JP2015195682A - インバータ装置 - Google Patents
インバータ装置 Download PDFInfo
- Publication number
- JP2015195682A JP2015195682A JP2014072699A JP2014072699A JP2015195682A JP 2015195682 A JP2015195682 A JP 2015195682A JP 2014072699 A JP2014072699 A JP 2014072699A JP 2014072699 A JP2014072699 A JP 2014072699A JP 2015195682 A JP2015195682 A JP 2015195682A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- power
- inverter device
- current
- voltage
- output
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Images
Landscapes
- Inverter Devices (AREA)
- Supply And Distribution Of Alternating Current (AREA)
Abstract
【課題】共通の負荷に対して、他の交流電源と並列に安定に動作し、電力損失を低減可能なインバータ装置を提供する。【解決手段】インバータ装置１０１の出力と他の交流電源１０２の出力は、母線１０５を介して、負荷１０４に接続されている。回路部１０６は、ＤＣ電源１０３のＤＣ電力をＡＣ電力に変換して母線１０５へ出力する。制御部１０７は、要求電力決定手段１０９から指定された電力を出力するように、動作判断手段１０８の判断に従って、電流注入制御手段１１０を用いて、回路部１０６を電流フィードバック制御するか、もしくは、ドループ制御手段１１１を用いて、回路部１０６をドループ制御する。動作判断手段１０８は、他の交流電源１０２の電力供給能力１１２と、要求電力決定手段１０９から要求電力を含む電力情報とが与えられ、制御部１０７の動作を判断する。【選択図】図１
Description
本発明は、共通の負荷に対して、他の交流電源と並列に動作するインバータ装置であって、要求電力を含む電力情報に従って、制御方式を切替えて、安定に電力を供給するインバータ装置に関する。
従来、複数のインバータ装置による並列運転の構成として、電圧制御するマスター機と電流注入制御するスレーブ機の構成と、電圧制御するマスター機と電力に応じた周波数と電圧に垂下特性を付与したドループ制御するスレーブ機の構成の２つがある。
以下、図を用いて説明する。図において、同じ機能の要素には同じ番号を付し、重複した詳細説明は省くこととする。又、従来との比較が容易なように、マスター機という名称は他の交流電源を指し、スレーブ機という名称は本発明のインバータ装置を指すのに用いる。
以下、図を用いて説明する。図において、同じ機能の要素には同じ番号を付し、重複した詳細説明は省くこととする。又、従来との比較が容易なように、マスター機という名称は他の交流電源を指し、スレーブ機という名称は本発明のインバータ装置を指すのに用いる。
図１４は、従来における電流注入制御のインバータ装置を含む並列運転の全体構成図である。Ａ１０１はインバータ装置、１０２は商用電源などの他の交流電源であるが、この例ではＤＣ−ＡＣ変換器とする。インバータ装置Ａ１０１と他の交流電源１０２の入力は、それぞれに電池などのＤＣ電源１０３が接続されている。インバータ装置Ａ１０１の出力と他の交流電源１０２の出力は、母線１０５を介して、負荷１０４に接続されている。インバータ装置Ａ１０１は、回路部１０６と制御部Ａ１０７と要求電力決定手段１０９を備える。回路部１０６は、ＤＣ電源１０３のＤＣ電力をＡＣ電力に変換して母線１０５へ出力する。制御部Ａ１０７は、電流注入制御手段１１０を備え、要求電力決定手段１０９から指定された電力を出力するように、電流注入制御手段１１０を用いて、回路部１０６を電流フィードバック制御する。他の交流電源１０２は、回路部１０６と制御部１１３を備える。制御部１１３は、電圧制御手段１１４を備え、所定の交流電圧を出力するように、電圧制御手段１１４を用いて、回路部１０６を電圧フィードバック制御する。
図２は、回路部１０６の回路構成の一例を示す図である。回路部１０６は、ＩＧＢＴやＭＯＳ−ＦＥＴなどのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４と、コンデンサＣ１，Ｃ２とインダクタＬ１，Ｌ２から構成されるフルブリッジ回路である。インダクタＬ１を流れる電流信号０２とコンデンサＣ２の両端にかかる電圧信号０１が検出される。スイッチング素子Ｑ１とＱ４は、ＰＷＭ信号０３によって駆動される。スイッチング素子Ｑ２とＱ３は、ＰＷＭ信号０４によって駆動される。
図１５は、他の交流電源１０２の制御部１１３を示す図である。回路部１０６で検出された電圧信号０１と電流信号０２は、ＡＤ変換回路０５によって、それぞれ、電圧ＡＤ変換値０６と電流ＡＤ変換値０７のデジタル値に変換される。商用交流の周波数（東日本で５０Ｈｚ、西日本で６０Ｈｚ）を示す基準周波数１１が、正弦波生成器１４に入力される。正弦波生成器１４からは、入力された周波数を持つＳｉｎ出力１５と９０度位相の進んだＣｏｓ出力１６が出力される。商用交流のピーク電圧（１００×√２[ボルト]）を示す基準電圧４７とＳｉｎ出力１５が、乗算器４８によって乗じられて基準交流電圧になる。加算器４９で、基準交流電圧と電圧ＡＤ変換値０６の差が求められ、電圧フィードバックフィルタ５０の誤差信号として入力される。電圧フィードバックフィルタ５０は、その誤差信号をゼロに近づけるようにＰＷＭ波形の幅を示すＤｕｔｙ出力０９を出力する。ＰＷＭ駆動回路０８は、出力許可１０が真の場合、Ｄｕｔｙ出力０９に応じて、ＰＷＭ信号０３とＰＷＭ信号０４を出力する。以上から、制御部１１３は、回路部１０６を、一定電圧で一定周波数の電力を供給する交流電圧源として制御することができる。ここで、電圧制御手段１１４は、基準電圧４７と乗算器４８と加算器４９と電圧フィードバックフィルタ５０で構成され、電圧ＡＤ変換値０６がＳｉｎ出力１５に合うようにＤｕｔｙ出力０９をＰＷＭ駆動回路０８に出力する。
図１６は、従来における電流注入制御のインバータ装置の制御部Ａ１０７を示す図である。先ず、電流注入制御手段１１０の同期に関する部分で、電圧信号０１と電流信号０２の位相を合わせるため、電圧ＡＤ変換値０６とＳｉｎ出力１５の位相差を、位相オフセット３３に合わせる動作を説明する。ここで、位相オフセット３３は、ＡＤ変換回路０５の変換遅延と、電流フィードバックフィルタ４０のゲイン不足による追従遅延と、ＰＷＭ駆動回路０８の変換遅延を相殺するためのパラメータである。Ｓｉｎ出力１５から９０度位相が進んだＣｏｓ出力１６をα倍（ＰＬＬの感度に相当）して、更に、乗算器３２で電圧ＡＤ変換値０６と掛け合わせる。仮に、Ｓｉｎ出力１５と電圧ＡＤ変換値０６が同じ位相の正弦波であれば、乗算器３２の出力は、２倍周期の正弦波になる。逆に、Ｓｉｎ出力１５と電圧ＡＤ変換値０６が位相のずれた正弦波であれば、乗算器３２の出力は、位相のずれに起因するオフセットが加わった２倍周期の正弦波になる。乗算器３２の出力に、位相オフセット３３を加え、平均化６５により、商用交流の周期で平均する。平均化６５の出力は、急峻な変化を抑えるために、ＬＰＦ３６で高域を減衰させた後、加算器１２で基準周波数１１に加算されて周波数１３となり、正弦波生成器１４に入力される。こうしたフィードバックが繰り返されて、電圧ＡＤ変換値０６とＳｉｎ出力１５は、位相オフセット３３だけ位相のずれた状態に収束する。位相が収束した後、出力許可１０は真にされる。次に、電流注入制御手段１１０の電流制御に関する部分を説明する。基準電流３７として、商用交流のピーク電圧の逆数の２倍（√２／１００[1/ボルト]）を用い、要求電力２１とＳｉｎ出力１５と、乗算器３８で掛け合わせると、基準交流電流になる。加算器３９で、その基準交流電流と電流ＡＤ変換値０７との差を求め、電流フィードバックフィルタ４０の誤差信号として入力される。電流フィードバックフィルタ４０は、その誤差信号をゼロに近づけるようにＰＷＭ波形の幅を示すＤｕｔｙ出力０９を出力する。ＰＷＭ駆動回路０８は、出力許可１０が真の場合、Ｄｕｔｙ出力０９に応じて、ＰＷＭ信号０３とＰＷＭ信号０４を出力する。以上から、制御部Ａ１０７は、回路部１０６を、電圧信号０１に同期した正弦波の電流を供給する交流電流源として制御することができる。
ところで、電圧制御のマスター機と電流注入制御するスレーブ機の構成の並列運転において、電圧制御のマスター機は、常に１つでなければならない。もし１つも無いと電圧不定になるし、もし２つ以上あるとその２つのマスター機の電圧差により過大な電流が流れてマスター機は破壊される。そこで、電圧制御のマスター機が常に１つになるように、電流注入制御するスレーブ機は、電圧異常を検出する閾値を各々異なる値にして、電圧異常を最初に検出したものが、電圧制御のマスター機に成り代わるとした並列運転が提案されている（例えば、特許文献１参照）。
図１７は、従来におけるドループ制御のインバータを含む並列運転の全体構成図である。図１４との違いは、インバータ装置Ｂ１０１の制御部Ｂ１０７に、ドループ制御手段１１１を備えている点である。
図１８は、従来におけるドループ制御のインバータ装置の制御部Ｂ１０７を示す図である。上述した図１５の制御部１１３の電圧制御手段１１４と同等な電圧フィードバック系に、基準電圧４７に垂下特性を持たせる系と、基準周波数１１に垂下特性を持たせる系とを加えて、ドループ制御手段１１１を構成する。先ず、基準電圧４７に垂下特性を持たせる系について説明する。Ｓｉｎ出力１５をβ（電圧相当に変換する係数）倍して、乗算器４２で電流ＡＤ変換値０７を乗じることで有効電力４３とする。加算器４４で、要求電力２１と有効電力４３の差分を求め、平均化７５により、商用交流の周期で平均する。平均された有効電力は、適切なフィルタ、ここでは比例ゲインと積分ゲインのフィルタであるＰＩＦ７６を通した後、加算器５７で１を加えて、更に乗算器４８にて基準電圧４７とＳｉｎ出力１５と掛け合わされて基準交流電圧となる。次に、基準周波数１１に垂下特性を持たせる系について説明する。Ｓｉｎ出力１５から９０度位相が進んだＣｏｓ出力１６をβ倍して、乗算器５２で電流ＡＤ変換値０７を乗じることで無効電力５３とする。無効電力５３を、平均化８５により、商用交流の周期で平均する。平均された無効電力は、ＰＩＦ８６を通した後、加算器１２で基準周波数１１に加えられて周波数１３となる。以上から、制御部Ｂ１０７は、回路部１０６を、電圧と周波数に垂下特性を持つ交流電源として制御することができる。
図１８は、従来におけるドループ制御のインバータ装置の制御部Ｂ１０７を示す図である。上述した図１５の制御部１１３の電圧制御手段１１４と同等な電圧フィードバック系に、基準電圧４７に垂下特性を持たせる系と、基準周波数１１に垂下特性を持たせる系とを加えて、ドループ制御手段１１１を構成する。先ず、基準電圧４７に垂下特性を持たせる系について説明する。Ｓｉｎ出力１５をβ（電圧相当に変換する係数）倍して、乗算器４２で電流ＡＤ変換値０７を乗じることで有効電力４３とする。加算器４４で、要求電力２１と有効電力４３の差分を求め、平均化７５により、商用交流の周期で平均する。平均された有効電力は、適切なフィルタ、ここでは比例ゲインと積分ゲインのフィルタであるＰＩＦ７６を通した後、加算器５７で１を加えて、更に乗算器４８にて基準電圧４７とＳｉｎ出力１５と掛け合わされて基準交流電圧となる。次に、基準周波数１１に垂下特性を持たせる系について説明する。Ｓｉｎ出力１５から９０度位相が進んだＣｏｓ出力１６をβ倍して、乗算器５２で電流ＡＤ変換値０７を乗じることで無効電力５３とする。無効電力５３を、平均化８５により、商用交流の周期で平均する。平均された無効電力は、ＰＩＦ８６を通した後、加算器１２で基準周波数１１に加えられて周波数１３となる。以上から、制御部Ｂ１０７は、回路部１０６を、電圧と周波数に垂下特性を持つ交流電源として制御することができる。
ところで、ドループ制御するスレーブ機が並列運転を始めようと出力許可１０を真にするとき、電圧制御するマスター機との同期がずれていると、並列運転の開始時に大きな横流（マスター機とスレーブ機の間で流れる電流）が発生して、マスター機とスレーブ機の破壊に至ることがある。そこで、並列運転を開始する前に、マスター機にスレーブ機が事前に同期する並列運転が提案されている（例えば、特許文献２参照）。
しかしながら、電流注入制御のスレーブ機による並列運転では、商用交流の周波数（東日本で５０Ｈｚ、西日本で６０Ｈｚ）の成分しか電流を供給できない。
図１９は、従来における電流注入制御のインバータ装置を含む並列運転の電圧と電流を示す図である。上図を拡大したものが下図で、波形は上から、電圧とマスター機（他の交流電源）の電流とスレーブ機（電流注入制御のインバータ装置）の電流である。下図において電圧波形が２回目の下向きでゼロと交差する付近で、並列運転が開始されている。並列運転中は、負荷が消費する有効電力をスレーブ機が供給するように要求電力を指定している。図１９（ａ）は負荷１０４が抵抗負荷の場合を示す図であり、図１９（ｂ）は負荷１０４が非線形負荷の代表として整流回路を持つ負荷の場合を示す図である。図１９（ａ）が示すように、負荷１０４が抵抗負荷の場合は、負荷１０４に流れる電流は商用交流の周波数の成分だけなので、スレーブ機から電流供給が始まると、マスター機からの電流供給はほぼゼロになる。他方、図１９（ｂ）が示すように、負荷１０４が非線形負荷の場合は、負荷１０４に流れる高次の周波数の成分もあるので、スレーブ機から電流供給が始まっても、マスター機が高次の周波数の成分の電流を供給しなければならない。従って、担える非線形負荷の最大は、マスター機の能力で決まり、スレーブ機を追加しても変わらない。
図１９は、従来における電流注入制御のインバータ装置を含む並列運転の電圧と電流を示す図である。上図を拡大したものが下図で、波形は上から、電圧とマスター機（他の交流電源）の電流とスレーブ機（電流注入制御のインバータ装置）の電流である。下図において電圧波形が２回目の下向きでゼロと交差する付近で、並列運転が開始されている。並列運転中は、負荷が消費する有効電力をスレーブ機が供給するように要求電力を指定している。図１９（ａ）は負荷１０４が抵抗負荷の場合を示す図であり、図１９（ｂ）は負荷１０４が非線形負荷の代表として整流回路を持つ負荷の場合を示す図である。図１９（ａ）が示すように、負荷１０４が抵抗負荷の場合は、負荷１０４に流れる電流は商用交流の周波数の成分だけなので、スレーブ機から電流供給が始まると、マスター機からの電流供給はほぼゼロになる。他方、図１９（ｂ）が示すように、負荷１０４が非線形負荷の場合は、負荷１０４に流れる高次の周波数の成分もあるので、スレーブ機から電流供給が始まっても、マスター機が高次の周波数の成分の電流を供給しなければならない。従って、担える非線形負荷の最大は、マスター機の能力で決まり、スレーブ機を追加しても変わらない。
一方、ドループ制御のスレーブ機による並列運転では、スレーブ機の素子ばらつきによる測定誤差や、マスター機とスレーブ機と過渡応答性の差などから、制御残差が大きい。マスター機とスレーブ機の組み合わせが悪いと制御が不安定で、並列運転が破綻することもある。
図２０は、従来におけるドループ制御のインバータ装置を含む並列運転の電圧と電流を示す図である。上図を拡大したものが下左図と下右図で、波形は上から、電圧とマスター機（他の交流電源）の電流とスレーブ機（ドループ制御のインバータ装置）の電流である。下左図において電圧波形が２回目の下向きでゼロと交差する付近で、並列運転が開始されている。並列運転中は、負荷が消費する有効電力をスレーブ機が供給するように要求電力を指定している。ここで、マスター機とスレーブ機において、回路部１０６として同じ構成と同じ定数の回路を用い、制御部１１３と制御部Ｂ１０７にある電圧フィードバックフィルタ５０として同じフィルタ特性を用いている。図２０（ａ）は負荷１０４が抵抗負荷の場合を示す図であり、図２０（ｂ）は負荷１０４が非線形負荷の代表として整流回路を持つ負荷の場合を示す図である。図２０（ａ）が示すように、並列運転開始時の過渡応答に加え、安定後もスレーブ機からの電流波形は正弦波から少しずれて、マスター機からの電流供給が多少残る。他方、図２０（ｂ）が示すように、並列運転開始時に過渡応答と安定後にも多少の残差があるものの、非線形負荷にある程度対応した電力をスレーブ機が担うことができている。
図２０は、従来におけるドループ制御のインバータ装置を含む並列運転の電圧と電流を示す図である。上図を拡大したものが下左図と下右図で、波形は上から、電圧とマスター機（他の交流電源）の電流とスレーブ機（ドループ制御のインバータ装置）の電流である。下左図において電圧波形が２回目の下向きでゼロと交差する付近で、並列運転が開始されている。並列運転中は、負荷が消費する有効電力をスレーブ機が供給するように要求電力を指定している。ここで、マスター機とスレーブ機において、回路部１０６として同じ構成と同じ定数の回路を用い、制御部１１３と制御部Ｂ１０７にある電圧フィードバックフィルタ５０として同じフィルタ特性を用いている。図２０（ａ）は負荷１０４が抵抗負荷の場合を示す図であり、図２０（ｂ）は負荷１０４が非線形負荷の代表として整流回路を持つ負荷の場合を示す図である。図２０（ａ）が示すように、並列運転開始時の過渡応答に加え、安定後もスレーブ機からの電流波形は正弦波から少しずれて、マスター機からの電流供給が多少残る。他方、図２０（ｂ）が示すように、並列運転開始時に過渡応答と安定後にも多少の残差があるものの、非線形負荷にある程度対応した電力をスレーブ機が担うことができている。
図示していないが、回路部１０６と電圧フィードバックフィルタ５０として、マスター機とスレーブ機で異なる特性のものを用いると、並列運転はより不安定となる傾向にあり、組み合わせによっては制御が収束せずに並列運転が破綻することもある。
つまり、電流注入制御による並列運転は、非線形負荷に効果がなく、一方、ドループ制御による並列運転は、制御残差が大きくて、組み合わせる交流電源との相性問題がある。
つまり、電流注入制御による並列運転は、非線形負荷に効果がなく、一方、ドループ制御による並列運転は、制御残差が大きくて、組み合わせる交流電源との相性問題がある。
本発明は、上記課題を鑑みてなされたもので、並列運転の際に適した制御方式を選択することで、安定で制御残差が小さく、結果として電力損失を低減可能なインバータ装置を提供することを目的とする。
上記課題を解決するために、本発明の一態様のインバータ装置は、共通の負荷に対して他の交流電源と並列に運転するインバータ装置であって、要求電力を決定する要求電力決定手段と、前記要求電力を担うための参照交流電流を算出し、前記インバータ装置の出力端の電流と前記参照交流電流の残差を減らすよう制御する電流注入制御手段と、前記要求電力を担うための参照交流電圧を算出し、前記インバータ装置の出力端の電圧と前記参照交流電圧の残差を減らすよう制御するドループ制御手段と、前記他の交流電源の電力供給能力から求まる所定値と、前記要求電力を含む電力情報に基づいて、前記インバータ装置から電力を供給しないか、前記電流注入制御で電力を供給するか、前記ドループ制御で電力を供給するかを判断する動作判断手段と、を備えたことを特徴とする。
本発明の一態様に係るインバータ装置によれば、他の交流電源の電力供給能力から求まる所定値と、要求電力を含む電力情報に基づいて、適した制御方式を選択し、安定で制御残差の小さい並列運転が可能である。
（１．実施の形態１）
以下、実施の形態１に係るインバータ装置１０１の詳細について図面を参照して説明する。
＜１−１．全体構成＞
図１は、実施の形態１に係るインバータ装置を含む並列運転の全体構成図である。図１に示すように、１０１はインバータ装置、１０２は系統電源や自家発電機や太陽光発電パワーコンディショナーなどの他の交流電源である。他の交流電源１０２は、所定の周波数で、所定の交流電圧を出力する。インバータ装置１０１の入力は、電池などのＤＣ電源１０３が接続されている。ＤＣ電源１０３は、必要に応じて電圧を昇圧もしくは降圧するためのＤＣ−ＤＣ変換器を含んでもよい。インバータ装置１０１の出力と他の交流電源１０２の出力は、母線１０５を介して、負荷１０４に接続されている。インバータ装置１０１は、回路部１０６と制御部１０７と動作判断手段１０８と要求電力決定手段１０９を備える。回路部１０６は、ＤＣ電源１０３のＤＣ電力をＡＣ電力に変換して母線１０５へ出力する。制御部１０７は、電流注入制御手段１１０とドループ制御手段１１１とを備え、要求電力決定手段１０９から指定された電力を出力するように、動作判断手段１０８の判断に従って、電流注入制御手段１１０を用いて、回路部１０６を電流フィードバック制御するか、もしくは、ドループ制御手段１１１を用いて、回路部１０６をドループ制御（垂下特性を伴う電圧フィードバック制御）する。動作判断手段１０８は、他の交流電源１０２の電力供給能力１１２と、要求電力決定手段１０９から要求電力を含む電力情報とが与えられ、制御部１０７の動作を判断する。要求電力決定手段１０９は、静的もしくは動的に要求電力を決定し、制御部１０７および動作判断手段１０８に要求電力を指定する。他の交流電源の電力供給能力１１２は、インバータ装置１０１が設置されるときに、他の交流電源１０２のスペック（最大皮相電力２ｋＶＡや最大許容電流５０Ａなど）を参照して人手などを使って設定される。
＜１−２．回路部＞
図２は、回路部１０６の回路構成の一例を示す図である。回路部１０６は、ＩＧＢＴやＭＯＳ−ＦＥＴなどのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４と、コンデンサＣ１，Ｃ２とインダクタＬ１，Ｌ２から構成されるフルブリッジ回路である。インダクタＬ１を流れる電流信号０２とコンデンサＣ２の両端にかかる電圧信号０１が検出される。スイッチング素子Ｑ１とＱ４は、ＰＷＭ信号０３によって駆動される。スイッチング素子Ｑ２とＱ３は、ＰＷＭ信号０４によって駆動される。
以下、実施の形態１に係るインバータ装置１０１の詳細について図面を参照して説明する。
＜１−１．全体構成＞
図１は、実施の形態１に係るインバータ装置を含む並列運転の全体構成図である。図１に示すように、１０１はインバータ装置、１０２は系統電源や自家発電機や太陽光発電パワーコンディショナーなどの他の交流電源である。他の交流電源１０２は、所定の周波数で、所定の交流電圧を出力する。インバータ装置１０１の入力は、電池などのＤＣ電源１０３が接続されている。ＤＣ電源１０３は、必要に応じて電圧を昇圧もしくは降圧するためのＤＣ−ＤＣ変換器を含んでもよい。インバータ装置１０１の出力と他の交流電源１０２の出力は、母線１０５を介して、負荷１０４に接続されている。インバータ装置１０１は、回路部１０６と制御部１０７と動作判断手段１０８と要求電力決定手段１０９を備える。回路部１０６は、ＤＣ電源１０３のＤＣ電力をＡＣ電力に変換して母線１０５へ出力する。制御部１０７は、電流注入制御手段１１０とドループ制御手段１１１とを備え、要求電力決定手段１０９から指定された電力を出力するように、動作判断手段１０８の判断に従って、電流注入制御手段１１０を用いて、回路部１０６を電流フィードバック制御するか、もしくは、ドループ制御手段１１１を用いて、回路部１０６をドループ制御（垂下特性を伴う電圧フィードバック制御）する。動作判断手段１０８は、他の交流電源１０２の電力供給能力１１２と、要求電力決定手段１０９から要求電力を含む電力情報とが与えられ、制御部１０７の動作を判断する。要求電力決定手段１０９は、静的もしくは動的に要求電力を決定し、制御部１０７および動作判断手段１０８に要求電力を指定する。他の交流電源の電力供給能力１１２は、インバータ装置１０１が設置されるときに、他の交流電源１０２のスペック（最大皮相電力２ｋＶＡや最大許容電流５０Ａなど）を参照して人手などを使って設定される。
＜１−２．回路部＞
図２は、回路部１０６の回路構成の一例を示す図である。回路部１０６は、ＩＧＢＴやＭＯＳ−ＦＥＴなどのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４と、コンデンサＣ１，Ｃ２とインダクタＬ１，Ｌ２から構成されるフルブリッジ回路である。インダクタＬ１を流れる電流信号０２とコンデンサＣ２の両端にかかる電圧信号０１が検出される。スイッチング素子Ｑ１とＱ４は、ＰＷＭ信号０３によって駆動される。スイッチング素子Ｑ２とＱ３は、ＰＷＭ信号０４によって駆動される。
回路部１０６として、フルブリッジ方式を例に説明したが、ＤＣ−ＡＣ変換できる方式であれば、どの方式であっても構わない。例えば、ハーフブリッジ方式でも構わない。
＜１−３．制御部＞
図３は、実施の形態１に係るインバータ装置の制御部１０７を示す図である。先ず、電流注入制御手段１１０とドループ制御手段１１１以外の部分から説明する。回路部１０６で検出された電圧信号０１と電流信号０２は、ＡＤ変換回路０５によって、それぞれ、電圧ＡＤ変換値０６と電流ＡＤ変換値０７のデジタル値に変換される。セレクタ１８は、同期選択１７に従って、電流注入制御手段１１０のＬＰＦ３６の出力もしくはドループ制御手段１１１のＰＩＦ５６の出力のいずれかを、周波数操作量として出力する。商用交流の周波数（東日本で５０Ｈｚ、西日本で６０Ｈｚ）を示す基準周波数１１とセレクタ１８の出力である周波数操作量とが加算器１２で加算されて周波数１３となり、周波数１３が正弦波生成器１４に入力される。正弦波生成器１４からは、入力された周波数１３を持つＳｉｎ出力１５と９０度位相の進んだＣｏｓ出力１６が出力される。要求電力２１と、上述した電圧ＡＤ変換値０６と電流ＡＤ変換値０７とＳｉｎ出力１５とＣｏｓ出力１６は、電流注入制御手段１１０およびドループ制御手段１１１へ入力される。セレクタ２０は、モード選択１９に従って、電流注入制御手段１１０の電流フィードバックフィルタ４０の出力もしくはドループ制御手段１１１の電圧フィードバックフィルタ５０の出力のいずれかを、Ｄｕｔｙ出力０９として出力する。ＰＷＭ駆動回路０８は、出力許可１０が真の場合、Ｄｕｔｙ出力０９に応じて、ＰＷＭ信号０３とＰＷＭ信号０４を出力する。ここで、Ｄｕｔｙ出力０９が正の場合にＤｕｔｙ出力０９がＰＷＭ信号０３のオンの幅を示し（ＰＷＭ信号０４のオンの幅は０）、Ｄｕｔｙ出力０９が負の場合にＤｕｔｙ出力０９の符号反転がＰＷＭ信号０４のオンの幅を示す（ＰＷＭ信号０３のオンの幅は０）。
＜１−３．制御部＞
図３は、実施の形態１に係るインバータ装置の制御部１０７を示す図である。先ず、電流注入制御手段１１０とドループ制御手段１１１以外の部分から説明する。回路部１０６で検出された電圧信号０１と電流信号０２は、ＡＤ変換回路０５によって、それぞれ、電圧ＡＤ変換値０６と電流ＡＤ変換値０７のデジタル値に変換される。セレクタ１８は、同期選択１７に従って、電流注入制御手段１１０のＬＰＦ３６の出力もしくはドループ制御手段１１１のＰＩＦ５６の出力のいずれかを、周波数操作量として出力する。商用交流の周波数（東日本で５０Ｈｚ、西日本で６０Ｈｚ）を示す基準周波数１１とセレクタ１８の出力である周波数操作量とが加算器１２で加算されて周波数１３となり、周波数１３が正弦波生成器１４に入力される。正弦波生成器１４からは、入力された周波数１３を持つＳｉｎ出力１５と９０度位相の進んだＣｏｓ出力１６が出力される。要求電力２１と、上述した電圧ＡＤ変換値０６と電流ＡＤ変換値０７とＳｉｎ出力１５とＣｏｓ出力１６は、電流注入制御手段１１０およびドループ制御手段１１１へ入力される。セレクタ２０は、モード選択１９に従って、電流注入制御手段１１０の電流フィードバックフィルタ４０の出力もしくはドループ制御手段１１１の電圧フィードバックフィルタ５０の出力のいずれかを、Ｄｕｔｙ出力０９として出力する。ＰＷＭ駆動回路０８は、出力許可１０が真の場合、Ｄｕｔｙ出力０９に応じて、ＰＷＭ信号０３とＰＷＭ信号０４を出力する。ここで、Ｄｕｔｙ出力０９が正の場合にＤｕｔｙ出力０９がＰＷＭ信号０３のオンの幅を示し（ＰＷＭ信号０４のオンの幅は０）、Ｄｕｔｙ出力０９が負の場合にＤｕｔｙ出力０９の符号反転がＰＷＭ信号０４のオンの幅を示す（ＰＷＭ信号０３のオンの幅は０）。
次に、電流注入制御手段１１０の部分について説明する。Ｃｏｓ出力１６をα倍（ＰＬＬの感度に相当）して、更に、乗算器３２で電圧ＡＤ変換値０６と掛け合わせる。仮に、Ｓｉｎ出力１５と電圧ＡＤ変換値０６が同じ位相の正弦波であれば、乗算器３２の出力は、２倍周期の正弦波になる。逆に、Ｓｉｎ出力１５と電圧ＡＤ変換値０６とが位相のずれた正弦波であれば、乗算器３２の出力は、位相のずれに起因するオフセットが加わった２倍周期の正弦波になる。乗算器３２の出力に、加算器３４で位相オフセット３３を加え、基準周波数１１の２倍の周波数を減衰させるＢＥＦ（帯域阻止フィルタ）３５により、位相のずれの成分を抽出する。ここで、位相オフセット３３は、ＡＤ変換回路０５の変換遅延と、電流フィードバックフィルタ４０のゲイン不足による追従遅延と、ＰＷＭ駆動回路０８の変換遅延を相殺するためのパラメータである。ＢＥＦ３５の出力は、急峻な変化を抑えるために、ＬＰＦ３６で高域を減衰させた後、セレクタ１８へ入力される。同期選択１７で選択されれば、位相のずれの成分は、加算器１２で基準周波数１１に加算されて周波数１３となり、正弦波生成器１４に入力される。こうしたフィードバックが繰り返されて、電圧ＡＤ変換値０６とＳｉｎ出力１５は、位相オフセット３３だけ位相のずれた状態に収束する。つまり、電圧信号０１と電流信号０２の位相が合った状態に収束する。位相が収束したか否かはＬＰＦ３６の出力が十分小さい値で安定したか否かで判断可能である。位相が収束した後、出力許可１０は真にされる。基準電流３７として、商用交流のピーク電圧の逆数の２倍（√２／１００[1/ボルト]）を用い、要求電力２１とＳｉｎ出力１５と、乗算器３８で掛け合わせると、基準交流電流になる。加算器３９で、その基準交流電流と電流ＡＤ変換値０７との差を求め、電流フィードバックフィルタ４０の誤差信号として入力される。電流フィードバックフィルタ４０は、その誤差信号をゼロに近づけるようにＰＷＭ波形の幅を示す値を、セレクタ２０に出力する。セレクタ２０で、電流フィードバックフィルタ４０の出力が、Ｄｕｔｙ出力０９として選択されて、且つ、出力許可１０によりＰＷＭ駆動回路０８の出力が許可されていれば、回路部１０６は電圧信号０１に同期した正弦波の電流を供給する交流電流源となる。
最後に、ドループ制御手段１１１の部分について説明する。Ｃｏｓ出力１６をβ（電圧相当に変換する係数）倍して、乗算器５２により電流ＡＤ変換値０７を乗じることで無効電力５３とする。無効電力５３を、基準周波数１１の２倍の周波数を減衰させるＢＥＦ５５により、位相のずれの成分を抽出する。この位相のずれの成分は、適切なフィルタ、ここでは比例ゲインと積分ゲインのフィルタであるＰＩＦ５６を通した後、セレクタ１８に入力される。同期選択１７で選択されれば、この位相のずれの成分は、加算器１２で基準周波数１１に加えられて周波数１３となる。つまり、加算器１２の演算が、周波数１３に垂下特性を加えている。Ｓｉｎ出力１５をβ倍して、更に乗算器４２にて電流ＡＤ変換値０７を乗じることで有効電力４３とする。加算器４４で、要求電力２１と有効電力４３の差分を求め、基準周波数１１の２倍の周波数を減衰させるＢＥＦ４５により、有効電力の実質的なずれ量を抽出する。この実質的な有効電力のずれ量は、適切なフィルタ、ここでは比例ゲインと積分ゲインのフィルタであるＰＩＦ４６を通した後、加算器５７で１を加えて、更に乗算器４８にて基準電圧４７とＳｉｎ出力１５と掛け合わされて基準交流電圧となる。ここで、基準電圧４７は、商用交流のピーク電圧（１００×√２[ボルト]）を示す値である。加算器５７の出力が基準電圧４７に垂下特性を加えている。加算器４９で、基準交流電圧と電圧ＡＤ変換値０６の差が求められ、電圧フィードバックフィルタ５０の誤差信号として入力される。電圧フィードバックフィルタ５０は、その誤差信号をゼロに近づけるようにＰＷＭ波形の幅を示す値を、セレクタ２０に出力する。セレクタ２０で、電圧フィードバックフィルタ５０の出力が、Ｄｕｔｙ出力０９として選択されて、且つ、出力許可１０によりＰＷＭ駆動回路０８の出力が許可されていれば、回路部１０６は電圧と周波数に垂下特性を持つ交流電源となる。
ところで、上述したドループ制御手段１１１は、出力許可１０が偽の間は、垂下特性を発揮しないことに注意されたい。なぜなら、出力許可１０が偽の間は、電流ＡＤ変換値０７が（測定誤差を除けば）ゼロになるからである。前述したように、インバータ装置１０１がドループ制御で並列運転を始めるとき、他の交流電源１０２と事前に出来るだけ同期を合わせておくことが望ましい。このドループ制御の事前の同期合わせは、別の制御系を用意しなくても、電流注入制御手段１１０の乗算器３２〜ＬＰＦ３６を活用することで実現できる。より具体的に述べると、先ず、モード選択１９により、ドループ制御手段１１１の電圧フィードバックフィルタ５０の出力が、セレクタ２０で選択されるようにしておく。次に、出力許可１０を真にする前に、同期選択１７で電流注入制御手段１１０のＬＰＦ３６の出力を、セレクタ１８で選択しておいて、電圧信号０１とＳｉｎ出力１５の位相を合わせておけばよい。そして、位相が十分に合っていることを確認した後、出力許可１０を真にするのと同時に、同期選択１７でドループ制御手段１１１を選べばよい。
以上から、制御部１０７は、回路部１０６を、モード選択１９により、正弦波の電流を供給する交流電流源として動作させたり、電圧と周波数に垂下特性を持つ交流電源として動作させたりできる。又、制御部１０７は、同期選択１７により、周波数ずれの検出方法を切り替えることができる。更に、制御部１０７は、回路部１０６を、同期選択１７と出力許可１０により、事前に同期を取ってから並列運転を開始できる。
図３を用いて、制御部１０７の一例を説明したが、制御部１０７を全てハードウェアで実現することもできるし、制御部１０７の殆どの部分をソフトウェアで実現することもできる。例えば、ＤＳＰ（デジタル・シグナル・プロセッサ）を用い、ＤＳＰに内蔵するＡＤ変換回路とＰＷＭ駆動回路のハードウェアを使うほかは、各種フィルタ演算など残り全て処理をソフトウェアで組むことができる。
＜１−３−１．ＢＥＦ（帯域阻止フィルタ）＞
図４は、実施の形態１に係るインバータ装置のＢＥＦ３５，４５，５５の役割を示す図である。無効電力５３は、交流電圧から位相π／４進んだ波形と、交流電流の波形を掛け合わせて求められる。もし、電流ＡＤ変換値０７が、基準交流電圧から位相φ進んだ正弦波（=sin(ωt+φ)）であるならば、無効電力５３は、基準交流電圧から位相π／４進んだＣｏｓ出力１６（=cos(ωt)）を乗じて、次のようになる。
＜１−３−１．ＢＥＦ（帯域阻止フィルタ）＞
図４は、実施の形態１に係るインバータ装置のＢＥＦ３５，４５，５５の役割を示す図である。無効電力５３は、交流電圧から位相π／４進んだ波形と、交流電流の波形を掛け合わせて求められる。もし、電流ＡＤ変換値０７が、基準交流電圧から位相φ進んだ正弦波（=sin(ωt+φ)）であるならば、無効電力５３は、基準交流電圧から位相π／４進んだＣｏｓ出力１６（=cos(ωt)）を乗じて、次のようになる。
cos(ωt)×sin(ωt+φ) = [ sin(2ωt) + sin(φ) ] ／ 2
この波形を、基準周波数１１の２倍の周波数（=2ωt）を除去するＢＥＦ５５を通した出力は、次のように、位相φが十分小さければ、φに比例した値になる。
sin(φ)／２ ≒ φ／２
ＢＥＦ５５を用いずに位相φを求めるには、背景技術で述べたように平均化８５を用いる方法があるが、短くとも２倍高調波の１周期で平均化する必要があり、基準周波数１１以下の周波数応答性になる。従って、ＢＥＦ５５を用いることで、より高速な応答性を得ることができる。
この波形を、基準周波数１１の２倍の周波数（=2ωt）を除去するＢＥＦ５５を通した出力は、次のように、位相φが十分小さければ、φに比例した値になる。
sin(φ)／２ ≒ φ／２
ＢＥＦ５５を用いずに位相φを求めるには、背景技術で述べたように平均化８５を用いる方法があるが、短くとも２倍高調波の１周期で平均化する必要があり、基準周波数１１以下の周波数応答性になる。従って、ＢＥＦ５５を用いることで、より高速な応答性を得ることができる。
ＢＥＦ３５とＢＥＦ４５も、ＢＥＦ５５と同様に、基準周波数１１近傍同士の乗算による２倍高調波の変動成分を除去することで、平均化による応答性の犠牲をなしに、偏差を求めることができる。
＜１−３−２．応答性＞
図５は、実施の形態１に係るインバータ装置のドループ制御手段１１１の応答性を示す図で、（ａ）位相フィードバック用のＰＩＦ５６のゲイン特性を示す図であり、（ｂ）基準電圧フィードバック用のＰＩＦ４６のゲイン特性を示す図である。図５（ａ）に示すように、位相フィードバック用のＰＩＦ５６の比例ゲインと積分ゲインとが等しくなる周波数は数Ｈｚで、高域までゲインを保つ。一方、図５（ｂ）に示すように、基準電圧フィードバック用のＰＩＦ４６の比例ゲインと積分ゲインとが等しくなる周波数は数ＫＨｚで、数Ｈｚまでしかゲインがない設計とした。すなわち、上述したＢＥＦの応答性とも相まって、位相のずれに対しては商用交流の周波数よりも高速に応答させている。逆に、基準電圧のずれに対しては商用交流の周波数よりも低速に応答させている。なぜなら、並列運転において問題となる横流は、基準電圧のずれ以上に位相のずれが影響するから、位相のずれの解消を素早くするべきだからである。
＜１−３−２．応答性＞
図５は、実施の形態１に係るインバータ装置のドループ制御手段１１１の応答性を示す図で、（ａ）位相フィードバック用のＰＩＦ５６のゲイン特性を示す図であり、（ｂ）基準電圧フィードバック用のＰＩＦ４６のゲイン特性を示す図である。図５（ａ）に示すように、位相フィードバック用のＰＩＦ５６の比例ゲインと積分ゲインとが等しくなる周波数は数Ｈｚで、高域までゲインを保つ。一方、図５（ｂ）に示すように、基準電圧フィードバック用のＰＩＦ４６の比例ゲインと積分ゲインとが等しくなる周波数は数ＫＨｚで、数Ｈｚまでしかゲインがない設計とした。すなわち、上述したＢＥＦの応答性とも相まって、位相のずれに対しては商用交流の周波数よりも高速に応答させている。逆に、基準電圧のずれに対しては商用交流の周波数よりも低速に応答させている。なぜなら、並列運転において問題となる横流は、基準電圧のずれ以上に位相のずれが影響するから、位相のずれの解消を素早くするべきだからである。
図５では、一例として、比例ゲインが積分ゲインとが等しくなる周波数を、ＰＩＦ４６とＰＩＦ５６で約千倍の差を設けているが、そこまでの差は設ける必要はない。位相フィードバックと基準電圧フィードバックのそれぞれの制御が干渉しにくいように１０倍以上の差が設けてあればよい。
＜１−４．要求電力決定＞
図６は、実施の形態１に係るインバータ装置の要求電力決定手段１０９の一例を示す図で、（ａ）静的な設定を示す図であり、（ｂ）動的な設定を示す図である。図６（ａ）に示すように、外部から操作可能なボリュームを動かし、ＡＤ変換回路でデジタル化した要求電力２１が設定される。図６（ｂ）に示すように、負荷１０４の電圧ＶLと電流ＩLを取り込んで、逐次デジタル化した有効電力と無効電力を求める有効電力算出器Ｐと無効電力算出器Ｑが、それぞれの値を総有効電力９１と総無効電力９２として出力するとともに、有効電力を係数σ倍した値を要求電力２１として出力し、電流ピークホールド器Ｈで電流ＩLのピーク電流９３を出力する。ここで、係数σは０以上１以下の値である。例えば、他の交流電源１０２とインバータ装置１０１の電力供給能力の比に従い、３：１であれば０．２５としてもよい。もし、インバータ装置１０１が２台あり、他の交流電源１０２とインバータ装置１０１の２台の電力供給能力の比が、３：１：１であれば０．２としてよい。
＜１−４．要求電力決定＞
図６は、実施の形態１に係るインバータ装置の要求電力決定手段１０９の一例を示す図で、（ａ）静的な設定を示す図であり、（ｂ）動的な設定を示す図である。図６（ａ）に示すように、外部から操作可能なボリュームを動かし、ＡＤ変換回路でデジタル化した要求電力２１が設定される。図６（ｂ）に示すように、負荷１０４の電圧ＶLと電流ＩLを取り込んで、逐次デジタル化した有効電力と無効電力を求める有効電力算出器Ｐと無効電力算出器Ｑが、それぞれの値を総有効電力９１と総無効電力９２として出力するとともに、有効電力を係数σ倍した値を要求電力２１として出力し、電流ピークホールド器Ｈで電流ＩLのピーク電流９３を出力する。ここで、係数σは０以上１以下の値である。例えば、他の交流電源１０２とインバータ装置１０１の電力供給能力の比に従い、３：１であれば０．２５としてもよい。もし、インバータ装置１０１が２台あり、他の交流電源１０２とインバータ装置１０１の２台の電力供給能力の比が、３：１：１であれば０．２としてよい。
要求電力決定手段１０９として、図６（ａ）と図６（ｂ）との組み合わせもありうる。例えば、図６（ｂ）の係数σが、図６（ａ）のようにボリュームとＡＤ変換回路から決められるようにしてもよいし、図６（ｂ）の電流ピークホールド器Ｈが図６（ａ）に追加されて要求電力２１とピーク電流９３を出力するようにしてもよい。
＜１−５．動作判断＞
以下、動作判断手段１０８のアルゴリズムを説明する。動作判断手段１０８は、他の交流電源１０２の電力供給能力１１２と、要求電力決定手段１０９から要求電力を含む電力情報に基づいて、制御部１０７に指示を出して、回路部１０６を電流フィードバック制御させるか、もしくは、ドループ制御させるかを判断する。以下で説明するアルゴリズムによる判断は、要求電力２１に変化があったときや、例えば１秒周期のように、一定周期で実施されるものとする。
＜１−５−１．要求電力の大小＞
図７は、実施の形態１に係るインバータ装置の動作判断手段１０８のアルゴリズムの一例を示すフローチャートである。ここで、所定値は、他の交流電源の電力供給能力１１２とインバータ装置１０１の電力供給能力の小さい方の最大皮相電力に比例する値である。比例係数は、例えば、０．３である。
＜１−５．動作判断＞
以下、動作判断手段１０８のアルゴリズムを説明する。動作判断手段１０８は、他の交流電源１０２の電力供給能力１１２と、要求電力決定手段１０９から要求電力を含む電力情報に基づいて、制御部１０７に指示を出して、回路部１０６を電流フィードバック制御させるか、もしくは、ドループ制御させるかを判断する。以下で説明するアルゴリズムによる判断は、要求電力２１に変化があったときや、例えば１秒周期のように、一定周期で実施されるものとする。
＜１−５−１．要求電力の大小＞
図７は、実施の形態１に係るインバータ装置の動作判断手段１０８のアルゴリズムの一例を示すフローチャートである。ここで、所定値は、他の交流電源の電力供給能力１１２とインバータ装置１０１の電力供給能力の小さい方の最大皮相電力に比例する値である。比例係数は、例えば、０．３である。
（Ｓ７０１）要求電力２１が０ならＳ７０２へ、要求電力２１が所定値未満ならＳ７０３へ、それ以外ならばＳ７０４へ分岐する。
（Ｓ７０２）回路部１０６から電力供給しない。（制御部１０７において、出力許可１０を偽にしたままでよい。）
（Ｓ７０３）回路部１０６から電流注入制御で電力供給する。（未だ電力供給をしていない場合、制御部１０７において、モード選択１９でセレクタ２０に電流フィードバックフィルタ４０の出力を選択させ、同期選択１７でセレクタ１８にＬＰＦ３６の出力を選択させ、同期が十分とれたこと、例えば、ＬＰＦ３６の出力が十分小さくなったことを確認した後、出力許可１０を真にする。既に電流注入制御で電力供給している場合、何もしなくてよい。ドループ制御で電力供給している場合、モード選択１９でセレクタ２０に電流フィードバックフィルタ４０の出力を選択させると同時に、同期選択１７でセレクタ１８にＬＰＦ３６の出力を選択させる。）
（Ｓ７０４）回路部１０６からドループ制御で電力供給する。（未だ電力供給をしていない場合、制御部１０７において、モード選択１９でセレクタ２０に電圧フィードバックフィルタ５０の出力を選択させ、同期選択１７でセレクタ１８にＬＰＦ３６の出力を選択させ、同期が十分とれたことを確認した後、同期選択１７でセレクタ１８にＰＩＦ５６の出力を選択させると同時に出力許可１０を真にする。電流注入制御で電力を供給している場合、モード選択１９でセレクタ２０に電圧フィードバックフィルタ５０の出力を選択させると同時に、同期選択１７でセレクタ１８にＰＩＦ５６の出力を選択させる。既にドループ制御で電力供給している場合、なにもしなくてよい。）
図７で示すアルゴリズムによれば、他の交流電源１０２とインバータ装置１０１の電力供給能力に比べて、要求電力が相当小さい場合は、インバータ装置１０１はドループ制御ではなく電流注入制御で電力供給する。要求電力が相当小さい場合には、制御誤差の小さい方の電流注入制御を選択することで、インバータ装置１０１から出力される電力に占める制御誤差が相対的に小さくなり、結果として、電力損失を低減することができる。
＜１−５−２．総無効電力の大小＞
図８は、実施の形態１に係るインバータ装置の動作判断手段１０８のアルゴリズムの他の例を示すフローチャートである。ここで、所定値は、他の交流電源の電力供給能力１１２の最大皮相電力に比例する値である。比例係数は、例えば、０．８である。
（Ｓ７０２）回路部１０６から電力供給しない。（制御部１０７において、出力許可１０を偽にしたままでよい。）
（Ｓ７０３）回路部１０６から電流注入制御で電力供給する。（未だ電力供給をしていない場合、制御部１０７において、モード選択１９でセレクタ２０に電流フィードバックフィルタ４０の出力を選択させ、同期選択１７でセレクタ１８にＬＰＦ３６の出力を選択させ、同期が十分とれたこと、例えば、ＬＰＦ３６の出力が十分小さくなったことを確認した後、出力許可１０を真にする。既に電流注入制御で電力供給している場合、何もしなくてよい。ドループ制御で電力供給している場合、モード選択１９でセレクタ２０に電流フィードバックフィルタ４０の出力を選択させると同時に、同期選択１７でセレクタ１８にＬＰＦ３６の出力を選択させる。）
（Ｓ７０４）回路部１０６からドループ制御で電力供給する。（未だ電力供給をしていない場合、制御部１０７において、モード選択１９でセレクタ２０に電圧フィードバックフィルタ５０の出力を選択させ、同期選択１７でセレクタ１８にＬＰＦ３６の出力を選択させ、同期が十分とれたことを確認した後、同期選択１７でセレクタ１８にＰＩＦ５６の出力を選択させると同時に出力許可１０を真にする。電流注入制御で電力を供給している場合、モード選択１９でセレクタ２０に電圧フィードバックフィルタ５０の出力を選択させると同時に、同期選択１７でセレクタ１８にＰＩＦ５６の出力を選択させる。既にドループ制御で電力供給している場合、なにもしなくてよい。）
図７で示すアルゴリズムによれば、他の交流電源１０２とインバータ装置１０１の電力供給能力に比べて、要求電力が相当小さい場合は、インバータ装置１０１はドループ制御ではなく電流注入制御で電力供給する。要求電力が相当小さい場合には、制御誤差の小さい方の電流注入制御を選択することで、インバータ装置１０１から出力される電力に占める制御誤差が相対的に小さくなり、結果として、電力損失を低減することができる。
＜１−５−２．総無効電力の大小＞
図８は、実施の形態１に係るインバータ装置の動作判断手段１０８のアルゴリズムの他の例を示すフローチャートである。ここで、所定値は、他の交流電源の電力供給能力１１２の最大皮相電力に比例する値である。比例係数は、例えば、０．８である。
（Ｓ８０１）要求電力２１が０ならＳ８０３へ、それ以外ならばＳ８０２へ分岐する。
（Ｓ８０２）総無効電力９２が所定値より小さければＳ８０４へ、それ以外ならばＳ８０５へ分岐する。
（Ｓ８０３）回路部１０６から電力供給しない。
（Ｓ８０４）回路部１０６から電流注入制御で電力供給する。
（Ｓ８０２）総無効電力９２が所定値より小さければＳ８０４へ、それ以外ならばＳ８０５へ分岐する。
（Ｓ８０３）回路部１０６から電力供給しない。
（Ｓ８０４）回路部１０６から電流注入制御で電力供給する。
（Ｓ８０５）回路部１０６からドループ制御で電力供給する。
図８で示すアルゴリズムによれば、他の交流電源１０２が総無効電力９２の供給に余裕がある場合に、インバータ装置１０１は電流注入制御で電力を供給する。逆に、余裕がない場合に、インバータ装置１０１はドループ制御で電力を供給する。負荷１０４の非線形成分は総無効電力９２に含まれるので、総無効電力９２の供給に余裕があるなら、他の交流電源１０２は負荷１０４の非線形成分の供給に余裕があることになる。インバータ装置１０１がドループ制御を行うメリットは、非線形成分の供給をするためであるから、他の交流電源１０２で負荷１０４の非線形成分の供給に余裕がないときにドループ制御をすれば十分である。従って、他の交流電源１０２で負荷１０４の非線形成分の供給に余裕がある場合は、インバータ装置１０１は電流注入制御を用いて出力電力の誤差を抑え、電力損失を低減することができる。
＜１−５−３．ピーク電流の大小＞
図９は、実施の形態１に係るインバータ装置の動作判断手段１０８のアルゴリズムの他の例を示すフローチャートである。ここで、所定値は、他の交流電源の電力供給能力１１２の最大許容電流に比例する値である。比例係数は、例えば、０．８である。
図８で示すアルゴリズムによれば、他の交流電源１０２が総無効電力９２の供給に余裕がある場合に、インバータ装置１０１は電流注入制御で電力を供給する。逆に、余裕がない場合に、インバータ装置１０１はドループ制御で電力を供給する。負荷１０４の非線形成分は総無効電力９２に含まれるので、総無効電力９２の供給に余裕があるなら、他の交流電源１０２は負荷１０４の非線形成分の供給に余裕があることになる。インバータ装置１０１がドループ制御を行うメリットは、非線形成分の供給をするためであるから、他の交流電源１０２で負荷１０４の非線形成分の供給に余裕がないときにドループ制御をすれば十分である。従って、他の交流電源１０２で負荷１０４の非線形成分の供給に余裕がある場合は、インバータ装置１０１は電流注入制御を用いて出力電力の誤差を抑え、電力損失を低減することができる。
＜１−５−３．ピーク電流の大小＞
図９は、実施の形態１に係るインバータ装置の動作判断手段１０８のアルゴリズムの他の例を示すフローチャートである。ここで、所定値は、他の交流電源の電力供給能力１１２の最大許容電流に比例する値である。比例係数は、例えば、０．８である。
（Ｓ９０１）要求電力２１が０ならＳ９０３へ、それ以外ならばＳ９０２へ分岐する。
（Ｓ９０２）ピーク電流９３が所定値より小さければＳ９０４へ、それ以外ならばＳ９０５へ分岐する。
（Ｓ９０３）回路部１０６から電力供給しない。
（Ｓ９０４）回路部１０６から電流注入制御で電力供給する。
（Ｓ９０２）ピーク電流９３が所定値より小さければＳ９０４へ、それ以外ならばＳ９０５へ分岐する。
（Ｓ９０３）回路部１０６から電力供給しない。
（Ｓ９０４）回路部１０６から電流注入制御で電力供給する。
（Ｓ９０５）回路部１０６からドループ制御で電力供給する。
図９で示すアルゴリズムによれば、他の交流電源１０２がピーク電流９３の供給に余裕がある場合に、インバータ装置１０１は電流注入制御で電力を供給する。逆に、余裕がない場合に、インバータ装置１０１はドループ制御で電力を供給する。インバータ装置１０１が電流注入制御で動作するとインバータ装置１０１の出力電流波形は正弦波になるから、インバータ装置１０１の出力電流のピークは、インバータ装置１０１の出力電流の実効値の√２倍にしかならない。インバータ装置１０１をドループ制御で動作させると、インバータ装置１０１の出力電流の実効値の√２倍より大きいピーク電流を流すことができるので、他の交流電源１０２の供給電流に余裕がないときに有用である。逆に、他の交流電源１０２の供給電流に余裕がある場合は、インバータ装置１０１は電流注入制御を用いて出力電力の誤差を抑え、電力損失を低減することができる。
＜１−５−４．不安定なら電流注入制御＞
図１０は、実施の形態１に係るインバータ装置の動作判断手段１０８のアルゴリズムの他の例を示すフローチャートである。ここで、電流閾値は、インバータ装置１０１の最大許容電流である。
図９で示すアルゴリズムによれば、他の交流電源１０２がピーク電流９３の供給に余裕がある場合に、インバータ装置１０１は電流注入制御で電力を供給する。逆に、余裕がない場合に、インバータ装置１０１はドループ制御で電力を供給する。インバータ装置１０１が電流注入制御で動作するとインバータ装置１０１の出力電流波形は正弦波になるから、インバータ装置１０１の出力電流のピークは、インバータ装置１０１の出力電流の実効値の√２倍にしかならない。インバータ装置１０１をドループ制御で動作させると、インバータ装置１０１の出力電流の実効値の√２倍より大きいピーク電流を流すことができるので、他の交流電源１０２の供給電流に余裕がないときに有用である。逆に、他の交流電源１０２の供給電流に余裕がある場合は、インバータ装置１０１は電流注入制御を用いて出力電力の誤差を抑え、電力損失を低減することができる。
＜１−５−４．不安定なら電流注入制御＞
図１０は、実施の形態１に係るインバータ装置の動作判断手段１０８のアルゴリズムの他の例を示すフローチャートである。ここで、電流閾値は、インバータ装置１０１の最大許容電流である。
（Ｓ１００１）要求電力２１が０ならばＳ１００７へ、それ以外ならばＳ１００２へ分岐する。
（Ｓ１００２）過大電流検出済ならばＳ１００４へ、それ以外ならばＳ１００３へ分岐する。
（Ｓ１００３）＜１−５−１＞から＜１−５−３＞で、図７から図９を用いて説明したアルゴリズムのいずれかを用いて、電流注入制御とするかドループ制御とするか判断する。
（Ｓ１００２）過大電流検出済ならばＳ１００４へ、それ以外ならばＳ１００３へ分岐する。
（Ｓ１００３）＜１−５−１＞から＜１−５−３＞で、図７から図９を用いて説明したアルゴリズムのいずれかを用いて、電流注入制御とするかドループ制御とするか判断する。
（Ｓ１００４）インバータ装置１０１の出力電流が電流閾値を超えるならばＳ１００５へ、それ以外ならば終了へ分岐する。
（Ｓ１００５）過大電流検出済とする。
（Ｓ１００６）ドループ制御中ならばＳ１００８へ、それ以外ならばＳ１００７へ分岐する。
（Ｓ１００５）過大電流検出済とする。
（Ｓ１００６）ドループ制御中ならばＳ１００８へ、それ以外ならばＳ１００７へ分岐する。
（Ｓ１００７）回路部１０６から電力供給しない。
（Ｓ１００８）回路部１０６から電流注入制御で電力供給する。
図１０で示すアルゴリズムによれば、過大電流が検出されていなければ上述したいずれかのアルゴリズム（＜１−５−１＞から＜１−５−３＞を参照のこと）に従ってインバータ装置１０１の制御が決まり、過大電流が検出されれば、ドループ制御中ならば電流注入制御に変わり、電流注入制御中ならば電力供給を止める。発明が解決しようとする課題の節でも述べたように、ドループ制御は電流注入制御に比べて不安定であり、他の交流電源１０２とインバータ装置１０１の回路特性差（例えば、回路部１０６のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４やコンデンサＣ１，Ｃ２やインダクタＬ１，Ｌ２などの電気特性の差）や制御特性差（例えば、制御部１０７のＡＤ変換回路０５のサンプリング周期やＰＷＭ駆動回路０８のＰＷＭ周期や電圧フィードバックフィルタ５０のゲイン特性などの差）によっては、ドループ制御の不安定性が増長され並列運転が破綻することもある。ドループ制御が不安定になると、横流（他の交流電源１０２とインバータ装置１０１の間で流れる電流）が大きくなる。この状態をＳ１００４で過大電流として検出したら、より安定な電流注入制御に切り替える。もし、電流注入制御でも過大電流が検出されたら、更に安定な並列運転がないので、電力供給を停止することになる。以上のように、ドループ制御で相性問題により不安定な場合であっても、より安定な電流注入制御に切り替えて、並列運転を可能な限り継続することができる。
＜１−５−５．系統電源なら電流注入制御＞
図１１は、実施の形態１に係るインバータ装置の動作判断手段１０８のアルゴリズムの他の例を示すフローチャートである。ここで、他の交流電源１０２が、系統電源から系統電源でないものに変化したり、その逆に変化したりする状況を想定している。例えば、普段は系統電源から電力供給されているが、異常時は非常用電源からの電力供給に切り替わったり、その後に復旧して再び系統電源からの電力供給に切り替わったりするケースである。
（Ｓ１００８）回路部１０６から電流注入制御で電力供給する。
図１０で示すアルゴリズムによれば、過大電流が検出されていなければ上述したいずれかのアルゴリズム（＜１−５−１＞から＜１−５−３＞を参照のこと）に従ってインバータ装置１０１の制御が決まり、過大電流が検出されれば、ドループ制御中ならば電流注入制御に変わり、電流注入制御中ならば電力供給を止める。発明が解決しようとする課題の節でも述べたように、ドループ制御は電流注入制御に比べて不安定であり、他の交流電源１０２とインバータ装置１０１の回路特性差（例えば、回路部１０６のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４やコンデンサＣ１，Ｃ２やインダクタＬ１，Ｌ２などの電気特性の差）や制御特性差（例えば、制御部１０７のＡＤ変換回路０５のサンプリング周期やＰＷＭ駆動回路０８のＰＷＭ周期や電圧フィードバックフィルタ５０のゲイン特性などの差）によっては、ドループ制御の不安定性が増長され並列運転が破綻することもある。ドループ制御が不安定になると、横流（他の交流電源１０２とインバータ装置１０１の間で流れる電流）が大きくなる。この状態をＳ１００４で過大電流として検出したら、より安定な電流注入制御に切り替える。もし、電流注入制御でも過大電流が検出されたら、更に安定な並列運転がないので、電力供給を停止することになる。以上のように、ドループ制御で相性問題により不安定な場合であっても、より安定な電流注入制御に切り替えて、並列運転を可能な限り継続することができる。
＜１−５−５．系統電源なら電流注入制御＞
図１１は、実施の形態１に係るインバータ装置の動作判断手段１０８のアルゴリズムの他の例を示すフローチャートである。ここで、他の交流電源１０２が、系統電源から系統電源でないものに変化したり、その逆に変化したりする状況を想定している。例えば、普段は系統電源から電力供給されているが、異常時は非常用電源からの電力供給に切り替わったり、その後に復旧して再び系統電源からの電力供給に切り替わったりするケースである。
（Ｓ１１０１）要求電力２１が０ならばＳ１１０３へ、それ以外ならばＳ１１０２へ分岐する。
（Ｓ１１０２）他の交流電源１０２が系統電源ならばＳ１１０４へ、それ以外ならばＳ１１０５へ分岐する。系統電源か否かの判断として、系統との接続点に計器用変流器や計器用変圧器を設置して、それらの計測データから判断してもよいし、非常用電源との接続点に同様な計器を設置して非常用電源が稼動しているかで判断してもよい。
（Ｓ１１０２）他の交流電源１０２が系統電源ならばＳ１１０４へ、それ以外ならばＳ１１０５へ分岐する。系統電源か否かの判断として、系統との接続点に計器用変流器や計器用変圧器を設置して、それらの計測データから判断してもよいし、非常用電源との接続点に同様な計器を設置して非常用電源が稼動しているかで判断してもよい。
（Ｓ１１０３）回路部１０６から電力供給しない。
（Ｓ１１０４）回路部１０６から電流注入制御で電力供給する。
（Ｓ１１０５）＜１−５−１＞から＜１−５−３＞で、図７から図９を用いて説明したアルゴリズムのいずれかを用いて、電流注入制御とするかドループ制御とするか判断する。
（Ｓ１１０４）回路部１０６から電流注入制御で電力供給する。
（Ｓ１１０５）＜１−５−１＞から＜１−５−３＞で、図７から図９を用いて説明したアルゴリズムのいずれかを用いて、電流注入制御とするかドループ制御とするか判断する。
図１１で示すアルゴリズムによれば、インバータ装置１０１は、系統電源との並列運転の場合は電流注入制御で動作し、系統電源以外との並列運転の場合は上述したいずれかのアルゴリズム（＜１−５−１＞から＜１−５−３＞を参照のこと）に従って動作する。他の交流電源１０２が、系統電源である場合、非線形成分に対する電力供給能力は、インバータ装置１０１よりも十分に大きく、負荷１０４に対して不足するとの心配は無用である。そこで、系統電源との並列運転と判明した場合には、インバータ装置１０１は電流注入制御を用いて出力電力の誤差を抑え、電力損失を低減することができる。
ところで、電流注入制御とドループ制御が頻繁に切り替わらないように、閾値にヒステリシスを設けてもよい。具体的には、図７や図８や図９の所定値として、電流注入制御で電力供給中は、ドループ制御で電力供給中に比べて、少し大きい値とすることで実現できる。
（２．実施の形態２）
以下、実施の形態２に係るインバータ装置１０１の詳細について図面を参照して説明する。実施の形態１との違いは、インバータ装置１０１に連系リアクトルを備える点である。
＜２−１．全体構成＞
実施の形態１と同じである。上述した図１を用いた説明を参照のこと。
＜２−２．回路部＞
図１２は、実施の形態２に係る回路部１０６の回路構成の一例を示す図である。出力段に連系リアクトルＬ３を備える以外は、図２と同じであり、同じ部分の説明は省略する。連系リアクトルＬ３によって、電流信号０２に対して、電圧信号０１の位相が９０度進む。
＜２−３．制御部＞
図１３は、実施の形態２に係るインバータ装置の制御部１０７を示す図である。要求電力２１と有効電力４３の差である加算器４４の出力がＢＥＦ５５の入力に、無効電力５３がＢＥＦ４５の入力になる以外は、図３と同じであり、同じ部分の説明は省略する。上述したように、連系リアクトルＬ３により、電流信号０２に対して電圧信号０１の位相が９０度回ったため、有効電力成分が周波数に、無効電力成分が基準電圧に、それぞれのフィードバックが入れ替わる。
＜２−４．要求電力決定＞
実施の形態１と同じである。上述した図６を用いた説明を参照のこと。
＜２−５．動作判断＞
実施の形態１と同じである。上述した図７から図１１を用いた説明を参照のこと。
＜効果＞
以上、実施の形態で説明したように、次の効果をもたらす。
（２．実施の形態２）
以下、実施の形態２に係るインバータ装置１０１の詳細について図面を参照して説明する。実施の形態１との違いは、インバータ装置１０１に連系リアクトルを備える点である。
＜２−１．全体構成＞
実施の形態１と同じである。上述した図１を用いた説明を参照のこと。
＜２−２．回路部＞
図１２は、実施の形態２に係る回路部１０６の回路構成の一例を示す図である。出力段に連系リアクトルＬ３を備える以外は、図２と同じであり、同じ部分の説明は省略する。連系リアクトルＬ３によって、電流信号０２に対して、電圧信号０１の位相が９０度進む。
＜２−３．制御部＞
図１３は、実施の形態２に係るインバータ装置の制御部１０７を示す図である。要求電力２１と有効電力４３の差である加算器４４の出力がＢＥＦ５５の入力に、無効電力５３がＢＥＦ４５の入力になる以外は、図３と同じであり、同じ部分の説明は省略する。上述したように、連系リアクトルＬ３により、電流信号０２に対して電圧信号０１の位相が９０度回ったため、有効電力成分が周波数に、無効電力成分が基準電圧に、それぞれのフィードバックが入れ替わる。
＜２−４．要求電力決定＞
実施の形態１と同じである。上述した図６を用いた説明を参照のこと。
＜２−５．動作判断＞
実施の形態１と同じである。上述した図７から図１１を用いた説明を参照のこと。
＜効果＞
以上、実施の形態で説明したように、次の効果をもたらす。
他の交流電源１０２とインバータ装置１０１の電力供給能力に比べて、要求電力が相当小さい場合は、インバータ装置１０１はドループ制御ではなく電流注入制御で電力供給する。要求電力が相当小さい場合には、制御誤差の小さい方の電流注入制御を選択することで、インバータ装置１０１から出力される電力に占める制御誤差が相対的に小さくなり、結果として、電力損失を低減することができる。
他の交流電源１０２が総無効電力９２の供給に余裕がない場合に、インバータ装置１０１はドループ制御で総無効電力９２の負担能力を上げる。逆に、他の交流電源１０２が総無効電力９２の供給に余裕がある場合は、インバータ装置１０１は電流注入制御を用いて出力電力の誤差を抑え、電力損失を低減することができる。
他の交流電源１０２がピーク電流９３の供給に余裕がない場合に、インバータ装置１０１はドループ制御でピーク電流９３の負担能力を上げる。逆に、他の交流電源１０２がピーク電流９３の供給に余裕がある場合は、インバータ装置１０１は電流注入制御を用いて出力電力の誤差を抑え、電力損失を低減することができる。
他の交流電源１０２がピーク電流９３の供給に余裕がない場合に、インバータ装置１０１はドループ制御でピーク電流９３の負担能力を上げる。逆に、他の交流電源１０２がピーク電流９３の供給に余裕がある場合は、インバータ装置１０１は電流注入制御を用いて出力電力の誤差を抑え、電力損失を低減することができる。
インバータ装置１０１は、ドループ制御中に過大電流を検出すると、より安定な電流注入制御に切り替えて、並列運転を可能な限り継続することができる。
系統電源との並列運転と判明した場合には、インバータ装置１０１は電流注入制御を用いて出力電力の誤差を抑え、電力損失を低減することができる。
更に、インバータ装置１０１は、ドループ制御の事前の同期合わせに、電流注入制御の一部を活用することで、回路およびプログラム規模を削減し、装置を安価に提供できる。
系統電源との並列運転と判明した場合には、インバータ装置１０１は電流注入制御を用いて出力電力の誤差を抑え、電力損失を低減することができる。
更に、インバータ装置１０１は、ドループ制御の事前の同期合わせに、電流注入制御の一部を活用することで、回路およびプログラム規模を削減し、装置を安価に提供できる。
又、ドループ制御の周波数フィードバックにおいて、ＢＥＦ（帯域阻止フィルタ）を用いることで、基準周波数よりも高い周波数応答性が得られ、横流を素早く押さえることができる。
なお、上述した実施の形態において、各構成要素は、専用のハードウェアで構成されるか、各構成要素に適したソフトウェアプログラムを実行することによって実現されてもよい。各構成要素は、ＣＰＵまたはプロセッサなどのプログラム実行部が、ハードディスクまたは半導体メモリなどの記録媒体に記録されたソフトウェアプログラムを読み出して実行することによって実現されてもよい。
なお、上述した実施の形態において、各構成要素は、専用のハードウェアで構成されるか、各構成要素に適したソフトウェアプログラムを実行することによって実現されてもよい。各構成要素は、ＣＰＵまたはプロセッサなどのプログラム実行部が、ハードディスクまたは半導体メモリなどの記録媒体に記録されたソフトウェアプログラムを読み出して実行することによって実現されてもよい。
以上、本発明のインバータ装置について、実施の形態に基づいて説明したが、本発明は、この実施の形態に限定されるものではない。本発明の趣旨を逸脱しない限り、当業者が思いつく各種変形を本実施の形態に施したものや、実施の形態の中で例として上げた異なる構成要素を組み合わせて構築される形態でもよい。
本発明は、共通の負荷に対して、他の交流電源と並列に動作するインバータ装置の制御方式を適切に切り替えて安定に電力を供給することができ、インバータ装置、電力制御方法、および、インバータ装置を含む電力供給システムなどに用いるのに有用である。
０１ 電圧信号
０２ 電流信号
０３、０４ ＰＷＭ信号
０５ ＡＤ変換回路
０６ 電圧ＡＤ変換値
０７ 電流ＡＤ変換値
０８ ＰＷＭ駆動回路
０９ Ｄｕｔｙ出力
１０ 出力許可信号
１１ 基準周波数
１２、３４、３９、４４、４９、５７ 加算器
１３ 周波数
１４ 正弦波生成器
１５ Ｓｉｎ出力
１６ Ｃｏｓ出力
１７ 同期選択
１８、２０ セレクタ
１９ モード選択
２１ 要求電力
３１、４１、５１ 係数付き乗算器
３２、３８、４２、４８、５２ 乗算器
３３ 位相オフセット
３５、４５、５５ ＢＥＦ（帯域阻止フィルタ）
３６ ＬＰＦ（ローパスフィルタ）
３７ 基準電流
４０ 電流フィードバックフィルタ
４３ 有効電力
４６、５６、７６、８６ ＰＩＦ（比例積分フィルタ）
４７ 基準電圧
５０ 電圧フィードバックフィルタ
５３ 無効電力
６５、７５、８５ 平均化
１０１、Ａ１０１、Ｂ１０１ インバータ装置
１０２ 他の交流電源
１０３ ＤＣ電源
１０４ 負荷
１０５ 母線
１０６ 回路部
１０７、Ａ１０７，Ｂ１０７、１１３ 制御部
１０８ 動作判断手段
１０９ 要求電力決定手段
１１０ 電流注入制御手段
１１１ ドループ制御手段
１１２ 他の交流電源の電力供給能力
Ｃ１、Ｃ２ コンデンサ
Ｌ１、Ｌ２ インダクタ
Ｌ３ 連系リアクトル
Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４ スイッチング素子
０２ 電流信号
０３、０４ ＰＷＭ信号
０５ ＡＤ変換回路
０６ 電圧ＡＤ変換値
０７ 電流ＡＤ変換値
０８ ＰＷＭ駆動回路
０９ Ｄｕｔｙ出力
１０ 出力許可信号
１１ 基準周波数
１２、３４、３９、４４、４９、５７ 加算器
１３ 周波数
１４ 正弦波生成器
１５ Ｓｉｎ出力
１６ Ｃｏｓ出力
１７ 同期選択
１８、２０ セレクタ
１９ モード選択
２１ 要求電力
３１、４１、５１ 係数付き乗算器
３２、３８、４２、４８、５２ 乗算器
３３ 位相オフセット
３５、４５、５５ ＢＥＦ（帯域阻止フィルタ）
３６ ＬＰＦ（ローパスフィルタ）
３７ 基準電流
４０ 電流フィードバックフィルタ
４３ 有効電力
４６、５６、７６、８６ ＰＩＦ（比例積分フィルタ）
４７ 基準電圧
５０ 電圧フィードバックフィルタ
５３ 無効電力
６５、７５、８５ 平均化
１０１、Ａ１０１、Ｂ１０１ インバータ装置
１０２ 他の交流電源
１０３ ＤＣ電源
１０４ 負荷
１０５ 母線
１０６ 回路部
１０７、Ａ１０７，Ｂ１０７、１１３ 制御部
１０８ 動作判断手段
１０９ 要求電力決定手段
１１０ 電流注入制御手段
１１１ ドループ制御手段
１１２ 他の交流電源の電力供給能力
Ｃ１、Ｃ２ コンデンサ
Ｌ１、Ｌ２ インダクタ
Ｌ３ 連系リアクトル
Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４ スイッチング素子
Claims (8)
- 共通の負荷に対して他の交流電源と並列に運転するインバータ装置であって、
要求電力を決定する要求電力決定手段と、
前記要求電力を担うための参照交流電流を算出し、前記インバータ装置の出力端の電流と前記参照交流電流の残差を減らすよう制御する電流注入制御手段と、
前記要求電力を担うための参照交流電圧を算出し、前記インバータ装置の出力端の電圧と前記参照交流電圧の残差を減らすよう制御するドループ制御手段と、
前記他の交流電源の電力供給能力から求まる所定値と、前記要求電力を含む電力情報に基づいて、前記インバータ装置から電力を供給しないか、前記電流注入制御で電力を供給するか、前記ドループ制御で電力を供給するかを判断する動作判断手段と、
を備えたことを特徴とするインバータ装置。 - 前記インバータ装置は、連系リアクトル無しに前記負荷に繋がる電圧型インバータで、
指定された周波数で正弦波と余弦波を発生する正弦波発生器と、
前記インバータ装置から供給される有効電力と無効電力を検出する電力検出手段と、
を更に備え、
前記電流注入制御手段は、前記インバータ装置の出力端の電圧と前記正弦波との偏差に基づいて、前記正弦波発生器と前記交流電源の出力とを同期させ、前記要求電力と単位電力あたりの基準電流と前記正弦波とを乗じて前記参照交流電流として算出し、前記インバータ装置の出力端の電流と前記参照交流電流の残差を減らすよう制御し、
前記ドループ制御手段は、前記無効電力に基づいて、前記正弦波発生器と前記交流電源の出力を同期させ、前記要求電力と前記有効電力との偏差に基づいて、基準電圧と前記正弦波とを乗じた値を補正して前記参照交流電圧として算出し、前記インバータ装置の出力端の電圧と前記参照交流電圧の残差を減らすよう制御する
ことを特徴とする請求項１に記載のインバータ装置。 - 前記インバータ装置は、連系リアクトルを介し前記負荷に繋がる電圧型インバータで、
指定された周波数で正弦波と余弦波を発生する正弦波発生器と、
前記インバータ装置から供給される有効電力と無効電力を検出する電力検出手段と、
を更に備え、
前記電流注入制御手段は、前記インバータ装置の出力端の電圧と前記正弦波との偏差に基づいて、前記正弦波発生器と前記交流電源の出力とを同期させ、前記要求電力と単位電力あたりの基準電流と前記正弦波とを乗じて、前記参照交流電流として算出し、前記インバータ装置の出力端の電流と前記参照交流電流の残差を減らすよう制御し、
前記ドループ制御手段は、前記要求電力と前記有効電力との偏差に基づいて、前記正弦波発生器と前記交流電源の出力を同期させ、前記無効電力に基づいて、基準電圧と前記正弦波とを乗じた値を補正して前記参照交流電圧として算出し、前記インバータ装置の出力端の電圧と前記参照交流電圧の残差を減らすよう制御する
ことを特徴とする請求項１に記載のインバータ装置。 - 前記動作判断手段は、
前記他の交流電源の電力供給能力と前記インバータ装置の電力供給能力とにおける最大皮相電力の小さい方に比例する値を前記所定値とし、
前記要求電力が０の場合に電力を供給しないと判断し、
前記要求電力が０より大きく前記所定値より小さい場合に、前記電流注入制御で電力を供給すると判断し、
前記要求電力が前記所定値以上の場合に、前記ドループ制御で電力を供給すると判断する、
ことを特徴とする請求項１から３のいずれか１項に記載のインバータ装置。 - 前記要求電力決定手段は、
前記共通の負荷に供給される総有効電力と総無効電力を検出し、前記総有効電力に所定の比率を乗じた値を前記要求電力として採用し、
前記動作判断手段は、
前記他の交流電源の電力供給能力における最大皮相電力に比例する値を前記所定値とし、
前記要求電力が０の場合に電力を供給しないと判断し、
前記要求電力が０より大きく、前記総無効電力が前記所定値より小さい場合に、前記電流注入制御で電力を供給すると判断し、
前記要求電力が０より大きく、前記総無効電力が前記所定値以上の場合に、前記ドループ制御で電力を供給すると判断する、
ことを特徴とする請求項１から３のいずれか１項に記載のインバータ装置。 - 前記動作判断手段は、
前記他の交流電源の電力供給能力における最大許容電流に比例する値を前記所定値とし、
前記要求電力が０の場合に電力を供給しないと判断し、
前記要求電力が０より大きく、前記負荷のピーク電流が前記所定値より小さい場合に、前記電流注入制御で電力を供給すると判断し、
前記要求電力が０より大きく、前記負荷のピーク電流が前記所定値以上の場合に、前記ドループ制御で電力を供給すると判断する、
ことを特徴とする請求項１から３のいずれか１項に記載のインバータ装置。 - 前記動作判断手段は、
前記インバータ装置の電力供給能力における最大許容電流を電流閾値とし、
前記ドループ制御で動作中に、前記インバータ装置の出力端の電流が前記電流閾値を超える場合に、前記電流注入制御で電力を供給すると判断する、
ことを特徴とする請求項４から６のいずれか１項に記載のインバータ装置。 - 前記動作判断手段は、
前記他の交流電源が系統電源の場合に、前記電流注入制御で電力を供給すると判断する、
ことを特徴とする請求項４から６のいずれか１項に記載のインバータ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2014072699A JP2015195682A (ja) | 2014-03-31 | 2014-03-31 | インバータ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2014072699A JP2015195682A (ja) | 2014-03-31 | 2014-03-31 | インバータ装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2015195682A true JP2015195682A (ja) | 2015-11-05 |
Family
ID=54434292
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2014072699A Pending JP2015195682A (ja) | 2014-03-31 | 2014-03-31 | インバータ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2015195682A (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP6078681B1 (ja) * | 2016-07-21 | 2017-02-08 | オリジン電気株式会社 | インバータ装置及び制御方法 |
| JP6433636B1 (ja) * | 2018-06-07 | 2018-12-05 | 三菱電機株式会社 | 制御装置、および電力制御システム |
| CN113659622A (zh) * | 2021-08-17 | 2021-11-16 | 清华大学 | 一种实现两台并联运行逆变器主从机无缝切换控制方法 |
| US11498446B2 (en) * | 2020-01-06 | 2022-11-15 | Ford Global Technologies, Llc | Plug-in charge current management for battery model-based online learning |
| WO2022252208A1 (zh) * | 2021-06-04 | 2022-12-08 | 华为数字能源技术有限公司 | 一种电源系统和电源系统控制方法 |
-
2014
- 2014-03-31 JP JP2014072699A patent/JP2015195682A/ja active Pending
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP6078681B1 (ja) * | 2016-07-21 | 2017-02-08 | オリジン電気株式会社 | インバータ装置及び制御方法 |
| JP6433636B1 (ja) * | 2018-06-07 | 2018-12-05 | 三菱電機株式会社 | 制御装置、および電力制御システム |
| WO2019234884A1 (ja) * | 2018-06-07 | 2019-12-12 | 三菱電機株式会社 | 制御装置、および電力制御システム |
| US11498446B2 (en) * | 2020-01-06 | 2022-11-15 | Ford Global Technologies, Llc | Plug-in charge current management for battery model-based online learning |
| WO2022252208A1 (zh) * | 2021-06-04 | 2022-12-08 | 华为数字能源技术有限公司 | 一种电源系统和电源系统控制方法 |
| CN113659622A (zh) * | 2021-08-17 | 2021-11-16 | 清华大学 | 一种实现两台并联运行逆变器主从机无缝切换控制方法 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| Khadkikar et al. | Generalised single-phase pq theory for active power filtering: simulation and DSP-based experimental investigation | |
| Qasim et al. | Artificial-neural-network-based phase-locking scheme for active power filters | |
| JP5907294B2 (ja) | 電力変換装置 | |
| JP2015195682A (ja) | インバータ装置 | |
| JP5051127B2 (ja) | 電力変換装置およびその制御方法 | |
| WO2018122391A1 (en) | Precise real-time advanced grid monitoring | |
| Ahmad et al. | A new simple structure PLL for both single and three phase applications | |
| Wang et al. | Analysis of frequency characteristics of phase-locked loops and effects on stability of three-phase grid-connected inverter | |
| Chen et al. | Stationary frame deadbeat power control of three-phase PWM rectifiers under unbalanced grid voltages | |
| JP5560730B2 (ja) | 電力変換装置の制御方法，無停電電源装置，並列型瞬低補償装置 | |
| JP5864999B2 (ja) | 電力計測装置、インバータ制御回路、系統連系インバータシステム、および、電力計測方法 | |
| JP7068024B2 (ja) | 電力変換装置、及び異常検出方法 | |
| Haddad et al. | Real time simulation and experimental validation of active power filter operation and control | |
| Antchev | Classical and recent aspects of active power filters for power quality improvement | |
| JP5988911B2 (ja) | インバータ制御装置 | |
| JP2005160257A (ja) | 単相／三相変換装置及びその制御方法 | |
| JP7083708B2 (ja) | 単独運転検出装置及び系統連系インバータ装置 | |
| Valderrabano-Gonzalez et al. | Single phase angle tracking method for power switches gating synchronization | |
| TWI375387B (ja) | ||
| JP4971758B2 (ja) | 電力変換装置 | |
| Pathak et al. | Implementation of MVF-based control technique for 3-Φ distribution static compensator | |
| JP5887110B2 (ja) | 電力計測装置、インバータ制御回路、系統連系インバータシステム、および、電力計測方法 | |
| CN114784819A (zh) | 并联变流器的控制方法、系统、装置及控制器 | |
| JP4946642B2 (ja) | 高調波電流補償装置 | |
| Zhou et al. | Load current observer based feed-forward DC bus voltage control for active rectifiers |