JPH08214552A - 多相交流より直流を得る電流形コンバータの制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 ＬＣフィルタの共振を抑制しながら、負荷直
流電流を所要値に追従させ、電源力率角を所要値に一致
させること。 【構成】 直流制御器７により交流電流有効成分指令値
ｉ_d ^* を算出し、無効電流指令値算出手段８により、交
流電流無効成分指令値ｉ_q ^* 得る。第１の手段１によ
り、指令値ｉ_d ^* ，ｉ_q ^* と電源電流値との偏差を求
め、切り換え変数ｓ_d，ｓ_q を求める。また、第２の手
段２によりＬＣフィルタのパラメータと電源電流で定ま
る等価操作ベクトルｉ_d ^eq，ｉ_q ^eqを計算し、第３の手
段３により、制御ベクトルｉ_L ｕ_d ，ｉ_L ｕ_q を計算す
る。第４，５の手段４，５は上記ｉ_L ｕ _d −ｉ_d ^eq、ｉ
_L ｕ_q −ｉ_q ^eqと、切り換え変数ｓ_d ，ｓ_q の極性を判
別し、該判別結果に基づき、第６の手段６はスイッチン
グベクトルｕ_d ，ｕ_q を選定し、多相電流形コンバータ
１０の半導体スイッチを開閉する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は産業分野で直流源あるい
は制御源として使用される電源側ＬＣフィルタを持つ多
相電流形コンバータの制御装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来の多相電流形コンバータの制御方法
は、ＰＷＭパターンを合成してコンバータブリッジを制
御するＰＷＭ合成法によるものが多い。このパターン合
成は、通常、ＬＣフィルタ等の動特性を無視して、いわ
ゆるオープンループで作成される。

【０００３】図８は上記した従来のコンバータ制御装置
を示す図である。従来においては、同図に示すように、
負荷１３”に流れる直流電流を検出し、電流指令値との
偏差を求め、電流制御器２５により電圧指令を得て、電
圧指令をコンバータ部２７に与える。コンバータ部２７
のＰＷＭパターン合成部２６は与えられた電圧指令値に
基づきＰＷＭパターン合成を行い、多相電流形コンバー
タブリッジ１１”の出力電圧の平均値が上記指令電圧に
近い値になるように制御し、制御目的を達成する。

【０００４】しかしながら、上記した従来の制御方法
は、電流指令と負荷電流の偏差により電圧指令値を得
て、得られた電圧指令に基づきコンバータ部２７を制御
するといった２段階方式であるため、コンバータの出力
電圧制御の遅れによって電流制御ループの安定性が悪化
し、その応答性能を低く制限しなければならなかった。
また、コンバータ出力電圧制御はシステムの動特性を無
視して行われているので、負荷動作状態の影響によりそ
の電圧制御部自身の安定性がくずれる可能性があった。

【０００５】その対策として、本発明者等は、先に、ス
ライディングモード制御理論を用いた多相電流形コンバ
ータの制御方法を提案した（特願平６−１４２９５１号
参照）。上記制御方法は、コンバータの動特性を考慮し
てコンバータを制御し、コンバータのスイッチング動作
を直接、負荷電流の制御に使うことにより、負荷電流を
直接制御できるようにすると共に、電源力率角をも所要
値に一致させることができるようにしたものである。し
かしながら、上記した制御法においても、電源側のＬＣ
フィルタの動特性を無視していた。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】前記したＰＷＭパター
ンの合成法では、不必要なスイッチング動作を生ずると
ともに、基本的に近似制御を行うので、制御性能をさら
に上げるのは難しい。また、実際の電流形コンバータ回
路上、転流時の過電圧防止や、電源系統への高調波の流
出防止のために、交流側にＬＣフィルタの挿入が必要で
あり、ＬＣフィルタに基づいて発生する共振問題は実際
のシステムでは必ず発生する。特に、過渡状態では共振
現象がひどく、従来では解決不可能と見られていた。

【０００７】本発明は上記した従来技術の問題点を考慮
してなされたものであって、本発明の目的は、スイッチ
ング操作を得意とするスライディングモード制御理論を
用いて、システム状態を瞬時制御することによって制御
性能を上げるとともに、不必要なスイッチング動作を排
除し、また、ＬＣフィルタ動特性を積極的に制御対象に
することによって、ＬＣフィルタの共振をアクティブに
抑制しながら、負荷電流値を所要値に追従させ、かつ、
電源力率角を所要値に一致させる多相電流型コンバータ
の制御装置を提供することである。

【０００８】

【課題を解決するための手段】図１は本発明の原理図で
ある。同図において、１〜６は本発明の交流電流制御器
を構成する各要素であり、後述する直流制御器７、無効
電流指令値算出手段８から有効成分、無効成分の指令値
ｉ_d ^* ，ｉ_q ^* が与えられ、交流電流を振動させること
なく、交流電流有効成分ｉ_d 、無効成分ｉ_q を上記指令
値に追従させる。

【０００９】上記交流電流制御器において、１は切り換
え変数を計算する第１の手段であり、第１の手段は、有
効成分、無効成分に対し、それぞれ、指令値ｉ_d ^* ，ｉ
_q ^*と交流電流有効成分ｉ_d 、無効成分ｉ_q との偏差お
よびその偏差微分値を計算し、その和より切り換え変数
ｓ_d ，ｓ_q を算出する。なお、後述するように上記切り
換え変数ｓ_d ，ｓ_q をゼロに収束させれば、制御偏差も
ゼロに収束させることができ、これは、いわゆるスライ
ディングモード制御の基本アルゴリズムである。

【００１０】２はＬＣフィルタのＬ，Ｃパラメータ、交
流電流値、および、微分値から等価操作ベクトル
ｉ_d ^eq，ｉ_q ^eqを算出する第２の手段、３は制御ベクト
ルｉ_L ｕ_d，ｉ_L ｕ_q を計算する第３の手段であり、第
３の手段は直流電流と動作可能なスイッチ状態よりその
時制御に使える制御ベクトルを計算する。そのベクトル
の有効成分は交流電流の有効成分を制御する入力、無効
成分は交流電流の無効成分を制御する入力となる。

【００１１】４は制御ベクトルｉ_L ｕ_d ，ｉ_L ｕ_q のう
ち、有効成分制御偏差を収束させるベクトルを抽出する
ため、有効成分の極性を判別する第４の手段、５は無効
成分偏差を収束させる制御ベクトルを抽出するため、無
効成分の極性を判別する第５の手段である。６は有効成
分偏差、無効成分偏差を共に収束させるスイッチングベ
クトルを選択し、その対応する半導体開閉信号を多相電
流形コンバータ１０に出力する第６の手段である。

【００１２】７は直流制御器であり、負荷電流ｉ_L を与
えられた指令値ｉ_L ^* に一致させるよう交流電流有効成
分指令値ｉ_d ^* を出力する。８は交流電流有効成分指令
値ｉ_d ^* もしくは交流電流有効成分ｉ_d と電源力率角の
指令値φ^* から電源力率角を指令値φ^* に一致させるよ
うな交流電流無効成分指令値ｉ_q ^* を出力する無効電流
指令値算出手段である。

【００１３】前記課題を解決するため、本発明の請求項
１の発明は、図１に示すように、電源側にＬＣフィルタ
を有する多相交流より直流を得る電流形コンバータ１０
と、直流制御器８と、無効電流指令値算出手段７と、交
流電流制御器とを備えた多相電流形コンバータ制御装置
において、交流電流制御器に、切り換え変数ｓ_d ，ｓ_q
を求める第１の手段と、等価操作ベクトルの有効成分ｉ
_d ^eq、無効成分ｉ_q ^eqを求める第２の手段と、制御ベク
トルの有効成分ｉ_L ｕ_d と無効成分ｉ_L ｕ_q を計算する
第３の手段と、制御ベクトルの有効成分ｉ_L ｕ_d と等価
操作ベクトルの有効成分ｉ_d ^eqとの差を求め、その差も
しくはその差の極性と切り換え変数の有効成分ｓ_d の極
性に基づき制御ベクトルを選択するための出力を発生す
る第４の手段と、制御ベクトルの無効成分ｉ _L ｕ_q と等
価操作ベクトルの無効成分ｉ_q ^eqとの差を求め、その差
もしくはその差の極性と切り換え変数の無効成分ｓ_q の
極性に基づき制御ベクトルを選択するための出力を発生
する第５の手段と、上記第４の手段と第５の手段の出力
に基づき制御ベクトルを選択する第６の手段とを設け、
上記第６の手段により得られたスイッチングベクトルに
より多相コンバータを構成する半導体スイッチの開閉指
令を与えるように構成したものである。

【００１４】本発明の請求項２の発明は、請求項１の発
明において、制御ベクトルの有効成分ｉ_L ｕ_d と等価操
作ベクトルの有効成分ｉ_d ^eqの差を求め、その差と切り
換え変数の有効成分ｓ_d の極性との積が、ＬＣパラメー
タや回路抵抗の誤差により定まる有効成分ｉ_d ^eqの誤差
の最大値Δ_d より大きいとき出力を発生する第４の手段
と、制御ベクトルの無効成分ｉ_L ｕ_q と等価操作ベクト
ルの無効成分ｉ_q ^eqの差を求め、その差と切り換え変数
の無効成分ｓ_q の極性との積が、ＬＣパラメータや回路
抵抗の誤差により定まる無効成分ｉ_q ^eqの誤差の最大値
Δ_q より大きいときに出力を発生する第５の手段を設け
たものである。

【００１５】本発明の請求項３の発明は、請求項１また
は請求項２の発明において、直流制御器にコンバータの
出力電流指令値ｉ_L ^* の二乗値に比例した値と出力電流
の二乗値に比例した値を入力し、直流制御器がその偏差
を増幅した値を用いて交流電流有効成分指令値ｉ_d ^* を
得るように構成したものである。本発明の請求項４の発
明は、請求項１，２または請求項３の発明において、交
流電流無効成分指令値ｉ_q ^* を、交流電流有効成分指令
値ｉ_d ^* と電源力率角の指令値φ^* から算出する無効電
流指令値算出手段を設けたものである。

【００１６】本発明の請求項５の発明は、請求項１，２
または請求項３の発明において、交流電流無効成分指令
値ｉ_q ^* を、交流電流有効成分ｉ_d と電源力率角の指令
値φ ^* から算出する無効電流指令値算出手段を設けたも
のである。

【００１７】

【作用】上記機能を達成するため、本発明においては以
下のようにして電流形コンバータを制御する。まず、Ｌ
Ｃフィルタを含むコンバータシステムのダイナミックス
を分析して本発明の制御方法を説明する。

【００１８】以下、簡単のため、主に三相交流電源の場
合を対象に本発明の理論的な説明をするが、本発明は上
記三相交流電源に限定されるものではない。図２は三相
電流形コンバータ主回路構成図であり、同図の回路は、
交流電源に流れるスイッチング高調波を防ぎ、また、ス
イッチングサージ電圧を抑制するためのＬＣフィルタ回
路を含んでいる。

【００１９】図２において、１４は三相交流電源、１２
はＬＣフィルタ、１１は三相電流形コンバータブリッ
ジ、１５は直流リアクトル、１３は負荷であり、Ｌ，Ｃ
はフィルタ、スナバ用リアクトル、コンデンサの値、、
Ｌ_D は直流リアクトルの値を示しており、同図におい
て、以下の定義をする（なお、以下に示すＶ_s ，ｉ_s ，
Ｖ _c ，ｕはベクトルである）。

【００２０】電源電圧をＶ_s ＝〔Ｖ_s1，Ｖ_s2，Ｖ_s3〕^T
とする。なお、上記式において、Ｖ_sK＝Ｖ_g cos 〔ωｔ
−（ｋ−１）・（２π／３）〕（ｋ＝１，２，３）であ
る。また、電源側リアクトル線電流ｉ_s ，コンデンサ電
圧Ｖ_c を下記のように定義し、直流リアクトル電流をｉ
_L とする。

【００２１】ｉ_s ＝〔ｉ_s1，ｉ_s2，ｉ_s3〕^T Ｖ_c ＝〔Ｖ_c1，Ｖ_C2，Ｖ_C3〕^T さらに、ｕ＝〔ｕ₁ ，ｕ₂ ，ｕ₃ 〕^T と定義する。な
お、ｕ_k は次のように定義されるスイッチング関数であ
りｕ₁ ＋ｕ₂ ＋ｕ₃ ＝０の制約条件がある。

【００２２】

【数１】

【００２３】三相の場合、回路上で動作可能な図３に示
す７種類のスイッチベクトルＰ０〜Ｐ６が使用可能であ
り（図３において、例えばベクトルＰ１の〔０，１，−
１〕はｕ₁ ＝０，ｕ₂ ＝１，ｕ₃ ＝−１に対応する）、
制御に使えるスイッチベクトルの有効、無効分は図４の
表に示すように電源電圧瞬時値から計算することができ
る。なお、本発明は、後述するように、上記スイッチベ
クトルを所要の制御目的を達成するように選択して、コ
ンバータのスイッチング動作を制御し、負荷電流を制御
するとともに電源力率角を所要値に制御するようにした
ものである。

【００２４】さて、以上の定義により、ｉ_s ，Ｖ_c ，ｉ
_L を状態変数にとると、図２の回路の状態方程式は次の
式（１）となる。 Ｌｉ_s ' ＝ Ｖ_s −Ｖ_c ＣＶ_c ' ＝ｉ_s −ｉ_L ｕ Ｌ_D ｉ_L ' ＝Ｖ_c ・ｕ−Ｖ₀ （１） なお、上記式において回路抵抗は微小なため省略してい
る。また、上記式において、ｉ_s ' ，Ｖ_c ' ，ｉ_L ' は
ｉ_s ，Ｖ_c ，ｉ_L の微分値である。

【００２５】次に、制御上の容易さのために、上記の３
相モデルを電源電圧を基準にして、電源角周波数ωで回
転するｄ−ｑ座標系の２相モデルへ変換すると、次の
（２）式に示すようになり、前記（１）式の状態方程式
は次の（３）式に示す２相の状態方程式に変換される。

【００２６】

【数２】

【００２７】ここで、本発明の意図するところは交流電
流制御であり、そのダイナミクスは上記（３）式よりコ
ンデンサ電圧Ｖ_c のｄ−ｑ座標系の成分Ｖ_cd，Ｖ_cqを消
去した下記（４）式で示され、交流電流制御における有
効成分ｉ_d 、無効成分ｉ_q は、（４）式に示すｉ
_L ｕ_d ，ｉ_L ｕ_q により制御することができる。すなわ
ち、後述するように、上記ｉ_L ｕ_d ，ｉ_L ｕ_q と後述す
る等価操作ベクトル〔ｉ_d ^eq，ｉ_q ^eq 〕^T との差と、
電流ベクトル偏差から得たスライディングモード切り換
え変数の極性とに基づき、上記スイッチング関数（制御
ベクトル）ｕ_d ，ｕ_q を選定し、交流電流の有効成分ｉ
_d 、無効成分ｉ_q を所望の値に制御する。

【００２８】 ＬＣｉ_d ”−２ωＬＣｉ_q ’＋（１−ω² ＬＣ）ｉ_d ＝ｉ_L ｕ_d ＬＣｉ_q ”＋２ωＬＣｉ_d ’＋（１−ω² ＬＣ）ｉ_q −ωＣＶ_sd＝ｉ_L ｕ_q （４） 次に、上記スイッチング関数ｕ_d ，ｕ_q を選定する手法
について説明する。交流電流有効成分指令値をｉ_d ^* 、
電源力率角指令値をφ^* とすると、交流電流無効成分指
令値ｉ_q ^* は次の（５）式で求めることができる。

【００２９】 ｉ_q ^* ＝tan(φ^* ) ｉ_d ^* （５） なお、交流電流の有効成分ｉ_d は上記交流電流有効成分
指令値ｉ_d ^* に一致するように制御されるので、上記
（５）式において、ｉ_d ^* をｉ_d に置き換えても、同様
に交流電流無効成分指令値ｉ_q ^* を求めることができ
る。ここで、前記した交流電流の有効成分ｉ_d 、無効成
分ｉ_q と、上記交流電流有効成分指令値ｉ_d ^* 、交流電
流無効成分指令値ｉ_q ^* により、電流ベクトル偏差
ｅ_d ，ｅ_q を（７）式のように定義する。

【００３０】 ｅ_d ＝ｉ_d ^* −ｉ_d ｅ_q ＝ｉ_q ^* −ｉ_q （７） これらは、前記（３）式より２次系であることが分かる
ので、スライディングモードの切り換え変数を次の
（８）式のように選定する。 ｓ_d ＝τｅ_d ’＋ｅ_d ｓ_q ＝τｅ_q ’＋ｅ_q （８） なお、上記ｅ_d ’，ｅ_q ’はｅ_d ，ｅ_q の微分値であ
り、また、τは偏差ｅの収束率を決める定数である。

【００３１】次に、上記したｓ_d ，ｓ_q がｓ_d ’＝０，
ｓ_q ’＝０（ｓ_d ’，ｓ_q ’はｓ_d，ｓ_q の微分値）と
なるのに必要な操作入力ｉ_L ｕ_d ，ｉ_L ｕ_q の値
ｉ_d ^eq，ｉ _q ^eqを求め、これを等価操作ベクトルと定義
すると、前記（４）に上記関係を代入して、次の（９）
式が得られる。 ｉ_d ^eq＝−τ^-1ＬＣｉ_d ’−２ωＬＣｉ_q ’＋（１−ω² ＬＣ）ｉ_d ｉ_q ^eq＝−τ^-1ＬＣｉ_q ’＋２ωＬＣｉ_d ’＋（１−ω² ＬＣ）ｉ_q −ωＣＶ_sd （９） なお、上記（９）式において、ｉ_d は電源電流ｉ_s から
求めることができ、Ｖ _sdは電源電圧Ｖ_s から求めること
ができ、また、Ｌ，Ｃ，τ，ωを既知とすると、
ｉ_d ^eq，ｉ_q ^eqは上記ｉ_s ，Ｖ_s 、Ｌ，Ｃ，τ，ωから
算出することができる。

【００３２】ここで、上記スライディングモード切り換
え変数ｓ_d ，ｓ_q をゼロに収束させ、偏差ｅ_d ，ｅ_q を
指数的に漸近収束させるには、次の（１０）式を満足す
るようにスイッチング関数（制御ベクトル）ｕ_d ，ｕ_q
を選定すればよい。 sign（ｉ_L ｕ_d −ｉ_d ^eq）＝sign（ｓ_d ） sign（ｉ_L ｕ_q −ｉ_q ^eq）＝sign（ｓ_q ） （１０） すなわち、ｉ_L ｕ_d −ｉ_d ^eqの符号がｓ_d の符号と一致
し、かつ、ｉ_L ｕ_q −ｉ_q ^eqの符号がｓ_q の符号と一致
するようなスイッチング関数ｕ_d ，ｕ_q を選定し、これ
に基づき電流形コンバータを制御すれば、上記スライデ
ィングモード切り換え変数ｓ_d ，ｓ_q をゼロに収束させ
ることができ、制御偏差もゼロに収束させることができ
る。

【００３３】なお、この点はリアプノフ安定定理により
証明することができ、この証明の詳細については、平成
６年８月２４日〜２６日に開催された平成６年電気学会
産業応用部門全国大会の講演論文集Ｐ４０１〜Ｐ４０６
を参照されたい。次に、上記交流電流有効成分指令値ｉ
_d ^* と直流リアクトル電流ｉ_L （コンバータ出力電流）
の関係について検討する。ここで、コンバータの負荷を
抵抗負荷と想定し、交流側の制御が充分に安定に制御で
きたとすると、電源から入る電力のほとんどは直流側に
流れると考えられ、次の（１１）式が成り立つ。

【００３４】 Ｖ_sdｉ_d ＝（１／２）・Ｌ_D ・（ｄｉ_L ² ／ｄｔ）＋Ｒｉ_L ² （１１） 上記（１１）式を変形すると、次の（１２）式を得るこ
とができる。 ｉ_L ² ／ｉ_d ＝Ｖ_sd／｛（１／２）・Ｌ_D ・ｓ＋Ｒ｝ （１２） 上記関係から、ｉ_L ² とｉ_d は線形一次遅れの関係にあ
ることがわかり、交流電流有効成分指令値ｉ_d ^* を演算
するには、ｉ_L ² を制御した方が、ＰＩ（比例積分）制
御等の線形理論を活用でき好都合である。

【００３５】そこで、本発明においては、図５のブロッ
ク図により交流電流有効成分指令値ｉ_d ^* を演算する。
すなわち、上記直流リアクトル電流（コンバータ出力電
流）ｉ_L の二乗ｉ_L ²とその指令値ｉ_L ^* の二乗ｉ_L ^*2
の差をＰＩ演算器から構成される直流制御器ブロック１
６に与え、コンバータを含む直流回路ブロック１７の交
流電流有効成分指令値ｉ_d ^* を演算する。

【００３６】なお、以上の説明では、交流側ＬＣフィル
タや回路抵抗の値が正確であるとして、等価操作ベクト
ルを算出しているが、実際には、上記値には誤差が含ま
れるので、等価操作ベクトルｉ_d ^eq，ｉ_q ^eqの計算に誤
差が生ずる場合がある。そこで、上記誤差を制御則に取
り込み、下記のように制御則を修正することにより、ロ
バスト性を保証できるようになる。

【００３７】上記誤差を考慮するため、等価操作ベクト
ルｉ_d ^eq，ｉ_q ^eqの計算における誤差の最大値を下記
（１３）式のようにΔ_d ，Δ_q とする。 ｜Δｉ_d ^eq｜≦Δ_d ｜Δｉ_q ^eq｜≦Δ_q （１３） そして、上記Δ_d ，Δ_q をしきい値として制御則に取り
込み、前記（１０）式を次の（１４）式のように変え
る。

【００３８】 ρ_d ＝（ｉ_L ｕ_d −ｉ_d ^eq）sign（ｓ_d ）−Δ_d ≧０ ρ_q ＝（ｉ_L ｕ_q −ｉ_q ^eq）sign（ｓ_q ）−Δ_q ≧０ （１４） すなわち、少なくとも最大誤差分Δ_d ，Δ_q だけ、ｉ_L
ｕ_d ，ｉ_L ｕ_q がｉ_d ^eq，ｉ_q ^eqより大きくなるような
制御ベクトルｕ_d ，ｕ_q を選定することにより、交流側
ＬＣフィルタや回路抵抗の値に誤差があっても、スライ
ディングモードの切り換え変数ｓ_d ，ｓ_q をゼロに収束
させることができる。

【００３９】なお、上記ρ_d ，ρ_q は右辺の式から計算
された値であるが、その値が大きい程、ｓ_d ，ｓ_q の収
束率が高いので、収束率の目安とすることができる。本
発明は上記した原理に基づき、電流形コンバータを制御
するようにしたものであり、本発明においては、図１に
示すように制御装置を構成し電流形コンバータを制御す
る。

【００４０】すなわち、まず、直流制御器７において、
図５のブロック図により、出力電流ｉ_L とその指令値ｉ
_L ^* から交流電流有効成分指令値ｉ_d ^* を算出する。ま
た、無効電流指令値算出手段８において、前記（５）式
により、交流電流有効成分指令値ｉ_d ^* と電源力率角指
令値をφ^* から交流電流無効成分指令値ｉ_q ^* 得る。

【００４１】なお、ここで、図１の点線９で示すよう
に、ｉ_d ^* をｉ_d に置き換えても、同様に交流電流無効
成分指令値ｉ_q ^* を求めることができる。ついで、第１
の手段１において、前記（８）式により切り換え変数ｓ
_d ，ｓ_qを求める。一方、第２の手段２において前記
（９）式により等価操作ベクトルｉ_d ^eq，ｉ _q ^eqを計算
し、第３の手段３において、直流電流ｉ_L と動作可能な
スイッチ状態より制御ベクトルの有効成分ｉ_L ｕ_d 、無
効成分ｉ_L ｕ_q を計算する。

【００４２】そして、上記等価操作ベクトルｉ_d ^eq，ｉ
_q ^eqと制御ベクトルｉ_L ｕ_d ，ｉ_Lｕ_q との差ｉ_L ｕ_d
−ｉ_d ^eq、ｉ_L ｕ_q −ｉ_q ^eqを求める。第４の手段４お
よび第５の手段５は上記（ｉ_L ｕ_d −ｉ_d ^eq）、（ｉ_L
ｕ_q −ｉ_q ^eq）と、前記した切り換え変数ｓ_d ，ｓ_q の
極性から（必要に応じてＬＣパラメータや回路抵抗の誤
差により定まるｉ_d ^eq，ｉ_q ^eqの誤差の最大値Δ_d ，Δ
_q を考慮して）、スイッチングベクトルを選択するため
の出力を発生し、第６の手段６は前記（１０）または
（１４）式を満足するスイッチングベクトルｕ_d ，ｕ_q
を選定し、選定されたベクトルにより多相電流形コンバ
ータ１０を構成する半導体スイッチを開閉し、出力電流
を制御する。

【００４３】本発明の請求項１〜４の発明においては、
上記のように構成したので、直流電流制御偏差、力率角
偏差を共にゼロに収束させることができるとともに、交
流側のＬＣフィルタの共振を抑制して、所望の制御目的
を達成することができる。また、本発明の請求項２のよ
うに、第４、第５の手段を構成することにより、交流側
のＬＣフィルタや回路抵抗のパラメータに変動があって
も、制御性能を保証することができる。

【００４４】さらに、本発明の請求項３の発明のよう
に、直流制御器にコンバータの出力電流指令値ｉ_L ^* の
二乗値に比例した値と出力電流の二乗値に比例した値を
入力し、直流制御器がその偏差を増幅した値を用いて交
流電流有効成分指令値ｉ_d ^* を得ることにより、図５に
示したＰＩ制御器のような線形制御器を用いることがで
き、動作状態に係わらず、固定ゲインで一定の特性を得
ることができる。

【００４５】また、本発明の請求項４、請求項５のよう
に、交流電流有効成分指令値ｉ_d ^*もしくは交流電流有
効成分ｉ_d と電源力率角指令値φ^* から交流電流無効成
分指令値ｉ_q ^* を得ることにより、負荷電流とともに、
電源側の力率角を指定通りに制御できるようになる。

【００４６】

【実施例】図６は本発明の実施例の制御装置の構成を示
す図である。同図において、１４’は多相交流電源、１
１’は多相電流形コンバータブリッジ、１５’は直流リ
アクトル、１３’は負荷である。また、１８は電源電圧
検出器、１９は電源電流検出器、２０はリアクトル電圧
（電流微分値）検出器、２１は直流電流検出器である。

【００４７】２２は上記電源電圧検出器１８、電源電流
検出器１９、リアクトル電圧（電流微分値）検出器２０
が出力するアナログ信号、および、出力電流指令値ｉ_L
^* 、力率角指令値φ^* をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ
変換器、２２’は上記直流電流検出器２１が出力するア
ナログ信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器であ
る。

【００４８】２３はディジタルシグナル・プロセッサ
（以下ＤＳＰと略記する）であり、ＤＳＰ２３は上記Ａ
／Ｄ変換器２２，２２’の出力を前記した手法で処理
し、多相電流形コンバータブリッジ１１’の開閉信号を
出力する。２４はゲートドライバであり、ゲートドライ
バ２４はディジタルシグナルプロセッサ２３が出力する
開閉信号に基づき、多相電流形コンバータブリッジ１
１’のスイッチング素子を駆動する。

【００４９】図７は図６に示したＤＳＰ２３における処
理を示すフローチャートである。同図は、交流電流有効
成分指令値ｉ_d ^* と電源力率角指令値φ^* が入力されて
からコンバータ開閉信号を出力するまでのフローチャー
ト示しており、出力電流指令値ｉ_L ^* から交流電流有効
成分ｉ_d を求める処理は示されていないが、前記図５に
示した直流制御器をＤＳＰ２３の前段に設けるか、ある
いは、ＤＳＰ２３において、前記図５のブロック図に示
した処理を行うことにより出力電流指令値ｉ_L ^* から有
効成分電流指令値ｉ_d ^* を求めることができる。

【００５０】次に、同図により本実施例を説明する。同
図のステップＳ１で電流有効成分指令値ｉ_d ^* と力率角
指令値φ^* を入力し、ステップＳ２において、前記した
（５）式により、電流無効成分指令値ｉ_q ^*を求める。
ステップＳ３において、Ａ／Ｄ変換器２２，２２’でデ
ジタル信号に変換された交流電圧Ｖ_s 、交流電流ｉ_s 、
出力電流ｉ_L 、リアクトル電圧（交流電流微分値に相
当）Ｖ_L をＤＳＰ２３に入力する。

【００５１】ステップＳ４において、上記入力信号から
前記（２）式により交流電流有効成分、ｉ_d ，無効成分
ｉ_q 、および、その微分値ｉ_d ' ，ｉ_q ' を計算する。
ステップＳ５において、前記（７），（８）式に示した
電流偏差ｅ_d ，ｅ_q 、スライディングモードの切り換え
変数ｓ_d ，ｓ_q を計算し、ステップＳ６において、スラ
イディングモードの切り換え変数ｓ_d ，ｓ_q の極性を求
める。

【００５２】ステップＳ７において、電源電圧有効成分
Ｖ_sd、フィルタ用リアクトル値Ｌ，フィルタ、スナバ用
コンデンサ容量Ｃ，電源角周波数ω、およびステップＳ
４において求めた交流電流有効成分ｉ_d 、無効成分
ｉ_q 、その微分値ｉ_d ' ，ｉ_q 'から（９）式により、
等価操作ベクトルｉ_d ^eq，ｉ_q ^eqを計算する。ステップ
Ｓ８において、前記図３に示した７種類のベクトルｋ＝
０〜６に対し、出力電流ｉ_L によりｉ_L ｕ_d ，ｉ_L ｕ_q
を計算する。

【００５３】ステップＳ９において、上記ｋ＝０〜６の
ベクトルに対して、前記（１０）式のsign（ｉ_L ｕ_d ^k
−ｉ_d ^eq）＝sign（ｓ_d ）を満たすベクトルを記憶する
（ｍ個）。ステップＳ１０において、上記ステップＳ９
で記憶されたｋ＝０〜ｍのベクトルに対して、前記（１
０）式のsign（ｉ_L ｕ_q ^k −ｉ_q ^eq）＝sign（ｓ_q ）を
満たすベクトルを選択する。

【００５４】ステップＳ１１において、選択されたベク
トルに対応するスイッチ信号を出力する。上記のように
して求められたスイッチ信号はＤＳＰ２３からゲートド
ライバ２４に送られ、コンバータブリッジ１１’のスイ
ッチング素子が制御される。なお、上記実施例のステッ
プＳ９、ステップＳ１０においては、前記（１０）式を
満たすベクトルを選択するようにしているが、前記（１
４）式を満足するベクトルを選択するように構成するこ
ともでき、これにより、交流側のＬＣパラメータや回路
抵抗の変動に対しても、制御性能を保証できるようにな
る。

【００５５】

【発明の効果】以上説明したように、本発明において
は、以下の効果を得ることができる。 （１）負荷電流を制御できるとともに、電源側力率角を
指定通り調整することができ、また、ＬＣフィルタの共
振をアクティブに抑制することができる。 （２）等価操作ベクトルｉ_d ^eq，ｉ_q ^eqの誤差の最大値
Δ_d ，Δ_q を考慮した（１４）式を用いて制御ベクトル
を選択することにより、ＬＣフィルタのパラメータ変動
があっても、負荷が変わっても制御性能が補償される。
いわゆるロバスト性を持つ制御系を構成することができ
る。 （３）制御の流れが簡明で、演算に極性の判断、加減
算、乗算以外のものがないので、プログラミングや制御
回路を簡素化することができる。 （４）出力電流二乗値フィードバックにより、制御器の
設計が容易になり、近似化制御を避け、広範囲の安定
性、均一した制御性能を得ることが可能となる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の原理図である。

【図２】三相電流形コンバータの主回路構成を示す図で
ある。

【図３】三相回路上で使用可能な７種類のスイッチベク
トルを示す図である。

【図４】７種類のスイッチ状態とスイッチベクトルの関
係を示す図である。

【図５】本発明の直流電流制御ループブロック図の一例
を示す図である。

【図６】本発明の実施例の制御装置の構成を示す図であ
る。

【図７】本発明の交流制御演算の処理内容を示すフロー
チャートである。

【図８】従来の電流形コンバータ制御ブロック図であ
る。

【符号の説明】

１ スライディングモード切り換え変数ｓ_d ，ｓ_q
を求める第１の手段 ２ 等価操作ベクトルｉ_d ^eq，ｉ_q ^eqを算出する第
２の手段 ３ 制御ベクトルｉ_L ｕ_d ，ｉ_L ｕ_q を算出する第
３の手段 ４，５ ｓ_d ，ｓ_q の収束条件を算出する第４、第５の
手段 ６ 制御ベクトルｉ_L ｕ_d ，ｉ_L ｕ_q を選択する第
６の手段 ７ 交流電流有効成分指令値を算出する直流制御器 ８ 無効電流指令値算出手段 １０ 多相電流形コンバータ １１ 三相電流形コンバータブリッジ １１’１１” 多相電流形コンバータブリッジ １２ 電源側交流ＬＣフィルタ １３，１３’，１３” 負荷 １４ 三相交流電源 １４’ 多相交流電源 １５，１５’ 直流リアクトル １６ 直流制御器ブロック １７ 直流回路ブロック １８ 電源電圧検出器 １９ 電源電流検出器 ２０ リアクトル両端電圧検出器 ２１ 直流電流検出器 ２２，２２’ Ａ／Ｄ変換器 ２３ デジタルシグナル・プロセッサ ２４ ゲートドライバ ２５ 電流制御器 ２６ ＰＷＭパターン合成部 ２７ コンバータ部

Claims (5)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 電源側にＬＣフィルタを有する多相交流
   より直流を得る電流形コンバータと、 該コンバータの出力電流ｉ_L と、該出力電流の指令値か
   ら交流電流の有効成分の指令値ｉ_d ^* を求める直流制御
   器と、 与えられた電源力率角指令値φ^* と上記交流電流有効成
   分指令値ｉ_d ^* から交流無効成分指令値ｉ_q ^* を求める
   無効電流指令値算出手段と、 交流電流の有効成分ｉ_d 、無効成分ｉ_q をそれぞれ前記
   交流電流有効成分指令値ｉ_d ^* と交流電流無効成分指令
   値ｉ_q ^* に一致させる交流電流制御器とを備えた多相電
   流形コンバータ制御装置において、 上記交流電流制御器は、 上記有効成分指令値ｉ_d ^* 、無効成分指令値ｉ_q ^* と交
   流電流の有効成分ｉ_d、無効成分ｉ_q との偏差ｅ_d ，ｅ
   _q および該偏差の微分値から切り換え変数ｓ_d，ｓ_q を
   求める第１の手段と、 ＬＣフィルタパラメータ見積もり値と交流電流値で定ま
   る等価操作ベクトルの有効成分ｉ_d ^eq、無効成分ｉ_q ^eq
   を求める第２の手段と、 負荷電流値とスイッチ状態で定まる制御ベクトルに対し
   て、その有効成分ｉ_Lｕ_d と無効成分ｉ_L ｕ_q を計算す
   る第３の手段と、 上記第３の手段で計算された制御ベクトルに対し、その
   有効成分ｉ_L ｕ_d と上記第２の手段で求めた等価操作ベ
   クトルの有効成分ｉ_d ^eqとの差を求め、その差もしくは
   その差の極性と上記第１の手段で求めた切り換え変数の
   有効成分ｓ_d の極性に基づき制御ベクトルを選択するた
   めの出力を発生する第４の手段と、 上記第３の手段で計算された制御ベクトルに対し、その
   無効成分ｉ_L ｕ_q と上記第２の手段で求めた等価操作ベ
   クトルの無効成分ｉ_q ^eqとの差を求め、その差もしくは
   その差の極性と、上記第１の手段で求めた切り換え変数
   の無効成分ｓ_qの極性に基づき制御ベクトルを選択する
   ための出力を発生する第５の手段と、 上記第４の手段と第５の手段の出力に基づき制御ベクト
   ルを選択する第６の手段とを備え、 上記第６の手段により得たスイッチングベクトルにより
   多相コンバータを構成する半導体スイッチの開閉指令を
   与えることを特徴とする多相交流より直流を得る電流形
   コンバータの制御装置。
2. 【請求項２】 制御ベクトルの有効成分ｉ_L ｕ_d と等価
   操作ベクトルの有効成分ｉ_d ^eqの差を求め、その差と切
   り換え変数の有効成分ｓ_d の極性との積が、ＬＣパラメ
   ータや回路抵抗の誤差により定まる上記有効成分ｉ_d ^eq
   の誤差の最大値Δ_d より大きいとき出力を発生する第４
   の手段と、 制御ベクトルの無効成分ｉ_L ｕ_q と等価操作ベクトルの
   無効成分ｉ_q ^eqの差を求め、その差と切り換え変数の無
   効成分ｓ_q の極性との積が、ＬＣパラメータや回路抵抗
   の誤差により定まる上記無効成分ｉ_q ^eqの誤差の最大値
   Δ_q より大きいとき出力を発生する第５の手段を備えた
   ことを特徴とする請求項１の多相交流より直流を得る電
   流形コンバータの制御装置。
3. 【請求項３】 直流制御器にコンバータの出力電流指令
   値ｉ_L ^* の二乗値に比例した値と出力電流の二乗値に比
   例した値を入力し、 上記直流制御器がその偏差を増幅した値を用いて交流電
   流有効成分指令値ｉ_d ^* を得ることを特徴とする請求項
   １または請求項２の多相交流より直流を得る電流形コン
   バータの制御装置。
4. 【請求項４】 交流電流無効成分指令値ｉ_q ^* を、交流
   電流有効成分指令値ｉ_d ^* と電源力率角の指令値φ^* か
   ら算出する無効電流指令値算出手段を設けたことを特徴
   とする請求項１，２または請求項３の多相交流より直流
   を得る電流形コンバータの制御装置。
5. 【請求項５】 交流電流無効成分指令値ｉ_q ^* を、交流
   電流有効成分ｉ_d と電源力率角の指令値φ^* から算出す
   る無効電流指令値算出手段を設けたことを特徴とする請
   求項１，２または請求項３の多相交流より直流を得る電
   流形コンバータの制御装置。