JPH01303060A - 交流出力変換器の並列運転システム - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明はインバータのような複数台の交流出力変換器を
共通の負荷に対して並列運転する電源システムにおいて
、変換器間の電流バランスを制御する手段に関するもの
である。

〔従来の技術〕 第３図Ｌｊ例えば特公昭５３−３６１３７及び特公昭５
６−１３１．０に示された従来の方法を示すものである
。

図において１号インハーク（１）相同し構成の２号イン
バータ（２）と母線（３）を通して並列運転しつつ負荷
（４）へ電力を供給している。インバータ（１１１，Ｊ
インバータ本体（１００）　、フィルタ用リアクトル（
１，０２）、同コンデンザ（１０３）を主要構成要素と
し、直流電源（５）の電力を交流に変換し、出力開閉器
（１０４）を通して出力母、線（３）へ接続されている
。インハーク（１）と（２）が並列運転するためにし１
．１号機のインバータの出力電流１．からＣＴ　（１０
６）　により検出信号１１ａを得る。同しく２号機から
得られた検出信号１２ａとの差、即ち横流に相当する信
号△■を横流検出（］、０７）により得る。次に移相器
（１０８）より、直交する２つの電圧ヘクＩ・ルＥＡ、
：！ｌ：ＥＩ＋を作り、△■倍信号ら演算回路（１，０
９）　、　（１，１０）によりそれぞれ無効電力対応成
分△Ｑと有効電力対応成分△Ｐを得る。インハークは電
圧設定回路（］、　１　］、）　　と電電圧制御回路＋
１２）　の信号にもとづき、電圧制御回路（１１３）が
、ＰＷＭ回路（１，１４）をがいして、インハーク本体
（１００）のパルスｒ１＋変調を行ない、内部発生電圧
を制御する。

一方前述の無効電流対応成分△Ｑば電圧制御回路（１１
３）へ補助信号的に与えられ、インバータ本体（１００
）の内部発生電圧を数％程度調節することにより、△Ｑ
を零にするように動作する。

一方前述の有効電力対応成分△Ｐは］）　Ｌ　Ｌ回路を
構成するアンプ（１１５）を通し、基準発振器（１，０
５）の周波数の微調整を行なうことによりインバータ本
体（１，００）　の内部発生電圧の位相を制御し、△Ｐ
を零にするように動作する。

このようにして、電圧と位相を制御することにより、△
Ｑと△Ｐをともに零にすることによって、２台のインバ
ータ間の横流かなくなり、安定な負荷の分担が行なわれ
る。

以上説明した従来方式は次のような問題点があった。第
１の問題点は並列運転するインバータのうちどれかが故
障し、その電圧が異常に小さくなったり、大きくなると
、他の健全なインハークから過大な横流が流れ、健全な
インバータも故障してしまうということである。

第２の問題点＋ｊ分担電流を制御するために、インバー
タの内部発生電圧の位相および電圧の平均値を制御し、
間接的に分担電流を制御しているため、制御の心合速度
や精度を向」二することかむずかしく、特に瞬時の電流
分担は制御できない。

第３の問題点は有効電流と無効電流の制御が独立せず、
相互に干渉するので、それを避けるためにも、制御の心
合を早くできるという問題があった。

第４の問題は、フィルターのりアク）・ルの値が３相間
で同しでなく偏差があると、分担電流の比率が相間で異
なってくるということである。

〔発明が甜″決しようとする課題〕

従来の変換器の並列運転システムは以上のように構成さ
れているので並列運転する複数の交流出力変換器のうぢ
どれかが故障し、その電圧か異常に小さくなったり、大
きくなると、他の健全な変換器から過大な横流が流れ、
健全な変換器も故障してしまうという課題があった。

この発明はこのような課題を解決するためになされたも
ので、他の変換器の電圧が故障なとて急変しても健全な
変換器が過大な横流が流れることのない並列運転システ
ムを提イバするものである。

またインバータに限らず、他の瞬時制御形変換器の並列
運転にも汎用的に適用できる手段を捉供することを目的
としている。

〔課題を解決するための手段〕

本発明は平均値制御ではなく、瞬時値制御形高周波Ｐ　
Ｗ　Ｍインバータで、しかも出力電流の瞬時値を制御す
る電流マイナーループを設けた瞬時電流制御形インバー
タを基本とし、その電流マイナーループに、出力電圧を
正弦波に保つために変換器が出力すべき電流の指令値と
して、電圧メジャーループの指令値と負荷電流から求め
た各変換器が分担ずへき負荷電流に対応した指令値とを
与えるように構成したものである。

〔作用〕

この変換器の並列運転システムでは、電流マイナールー
プが変換器の出力電流の瞬時値を制御し正弦波母線電圧
を確保すると共に、このマイナーループの指令値として
、電圧メジャーループの指令値と、各変換器の分担負荷
電流に対応した指令値とを加えるようにして他の変換器
の故障時に横流を抑制する。

〔発明の実施例〕

第１図に本発明の一実施例を示す。図において、１号イ
ンバータ（］）は図示省略した同し構成の２号インバー
タ（２）と母線（３）を通して並列運転しつつ負荷（４
）へ電力を供給している。前述の第３図と対応する機能
については同し番号をつげている。ただし第３図は出力
電圧の平均値を制御する形式のインバータであるのに対
し、第１図は出力電流と電圧の瞬時値を制御する形式の
インハークであるので、必ずしも同し機能の回路ではな
い。

インバータ本体は例えば高周波スイッチングの可能なト
ランジスタやパワーＭＯ５ＦＩＥＴにより構成されたも
ので、第４図のｆａ＋のような３相ブリツジインハーク
や第４図のｆｂ）のような単相ブリッジインバータのそ
れぞれのアームが出力周波数（例えば６０１（２）　　
の１０倍から数１００倍程鹿の高周波でスイッチングす
るものである。スイッチングのタイミングはＰＷＭ［Ｆ
ｒ路で決まるが、ＰＷＭ回１路は例えば三角形キャリア
と出力電圧指令信号の交差でスイッチングする正弦波三
角波比較ＰＷＭ回路である。

このインバータには電流マイナーループが設りられてお
り、電流制御（１２１）　　はＣＴ（１６０）　　と電
流センサ（１３３）　（によりフィードバックされた出
力電流がリミッタ（１２３）　からの電流指令と一致す
るようにＰＷＭ回路（１３４）へ制御信号を送る。出力
母線にはコンデン→ノ”（１０３）及び他のインバータ
（２）による逆起電圧があるので、インバータ（１００
）が出力電流を制御するには、この逆起電圧とりアクド
ル（１０２）へ印加ずべき電圧の和を発生ずる必要があ
る。従って出力母線電圧を電圧センサＶ　Ｓ　（１３２
）で検出し、電流制御（１２１）　の出力に加算してい
る。

このようにすることによって電流制御（１２１）　　は
りアクドル（１０２）への印加電圧だりを制御すればよ
いことにより、制御性が向上する。一方、Ｐ　Ｌ　Ｌ（
１，３０）　　は出力母線（３）の電圧に同期した正弦
波電圧基準（１２９）を作る。コンデンザ電流基準（］
、２７）　　はコンデンサ（１，０３）　に流れるべき
電流として、電圧基準より９０°進んだ正弦波電流基準
をコンデンサ（１０３）　の容量に応して作る。分担電
流検出（１３］、　）はＣＴ　（］、６１ａ）で検出し
た１号インバータの電流ＣＴ（１，６１ｂ）で検出した
２号インバータの電流から、各々のインバータの分担す
べき電流即ち負荷電流１１　を並列台数ｎ　（この場合
はｎ−２）で割った値１１　／ｎの瞬時値を導出する。

この場合各変換器の負荷電流ｎ分担が異なるときは、そ
の分担比に応した値となる。

電圧制御（１２６）　は正弦波電圧基準（１２９）　　
と出力電圧の偏差を修正するためにインハークか出力す
べき補正電流信号を発生ずる。

動作は次の通りである。まず無負荷状態において、イン
ハークがコンデンサ（１０３）　　に流れるべき電流を
供給することによって無負荷電圧が確率する。この場合
電圧制御（１２６）　　は電流制御の誤差やコンデンサ
（１０３）　　の実際値とコンデンサ電流基準（１２７
）　の誤差により生しる電圧誤差を修正する。

このとき２台のインハークの出力電圧はともにｐ　ｒ−
Ｌ　（１３０）　により、出力母線と同相に制御され、
並列運転が行なわれる。

次に負荷（４）か投入されると、負荷電流Ｉ３、のｌ／
２を分担するように分担電流検出（、１，３１）　から
電流マイナーループへ指令が与えられ、それぞれのイン
バータが負荷電流を１７２づつ分担することになる。

ここでリミッタ（１２５）　は負荷の起動時の突入電流
などの過電流を追従しないように制限するものであり、
またリミッタ（１２３）　は最終的な電流指令値をイン
バータの許容値以下に制限するものである。

このように構成することによってインバータはそれ白痢
の電流マイナーループで過電流に対し保護され、また負
荷電流の歪や急変に対して速やかに追従することにより
、出力電圧を常に正弦波に保つことができる。この方式
の特徴はこのような制御がインバータの高周波ＰＷＭの
スイッチングのたびに行なわれるため、応答が非常に速
いことである。例えば１０　Ｋ　Ｉ（、のスイッチング
周波数を用いると１００μｓごとに制御が行なわれるの
で、負荷の急変などの外乱に対する過渡現象はおよそ１
００μｓの１０倍程度で完了し、優れた制御性能を得る
ことかできる。

次に第５図により分担電流検出の具体例を既に公知の手
段であるが説明する。３００Ａの負荷電流１１をＩＮＶ
−１，ＩＮＶ−２およびＩＮＶ−３の３台がそれぞれ１
１　＝９０Ａ、１２　＝］ＯＯＡ、１３＝１１０Ａと分
担している場合を考える。このときＣＴ−］、ＣＴ−２
，ＣＴ−３の負担抵抗Ｒｌ＋　＋Ｒ２１）　　Ｒ３１に
はそれぞれ９　ｖ、ＩＯＶ、ＩＩＶが発生ずるＲ１１等
に対し充分大きいＲ１□、　　Ｒ２２，Ｒｚ２には（９
→−＋、Ｏ＋］］、）／　３−］ＯＶが得られる。この
電圧か負荷電流のＩ／Ｊて、それぞれのインバータが分
担ずへき電流値であり、この信号を絶縁して制御回路へ
取り込めばよい。以上の説明で番Ｊ単純化のため、電流
かヘクＩ・ル量であることを無視したが、ヘクＩ・ル量
てあっても同し関係が成立する。

例えばＩＮＶ−１停止しようとするときはまずスイッチ
Ｓａｔを短絡すると抵抗Ｒ２□とＲ’１２の電圧が１５
Ｖとなり、負荷は全て他の２台に移る。次にスイッチＳ
１□をオンすると同時にそのインバータの出力開閉器を
開き解列する。

第５図の回路において、例えば抵抗Ｒ１Ｉの両側にはイ
ンバータ＋ＮＶ−１の分担電流に対応した信号が、また
抵抗ＲＩ２の両端には＋ＮＶ−］の分担すべき電流に対
応した信号が得られている。さらにＸ１点とＸ２点の間
にはＩＮＶ−１の分担電流の偏差△Ｉに相当する電圧が
得られる。従って第６図に示すように、第５図のＸ、、
Ｘ２間の△１信号を絶縁し増１］シてから、第１図の加
算器（１３５）　に加える回路を追加することにより、
分担電流の偏差を一層少なくすることができる。この第
６閣の回路のケインを強めていくと、第１Ｍの分担電流
検出回路（１３１，）からフィードフォワード的に分担
電流指令を与える回路を省略しても、負荷の分担を行な
うことができることは明らかである。この考え方は後ｊ
ホする第２図の実施例にも適用できる。

以上説明した第１図の制御方式は単相インバータ２３相
インバータ、あるいはインバータに限らずり”イクＩ：
１コンバータなど他の瞬時制Ｊｌｎ形の変換器に広く適
用できるものである。

次に、３相のインバータや変換器の場合により優れた特
性を得ることのできる、ｄ−ｑ軸による同期回転座標系
を用いたソステムを第２図により説明する。

第２図の構成は第１図とほぼ同一であるが、三つの３相
／２相変換回路と一つの２相／３相変換回路を持ってい
るとごとが大きな相異である。３相正弦波信号回路（１
５０）　　とそれを出力母線電圧に同期させるＰ　Ｌ　
Ｌ　（１５１，）　　はこれらの座標変換の基準となる
３相正弦波信号として次の６つの信号を発生ずる。

Ｓｕ　−ｊ”／；　ｓｉｎ　（ωｔ　＋　ψ）　　　　
　　）Ｃｕ　＝Ｊ２／３ｃｏｓ　（ωｔ→−ψ）　　　
　　　）（但し通常はψ−〇とする） 電流センサ（１，３３）　、分担電流検出（１３１）　
、電圧センサ（１３２）の３相体号を代表してＸ−Ｃ０
１（ＸＬＩ　、　　Ｘｖ　、　　Ｘｗ　）と表すと、こ
れらに次の変換マトリックス亡を掛り、ａ−ｑ軸上の直
流信号Ｙ＝ｃｏｌ　　（Ｙｄ、Ｙｑ）にに変換される。

但し文字の上の−ばマトリクス２　　はｄ−ｑ軸のヘク
トル量を表す。このような変換を行うと、収録電圧指令
が次式であるとき、 そのｄ−ｑ軸上での値は次式となる。

またコンデンサ（１０３）の容量をＣ２とすると、それ
に流ずべき電流指令盲−６９は このようにａ−ｑ軸上では３相正弦波信号は直流の一定
となる。第１閃で示したＵ、Ｖ、Ｗの３相系の制御が追
値制御系により、定常時でも誤差が出やすいのに比して
、この制御系は定植制御系となるので、木質的に誤差の
少ない制御が可能となる。

ＰＷＭ変調に通常の正弦波３角形比較方式を用いるとす
れば、これに与える信号ばＵ、Ｖ、Ｗの３相系が必要で
あるので、次の逆変換マＩ・リソクスを制御信号に掛け
て、再び３相系にもどしてからＰＷＭ回路に与える。

以上第１図と第２図により説明した実施例では、電流マ
イナーループの指令値に、インバータの出力フィルタの
並列コンデンサに流れるべき電流値を与えることによっ
て、制御性を向上させているが、第１図と第２図におけ
るコンデンザ電流基準（１２７）を省力してもよい。こ
れば電圧制御（１２６）が出力電圧が正弦波電圧基準（
１２９）に一致するように動作し、その結果コンデンザ
電流基準（１，２７）の信号に替る信号を発生ずるので
、正弦波インバータの制御系として支障なく動作するか
らである。

この場合は電圧制御（１２６）　の増巾率が充分大きい
方が電圧制御に偏差が少なくなる。

以上の説明では本発明をインハークの並列運転に用いる
場合について説明したか、他の変換器でも例えば第７図
に示すような、高周波のインバータとサイクロコンバー
タを組合せ、直流から高周波短形波さらに低周波正弦波
に変換する高周波リンク形変換器などの瞬時電流制御の
可能な変換器にも同し原理を適用できる。

第７図に示す変換器では、トランジスタＱ１からＣ４の
スイッチングによりトランスＴＲの２次に第８図＋ａｌ
に示ずような短形波を得る。次に同図（ｂｌに示すよう
にインハークのスイッチングと同期したのこぎり状波を
作り、それと口中に線Ｘｌ　−Ｘ２で示ず出力電圧指令
信号との交点を同図（Ｃ１のように求める。この信号と
インハークの電圧Ｒ３の極性にもとづき、同図ｆｅ）の
ようにサイクロコンバータのスイッチを選択することに
より同図（ｄ＋のように信号Ｘ　＋　　　Ｘ　２に対応
した電圧を第７図のＮＰ間に得ることができる。

以上の説明から明らかなように、第７図の回路は第４図
の［ｂ）と同等の単相ＰＷＭ電圧を得ることができるも
のである。さらに３相出力の場合は第７図のトランスＴ
Ｒの２次側の回路を３組用いた３用品周波リンク変換器
を用いるようにしてもよい。第１図と第２図に示した原
理を実現するにはアナログ演算増１］器等を用いたディ
スクリート回路でもよいし、マイクロプロセッサやデイ
ジクルシグナルプロノセサによるディジタル制御でソフ
トウェア処理により実現することもできる。

また以上の説明では両＠のために同し容量の２台のイン
バータで説明したが、異なる容量の０台の変換器の並列
運転にも適用できる。この場合は第５図のＣＴ−１，Ｃ
Ｔ−２，ＣＴ−３等と砥抗Ｒ１１ｌ　　Ｒｏｌｌ　　Ｒ
：ｌｌ等を容量に応して変え、定格電流の際にＲＩｌ＋
　　Ｒ２１）　　Ｒ３を等の端子に同し電圧を得るよう
にすれば、全ての変換器が容量に比例して負荷を分担す
る。

また第１図と第２図の例では、２つのリミッタ（１，２
３）と（１２５）を設けているが、（１２３）だのとし
く１２５）を省略することもてきる。また、リミッタ（
１２３）と（１２５）がなくとも増中器の飽和限界をリ
ミッタとして使うこともできる。

以」二の説明から明らかなように、本発明の並列運転シ
ステムは次のような特徴を持っている。第１に変換器の
出力電流は電流マイナーループへの指令値に拘束されて
いるので、他の変換器の出力が故障などで急変しても、
健全な変換器との間の横流により健全器が故障する恐れ
はない。第２にこの方式は変換器の出力電流の瞬時値を
直接制御しているので、分担電流の速応・精密制御が可
能である。変換器のスイッチング周波数が充分高い場合
は、スイッチング周期ごとに瞬時の分担電流を制御でき
るので、過渡時も含めて傍れた電流の分担制御が可能で
ある。第３に３相の場合では、（］　−ｑ軸上で制御系
を構成し、非干渉化された制御系を組むことかできるの
で、ｄ軸、ｑ軸の制御を共に速応制御にできる。第４に
出力フィルターの１．、ｓ　の値は電流マイナーループ
の中に入るので、その値が３相間で同しでなく偏差があ
っても補償される。以上のように多くの特徴を得るごと
がてきるものである。

〔発明の効果〕

以上のように、本発明は出力電流の瞬時値を制御１１す
る電流マイナールーブイ＝＋き変換２）（を並列運転し
つつ、正弦波電圧を得るようにしているため、負荷の突
入電流や他の変換器突発的故障による電圧変動にもとづ
く横流などの過電流を抑制する効果がある。したがって
、信頼度の高いシステムを構成することかできる。

【図面の簡単な説明】

第１図と第２図は本発明の一実施例による並列運転シス
テムの構成図、第３図は従来方式の構成図、第４図（ａ
＋　ｆｂ）と第７図は本発明に用いる変換器の実施例を
示す回路図、第５図は第Ｘ図の並列運転システムの分担
すべき負荷電流を検出する回路図、第６図は第５図の電
流の分担をさらに精密に制御するための回路図、第８図
は高周波リンク変換器の動作説明図である。 なお、図中、同一符号は同一、又は相当部分を示す。 代理人　　　　大　　岩　　増　　雄 奥 手続補正書（自発）

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. （１）フィルタを持った複数台の正弦波変換器の出力を
   共通の母線に接続し、負荷電流を分担しつつ並列運転す
   る並列変換器システムにおいて、変換器を構成する各相
   のアームが１サイクルの間に複数回のスイッチングを行
   い、出力電流の瞬時値を制御することのできる瞬時電流
   制御形変換器とするとともに、上記各々の変換器に負荷
   母線電圧に同期した正弦波出力電圧基準を設定する手段
   、負荷電流の検出値から上記各々の変換器が分担すべき
   負荷電流を決定し、その決定値に対応した第一の信号を
   導出する手段、上記正弦波出力電圧基準と負荷母線電圧
   との偏差を入力としこの偏差を修正するための第二の信
   号を導出する電圧制御手段を設け、上記第一と第二の信
   号の和を上記変換器の電流指令値として与えたことを特
   徴とする交流出力変換器の並列運転システム。
2. （２）フィルタを持った複数台の正弦波三相変換器を共
   通の母線に接続し、負荷電流を分担しつつ並列運転する
   並列変換器スシテムにおいて、変換器を構成する各相ア
   ームが１サイクルの間に複数回のスイッチングを行い、
   出力電流の瞬時値を制御することのできる瞬時電流制御
   変換器とするとともに、上記各々の変換器に負荷母線電
   圧に同期した三相正弦波信号を導出する手段、負荷電流
   の検出値から上記各々の変換器が分担すべき負荷電流を
   決定し、その決定値に対応した第一の信号を導出する手
   段、上記の負荷母線電圧に同期した三相正弦波信号を用
   いて、負荷母線電圧および上記第一の信号をそれぞれｄ
   軸とｑ軸による同期回転座標系の２つの成分に変換する
   手段、出力電圧のｄ軸成分の基準とｑ軸成分の基準を設
   定する手段、このｄ軸とｑ軸の出力電圧基準と上記負荷
   母線電圧のｄ軸とｑ軸成分との偏差を入力とし、この偏
   差を修正するための第二の信号をｄ軸、ｑ軸それぞれに
   ついて導出する電圧制御手段を設け、上記第一と第二の
   信号の和をｄ軸とｑ軸のそれぞれについて求め、上記変
   換器のｄ軸とｑ軸の電流指令値として与えたことを特徴
   とする交流出力変換器の並列運転システム。
3. （３）正弦波出力電圧基準値から変換器のフィルタの並
   列コンデンサの容量に対応してこの並列コンデンサに流
   れるべき電流値を決定し、その決定値を電流指令値とす
   るコンデンサ電流基準を設定する手段を設け、この電流
   指令値を第一と第二の信号の和に加算して上記変換器の
   電源指令値とするようにしたことを特徴とする特許請求
   の範囲第１項または第２項に記載の交流出力変換器の並
   列運転システム。