JP2002101665A - 電流形パルス幅変調方式変換器の交流側高調波フィルタの電流・電圧の一制御周期整定制御法 - Google Patents
電流形パルス幅変調方式変換器の交流側高調波フィルタの電流・電圧の一制御周期整定制御法Info
- Publication number
- JP2002101665A JP2002101665A JP2000285309A JP2000285309A JP2002101665A JP 2002101665 A JP2002101665 A JP 2002101665A JP 2000285309 A JP2000285309 A JP 2000285309A JP 2000285309 A JP2000285309 A JP 2000285309A JP 2002101665 A JP2002101665 A JP 2002101665A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- current
- phase
- pulse width
- voltage
- reactor
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Landscapes
- Rectifiers (AREA)
- Power Conversion In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 過渡振動を高速に抑制し、直流出力電圧や交
流側の有効・無効電力の制御性能を改善する方法を提供
する。 【解決手段】 単相又は三相の電流形パルス幅変調方式
変換器の交流側に設けられた、リアクトルとコンデンサ
からなる高調波フィルタのリアクトル電流ｉS、コンデ
ンサ電圧ｖCの瞬時値を、一制御周期内に発生する変換
器入力電流ｉXのパルスの幅とその発生するタイミング
によって制御し、一制御周期後に整定する。
流側の有効・無効電力の制御性能を改善する方法を提供
する。 【解決手段】 単相又は三相の電流形パルス幅変調方式
変換器の交流側に設けられた、リアクトルとコンデンサ
からなる高調波フィルタのリアクトル電流ｉS、コンデ
ンサ電圧ｖCの瞬時値を、一制御周期内に発生する変換
器入力電流ｉXのパルスの幅とその発生するタイミング
によって制御し、一制御周期後に整定する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、単相又は三相の電
流形パルス幅変調方式（ＰＷＭ）変換器の交流側に設け
られた、リアクトルとコンデンサからなる高調波フィル
タのリアクトル電流、コンデンサ電圧の制御方法に関す
る。
流形パルス幅変調方式（ＰＷＭ）変換器の交流側に設け
られた、リアクトルとコンデンサからなる高調波フィル
タのリアクトル電流、コンデンサ電圧の制御方法に関す
る。
【０００２】
【従来の技術】電流形変換器では、電力系統への高調波
の流出を防ぐために、リアクトルとコンデンサからなる
交流フィルタが必要である。単相および三相の電流形Ｐ
ＷＭ変換器の交流側高調波フィルタのリアクトル電流、
コンデンサ電圧は、直流出力電流の指令値、あるいは交
流側の有効電流・無効電流指令値の急変時に、リアクト
ルとコンデンサの共振現象に起因する過渡振動が、例え
ば図１５に示されるように発生する。この過渡振動によ
って、直流出力電圧や交流側の有効・無効電力の制御性
能は劣化してしまうことになる。過渡振動抑制に関する
研究の一例としては、佐藤、宮沢、片岡：「電流形ＰＷ
Ｍ整流回路の交流電流波形の一改善法」、電学論Ｄ、１
１２、７０３〜７１１頁（平成４年８月）、外山他：
「電流形三相ＰＷＭコンバータにおける入力電圧・電流
の過渡振動抑制」、電学論Ｄ、１１７、２４０頁（平成
９年４月）等がある。また、この過渡振動を抑制するた
めに従来より提案されてきた制御方法としては、リアク
トル電流値とその両端電圧値を帰還し状態フィードバッ
ク制御を行う方法［佐藤、片岡：電気学会Ｄ分冊１１５
巻、８９７頁（平成７年）参照］や、離散時間系におけ
る最適制御（Ｌｉｎｅａｒ Ｑｕａｄｒａｎｔ Ｉｎｔ
ｅｇｒａｌ ｃｏｎｔｒｏｌ、ＬＱＩ制御）を用いた方
法［福田、岩路：電気学会Ｄ分冊１１７巻、１０５頁
（平成９年）参照］などもある。
の流出を防ぐために、リアクトルとコンデンサからなる
交流フィルタが必要である。単相および三相の電流形Ｐ
ＷＭ変換器の交流側高調波フィルタのリアクトル電流、
コンデンサ電圧は、直流出力電流の指令値、あるいは交
流側の有効電流・無効電流指令値の急変時に、リアクト
ルとコンデンサの共振現象に起因する過渡振動が、例え
ば図１５に示されるように発生する。この過渡振動によ
って、直流出力電圧や交流側の有効・無効電力の制御性
能は劣化してしまうことになる。過渡振動抑制に関する
研究の一例としては、佐藤、宮沢、片岡：「電流形ＰＷ
Ｍ整流回路の交流電流波形の一改善法」、電学論Ｄ、１
１２、７０３〜７１１頁（平成４年８月）、外山他：
「電流形三相ＰＷＭコンバータにおける入力電圧・電流
の過渡振動抑制」、電学論Ｄ、１１７、２４０頁（平成
９年４月）等がある。また、この過渡振動を抑制するた
めに従来より提案されてきた制御方法としては、リアク
トル電流値とその両端電圧値を帰還し状態フィードバッ
ク制御を行う方法［佐藤、片岡：電気学会Ｄ分冊１１５
巻、８９７頁（平成７年）参照］や、離散時間系におけ
る最適制御（Ｌｉｎｅａｒ Ｑｕａｄｒａｎｔ Ｉｎｔ
ｅｇｒａｌ ｃｏｎｔｒｏｌ、ＬＱＩ制御）を用いた方
法［福田、岩路：電気学会Ｄ分冊１１７巻、１０５頁
（平成９年）参照］などもある。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】上記の最初の２つの文
献等の抑制法では、制御ゲインの決定方法が繁雑である
ことや、制御応答の速度に改善の余地があることなどの
難点があった。
献等の抑制法では、制御ゲインの決定方法が繁雑である
ことや、制御応答の速度に改善の余地があることなどの
難点があった。
【０００４】また、上記の残りの文献等の方法では過渡
振動を抑制する、すなわちリアクトル電流、コンデンサ
電圧を制御するのに要する時間の短さは十分ではなかっ
た。例えば、状態フィードバック制御を用いた方法で
は、連続時間系における制御理論に基づくため、ＰＷＭ
の制御周期が長くなった場合に制御性能が劣化する。一
方、提案されてきた離散時間系の最適制御では、リアク
トル電流、コンデンサ電圧の基本周波数成分に着目して
いるため、過渡振動成分の高速な応答は難しかった。し
たがって、これらの方法では、リアクトル電流、コンデ
ンサ電圧を整定するのに、数制御周期以上を要すること
が普通であった。
振動を抑制する、すなわちリアクトル電流、コンデンサ
電圧を制御するのに要する時間の短さは十分ではなかっ
た。例えば、状態フィードバック制御を用いた方法で
は、連続時間系における制御理論に基づくため、ＰＷＭ
の制御周期が長くなった場合に制御性能が劣化する。一
方、提案されてきた離散時間系の最適制御では、リアク
トル電流、コンデンサ電圧の基本周波数成分に着目して
いるため、過渡振動成分の高速な応答は難しかった。し
たがって、これらの方法では、リアクトル電流、コンデ
ンサ電圧を整定するのに、数制御周期以上を要すること
が普通であった。
【０００５】したがって、本発明の課題は、過渡振動を
高速に抑制し、直流出力電圧や交流側の有効・無効電力
の制御性能を改善する方法を提供することにある。
高速に抑制し、直流出力電圧や交流側の有効・無効電力
の制御性能を改善する方法を提供することにある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】上記課題は、単相又は三
相の電流形パルス幅変調方式変換器の交流側に設けられ
た、リアクトルとコンデンサからなる高調波フィルタの
リアクトル電流ｉS、コンデンサ電圧ｖCの瞬時値を、一
制御周期内に発生する変換器入力電流ｉXのパルスの幅
とその発生するタイミングによって制御し、一制御周期
後に整定する本発明の制御方法により解決される。
相の電流形パルス幅変調方式変換器の交流側に設けられ
た、リアクトルとコンデンサからなる高調波フィルタの
リアクトル電流ｉS、コンデンサ電圧ｖCの瞬時値を、一
制御周期内に発生する変換器入力電流ｉXのパルスの幅
とその発生するタイミングによって制御し、一制御周期
後に整定する本発明の制御方法により解決される。
【０００７】
【発明の実施の形態】以下図面を参照して本発明の好適
な実施形態について説明する。はじめに単相電流形ＰＷ
Ｍ変換器に本発明を適用する場合について述べ、次に三
相に展開する場合について述べる。
な実施形態について説明する。はじめに単相電流形ＰＷ
Ｍ変換器に本発明を適用する場合について述べ、次に三
相に展開する場合について述べる。
【０００８】図１に、単相電流形変換器の構成を示す。
Ｓ１〜Ｓ４はスイッチング素子を表しており、負荷ＺL
には電流の平滑リアクトルを持つ。単相電流形変換器
は、更に前述及び図１に示されるように、交流側には電
力系統への高調波の流出を防ぐためのリアクトルＬ及び
コンデンサＣから成る高調波フィルタ１０を有する。リ
アクトルＬの入力側は、単相電流形変換器が電力を受電
する電力系統を表す電圧源ｅに接続されている。
Ｓ１〜Ｓ４はスイッチング素子を表しており、負荷ＺL
には電流の平滑リアクトルを持つ。単相電流形変換器
は、更に前述及び図１に示されるように、交流側には電
力系統への高調波の流出を防ぐためのリアクトルＬ及び
コンデンサＣから成る高調波フィルタ１０を有する。リ
アクトルＬの入力側は、単相電流形変換器が電力を受電
する電力系統を表す電圧源ｅに接続されている。
【０００９】次に、図１より導出される交流側の等価回
路を図２の（ａ）に示す。また、図２の（ａ）の回路
は、さらに電圧源等価回路（図２の（ｂ））と電流源等
価回路（図２の（ｃ））の２つに分けることができる。
なお、図２において、図１に示す参照符号と同じ参照符
号の構成要素は、図１に示す構成要素と同一のものを示
す。図２に示される参照番号１２の構成要素は、電流源
として機能する変換器を示している。
路を図２の（ａ）に示す。また、図２の（ａ）の回路
は、さらに電圧源等価回路（図２の（ｂ））と電流源等
価回路（図２の（ｃ））の２つに分けることができる。
なお、図２において、図１に示す参照符号と同じ参照符
号の構成要素は、図１に示す構成要素と同一のものを示
す。図２に示される参照番号１２の構成要素は、電流源
として機能する変換器を示している。
【００１０】図２の（ｂ）に示す電圧源等価回路の電圧
源ｅは、前述のように、通常変換器が電力を受電する系
統を表しているので、この電圧源ｅを制御して、交流側
の電流・電圧を制御することはできない。一方、図２の
（ｃ）に示す電流源等価回路の電流源１２は上記のよう
に変換器を表しており、変換器入力電流のパルスを発生
する。このパルスは、直流出力電流を切り出した波形と
なるため、その振幅は直流出力電流値に等しい。パルス
の幅は、スイッチング素子のオン・オフ状態に従って制
御を行うことが可能であり、このパルス幅の制御によっ
て、リアクトル電流ｉS・コンデンサ電圧ｖCの制御を行
う。
源ｅは、前述のように、通常変換器が電力を受電する系
統を表しているので、この電圧源ｅを制御して、交流側
の電流・電圧を制御することはできない。一方、図２の
（ｃ）に示す電流源等価回路の電流源１２は上記のよう
に変換器を表しており、変換器入力電流のパルスを発生
する。このパルスは、直流出力電流を切り出した波形と
なるため、その振幅は直流出力電流値に等しい。パルス
の幅は、スイッチング素子のオン・オフ状態に従って制
御を行うことが可能であり、このパルス幅の制御によっ
て、リアクトル電流ｉS・コンデンサ電圧ｖCの制御を行
う。
【００１１】電圧源等価回路による成分は、電圧源ｅの
振幅と位相を把握することによって容易に計算すること
ができ、電流源等価回路による成分に重畳することによ
って実際のリアクトル電流ｉS・コンデンサ電圧ｖCを求
めることができるので、これよりは電流源等価回路の成
分のみに着目し、説明を進める。
振幅と位相を把握することによって容易に計算すること
ができ、電流源等価回路による成分に重畳することによ
って実際のリアクトル電流ｉS・コンデンサ電圧ｖCを求
めることができるので、これよりは電流源等価回路の成
分のみに着目し、説明を進める。
【００１２】図２の（ｃ）に示す高調波フィルタ１０の
状態方程式は、リアクトル電流ｉSとコンデンサ電圧ｖC
を状態量とし、変換器入力電流ｉXを操作量とすれば、
次のように表せる。
状態方程式は、リアクトル電流ｉSとコンデンサ電圧ｖC
を状態量とし、変換器入力電流ｉXを操作量とすれば、
次のように表せる。
【００１３】
【数１】
【００１４】ただし、Ｌはフィルタのインダクタンス、
Ｃは容量である。次に、図３に変換器入力電流波形を示
し、一制御周期Ｔ内のパルスの各期間Ｔ 1、Ｔ2、Ｔ3を
図３のように定義する。期間Ｔ2だけ、平滑リアクトル
ＺLに流れる直流出力電流ｉdcと等しい振幅を持つ変換
器入力電流ｉXが流れることになる。従って、ｉXを式で
表すと次のようになる。
Ｃは容量である。次に、図３に変換器入力電流波形を示
し、一制御周期Ｔ内のパルスの各期間Ｔ 1、Ｔ2、Ｔ3を
図３のように定義する。期間Ｔ2だけ、平滑リアクトル
ＺLに流れる直流出力電流ｉdcと等しい振幅を持つ変換
器入力電流ｉXが流れることになる。従って、ｉXを式で
表すと次のようになる。
【００１５】
【数２】
【００１６】このとき、高調波フィルタ１０の共振角周
波数をω0＝１／（ＬＣ）1/2とし、ｖ C’＝ｖC／ω0Ｌ
と変数変換すれば、一制御周期Ｔ後の状態量ｉ
S（Ｔ）、ｖC’（Ｔ）は、以下のように表せる。
波数をω0＝１／（ＬＣ）1/2とし、ｖ C’＝ｖC／ω0Ｌ
と変数変換すれば、一制御周期Ｔ後の状態量ｉ
S（Ｔ）、ｖC’（Ｔ）は、以下のように表せる。
【００１７】
【数３】
【００１８】ただし、ｉS（０）、ｖC’（０）は、制御
周期が始まる時刻における値である。また、ｉXは、負
荷ＺLである直流側平滑リアクトルの時定数に比べ制御
周期Ｔの長さは十分短いので、制御周期内で一定である
として考えてよい。
周期が始まる時刻における値である。また、ｉXは、負
荷ＺLである直流側平滑リアクトルの時定数に比べ制御
周期Ｔの長さは十分短いので、制御周期内で一定である
として考えてよい。
【００１９】式（２）は、ＰＷＭ 制御の交流フィルタ
の離散系差分方程式にあたるものと考えることができ
る。また、式（２）は、交流フィルタによる自由応答を
示す回転変換行列を含む第１頃と、強制応答を示す第２
項によって構成されていることがわかる。強制応答項よ
り、ＰＷＭパターンのパルス幅Ｔ2、Ｔ3を操作量とし
て、状態量が制御可能であることがわかる。
の離散系差分方程式にあたるものと考えることができ
る。また、式（２）は、交流フィルタによる自由応答を
示す回転変換行列を含む第１頃と、強制応答を示す第２
項によって構成されていることがわかる。強制応答項よ
り、ＰＷＭパターンのパルス幅Ｔ2、Ｔ3を操作量とし
て、状態量が制御可能であることがわかる。
【００２０】時刻ｔ＝Ｔにリアクトル電流ｉS、コンデ
ンサ電圧ｖC’が、指令値ｉS *、ｖC’*に制御されると
すれば、式（２）より、
ンサ電圧ｖC’が、指令値ｉS *、ｖC’*に制御されると
すれば、式（２）より、
【００２１】
【数４】
【００２２】となる。また、Ｐ（Ｔ3）Ｑ（Ｔ2）は、
【００２３】
【数５】
【００２４】であるので、式（４）、（５）を用いてＴ
2、Ｔ3の値、すなわち一制御周期後に指令値が実現可能
なパルスのタイミングを、次のように求めることができ
る。
2、Ｔ3の値、すなわち一制御周期後に指令値が実現可能
なパルスのタイミングを、次のように求めることができ
る。
【００２５】
【数６】
【００２６】ここで、
【００２７】
【数７】
【００２８】であり、Ｔ1は、
【００２９】
【数８】 Ｔ1＝Ｔ−（Ｔ2＋Ｔ3） （９） より決定される。計算された変換器入力電流のパルス幅
Ｔ2、Ｔ3を、変換器のスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のオ
ン・オフによって実現すれば、一制御周期後にリアクト
ル電流・コンデンサ電圧指令値を実現することができ
る。
Ｔ2、Ｔ3を、変換器のスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のオ
ン・オフによって実現すれば、一制御周期後にリアクト
ル電流・コンデンサ電圧指令値を実現することができ
る。
【００３０】ところで、図３からわかるようにパルス幅
Ｔ2、Ｔ3には、０≦Ｔ2≦Ｔ、０≦Ｔ3≦Ｔなる制限が存
在するため、本手法には、指令値を一制御周期に整定可
能な領域と不可能な領域が存在する。変換器入力電流の
振幅ｉXで規格化されたリアクトル電流ｉS・コンデンサ
電圧ｖCの状態空間平面上における一制御周期整定可能
な領域（ω0Ｔ＝π／２の場合）を図４に示す。網掛け
部が一制御周期に整定可能な領域である。指令値がこの
領域以外に存在した場合には、変換器は指令値を実現す
るのに、二制御周期以上を要することになる。
Ｔ2、Ｔ3には、０≦Ｔ2≦Ｔ、０≦Ｔ3≦Ｔなる制限が存
在するため、本手法には、指令値を一制御周期に整定可
能な領域と不可能な領域が存在する。変換器入力電流の
振幅ｉXで規格化されたリアクトル電流ｉS・コンデンサ
電圧ｖCの状態空間平面上における一制御周期整定可能
な領域（ω0Ｔ＝π／２の場合）を図４に示す。網掛け
部が一制御周期に整定可能な領域である。指令値がこの
領域以外に存在した場合には、変換器は指令値を実現す
るのに、二制御周期以上を要することになる。
【００３１】実際においては、次の手順で制御を行う。
まず、与えられた直流出力電流指令値、あるいは交流側
有効電流指令値、無効電流指令値より、一制御周期後に
実現すべきリアクトル電流ｉS・コンデンサ電圧ｖCの指
令値を計算する。次に、測定された電圧源ｅの電圧振
幅、位相より、図２の（ｂ）の電圧源等価回路で表され
る成分の制御周期開始時の値と一制御周期後の値を計算
する。それらを、リアクトル電流・コンデンサ電圧の測
定値と指令値から除外したものを、図２の（ｃ）の電流
源等価回路におけるリアクトル電流ｉS・コンデンサ電
圧ｖCの制御周期開始時の値、一制御周期後の指令値と
し、式（６）、（７）、（８）を用いてパルス幅Ｔ2、
Ｔ3を計算する。このパルス幅Ｔ2、Ｔ3に応じたゲート
パルスを各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４に与えることに
よって、所望の変換器入力電流パルスを実現し、一制御
周期後にリアクトル電流・コンデンサ電圧の指令値は実
現されることになる。
まず、与えられた直流出力電流指令値、あるいは交流側
有効電流指令値、無効電流指令値より、一制御周期後に
実現すべきリアクトル電流ｉS・コンデンサ電圧ｖCの指
令値を計算する。次に、測定された電圧源ｅの電圧振
幅、位相より、図２の（ｂ）の電圧源等価回路で表され
る成分の制御周期開始時の値と一制御周期後の値を計算
する。それらを、リアクトル電流・コンデンサ電圧の測
定値と指令値から除外したものを、図２の（ｃ）の電流
源等価回路におけるリアクトル電流ｉS・コンデンサ電
圧ｖCの制御周期開始時の値、一制御周期後の指令値と
し、式（６）、（７）、（８）を用いてパルス幅Ｔ2、
Ｔ3を計算する。このパルス幅Ｔ2、Ｔ3に応じたゲート
パルスを各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４に与えることに
よって、所望の変換器入力電流パルスを実現し、一制御
周期後にリアクトル電流・コンデンサ電圧の指令値は実
現されることになる。
【００３２】次に三相回路への本手法の適用方法につい
て説明する。図５に三相電流形ＰＷＭ変換器の構成を示
す。図５に示される図１と同一又は類似の参照符号の構
成要素は図１に示す対応構成要素と同一又は類似の構成
要素を示し、説明を繰り返さない。
て説明する。図５に三相電流形ＰＷＭ変換器の構成を示
す。図５に示される図１と同一又は類似の参照符号の構
成要素は図１に示す対応構成要素と同一又は類似の構成
要素を示し、説明を繰り返さない。
【００３３】三相のＰＷＭ変換器においても、単相の場
合と同様に与えられた直流出力電流指令値、あるいは交
流側有効電流指令値、無効電流指令値より、各相ごとに
一制御周期後に実現すべきリアクトル電流・コンデンサ
電圧の指令値を計算する。そして、それぞれの相につい
て、先述した方法により各相で実現すべきパルス幅
Ｔ 2、Ｔ3を決定すればよい。
合と同様に与えられた直流出力電流指令値、あるいは交
流側有効電流指令値、無効電流指令値より、各相ごとに
一制御周期後に実現すべきリアクトル電流・コンデンサ
電圧の指令値を計算する。そして、それぞれの相につい
て、先述した方法により各相で実現すべきパルス幅
Ｔ 2、Ｔ3を決定すればよい。
【００３４】換言すると、有効・無効電流指令値ｉd *、
ｉq *より、ｄｑ逆変換等を用いて、電源電圧成分を除い
た各相のリアクトル電流指令値ｉS *＝［ｉSa *，ｉSb *，
ｉSc *］Tとコンデンサ電圧指令値ｖC’*＝［ｖCa’*，
ｖCb’*，ｖCc’*］Tをそれぞれ求める。次に、各相に
ついて、式（４）、（５）を用いて、スイッチング素子
Ｓ１〜Ｓ６に印加されるゲートパルスのタイミングを単
相の場合と同様に決定すればよい。
ｉq *より、ｄｑ逆変換等を用いて、電源電圧成分を除い
た各相のリアクトル電流指令値ｉS *＝［ｉSa *，ｉSb *，
ｉSc *］Tとコンデンサ電圧指令値ｖC’*＝［ｖCa’*，
ｖCb’*，ｖCc’*］Tをそれぞれ求める。次に、各相に
ついて、式（４）、（５）を用いて、スイッチング素子
Ｓ１〜Ｓ６に印加されるゲートパルスのタイミングを単
相の場合と同様に決定すればよい。
【００３５】しかし、三相三線式の回路においては、変
換器入力電流ｉX＝［ｉXa，ｉXb，ｉXc］Tに対し次の制
約が存在する。 三相の変換器入力電流の和が零となる：ｉXa＋ｉXb
十ｉXc＝０ 三相全て、あるいは一相の変換器入力電流の値は零
となる このため、独立にゲートパルスのタイミングを決定でき
る相は２つであり、残りの１相はその結果として決定さ
れることになる。この独立に決定した２相が一制御周期
後に指令値を満足すれば、残る１相も自動的に指令値を
満足することになる。
換器入力電流ｉX＝［ｉXa，ｉXb，ｉXc］Tに対し次の制
約が存在する。 三相の変換器入力電流の和が零となる：ｉXa＋ｉXb
十ｉXc＝０ 三相全て、あるいは一相の変換器入力電流の値は零
となる このため、独立にゲートパルスのタイミングを決定でき
る相は２つであり、残りの１相はその結果として決定さ
れることになる。この独立に決定した２相が一制御周期
後に指令値を満足すれば、残る１相も自動的に指令値を
満足することになる。
【００３６】そこで、三相のうち二相については、独立
にパルス幅を決定し、残る相については、、の制約
を満たすように、独立にパルス幅を決定した二相からパ
ルス幅を決定すればよい。従属的にパルス幅を決定する
相の決め方については、複数通りあり、状況に応じて選
べばよい。ここでは、一例として、各相についてそれぞ
れ計算されたオン状態のパルス幅［Ｔ2a，Ｔ2b，Ｔ2c］
を比較し、２番目にパルス幅が大きい相を従属的に決定
する場合を図６に示す。図６の場合、ｂ相のパルスが従
属的に決定されている。しかし、図６のｂ相のように、
従属的にバルス幅が決定された相においても、リアクト
ル電流・コンデンサ電圧に対する三相三線式回路の条件
ｉSa＋ｉSb＋ｉSc＝０、ｖCa＋ｖCb＋ｖCc＝０により、
一制御周期後には指令値が実現されることになる。
にパルス幅を決定し、残る相については、、の制約
を満たすように、独立にパルス幅を決定した二相からパ
ルス幅を決定すればよい。従属的にパルス幅を決定する
相の決め方については、複数通りあり、状況に応じて選
べばよい。ここでは、一例として、各相についてそれぞ
れ計算されたオン状態のパルス幅［Ｔ2a，Ｔ2b，Ｔ2c］
を比較し、２番目にパルス幅が大きい相を従属的に決定
する場合を図６に示す。図６の場合、ｂ相のパルスが従
属的に決定されている。しかし、図６のｂ相のように、
従属的にバルス幅が決定された相においても、リアクト
ル電流・コンデンサ電圧に対する三相三線式回路の条件
ｉSa＋ｉSb＋ｉSc＝０、ｖCa＋ｖCb＋ｖCc＝０により、
一制御周期後には指令値が実現されることになる。
【００３７】また、各相における式（４）の右辺の電流
項の絶対値を比較して、最小のものを除いた２相につい
て、ゲートパルスのタイミングを計算し、残る１相のタ
イミングは、上記、の条件を満たすように決定して
もよい。
項の絶対値を比較して、最小のものを除いた２相につい
て、ゲートパルスのタイミングを計算し、残る１相のタ
イミングは、上記、の条件を満たすように決定して
もよい。
【００３８】さらに、図７に示すように、段階で、三
相独立してパルス幅を計算し、段階で、パルス幅が最
小の相を選択し、段階で、パルス幅最小の相を従属的
に決定してもよい。
相独立してパルス幅を計算し、段階で、パルス幅が最
小の相を選択し、段階で、パルス幅最小の相を従属的
に決定してもよい。
【００３９】指令値を一制御周期に整定可能な領域に関
しては、ω0Ｔ＝π／４の場合、規格化されたリアクト
ル電流αN、規格化されたコンデンサ電圧βNを次のよう
におくと、制御可能領域は図８に示すように表すことが
できる。
しては、ω0Ｔ＝π／４の場合、規格化されたリアクト
ル電流αN、規格化されたコンデンサ電圧βNを次のよう
におくと、制御可能領域は図８に示すように表すことが
できる。
【００４０】
【数９】
【００４１】また、指令値が制御不可能な領域に存在す
る場合の制御（「飽和領域の制御」という。）の方法
は、次のとおりである。指令値点Ｘが図９に示すような
制御不可能な領域に存在するとすると、指令値Ｘを制御
領域上の点Ｘに最も近い点Ｘ’に変更し、パルス幅を計
算して、次の制御周期に移行すればよい。
る場合の制御（「飽和領域の制御」という。）の方法
は、次のとおりである。指令値点Ｘが図９に示すような
制御不可能な領域に存在するとすると、指令値Ｘを制御
領域上の点Ｘに最も近い点Ｘ’に変更し、パルス幅を計
算して、次の制御周期に移行すればよい。
【００４２】強制応答項による制御可能領域に関する前
述したこと、及びフィルタ定数・むだ時間の影響につい
て説明を続ける。制御可能領域の大きさは、フィルタ定
数、即ち制御周期の長さＴと共振周波数ω0によって決
定される。図１０に、強制応答項による制御可能領域を
示す。図１０において、領域Ａは、ω0Ｔ＝π／４の場
合の制御可能領域を、領域Ｂは、ω0Ｔ＝π／２の場合
の制御可能領域をそれぞれ示す。なお、領域Ｂは、領域
Ａと後述する領域Ｃを含み、且つ領域Ｂ固有の領域を含
む。むだ時間ＴL、スイッチング素子の最小導通時間Ｔ
minを考慮すると、制御可能領域は減少する。ω0Ｔ＝π
／２のケースにおいて、例えば、むだ時間ＴL＝π／３
６及び最小導通時間ω0Ｔmin＝π／９０である場合を考
慮すると、領域Ｂの制御可能領域は領域Ｃに減少する。
なお、領域Ｃは領域Ａを含む。
述したこと、及びフィルタ定数・むだ時間の影響につい
て説明を続ける。制御可能領域の大きさは、フィルタ定
数、即ち制御周期の長さＴと共振周波数ω0によって決
定される。図１０に、強制応答項による制御可能領域を
示す。図１０において、領域Ａは、ω0Ｔ＝π／４の場
合の制御可能領域を、領域Ｂは、ω0Ｔ＝π／２の場合
の制御可能領域をそれぞれ示す。なお、領域Ｂは、領域
Ａと後述する領域Ｃを含み、且つ領域Ｂ固有の領域を含
む。むだ時間ＴL、スイッチング素子の最小導通時間Ｔ
minを考慮すると、制御可能領域は減少する。ω0Ｔ＝π
／２のケースにおいて、例えば、むだ時間ＴL＝π／３
６及び最小導通時間ω0Ｔmin＝π／９０である場合を考
慮すると、領域Ｂの制御可能領域は領域Ｃに減少する。
なお、領域Ｃは領域Ａを含む。
【００４３】本発明の制御手法の有効性を確認するため
に、図１１に示す三相回路を用いて、数値シミュレーシ
ョンを行った。シミュレーション条件を表１に示す。
に、図１１に示す三相回路を用いて、数値シミュレーシ
ョンを行った。シミュレーション条件を表１に示す。
【００４４】
【表１】
【００４５】ただし、負荷側の時定数は制御周期に比べ
十分長いものとして、本計算では、直流出力電流は一定
として計算している。また、ゲートパルスのタイミング
の計算に要する時間や素子間の電流の転流時間は無視で
きるものとした。
十分長いものとして、本計算では、直流出力電流は一定
として計算している。また、ゲートパルスのタイミング
の計算に要する時間や素子間の電流の転流時間は無視で
きるものとした。
【００４６】直流出力電流ｉdc＝５０Ａ、無効電流指令
値ｉq *＝０Ａで一定とし、ａ相リアクトル電流ｉSaの位
相π／２の時点で、交流側有効電流指令値ｉd *が２０→
１５Ａ、１５→２０Ａとステップ的に変化した場合のシ
ミュレーション結果を図１２に示す。有効電流ｉd、無
効電流ｉq、リアクトル電流ｉS、コンデンサ電圧ｖ
Cが、それぞれ一制御周期５５６μｓで目標値に到達し
ていることがわかる。
値ｉq *＝０Ａで一定とし、ａ相リアクトル電流ｉSaの位
相π／２の時点で、交流側有効電流指令値ｉd *が２０→
１５Ａ、１５→２０Ａとステップ的に変化した場合のシ
ミュレーション結果を図１２に示す。有効電流ｉd、無
効電流ｉq、リアクトル電流ｉS、コンデンサ電圧ｖ
Cが、それぞれ一制御周期５５６μｓで目標値に到達し
ていることがわかる。
【００４７】次に、別の条件でのシミュレーション結果
を示す。シミュレーション条件を表２に示す。
を示す。シミュレーション条件を表２に示す。
【００４８】
【表２】
【００４９】変換器を電流源で近似し、変換器入力電流
ｉXの振幅を１００Ａ一定と仮定する。初めに、制御可
能領域の場合について示す。力率を１にして、ａ相電流
位相π／２の時点でリアクトル電流の振幅指令値を２０
Ａから１５Ａにステップ変化させた場合のシミュレーシ
ョン結果を図１３に示す。図１３に示されるシミュレー
ション結果から、制御可能領域で、過渡振動なく一制御
周期で指令値を実現することがわかる。
ｉXの振幅を１００Ａ一定と仮定する。初めに、制御可
能領域の場合について示す。力率を１にして、ａ相電流
位相π／２の時点でリアクトル電流の振幅指令値を２０
Ａから１５Ａにステップ変化させた場合のシミュレーシ
ョン結果を図１３に示す。図１３に示されるシミュレー
ション結果から、制御可能領域で、過渡振動なく一制御
周期で指令値を実現することがわかる。
【００５０】次に、飽和領域の場合について示す。力率
を１にして、ａ相電流位相π／２の時点でリアクトル電
流の振幅指令値を２０Ａから−２０Ａにステップ変化さ
せた場合のシミュレーション結果を図１４に示す。図１
４に示されるシミュレーション結果から、飽和領域にお
いても高速に制御可能であることがわかる。
を１にして、ａ相電流位相π／２の時点でリアクトル電
流の振幅指令値を２０Ａから−２０Ａにステップ変化さ
せた場合のシミュレーション結果を図１４に示す。図１
４に示されるシミュレーション結果から、飽和領域にお
いても高速に制御可能であることがわかる。
【００５１】
【発明の効果】以上説明したように、本発明は、電流形
パルス幅変調方式変換器入力電流のパルス幅とその発生
するタイミングによって、リアクトル電流、コンデンサ
電圧を一制御周期後に整定することによって、過渡振動
を高速に抑制し、直流出力電圧や交流側の有効・無効電
力の制御性能を改善できる。
パルス幅変調方式変換器入力電流のパルス幅とその発生
するタイミングによって、リアクトル電流、コンデンサ
電圧を一制御周期後に整定することによって、過渡振動
を高速に抑制し、直流出力電圧や交流側の有効・無効電
力の制御性能を改善できる。
【図１】本発明の一態様を説明するための単相電流形Ｐ
ＷＭ変換器の構成を示す図である。
ＷＭ変換器の構成を示す図である。
【図２】（ａ）は、図１より導出される交流側の等価回
路を、（ｂ）は、（ａ）に示す等価回路のうちの電圧源
等価回路部分を、（ｃ）は、（ａ）に示す等価回路のう
ちの電流源等価回路部分を示す。
路を、（ｂ）は、（ａ）に示す等価回路のうちの電圧源
等価回路部分を、（ｃ）は、（ａ）に示す等価回路のう
ちの電流源等価回路部分を示す。
【図３】図１に示す単相電流形ＰＷＭ変換器の入力電流
波形を示す図である。
波形を示す図である。
【図４】一制御周期整定可能な領域（ω0Ｔ＝π／２の
場合）を示す図である。
場合）を示す図である。
【図５】本発明の別の態様を説明するための三相電流形
ＰＷＭ変換器の構成を示す図である。
ＰＷＭ変換器の構成を示す図である。
【図６】図５に示す三相電流形ＰＷＭ変換器のパルス幅
決定方法の一例で、計算されたパルス幅が２番目に大き
いｂ相が従属的決定される場合を示す図である。
決定方法の一例で、計算されたパルス幅が２番目に大き
いｂ相が従属的決定される場合を示す図である。
【図７】三相パルスパターン発生法の一例を示す図であ
る。
る。
【図８】ω0Ｔ＝π／４場合の一制御周期整定可能な領
域を示す図である。
域を示す図である。
【図９】飽和領域の制御方法を説明するための図であ
る。
る。
【図１０】強制応答項による制御可能領域を示す図であ
る。
る。
【図１１】本発明の制御手法の有効性を確認するための
シミュレーション三相等価回路を示す図である。
シミュレーション三相等価回路を示す図である。
【図１２】シミュレーション結果を示す図である。
【図１３】制御可能領域での別のシミュレーション結果
を示す図である。
を示す図である。
【図１４】飽和領域でのシミュレーション結果を示す図
である。
である。
【図１５】直流出力電流指令値急変時に交流フィルタの
共振に起因するリアクトル電流・コンデンサ電圧の過渡
振動を示す図である。
共振に起因するリアクトル電流・コンデンサ電圧の過渡
振動を示す図である。
【符号の説明】 １０、１０′ 高調波フィルタ １２ 電流源 ＺL 負荷（平滑リアクトル） Ｓ１〜Ｓ６ スイッチング素子 ｅ、ｅａ、ｅｂ、ｅｃ 電圧源 Ｌ、Ｌａ、Ｌｂ、Ｌｃ リアクトル Ｃ、Ｃａ、Ｃｂ、Ｃｃ コンデンサ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 中野 博民 茨城県日立市中成沢町４丁目12番１号 茨 城大学内 Ｆターム(参考） 5H006 AA02 CB01 CC02 DB02 5H740 BB05 BB07 BB10 BC06 JA23 NN02
Claims (1)
- 【請求項１】 単相又は三相の電流形パルス幅変調方式
変換器の交流側に設けられた、リアクトルとコンデンサ
からなる高調波フィルタのリアクトル電流ｉ S、コンデ
ンサ電圧ｖCの瞬時値を、一制御周期内に発生する変換
器入力電流ｉXのパルスの幅とその発生するタイミング
によって制御し、一制御周期後に整定する制御方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000285309A JP4652545B2 (ja) | 2000-09-20 | 2000-09-20 | 電流形パルス幅変調方式変換器の交流側高調波フィルタの電流・電圧の一制御周期整定制御法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000285309A JP4652545B2 (ja) | 2000-09-20 | 2000-09-20 | 電流形パルス幅変調方式変換器の交流側高調波フィルタの電流・電圧の一制御周期整定制御法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002101665A true JP2002101665A (ja) | 2002-04-05 |
| JP4652545B2 JP4652545B2 (ja) | 2011-03-16 |
Family
ID=18769402
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000285309A Expired - Fee Related JP4652545B2 (ja) | 2000-09-20 | 2000-09-20 | 電流形パルス幅変調方式変換器の交流側高調波フィルタの電流・電圧の一制御周期整定制御法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP4652545B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2018023175A (ja) * | 2016-08-01 | 2018-02-08 | Ｍｙｗａｙプラス株式会社 | 電流形電力変換装置の制御装置 |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH08214552A (ja) * | 1995-02-06 | 1996-08-20 | Toyo Electric Mfg Co Ltd | 多相交流より直流を得る電流形コンバータの制御装置 |
| JPH09312975A (ja) * | 1996-05-21 | 1997-12-02 | Toyo Electric Mfg Co Ltd | 電流形変換器の制御装置 |
-
2000
- 2000-09-20 JP JP2000285309A patent/JP4652545B2/ja not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH08214552A (ja) * | 1995-02-06 | 1996-08-20 | Toyo Electric Mfg Co Ltd | 多相交流より直流を得る電流形コンバータの制御装置 |
| JPH09312975A (ja) * | 1996-05-21 | 1997-12-02 | Toyo Electric Mfg Co Ltd | 電流形変換器の制御装置 |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2018023175A (ja) * | 2016-08-01 | 2018-02-08 | Ｍｙｗａｙプラス株式会社 | 電流形電力変換装置の制御装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP4652545B2 (ja) | 2011-03-16 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| Kim et al. | New control scheme for AC-DC-AC converter without DC link electrolytic capacitor | |
| Bech et al. | Random modulation techniques with fixed switching frequency for three-phase power converters | |
| Salo et al. | Vector-controlled PWM current-source-inverter-fed induction motor drive with a new stator current control method | |
| Idris et al. | Direct torque control of induction machines with constant switching frequency and reduced torque ripple | |
| EP2214301B1 (en) | Power conversion systems and methods for controlling harmonic distortion | |
| US7492616B2 (en) | Modulation controller, method of controlling and three phase converter system employing the same | |
| US20070216373A1 (en) | Universal Three Phase Controllers For Power Converters | |
| KR101621994B1 (ko) | 회생형 고압 인버터의 제어장치 | |
| US9641119B2 (en) | Extended-speed low-ripple torque control of switched reluctance motor drives | |
| Pena et al. | Control strategies for voltage control of a boost type PWM converter | |
| Guler et al. | Energy function based finite control set predictive control strategy for single-phase split source inverters | |
| EP1380098B1 (en) | Vector control of an induction motor | |
| JPH09215398A (ja) | インバータの制御装置 | |
| Chien et al. | Analysis and design on the reduction of DC-link electrolytic capacitor for AC/DC/AC converter applied to AC motor drives | |
| JPH03107373A (ja) | 電力変換装置とその制御方法 | |
| Su et al. | Extended constant-torque and constant-power speed range control of permanent magnet machine using a current source inverter | |
| Jung et al. | Stability improvement of V/f-controlled induction motor drive systems by a dynamic current compensator | |
| JP2000059990A (ja) | 安定化電源装置 | |
| JP2002101665A (ja) | 電流形パルス幅変調方式変換器の交流側高調波フィルタの電流・電圧の一制御周期整定制御法 | |
| JP2001016860A (ja) | インバータ制御装置 | |
| Knapczyk et al. | Analysis of pulse width modulation techniques for AC/DC line-side converters | |
| JP3747259B2 (ja) | 電気車の制御装置 | |
| JP3195179B2 (ja) | 単相ｐｗｍコンバータ制御装置 | |
| Kong et al. | Enhanced three phase ac stationary frame PI current regulators | |
| Li et al. | A novel fast current-control method for the back-to-back converters |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A711 | Notification of change in applicant |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A712 Effective date: 20060223 |
|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20070518 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20100608 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20100722 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20101117 |
|
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20101216 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20131224 Year of fee payment: 3 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| S531 | Written request for registration of change of domicile |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313531 |
|
| S533 | Written request for registration of change of name |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313533 |
|
| R350 | Written notification of registration of transfer |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R350 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |