｒ２２，Ｒ３２を図のように接続すると，これらの
抵抗にはそれぞれ（９＋１０＋１１）／３＝１０Ｖの電
圧が得られる．この電圧が負荷電流ＩＬ の １／３
，即ち各々のインバータが分担すべき電流値に対応した
電圧である．従って，インバータ装置ＩＮＶ−１につい
ては，Ｘ１点とＸ２点の間には分担すべき電流，Ｘ１点
とＸ３点の間には横流に相当した電圧が得られるので，
これらの信号を絶縁して制御回路へ取り込めばよい．ま
た，インバータ装置ＩＮＶ−１を停止しようとするとき
は，まずスイッチＳ１２をオンし，抵抗Ｒ２２とＲ３２
の電圧を１５Ｖにし，負荷を全て他の２台のインバータ
に移す．次にスイッチＳ１１をオンすると同時にそのイ
ンバータ装置を停止すればよい．
【００３７】以上の説
明では単純化のため，電流，電圧がベクトル量であるこ
とを無視した説明となっているが，ベクトル量であって
も同じ関係が成立する．
明では単純化のため，電流，電圧がベクトル量であるこ
とを無視した説明となっているが，ベクトル量であって
も同じ関係が成立する．
【００３８】以上説明した図１
の制御方式は単相インバータの例であるが，各相ごとに
あるいは２相分に同様の制御回路を設けることにより３
相インバータにも適用できる．
の制御方式は単相インバータの例であるが，各相ごとに
あるいは２相分に同様の制御回路を設けることにより３
相インバータにも適用できる．
【００３９】実施例２．
次に，３相のインバータや変換器の場合に，より優れた
特性を得ることのできる，ｄ−ｑ軸による同期回転座標
系を用いた制御システムに本発明を適用した例を図６に
より説明する．
特性を得ることのできる，ｄ−ｑ軸による同期回転座標
系を用いた制御システムに本発明を適用した例を図６に
より説明する．
【００４０】図６の構成は図１とほぼ同一であるが，４
つの３相／２相変換回路６００〜６０３と一つの２相／
３相変換回路６０４を持っているところが大きな相異で
ある．３相正弦波信号回路４０８とそれを出力母線電圧
ＶＢ に同期させるＰＬＬ４０７は，これらの座標変換
基準となる３相正弦波信号として次の６つの信号を発生
する．
つの３相／２相変換回路６００〜６０３と一つの２相／
３相変換回路６０４を持っているところが大きな相異で
ある．３相正弦波信号回路４０８とそれを出力母線電圧
ＶＢ に同期させるＰＬＬ４０７は，これらの座標変換
基準となる３相正弦波信号として次の６つの信号を発生
する．
【数７】
【００４１】
【数８】
（但し通常はψ＝０とする．）
【００４２】３相／２相変換回路の動作について説明す
る．電流センサ２０１，電流検出回路４０６，電圧セン
サ３００の３相出力信号を代表してマトリクスＸ＝ｃｏ
ｌ〔Ｘｕ，Ｘｖ，Ｘｗ〕と表し，これらに次の変換マト
リクスＣを掛けると，ｄ−ｑ軸上の直流信号ｄ−ｑベク
トルＹ＝ｃｏｌ〔Ｙｄ，Ｙｑ〕に変換される．
る．電流センサ２０１，電流検出回路４０６，電圧セン
サ３００の３相出力信号を代表してマトリクスＸ＝ｃｏ
ｌ〔Ｘｕ，Ｘｖ，Ｘｗ〕と表し，これらに次の変換マト
リクスＣを掛けると，ｄ−ｑ軸上の直流信号ｄ−ｑベク
トルＹ＝ｃｏｌ〔Ｙｄ，Ｙｑ〕に変換される．
【数９】
【００４３】
【数１０】
但し，数式中、例えば文字Ｃの上に−を付したものはマ
トリクスＣ，文字Ｙの上に＾を付したものはｄ−ｑ軸の
ベクトル量（ｄ−ｑベクトル）Ｙを表す。関係する図中
の符号も同様である．
トリクスＣ，文字Ｙの上に＾を付したものはｄ−ｑ軸の
ベクトル量（ｄ−ｑベクトル）Ｙを表す。関係する図中
の符号も同様である．
【００４４】このような変換を行うと，出力電圧指令Ｖ
＊ が次式であるとき，
＊ が次式であるとき，
【数１１】
【００４５】そのｄ−ｑ軸上での値は次式となる．
【数
１２】
１２】
【００４６】またコンデンサ１０２の容量をＣｐ とす
ると，それに流すべき電流指令ｄ−ｑベクトルＩｃ＊は
ると，それに流すべき電流指令ｄ−ｑベクトルＩｃ＊は
【数１３】
このようにｄ−ｑ軸上では３相出力電圧基準及びコンデ
ンサ電流基準は直流の一定値となる．
ンサ電流基準は直流の一定値となる．
【００４７】ｄ−ｑ軸変換された信号を用いて図１で示
したのと同様に制御演算を実施する．Ｕ，Ｖ，Ｗの３相
系の制御は追値制御系であるため，定常時でも誤差が出
やすいのに対して，この制御系は定値制御系となるので
，本質的に誤差の少ない制御が可能となる．
したのと同様に制御演算を実施する．Ｕ，Ｖ，Ｗの３相
系の制御は追値制御系であるため，定常時でも誤差が出
やすいのに対して，この制御系は定値制御系となるので
，本質的に誤差の少ない制御が可能となる．
【００４８
】ｄ−ｑ軸上で行った制御演算結果は，２相／３相変換
回路６０４によって，（１９）式の逆変換マトリクスを
乗算されることにより，再び３相系に戻され，ＰＷＭ回
路に与えられる．
】ｄ−ｑ軸上で行った制御演算結果は，２相／３相変換
回路６０４によって，（１９）式の逆変換マトリクスを
乗算されることにより，再び３相系に戻され，ＰＷＭ回
路に与えられる．
【数１４】
実施例３．
また，３相のインバータや変換器の場合には，α−β座
標上でも，図７に示すように上記実施例２と同様な制御
システムを構成することができる．
標上でも，図７に示すように上記実施例２と同様な制御
システムを構成することができる．
【００４９】図７の構成は図６とほぼ同一であるが，３
相／２相変換回路８００〜８０３と２相／３相変換回路
８０４が，Ｕ，Ｖ，Ｗとｄ−ｑ軸の変換ではなく，Ｕ，
Ｖ，Ｗとα−β座標の変換であるところが大きな相異で
ある．Ｕ，Ｖ，Ｗとα−β座標の変換は，（１７），（
１８）式において，ωｔを固定値（例えばωｔ＝π／２
）とすることによって得られる変換マトリクスＣ，Ｃ−
１を用いて，上記実施例２と同様の演算を行えばよい．
ωｔを固定値とするので，ｄ−ｑ軸上での制御に必要で
あった３相正弦波信号回路４０８とＰＬＬ４０７は不要
となる．
相／２相変換回路８００〜８０３と２相／３相変換回路
８０４が，Ｕ，Ｖ，Ｗとｄ−ｑ軸の変換ではなく，Ｕ，
Ｖ，Ｗとα−β座標の変換であるところが大きな相異で
ある．Ｕ，Ｖ，Ｗとα−β座標の変換は，（１７），（
１８）式において，ωｔを固定値（例えばωｔ＝π／２
）とすることによって得られる変換マトリクスＣ，Ｃ−
１を用いて，上記実施例２と同様の演算を行えばよい．
ωｔを固定値とするので，ｄ−ｑ軸上での制御に必要で
あった３相正弦波信号回路４０８とＰＬＬ４０７は不要
となる．
【００５０】変換マトリクスＣ，Ｃ−１の成分
は定数となるので，α−β座標上では，３相出力電圧基
準及びコンデンサ電流基準は交流量となり，Ｕ，Ｖ，Ｗ
の３相系の制御と同様に追値制御系となる．
は定数となるので，α−β座標上では，３相出力電圧基
準及びコンデンサ電流基準は交流量となり，Ｕ，Ｖ，Ｗ
の３相系の制御と同様に追値制御系となる．
【００５１】以上，図１，図６，図７により説明した実
施例では，電流マイナーループの指令値に，インバータ
の出力フィルタの並列コンデンサ１０２に流れるべき電
流値を与えることによって，制御性を向上させているが
，図１，図６，図７におけるコンデンサ電流基準発生回
路４０４は省略してもよい．これは電圧制御回路４０３
が１号インバータ装置１の出力電圧を出力電圧基準Ｖ１
＊に一致するように動作し，その結果コンデンサ電流基
準の信号に替る信号を発生するので，正弦波インバータ
の制御系として支障なく動作するからである．この場合
は，電圧制御回路４０３の増巾率が充分大きい方が電圧
制御に偏差が少なくなる．
施例では，電流マイナーループの指令値に，インバータ
の出力フィルタの並列コンデンサ１０２に流れるべき電
流値を与えることによって，制御性を向上させているが
，図１，図６，図７におけるコンデンサ電流基準発生回
路４０４は省略してもよい．これは電圧制御回路４０３
が１号インバータ装置１の出力電圧を出力電圧基準Ｖ１
＊に一致するように動作し，その結果コンデンサ電流基
準の信号に替る信号を発生するので，正弦波インバータ
の制御系として支障なく動作するからである．この場合
は，電圧制御回路４０３の増巾率が充分大きい方が電圧
制御に偏差が少なくなる．
【００５２】また，以上の説明では，制御回路の構成が
電流マイナーループを持つ瞬時電圧制御形となっている
場合について説明したが，電流マイナーループを持たな
くとも高速に出力電圧を制御できる電圧制御系であれば
，横流制限用仮想インピーダンス回路を追加することに
より，安定に交流出力変換器を並列運転することができ
る．
電流マイナーループを持つ瞬時電圧制御形となっている
場合について説明したが，電流マイナーループを持たな
くとも高速に出力電圧を制御できる電圧制御系であれば
，横流制限用仮想インピーダンス回路を追加することに
より，安定に交流出力変換器を並列運転することができ
る．
【００５３】以上の説明では本発明をインバータの並列
運転に用いる場合について説明したが，他の変換器でも
例えば図８に示すような，高周波のインバータとサイク
ロコンバータを組合せ，直流から高周波短形波さらに低
周波正弦波に変換する高周波リンク形変換器などの瞬時
電圧制御の可能な変換器にも同じ原理を適用できる．
運転に用いる場合について説明したが，他の変換器でも
例えば図８に示すような，高周波のインバータとサイク
ロコンバータを組合せ，直流から高周波短形波さらに低
周波正弦波に変換する高周波リンク形変換器などの瞬時
電圧制御の可能な変換器にも同じ原理を適用できる．
【
００５４】図８に示す変換器では，トランジスタＱ１か
らＱ４のスイッチングによりトランスＴＲの２次に図９
（ａ）に示すような短形波を得る．次に同図（ｂ）に示
すようにインバータのスイッチングと同期した鋸歯状波
を作り，それと図中に線Ｘ１−Ｘ２で示す出力電圧指令
信号との交点を同図（ｃ）のように求める．この信号と
インバータの電圧ＲＳの極性にもとづき，同図（ｅ）の
ようにサイクロコンバータのスイッチを選択することに
より同図（ｄ）のように信号Ｘ１−Ｘ２に対応した電圧
を図８のＮＰ間に得ることができる．
００５４】図８に示す変換器では，トランジスタＱ１か
らＱ４のスイッチングによりトランスＴＲの２次に図９
（ａ）に示すような短形波を得る．次に同図（ｂ）に示
すようにインバータのスイッチングと同期した鋸歯状波
を作り，それと図中に線Ｘ１−Ｘ２で示す出力電圧指令
信号との交点を同図（ｃ）のように求める．この信号と
インバータの電圧ＲＳの極性にもとづき，同図（ｅ）の
ようにサイクロコンバータのスイッチを選択することに
より同図（ｄ）のように信号Ｘ１−Ｘ２に対応した電圧
を図８のＮＰ間に得ることができる．
【００５５】以上の説明から明らかなように，図８の回
路は図２の（ｂ）と同等の単相ＰＷＭ電圧を得ることが
できる．さらに３相出力の場合は図８のトランスＴＲの
２次側の回路を３組用いた３相高周波リンク変換器を用
いるようにしてもよい．
路は図２の（ｂ）と同等の単相ＰＷＭ電圧を得ることが
できる．さらに３相出力の場合は図８のトランスＴＲの
２次側の回路を３組用いた３相高周波リンク変換器を用
いるようにしてもよい．
【００５６】図１，図６，図７に示した原理を実現する
には，アナログ演算増巾器等を用いたディスクリート回
路でもよいし，マイクロプロセッサやディジタルシグナ
ルプロセッサによるディジタル制御でソフトウェア処理
により実現することもできる．
には，アナログ演算増巾器等を用いたディスクリート回
路でもよいし，マイクロプロセッサやディジタルシグナ
ルプロセッサによるディジタル制御でソフトウェア処理
により実現することもできる．
【００５７】また以上の説明では簡単のために同じ容量
の２台のインバータで説明したが，異なる容量のｎ台の
変換器の並列運転にも適用できる．この場合は図５のＣ
Ｔ−１，ＣＴ−２，ＣＴ−３等と抵抗 Ｒ１１，Ｒ２
１，Ｒ３１等を容量に応じて変え，定格電流の際にＲ１
１，Ｒ２１，Ｒ３１等の端子に同じ電圧を得るようにす
れば，全ての変換器が容量に比例して負荷を分担する．
の２台のインバータで説明したが，異なる容量のｎ台の
変換器の並列運転にも適用できる．この場合は図５のＣ
Ｔ−１，ＣＴ−２，ＣＴ−３等と抵抗 Ｒ１１，Ｒ２
１，Ｒ３１等を容量に応じて変え，定格電流の際にＲ１
１，Ｒ２１，Ｒ３１等の端子に同じ電圧を得るようにす
れば，全ての変換器が容量に比例して負荷を分担する．
【００５８】
【発明の効果】以上のように，本発明は出力電圧の瞬時
値を制御する瞬時電圧制御回路に，変換器相互間に流れ
る電流の横流分に応じた信号を与えることにより，簡単
な回路構成で，横流を速やかに抑制する効果がある．
値を制御する瞬時電圧制御回路に，変換器相互間に流れ
る電流の横流分に応じた信号を与えることにより，簡単
な回路構成で，横流を速やかに抑制する効果がある．
【図１】この発明の実施例１を示すブロック図である．
【図２】この発明に用いる変換器の実施例を示す回路図
である．
である．
【図３】図１の電流検出回路のブロック図である．
【図
４】図１を簡略化したブロック図である．
４】図１を簡略化したブロック図である．
【図５】図１
の電流検出回路の実施例を示す回路図である．
の電流検出回路の実施例を示す回路図である．
【図６】この発明の実施例２を示すブロック図である．
【図７】この発明の実施例３を示すブロック図である．
【図８】この発明に用いる他の変換器の実施例を示す回
路図である．
路図である．
【図９】この発明に用いる他の変換器の動作説明図であ
る．
る．
【図１０】従来方式の構成を示すブロック図である．
１ １号インバータ装置
２ ２号インバータ装置
３ 出力母線
４ 負荷
４０３ 電圧制御回路
４０５ 横流制限用仮想インピーダンス回路４０６
電流検出回路
電流検出回路
Claims (5)
- 【請求項１】 複数台の交流出力変換器の出力を共通
の母線に接続し，負荷電流を分担しつつ並列運転する並
列変換器システムにおいて，上記各々の変換器は，変換
器を構成する各相のアームが１サイクルの間に複数回の
スイッチングを行い出力電圧の瞬時値を制御する瞬時電
圧制御形変換器とするとともに，上記各々の変換器相互
間に流れる電流の横流分を検出し，この検出信号により
瞬時電圧制御回路の出力を変化させて，上記変換器相互
間に流れる電流の横流分が抑制されるように上記変換器
の出力電圧を制御することを特徴とする交流出力変換器
の並列運転制御装置． - 【請求項２】 複数台の三相交流出力変換器の出力を
共通の母線に接続し，負荷電流を分担しつつ並列運転す
る並列変換器システムにおいて，上記各々の変換器は，
変換器を構成する各相のアームが１サイクルの間に複数
回のスイッチングを行い出力電圧の瞬時値をｄ軸とｑ軸
による同期回転座標系の２つの成分により制御する瞬時
電圧制御形変換器とするとともに，上記各々の変換器相
互間に流れる電流の横流分を検出し，この検出信号によ
り瞬時電圧制御回路の出力を変化させて，上記変換器相
互間に流れる電流の横流分が抑制されるように上記変換
器の出力電圧を制御することを特徴とする交流出力変換
器の並列運転制御装置． - 【請求項３】 複数台の三相交流出力変換器の出力を
共通の母線に接続し，負荷電流を分担しつつ並列運転す
る並列変換器システムにおいて，上記各々の変換器は，
変換器を構成する各相のアームが１サイクルの間に複数
回のスイッチングを行い出力電圧の瞬時値をα軸とβ軸
による直交座標系の２つの成分により制御する瞬時電圧
制御形変換器とするとともに，上記各々の変換器相互間
に流れる電流の横流分を検出し，この検出信号により瞬
時電圧制御回路の出力を変化させて，上記変換器相互間
に流れる電流の横流分が抑制されるように上記変換器の
出力電圧を制御することを特徴とする交流出力変換器の
並列運転制御装置． - 【請求項４】 瞬時電圧制御回路は，変換器の出力電
流の瞬時値を制御する電流マイナーループを持つことを
特徴とする請求項１ないし３のいずれかに記載の交流出
力変換器の並列運転制御装置． - 【請求項５】 電流マイナーループの指令として，分
担すべき負荷電流値を与えたことを特徴とする請求項４
記載の交流出力変換器の並列運転制御装置．
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Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN106026744A (zh) * | 2016-05-18 | 2016-10-12 | 江苏大学 | 一种基于虚拟复阻抗的单相逆变器并联控制方法 |
| US10581338B2 (en) | 2016-09-14 | 2020-03-03 | National University Corporation Yokohama National University | Power supply system |
| WO2021014540A1 (ja) * | 2019-07-22 | 2021-01-28 | 東芝三菱電機産業システム株式会社 | 電力変換システム |
Families Citing this family (42)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0556648A (ja) * | 1991-08-21 | 1993-03-05 | Mitsubishi Electric Corp | Ｐｗｍインバータの並列運転制御装置 |
| TW245848B (ja) * | 1991-09-18 | 1995-04-21 | Toshiba Kk | |
| GB2295508B (en) * | 1992-02-18 | 1996-09-04 | Hitachi Ltd | An apparatus for controlling parallel running of inverters |
| GB2264403B (en) * | 1992-02-18 | 1996-09-04 | Hitachi Ltd | An apparatus for controlling parallel running of inverters |
| JPH05344773A (ja) * | 1992-06-09 | 1993-12-24 | Mitsubishi Electric Corp | Ｐｗｍインバータの並列運転制御装置 |
| JP3226609B2 (ja) * | 1992-06-24 | 2001-11-05 | 三菱電機株式会社 | 電力変換器の並列運転制御装置 |
| JP3022063B2 (ja) * | 1993-01-07 | 2000-03-15 | 三菱電機株式会社 | 電力変換器の制御装置 |
| JP3229520B2 (ja) * | 1995-06-16 | 2001-11-19 | 三菱電機株式会社 | 相回転異常検出装置 |
| US5705909A (en) * | 1995-12-14 | 1998-01-06 | General Motors Corporation | Control for AC motor having parallel sets of three-phase windings with only one current sensor per set |
| JP3226257B2 (ja) * | 1995-12-25 | 2001-11-05 | 株式会社東芝 | 電力変換装置の制御装置 |
| US5952733A (en) * | 1997-12-05 | 1999-09-14 | Intel Corporation | Power distribution system for electronic devices |
| JP2000295763A (ja) * | 1999-03-31 | 2000-10-20 | Toshiba Corp | 多重化電源装置 |
| WO2000074223A1 (en) * | 1999-05-28 | 2000-12-07 | Peco Ii, Inc. | Methods and apparatus for load sharing between parallel inverters in an ac power supply |
| US6118680A (en) * | 1999-05-28 | 2000-09-12 | Peco Ii | Methods and apparatus for load sharing between parallel inverters in an AC power supply |
| US6574124B2 (en) * | 2001-09-13 | 2003-06-03 | Netpower Technologies, Inc. | Plural power converters with individual conditioned error signals shared on a current sharing bus |
| CN1170354C (zh) * | 2001-12-25 | 2004-10-06 | 艾默生网络能源有限公司 | 并联逆变器系统 |
| JP4052948B2 (ja) * | 2002-01-15 | 2008-02-27 | ローム株式会社 | マルチフェーズ型ｄｃ／ｄｃコンバータ |
| JP3624186B2 (ja) * | 2002-03-15 | 2005-03-02 | Ｔｄｋ株式会社 | スイッチング電源装置用の制御回路及びこれを用いたスイッチング電源装置 |
| US6751106B2 (en) | 2002-07-25 | 2004-06-15 | General Electric Company | Cross current control for power converter systems and integrated magnetic choke assembly |
| KR100460996B1 (ko) * | 2002-11-05 | 2004-12-09 | 주식회사 케이디파워 | 부하율 특성을 이용한 변압기 병렬 운전장치 및 그제어시스템 |
| JP3732173B2 (ja) * | 2002-11-18 | 2006-01-05 | ローム株式会社 | 電源装置及びこれを用いた液晶表示装置 |
| CN100440681C (zh) * | 2002-11-20 | 2008-12-03 | 盈正豫顺电子股份有限公司 | 变流器并联运转的控制方法 |
| US6850425B2 (en) * | 2003-01-10 | 2005-02-01 | Delta Electronics, Inc. | Parallel inverter system based on tracking of system power reference |
| JP3671300B2 (ja) * | 2003-02-04 | 2005-07-13 | ローム株式会社 | 制限回路及びそれを用いた電動機駆動装置 |
| AT504200B1 (de) * | 2006-09-04 | 2010-05-15 | Fronius Int Gmbh | Verfahren zur regelung von wechselrichtern |
| AT504120B1 (de) * | 2006-09-28 | 2008-03-15 | Fronius Int Gmbh | Wechselrichtersystem, wechselrichter und verfahren zum betreiben von wechselrichtern eines wechselrichtersystems |
| US8750009B2 (en) * | 2007-12-27 | 2014-06-10 | Mitsubishi Electric Corporation | Controller of a power converter that uses pulse width modulation |
| US9059603B2 (en) * | 2008-12-11 | 2015-06-16 | Sunline Jamaica Limited | Solar powered electrical energy generating device |
| CN102510120B (zh) * | 2011-11-23 | 2014-02-26 | 中国科学院电工研究所 | 一种基于虚拟阻抗的微网逆变器电压电流双环下垂控制方法 |
| KR101422922B1 (ko) * | 2012-09-27 | 2014-07-23 | 삼성전기주식회사 | 게이트 구동 회로 및 이를 갖는 인버터 |
| EP3012941B1 (en) * | 2013-09-13 | 2019-02-20 | CRRC Qingdao Sifang Rolling Stock Research Institute Co., Ltd. | System and method for parallel power supply control for auxiliary converters of motor train unit in presence of interconnecting lines |
| CN104079198A (zh) * | 2014-07-15 | 2014-10-01 | 上海电力学院 | 基于可控虚拟阻抗的不同容量逆变器并联控制方法 |
| CN105634309B (zh) * | 2014-11-06 | 2018-06-22 | 台达电子工业股份有限公司 | 一种用于逆变系统的控制方法及控制装置 |
| US9712040B1 (en) * | 2014-12-30 | 2017-07-18 | Google Inc. | Virtual impedance shaping |
| US9450479B2 (en) | 2015-02-20 | 2016-09-20 | Ge Energy Power Conversion Technology Ltd | Systems and methods to optimize active current sharing of parallel power converters |
| CN107872163B (zh) * | 2016-10-14 | 2019-09-10 | 中南大学 | 一种可调虚拟阻抗的孤岛微网逆变器控制方法 |
| JP7271386B2 (ja) * | 2019-10-01 | 2023-05-11 | 株式会社東芝 | 電力変換装置および電力変換装置の制御方法 |
| CN112769322B (zh) * | 2019-11-05 | 2022-05-24 | 台达电子企业管理（上海）有限公司 | 逆变器及逆变器的软启动方法 |
| CN111711224B (zh) * | 2020-05-20 | 2023-05-26 | 深圳科士达科技股份有限公司 | 交流电源并联时输出电压和载波信号的同步处理方法 |
| CN112510757B (zh) * | 2020-11-25 | 2023-06-16 | 湖南大学 | 一种基于阻抗测量的逆变器电网稳定性校验方法 |
| EP4024649A1 (en) * | 2020-12-29 | 2022-07-06 | Goodrich Control Systems | Distributed control architecture for motor drives |
| CN113098035B (zh) * | 2021-04-09 | 2023-03-31 | 广东电网有限责任公司广州供电局 | 三相负荷不平衡调整方法、装置和配变侧监控设备 |
Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5336137A (en) * | 1976-09-16 | 1978-04-04 | Hitachi Denshi Ltd | Video tape recording-reproducing equipment |
| JPS5613101A (en) * | 1979-07-13 | 1981-02-09 | Ohira Shiyouzou | Press metal mold device for thin board molding |
| JPH01303060A (ja) * | 1988-05-30 | 1989-12-06 | Mitsubishi Electric Corp | 交流出力変換器の並列運転システム |
| JPH0279726A (ja) * | 1988-09-14 | 1990-03-20 | Toyo Electric Mfg Co Ltd | 共振形アクティブフィルタの制御装置 |
Family Cites Families (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4276590A (en) * | 1979-04-30 | 1981-06-30 | The Perkin-Elmer Corporation | Current sharing modular power system |
| JPS61254026A (ja) * | 1985-04-30 | 1986-11-11 | 三菱電機株式会社 | 交流出力変換装置の並列運転制御装置 |
| JPS63287371A (ja) * | 1987-05-15 | 1988-11-24 | Mitsubishi Electric Corp | 相間リアクトル多重式ｐｗｎインバ−タ |
| JPS6485574A (en) * | 1987-09-28 | 1989-03-30 | Toshiba Corp | Power converting device |
| DE3840806A1 (de) * | 1988-11-29 | 1990-05-31 | Licentia Gmbh | Schaltungsanordnung zur parallelschaltung einer beliebigen anzahl von pulswechselrichtern |
| FR2650410B1 (fr) * | 1989-07-28 | 1991-10-11 | Bull Sa | Dispositif convertisseur d'energie a sorties multiples |
-
1990
- 1990-12-19 JP JP2403589A patent/JP2679411B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
1991
- 1991-10-30 KR KR1019910019149A patent/KR960004260B1/ko not_active IP Right Cessation
- 1991-12-16 CA CA002057717A patent/CA2057717C/en not_active Expired - Fee Related
- 1991-12-18 EP EP91121697A patent/EP0492396B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1991-12-18 US US07/809,572 patent/US5212630A/en not_active Expired - Lifetime
- 1991-12-18 DE DE69125462T patent/DE69125462T2/de not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5336137A (en) * | 1976-09-16 | 1978-04-04 | Hitachi Denshi Ltd | Video tape recording-reproducing equipment |
| JPS5613101A (en) * | 1979-07-13 | 1981-02-09 | Ohira Shiyouzou | Press metal mold device for thin board molding |
| JPH01303060A (ja) * | 1988-05-30 | 1989-12-06 | Mitsubishi Electric Corp | 交流出力変換器の並列運転システム |
| JPH0279726A (ja) * | 1988-09-14 | 1990-03-20 | Toyo Electric Mfg Co Ltd | 共振形アクティブフィルタの制御装置 |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN106026744A (zh) * | 2016-05-18 | 2016-10-12 | 江苏大学 | 一种基于虚拟复阻抗的单相逆变器并联控制方法 |
| US10581338B2 (en) | 2016-09-14 | 2020-03-03 | National University Corporation Yokohama National University | Power supply system |
| WO2021014540A1 (ja) * | 2019-07-22 | 2021-01-28 | 東芝三菱電機産業システム株式会社 | 電力変換システム |
| JPWO2021014540A1 (ja) * | 2019-07-22 | 2021-12-23 | 東芝三菱電機産業システム株式会社 | 電力変換システム |
| US11489341B2 (en) | 2019-07-22 | 2022-11-01 | Toshiba Mitsubishi-Electric Industrial Systems Corporation | Power conversion system |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
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