JPH0515069A - ３相交流出力変換器の並列運転制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 瞬時制御形３相交流出力変換器と他の３相交
流電源とを並列接続し、共通の負荷に対して並列運転す
る電源システムにおいて、分担電流を高速にバランスさ
せる３相交流出力変換器の並列運転制御装置を提供す
る。 【構成】 変換器相互間に流れる横流ΔバーＩ₁ を電流
検出回路４０６にて検出し、横流制限用仮想インピーダ
ンス回路４０５にてカップＺ_im×ΔカップＩ₁ を求め、
この信号を減算器５０４により母線電圧指令値カップＶ
^* から減じた信号カップＶ₁ ^* （＝カップＶ^* −カップ
Ｚ×ΔカップＩ₁ ）を同期回転座標上で構成された瞬時
電圧制御回路４０３の指令値とし、座標変換の基準正弦
波位相を横流ΔバーＩ₁ の位相差に起因する成分にて調
整する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、インバータのような３
相交流出力変換器が他の３相交流電源（３相交流出力変
換器も含む）と並列運転する場合、変換器と他の電源間
の電流バランスを制御する３相交流出力変換器の並列運
転制御装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】図１９〜図２２は例えば特公昭５３−３
６１３７号公報及び特公昭５６−１３１０１号公報に示
された従来の交流出力変換器の並列運転システムに関す
るものと同様の形式に書き改めた図で、図１９は２台の
交流出力変換器の並列運転時の等価回路図、図２０及び
図２１は２台の交流出力変換器の並列運転時のベクトル
線図、図２２は交流出力変換器の並列運転システムを示
す構成図である。

【０００３】まず、従来の交流出力変換の並列運転シス
テム構成を説明する前に、図１９に示す如く２つの交流
電源装置（以下単に電源と称す）１，２が共通の負荷４
に対して並列運転される場合について考察する。各電源
１，２の出力電圧をＥ₁ ，Ｅ₂ とし、各電源１，２の内
部インピーダンスを互いに等しいＺとすると共に、各電
源１，２の出力電流をＩ₁ ，Ｉ₂ とする。また、負荷３
が接続される共通接続点Ａの電圧（共通出力電圧）をＥ
_A とし、内部インピーダンスＺの抵抗成分をＲ，リアク
タンスをＸとすると、この内部インピーダンスＺは、次
式のように表すことができる。 Ｚ＝Ｒ＋ｊＸ …（１） この場合に、内部インピーダンスの絶対値｜Ｚ｜および
内部インピーダンス角φは次式となる。

【数１】 φ＝ｔａｎ^-1（Ｘ／Ｒ） …（３） また、図１９の回路において、次式が成立する。 Ｅ₁ −ＺＩ₁ ＝Ｅ₂ −ＺＩ₂ ＝Ｅ_A …（４）

【０００４】横流は自己の出力電流と個々の出力電流の
平均との差と定義すると、電源１からみた横流ΔＩ₁ と
電源２からみた横流ΔＩ₂ は、次式となる。 ΔＩ₁ ＝Ｉ₁ −1/2 （Ｉ₁ ＋Ｉ₂ ）＝1/2 （Ｉ₁ −Ｉ₂ ） …（５） ΔＩ₂ ＝Ｉ₂ −1/2 （Ｉ₁ ＋Ｉ₂ ）＝1/2 （Ｉ₁ −Ｉ₂ ） …（６） （４）式から、次式が成立する。 Ｅ₁ −Ｅ₂ ＝Ｚ（Ｉ₁ −Ｉ₂ ） …（７） （５），（６），（７）式から、次式が成立する。 ΔＩ₁ ＝−ΔＩ₂ ＝1/2 （Ｅ₁ −Ｅ₂ ）／Ｚ …（８） （８）式から、横流ΔＩ₁ ，ΔＩ₂ はそれぞれ差電圧Ｅ
₁ −Ｅ₂ ，Ｅ₂ −Ｅ₁に対して内部インピーダンス角φ
だけ遅れ位相となることが分かる。

【０００５】また、（４）式から次式が成立する。 Ｅ_A ＝1/2 （Ｅ₁ ＋Ｅ₂ ）−Ｚ（Ｉ₁ ＋Ｉ₂ ） …（９） 一般に内部インピーダンスは負荷インピーダンスに対し
て十分小さいので、この場合には、（９）式は次式とす
る。 Ｅ_A ≒1/2 （Ｅ₁ ＋Ｅ₂ ） …（１０）

【０００６】今、電源１，２の出力電圧Ｅ₁ ，Ｅ₂ が同
一位相で、絶対値がΔＥだけ異なる（即ち｜Ｅ₁ ｜−｜
Ｅ₂ ｜＝ΔＥ）と仮定すると、出力電圧Ｅ₁ を基準とし
たベクトル関係は図２０のようになる。即ち、横流ベク
トルΔＩ₁ は差電圧ベクトル（Ｅ₁ −Ｅ₂ ）に対して内
部インピーダンス角φだけ遅れ、共通出力電圧ベクトル
Ｅ_A は両電源の出力電圧ベクトルＥ₁ ，Ｅ₂ とほとんど
同相にある。従って、位相が一致して絶対値が異なる場
合における横流ベクトルΔＩ₁ の方向は、共通出力電圧
ベクトルＥ_A よりも内部インピーダンス角φだけ遅れた
仮想ベクトルＥ_AXの方向に対して平行である（仮想ベク
トルＥ_AXに垂直な仮想ベクトルＥ_AYに対しては垂直であ
る。）。

【０００７】次に、電源１，２の出力電圧Ｅ₁ ，Ｅ₂
は、絶対値が一致し、位相がθだけ異なっていると仮定
すると、その出力電圧Ｅ₁ を基準にしたベクトル関係
は、図２１のようになる。この場合は、差電圧ベクトル
（Ｅ₁ −Ｅ₂ ）は電源１の出力電圧ベクトルＥ₁ に対し
て（９０°−1/2 θ）だけ遅れ、横流ベクトルΔＩ₁ は
この差電圧ベクトル（Ｅ₁ −Ｅ₂ ）に対して内部インピ
ーダンス角φだけ遅れる。共通出力電圧ベクトルＥ_A
は、出力電圧ベクトルＥ₁ に対してほぼ1/2 θだけ進
み、また、出力電圧ベクトルＥ₂ に対してほぼ1/2 θだ
け遅れる。従って、絶対値が一致して位相が異なる場合
における横流ベクトルΔＩ₁ の方向は、共通出力電圧ベ
クトルＥ_A よりも内部インピーダンス角φだけ遅れた仮
想ベクトルＥ_AXの方向に対して垂直である（仮想ベクト
ルＥ_AXに垂直な仮想ベクトルＥ_AYに対しては平行であ
る）。

【０００８】以上、２つのベクトル線図の考察から分か
るように、共通出力電圧Ｅ_A よりも内部インピーダンス
角φだけ遅れた仮想ベクトルＥ_AX（またはこれに垂直な
仮想ベクトルＥ_AY）を基準として、横流ベクトルΔＩ₁
のこの基準ベクトルＥ_AXに対して平行な成分ΔＩ_1x（Ｅ
_AYに対して垂直な成分）と、垂直な成分ΔＩ_1Y（Ｅ_AYに
対して平行な成分）とを検出し、平行な成分ΔＩ_1Xが零
となるように電源の出力電圧絶対値制御を行えば電源相
互間の出力電圧絶対値偏差をなくすことができ、また、
垂直な成分ΔＩ_1Yが零となるように電源の出力電圧位相
制御を行えば電源相互間の出力電圧位相偏差をなくすこ
とができる。

【０００９】図２２は従来の交流出力変換器の並列運転
システムを示す構成図であり、図において、１号インバ
ータ装置１は同じ構成の２号インバータ装置２と出力母
線３を通じて並列運転しつつ負荷４へ電力を供給してい
る。１号インバータ装置１はインバータ本体１００、フ
ィルタ用リアクトル１０１、同コンデンサ１０２を主要
構成要素とし、直流電源５の電力を交流に変換し、出力
開閉器１０３ａを通じて出力母線３へ接続されている。

【００１０】電圧制御回路４０３は、電圧設定回路４０
７と電圧検出回路３００の信号に基づき、ＰＷＭ回路４
００を介して、インバータ本体１００のパルス幅変調を
行い、内部発生電圧を制御する。

【００１１】１号インバータ装置の出力電流Ｉ₁ から電
流検出器２００ａにより検出信号Ｉ_1Aを得、同じく２号
インバータ装置２から得られた検出信号Ｉ２ａとの差、
即ち横流に相当する信号ΔＩ₁ を横流検出回路１５１に
より得る。次に、移相器１０５より共通出力電圧Ｅ_A か
ら内部インピーダンス角φだけ遅れた電圧Ｅ_AXと、９０
°−φだけ進んだ電圧Ｅ_AYとを形成する。演算回路１５
２は横流ΔＩ₁ のＥ_AXに対して平行な成分ΔＩ_1Xに比例
する信号ΔＱを、演算回路１５３は横流ΔＩ₁のＥ_AYに
対して平行な成分ΔＩ_1Yに比例する信号ΔＰを出力す
る。

【００１２】このΔＩ_1Xに比例する信号ΔＱは付加的な
目標値として電圧制御回路４０３に与えられ、インバー
タ本体１００の内部発生電圧を数％程度調節することに
より、両インバータの出力電圧絶対値を一致させ、ΔＱ
を零するように動作する。

【００１３】一方、前述のΔＩ_1Yに比例する信号ΔＰは
ＰＬＬ回路を構成するアンプ１５４を通し、基準発振器
１５５の周波数の微調整を行うことにより、インバータ
本体１００の内部発生電圧の位相を制御し、両インバー
タの出力電圧位相を一致させ、ΔＰを零するように動作
する。

【００１４】このようにして、ΔＱと、ΔＰをともに零
とするように、電圧の絶対値と位相を制御するので、２
台のインバータ間の横流がなくなり、安定な負荷の分担
が行われる。

【００１５】ここで説明した従来の交流出力変換器の並
列運転制御手段は交流出力変換器が単相インバータの場
合についてであるが、３相交流出力変換器でもＰＷＭ回
路の構成を３相用に変更するだけで、電圧の絶対値と位
相を制御する手段は同一である。

【００１６】

【発明が解決しようとする課題】従来の３相交流出力変
換器の並列運転システムは以上のように構成されている
ので、次の二つの問題点があった。第一の問題点は、イ
ンバータの内部発生電圧の位相及び電圧の絶対値のみを
制御することによって分担電流をバランスさせるため
に、制御の応答速度を向上することが難しく、特に瞬時
の横流は制御できないことである。第二の問題点は、横
流を直交する二つの成分（Ｅ_AXに対して平行な成分とＥ
_AYに対して平行な成分）に分離検出する際にフィルタが
必要なため横流制御を高速にできないことである。この
ため、インバータの出力を歪みの少ない高品質の正弦波
に保つ瞬時波形制御などの高速電圧制御系には適用限界
がある。

【００１７】本発明は、上記のような問題点を解決する
ためになされたもので、分担電流を高速にバランスさせ
る３相交流出力変換器の並列運転制御装置を提供するも
のである。

【００１８】

【課題を解決するための手段】第１発明に係る３相交流
出力変換器の並列運転制御装置は、複数台の３相交流出
力変換器の出力を共通の母線に接続し、負荷電流を分担
しつつ並列運転する並列変換器システムにおいて、上記
各々の変換器は、変換器を構成する各相のアームが１サ
イクルの間に複数回のスイッチングを行い出力電圧の瞬
時値を同期回転座標の２つの成分により制御する瞬時電
圧制御形変換器とするとともに、上記各々の変換器相互
間に流れる電流の横流分を検出し、この検出信号によ
り、上記変換器相互間に流れる電流の横流分が抑制され
るように上記瞬時電圧制御手段の出力を変化させて、上
記変換器の出力電圧を制御し、主として上記各々の変換
器相互間に流れる電流の横流分の位相差に起因する成分
を、上記同期回転座標の基準正弦波発生手段に作用させ
るようにしたことを特徴とする。

【００１９】また、第２発明に係る３相交流出力変換器
の並列運転制御装置は、複数台の３相交流出力変換器の
出力を共通の母線に接続し、負荷電流を分担しつつ並列
運転する並列変換器システムにおいて、上記各々の変換
器は、変換器を構成する各相のアームが１サイクルの間
に複数回のスイッチングを行い出力電圧の瞬時値を同期
回転座標の２つの成分により制御する瞬時電圧制御形変
換器とするとともに、上記各々の変換器相互間に流れる
電流の横流分を検出し、この検出信号により、上記変換
器相互間に流れる電流の横流分が抑制されるように瞬時
電圧制御手段の出力を変化させて、上記変換器の出力電
圧を制御し、負荷電流の母線電圧に対して３相交流出力
変換器の出力インピーダンス角だけ遅れたベクトルに垂
直な成分を、上記同期回転座標の基準正弦波発生手段に
作用させるようにしたことを特徴とするものである。

【００２０】また、第３発明に係る３相交流出力変換器
の並列運転制御装置は、複数台の３相交流出力変換器の
出力を共通の母線に接続し、負荷電流を分担しつつ並列
運転する並列変換器システムにおいて、上記各々の変換
器は、変換器を構成する各相のアームが１サイクルの間
に複数回のスイッチングを行い出力電圧の瞬時値を同期
回転座標の２つの成分により制御する瞬時電圧制御形変
換器とするとともに、上記各々の変換器相互間に流れる
電流の横流分を検出し、この検出信号により、上記変換
器相互間に流れる電流の横流分が抑制されるように瞬時
電圧制御手段の出力を変化させて、上記変換器の出力電
圧を制御し、主として上記各々の変換器相互間に流れる
電流の横流分の位相差に起因する成分を、上記同期回転
座標を他の交流電源と同期させる位相制御ループに作用
させるようにしたことを特徴とするものである。

【００２１】また、第４発明に係る３相交流出力変換器
の並列運転制御装置は、複数台の３相交流出力変換器の
出力を共通の母線に接続し、負荷電流を分担しつつ並列
運転する並列変換器システムにおいて、上記各々の変換
器は、変換器を構成する各相のアームが１サイクルの間
に複数回のスイッチングを行い出力電圧の瞬時値を同期
回転座標の２つの成分により制御する瞬時電圧制御形変
換器とするとともに、上記各々の変換器相互間に流れる
電流の横流分を検出し、この検出信号により、上記変換
器相互間に流れる電流の横流分が抑制されるように瞬時
電圧制御手段の出力を変化させて、上記変換器の出力電
圧を制御し、負荷電流の母線電圧に対して３相交流出力
変換器の出力インピーダンス角だけ遅れたベクトルに垂
直な成分を、上記同期回転座標を他の交流電源と同期さ
せる位相制御ループに作用させるようにしたことを特徴
とするものである。

【００２２】また、第５発明に係る３相交流出力変換器
の並列運転制御装置は、３相交流出力変換器の出力を他
の３相交流電源と共通の母線に接続し、負荷電流を分担
しつつ並列運転する並列変換器システムにおいて、上記
変換器は、変換器を構成する各相のアームが１サイクル
の間に複数回のスイッチングを行い出力電圧の瞬時値を
同期回転座標の２つの成分により制御する瞬時電圧制御
形変換器とするとともに、上記変換器と上記交流電源間
に流れる電流の横流分を検出し、この検出信号により、
上記変換器と上記交流電源間に流れる電流の横流分が抑
制されるように瞬時電圧制御手段の出力を変化させて、
上記変換器の出力電圧を制御し、主として上記変換器と
上記交流電源間に流れる電流の横流分の位相差に起因す
る成分を、上記同期回転座標の基準正弦波発生手段に作
用させるようにしたことを特徴とするものである。

【００２３】さらに、第６発明に係る３相交流出力変換
器の並列運転制御装置は、複数台の３相交流出力変換器
の出力を共通の母線に接続し、負荷電流を分担しつつ並
列運転する並列変換器システムにおいて、上記各々の変
換器は、変換器を構成する各相のアームが１サイクルの
間に複数回のスイッチングを行い出力電圧の瞬時値を同
期回転座標の２つの成分により制御する瞬時電圧制御形
変換器とするとともに、上記各々の変換器相互間に流れ
る電流の横流分を検出し、この検出信号により、上記変
換器相互間に流れる電流の横流分が抑制されるように瞬
時電圧制御手段の出力を変化させて、上記変換器の出力
電圧を制御し、負荷電流の母線電圧に対して３相交流出
力変換器の出力インピーダンス角だけ遅れたベクトルに
垂直な成分を、上記同期回転座標の基準正弦波発生手段
に作用させるようにしたことを特徴とするものである。

【００２４】

【作用】第１発明による３相交流出力変換器の並列運転
制御装置では、平均値制御ではなく、同期回転座標上の
瞬時電圧制御手段に、変換器相互間に流れる電流の横流
分に応じた信号を与え、同期回転座標と３相信号間に座
標変換に用いる基準正弦波信号の位相を、横流の変換器
出力電圧の位相差に起因する成分に応じて調整すること
により、横流が少なくなるように瞬時に電圧制御手段が
動作する。

【００２５】第２発明による３相交流出力変換器の並列
運転制御装置では、同期回転座標の基準正弦波発生手段
に、負荷電流の母線電圧に対して３相交流出力変換器の
出力インピーダンス角だけ遅れたベクトルに垂直な成分
を作用させて、変換器相互間に流れる電流の横流分を抑
制する。

【００２６】第３発明による３相交流出力変換器の並列
運転制御装置では、各々の変換器相互間に流れる電流の
横流分を検出し、この検出信号により、上記変換器相互
間に流れる電流の横流分が抑制されるように瞬時電圧制
御手段の出力を変化させて、上記変換器の出力電圧を制
御し、主として上記各々の変換器相互間に流れる電流の
横流分の位相差に起因する成分を、同期回転座標を他の
交流電源と同期させる位相制御ループに作用させる。

【００２７】第４発明による３相交流出力変換器の並列
運転制御装置では、同期回転座標を他の交流電源と同期
させる位相制御ループに、負荷電流の母線電圧に対して
３相交流出力変換器の出力インピーダンス角だけ遅れた
ベクトルに垂直な成分を作用させて、変換器相互間に流
れる電流の横流分を抑制する。

【００２８】第５発明による３相交流出力変換器の並列
運転制御装置では、変換器と他の交流電源間に流れる電
流の横流分を検出し、この検出信号により、上記変換器
と上記交流電源間に流れる電流の横流分が抑制されるよ
うに瞬時電圧制御手段の出力を変化させて、上記変換器
の出力電圧を制御し、主として上記変換器と上記交流電
源間に流れる電流の横流分の位相差に起因する成分を、
同期回転座標の基準正弦波発生手段に作用させる。

【００２９】第６発明による３相交流出力変換器の並列
運転制御装置では、同期回転座標の基準正弦波発生手段
に、負荷電流の母線電圧に対して３相交流出力変換器の
出力インピーダンス角だけ遅れたベクトルに垂直な成分
を作用させて、変換器と他の交流電源間に流れる電流の
横流分を抑制する。

【００３０】

【実施例】実施例１．図１に第１と第２発明に係る一実
施例を示す。前述の図２２と対応する機能については同
じ番号を付けているが、図２２は出力電圧の平均値を制
御する形式のインバータ装置であるのに対し、図１は出
力電圧の瞬時値を制御する形式のインバータ装置である
ので、同一番号でも必ずしも同じ機能の回路ではない。
また、図１は３相交流変換器の並列運転システムを単結
線図で表しており、文字の上の￣は３相出力信号を示す
マトリクスで、バーと称す。また、＾はｄ−ｑ軸による
同期回転座標上の信号を示すマトリクスを表し、カップ
と称す。例えば、電圧Ｖは次式のように表される。

【数２】

【００３１】図において、１号インバータ装置１は、図
示簡略した同じ構成の２号インバータ装置２と出力母線
３を通じて並列運転しつつ負荷４へ電力を供給してい
る。５は１号インバータ装置１に接続されている直流電
源、６は２号インバータ装置２に接続されている直流電
源である。１００番以降の番号は、インバータ装置の構
成要素であり、添え字なき番号と添え字がａ，ｄ〜ｚの
番号は１号インバータ装置１の構成要素、添え字がｂの
番号は２号インバータ装置２の構成要素である。

【００３２】１００はインバータ本体であり、例えば高
周波スイッチングの可能なトランジスタやＭＯＳＦＥＴ
などの自己消弧形素子により構成され、図２のような３
相ブリッジインバータのそれぞれのアームが出力周波数
（例えば６０Ｈｚ）の１０倍から数１００倍程度の高周
波でスイッチングするので、直流電圧を正弦波の基本波
を含んだ矩形波状の高周波交流電圧に変換する。１０
１，１０２は低域通過フィルタを構成するリアクトルと
コンデンサであり、インバータ本体１００の発生した矩
形波状の高周波交流電圧から高調波を除去し、正弦波の
出力電圧を得て、出力開閉器１０３ａを通じて出力母線
３へ接続されている。

【００３３】２００ａは１号インバータ装置の出力電流
バーＩ₁ を、２０１はインバータ本体１００の出力電流
バーＩ_A1を検出する電流センサである。３００はコンデ
ンサ１０２の電圧バーＶ₁ （並列運転時は出力母線電圧
となる）を検出する電圧センサである。

【００３４】４００はインバータ本体１００のスイッチ
ングのタイミングを決めるＰＷＭ回路であり、例えばイ
ンバータ本体１００が出力すべき基本波分の電圧指令信
号と三角波キャリアの交差でインバータ本体１００をス
イッチングさせる三角波比較形ＰＷＭ回路である。４０
１はインバータ本体１００の出力電流バーＩ_A1を制御す
る電流制御回路、４０２はインバータ本体の１００の出
力電流指令値を制限するリミッタ回路、４０３はコンデ
ンサ１０２の電圧バーＶ₁ を制御する電圧制御回路、４
０４は所望の出力電圧を発生するためにコンデンサ１０
２に流すべき電流値を出力するコンデンサ電流基準発生
回路、４０５は１号インバータ装置１と２号インバータ
装置２の間に仮想的にインピーダンスを挿入し、横流を
制限するように動作させるための横流制限用仮想インピ
ーダンス回路、４０６は１号インバータ装置１が出力し
ている横流と分担すべき負荷電流値を検出する電流検出
回路、４０７は１号インバータ装置の出力電圧指令値を
発生する回路、４０８は同期回転座標をつくる座標変換
基準発生器である。

【００３５】また、５００，５０１，５０２，５０３，
５０４は加減算器、６００，６０１，６０２，６０３は
３相（Ｕ，Ｖ，Ｗ）の信号をｄ−ｑ軸による同期回転座
標上の信号に変換する３相／２相変換回路、６０４はｄ
−ｑ軸による同期回転座標上の信号を３相（Ｕ，Ｖ，
Ｗ）の信号に変換する２相／３相変換回路である。

【００３６】２号インバータ装置２は、１号インバータ
装置１と同一の構成で、出力が出力母線３を通じて１号
インバータ装置１と並列接続されており、１０３ｂは２
号インバータ装置２の出力開閉器、２００ｂは２号イン
バータ装置２の出力電流バーＩ₂ を検出する電流センサ
である。

【００３７】また、図３は電流検出回路４０６の詳細を
示すブロック図である。４０６ｓ，４０６ｔは加減算
器、４０６ｕはインバータ装置の並列台数をｎとする
と、１／ｎのゲインを持つ増幅回路である。加算器４０
６ｓにて１号インバータ装置１の出力電流バーＩ₁ と２
号インバータ装置２の出力電流バーＩ₂ を加算して負荷
電流バーＩ_L を求め、この信号を増幅回路４０６ｕに入
力して、負荷電流バーＩ_Lを並列台数ｎ（この場合はｎ
＝２）で割った値バーＩ_L ／ｎを演算し、これを１号イ
ンバータ装置１が分担すべき負荷電流バーＩ_L1 ^* として
出力する。また、減算器４０６ｔにより、１号インバー
タ装置１の出力電流バーＩ₁ と分担すべき電流バーＩ_L1
^* の差、即ち、横流ΔバーＩ₁ を演算出力する。

【００３８】次に動作について説明するが、本実施例で
は、３相のインバータや変換器の場合に、より優れた特
性を得ることのできる、ｄ−ｑ軸による同期回転座標系
を用いた制御システムを適用している。そこで、まず３
相の信号とｄ−ｑ軸による同期回転座標上の信号との関
係と座標変換について説明する。

【００３９】座標変換基準発生器４０８は座標変換の基
準となる次の６つの３相正弦波信号を発生する。

【００４０】

【数３】

【００４１】電流センサ３０１、電流検出回路４０６、
電圧センサ３００の３相の出力信号を代表してバーＸと
表すと、これらに次の変換マトリクスバーＣを掛ける
と、ｄ−ｑ軸上の直流信号カップＸに変換される。

【数４】

【００４２】ｄ−ｑ軸上で行った制御演算結果は、２相
／３相変換回路６０４によって、次の逆変換マトリクス
を乗算されることにより、再び３相系に戻され、ＰＷＭ
回路に与えられる。

【数５】

【００４３】このような変換を行うと、出力電圧指令バ
ーＶ^* が次式であるとき、

【数６】 そのｄ−ｑ軸上での値は次式となる。

【数７】

【００４４】また、コンデンサ１０２の容量をＣ_P とす
ると、それに流すべき電流指令カップＩ_C ^*は次式とな
る。

【数８】

【００４５】このように、ｄ−ｑ軸上では３相出力電圧
基準及びコンデンサ電流基準は直流の一定値となり、
Ｕ，Ｖ，Ｗの３相座標上での制御が追値制御であるため
定常時でも誤差が出やすいのに対して、このｄ−ｑ軸上
での制御は定値制御となり、本質的に誤差の少ない制御
が可能となる。

【００４６】次に、インバータの瞬時電圧制御について
説明する。このインバータ装置には電流マイナーループ
が設けられており、電流制御回路４０１は、電流センサ
２０１によりフィードバックされたインバータ本体１０
０の出力電流バーＩ_A1を３相／２相変換回路６００にて
ｄ−ｑ軸に座標変換した信号カップＩ_A1と、リミッタ回
路４０２からの電流指令カップＩ_A1とが一致するように
リアクトル１０１に印加すべき電圧を出力する。出力母
線３にはコンデンサ１０２及び２号インバータ装置２に
よる電圧があるので、リアクトル１０１に所望の電圧を
印加するには、インバータ本体１００が出力母線３の電
圧とリアクトル１０１に印加すべき電圧の和を発生する
必要がある。

【００４７】従って、電圧センサ３００で検出したコン
デンサ１０２の電圧バーＶ₁ を３相／２相変換回路６０
１にてｄ−ｑ軸に座標変換した信号カップＶ₁ と電流制
御回路４０１の出力とを加算器５００にて加算し、この
信号を２相／３相変換回路６０４にて３相に座標変換
し、電圧指令として三角波比較形ＰＷＭ回路４００に与
える。

【００４８】コンデンサ電流基準発生回路４０４は、コ
ンデンサに流れるべき電流として、コンデンサ１０２の
電圧指令カップＶ₁ ^*より９０°進んだ電流基準カップＩ
_C ^*をコンデンサの容量１０２に応じて発生する。コンデ
ンサ１０２の電圧指令カップＶ₁ ^*は減算器５０４の出力
から得られることは後述する。電圧制御回路４０３は、
コンデンサ１０２の電圧指令カップＶ₁ ^*とコンデンサ１
０２の電圧カップＶ₁の偏差を減算器５０３にて演算し
た信号を入力とし、この偏差を少なくするためにインバ
ータ本体１００が出力すべき補正電流信号を出力する。

【００４９】インバータ本体１００の出力電流指令値カ
ップＩ_A1 ^* は、コンデンサ電流基準発生回路４０４、電
圧制御回路４０３の出力と、電流検出回路４０６が出力
する１号インバータ装置１の負荷電流分担指令値バーＩ
_L1 ^* を３相／２相変換回路６０２にてｄ−ｑ軸に座標変
換した信号カップＩ_L1 ^* とを加算器５０２にて演算し、
その結果をリミッタ回路４０２にて制限した信号であ
る。従って、無負荷状態においては、インバータ本体１
００がコンデンサ１０２に流れるべき電流を供給するこ
とによって無負荷電圧を確立する。この場合、電圧制御
回路４０３は電流制御の誤差やコンデンサ１０２の容量
の設計値と実際値の誤差により生じるコンデンサ電流基
準発生回路４０４の出力の過不足分を補正する。

【００５０】次に、負荷４が投入されると、負荷電流バ
ーＩ_L の1/2 を分担するように電流検出回路４０６から
電流マイナーループへ指令が与えられ、それぞれのイン
バータが負荷電流を1/2 づつ分担することになる。ここ
で、リミッタ回路４０２は負荷起動時における突入電流
等の過電流をインバータ本体１００が供給しないよう
に、電流制御回路４０１への指令値をインバータ本体１
００の電流許容値以下に制限するものである。

【００５１】このように構成することによって、インバ
ータはそれ自身の電流マイナーループで過電流に保護さ
れ、また、負荷電流の歪みや急変に対して速やかに追従
することにより、出力電圧を常に正弦波に保つことがで
きる。この方式の特徴はこのような制御がインバータの
高周波ＰＷＭのスイッチングのたびに行われるため、応
答が非常に速いことである。例えば、１０ｋＨｚのスイ
ッチング周波数を用いると１００μｓｅｃ毎に制御が行
われるので、負荷の急変などの外乱に対する過渡現象は
およそ１００μｓｅｃの１０倍程度で完了し、優れた制
御性能を得ることができる。

【００５２】１号インバータ装置１と２号インバータ装
置２の電圧制御系の応答と精度が全く同一の場合は、以
上の制御系構成で横流をなくすことができるが、実際に
は構成部品の精度、制御ゲイン、主回路定数などのばら
つきにより、出力電圧にはわずかな差が生じる。また、
瞬時電圧制御を行っているので、インバータの内部のイ
ンピーダンスには、そのほとんどが配線のインピーダン
スであり、わずかな出力電圧の差により、大きな横流が
流れやすくなっている。従って、このままでは横流の少
ない安定した並列運転が困難である。例えば１号インバ
ータ装置１と２号インバータ装置２の電圧センサが、そ
れぞれ−０．５％，＋０．５％の誤差を持っていたとす
ると、単独運転時の出力電圧差が１％となり、仮にイン
ピーダンス間の配線インピーダンスが１％以下だとする
と、横流が１００％以上流れることになる。

【００５３】本実施例は、次のようにしてインバータ間
に流れる横流に対してのみインピーダンスがあたかも存
在するように制御回路を構成することにより、横流を抑
制する。横流制限用仮想インピーダンス回路４０５は、
ΔカップＩ₁ ×カップＺ_im（カップＺ_imは仮想的なイン
ピーダンスの伝達関数）を演算し、この信号を減算器５
０４により出力電圧基準発生回路４０７の出力カップＶ
^* から減じ、これをコンデンサ１０２の電圧指令カップ
Ｖ₁ ^* とする。コンデンサ１０２の電圧は前述の電圧制
御系により、電圧指令カップＶ₁ ^*に瞬時に追従する。

【００５４】図４は図１を簡略化し、スカラー量で表し
たブロック図であり、この図を用いて、横流制限用仮想
インピーダンス回路４０５により、インバータが横流に
関してのみカップＺ_imの出力インピーダンスを持ち、横
流以外の電流成分には低インピーダンスの電圧源として
動作することを説明する。図において、７００ａ，７０
０ｂはそれぞれ１号インバータ装置１、２号インバータ
装置２の電圧指令値Ｖ₁ ^*及びＶ₂ ^*から出力電圧までの伝
達関数を示し、その他の番号は前述の図１で既に説明済
であり、同一機能については同一番号をつけている。既
に使用している記号もあるが、次の記号を改めて定義す
る。

【００５５】Ｖ_B ：出力母線電圧 Ｖ^* ：出力電圧指令値 Ｖ₁ ：１号インバータコンデンサ電圧指令値 Ｖ₂ ：２号インバータコンデンサ電圧指令値 Ｉ_L ：負荷電流 Ｉ₁ ：１号インバータ出力電流 Ｉ₂ ：２号インバータ出力電流 ΔＩ₁ ：１号インバータ横流（＝Ｉ₁ −1/2 Ｉ_L ） ΔＩ₂ ：２号インバータ横流（＝Ｉ₂ −1/2 Ｉ_L ） Ｇ₁ ：１号インバータ電圧制御系伝達関数 Ｇ₂ ：２号インバータ電圧制御系伝達関数 Ｚ_im：横流制限用仮想インピーダンス値 ＾印：ｄ−ｑ軸による同期回転座標上のマトリクス ￣印：３相座標上のマトリクス

【００５６】これらの記号を用いて、次に、横流制限用
仮想インピーダンスの効果を示す関係式を導く。単純化
のため、スカラー量にて考察する。キルヒホッフの法則
より、次式が成立する。 Ｉ_L ＝Ｉ₁ ＋Ｉ₂ …（２３） （２３）式より、ΔＩ₁ ，ΔＩ₂ は次式となる。
（（５），（６）式と同じ） ΔＩ₁ ＝Ｉ₁ −1/2 Ｉ_L ＝1/2 （Ｉ₁ −Ｉ₂ ） …（２４） ΔＩ₂ ＝Ｉ₂ −1/2 Ｉ_L ＝1/2 （Ｉ₂ −Ｉ₁ ） …（２５） ΔＩ₂ ＝−ΔＩ₁ …（２６） 図４及び（２６）式より、Ｖ₁ ^*，Ｖ₂ ^*は次式となる。 Ｖ₁ ^*＝Ｖ^* −Ｚ_im×ΔＩ₁ …（２７） Ｖ₂ ^*＝Ｖ^* −Ｚ_im×ΔＩ₂ ＝Ｖ^* ＋Ｚ_im×ΔＩ₁ …（２８）

【００５７】Ｇ₁ ，Ｇ₂ の定義より、次式が成立する。 Ｖ_B ＝Ｖ₁ ^*×Ｇ₁ …（２９） Ｖ_B ＝Ｖ₂ ^*×Ｇ₂ …（３０） （２７）〜（３０）式より、次式が成立する。 Ｖ_B ＝Ｖ^* ×Ｇ₁ −Ｚ_im×ΔＩ₁ ×Ｇ₁ …（３１） Ｖ_B ＝Ｖ^* ×Ｇ₂ −Ｚ_im×ΔＩ₁ ×Ｇ₂ …（３２） （３１），（３２）式より、ΔＩ₁ を求めると次式とな
る。 ΔＩ₁ ＝（Ｖ^* ／Ｚ）×〔（Ｇ₁ −Ｇ₂ ）／（Ｇ₁ ＋Ｇ₂ ）〕 …（３３） （３１）＋（３２）式を求め、２で除すと、次式とな
る。 Ｖ_B ＝Ｖ^* ×〔（Ｇ₁ ＋Ｇ₂ ）／２〕−Ｚ_im×ΔＩ₁ ×〔（Ｇ₁ −Ｇ₂ ）／２ 〕 …（３４）

【００５８】（３３）式より、横流は仮想インピーダン
ス値Ｚ_imにより抑制できる。Ｇ₁ ，Ｇ₂ は、電圧制御系
を前述のような瞬時電圧制御形などで構成することによ
り、出力周波数においてゲインをほぼ１とすることがで
きるので、（３３）式は次式となる。 ΔＩ₁ ≒〔Ｖ^* ×（Ｇ₁ −Ｇ₂ ）〕／（２×Ｚ_im） …（３５） 単独運転の場合の個々のインバータ装置の出力電圧差を
ΔＶとすると、（３３）式は次式となる。 ΔＩ₁ ≒ΔＶ／（２×Ｚ_im） …（３６） 例えば、ΔＶが１％の場合は、Ｚ_im＝５０％に選ぶと、
横流はΔＶ／（２×Ｚ）＝１／１００＝１％となる。

【００５９】次に、（３４）式において、右辺第２項は
（３５）式を代入すると次式となる。 Ｚ_im×ΔＩ₁ ×〔（Ｇ₁ −Ｇ₂ ）／２〕 ≒〔Ｖ^* ×（Ｇ₁ −Ｇ₂ ）〕² ／（４×Ｖ^* ）＝（ΔＶ）² ／（４×Ｖ^* ） …（３７） ΔＶは１％程度と小さいので、（ΔＶ）² ≒０と考える
ことができる。従って、（３４）式は右辺第１項のみと
なり、次式となる。 Ｖ_B ≒Ｖ^* （Ｇ₁ ＋Ｇ₂ ）／２ …（３８） （３８）式より、並列運転時の母線電圧Ｖ_B は、単独運
転時の個々のインバータ装置の出力電圧平均値になり、
仮想インピーダンス値Ｚ_imの影響がないことが分かる。

【００６０】Ｚ_imは出力周波数において横流を制限する
ための適当なインピーダンス値を持っていれば、どのよ
うな伝達関数でもよい。例えば、この回路が比例回路で
あればＺ_imは抵抗として、微分回路であればＺ_imはリア
クトルとして、積分回路であればＺ_imはコンデンサとし
て、比例、積分、微分の組み合わせ回路であればＺ_imは
抵抗、コンデンサ、リアクトルの組み合わせた回路とし
て動作する。また、Ｚ_imは正負非対象のリミッタなどの
非線形要素を含む回路でも、出力周波数において横流を
制限するための適当なインピーダンス値さえ持っていれ
ば、安定に横流を制限することができる。

【００６１】以上の横流制限用仮想インピーダンスの効
果の説明では単純化のため、電流、電圧がベクトル量で
あることを無視した説明となっているが、ベクトル量で
あっても同じ関係が成立する。また、カップＺ_imはｄ軸
成分、ｑ軸成分ともに横流を制限するための適当なイン
ピーダンス値さえ持っていれば、同一の伝達関数である
必要はない。

【００６２】図５に、横流とインバータ装置が分担すべ
き電流とを検出する電流検出回路４０６の具体例を示
す。この回路は既に公知の手段ではあるが、簡単に動作
を説明する。例えば３００Ａの負荷電流Ｉ_L をＩＮＶ−
１，ＩＮＶ−２及びＩＮＶ−３の３台のインバータ装置
がそれぞれＩ₁ ＝９０Ａ，Ｉ₂ ＝１００Ａ，Ｉ₃ ＝１１
０Ａを出力している場合を考える。各インバータの出力
電流を同一の電流センサＣＴ−１，ＣＴ−２，ＣＴ−３
により計測し、各電流センサには同一の抵抗値を持つ負
荷抵抗Ｒ１１，Ｒ２１，Ｒ３１を接続して、それぞれ９
Ｖ，１０Ｖ，１１Ｖの電圧を得る。この電圧はインバー
タ装置の出力電流に対応した電圧である。Ｒ１１等に対
し充分大きな同一の抵抗値を持つ抵抗Ｒ１２，Ｒ２２，
Ｒ３２を図のように接続すると、これらの抵抗にはそれ
ぞれ¹/₃ （９＋１０＋１１）＝１０Ｖの電圧が得られ
る。この電圧が負荷電流Ｉ_L の¹/₃ 、即ち各々のインバ
ータが分担すべき電流値に対応した電圧である。

【００６３】従って、インバータ装置ＩＮＶ−１につい
ては、Ｘ１点とＸ２点の間には分担すべき電流、Ｘ１点
とＸ３点の間には横流に相当した電圧が得られるので、
これらの信号を絶縁して制御回路へ取り込めばよい。ま
た、インバータ装置ＩＮＶ−１を停止しようとするとき
は、まずスイッチＳ１２をオンし、抵抗Ｒ２２とＲ３２
の電圧を１５Ｖにし、負荷を全て他の２台のインバータ
に移す。次にスイッチＳ１１をオンすると同時にそのイ
ンバータ装置を停止すればよい。

【００６４】以上の電流検出回路４０６の具体例説明で
は単純化のため、電流、電圧がベクトル量であることを
無視した説明となっているが、ベクトル量であっても同
じ関係が成立する。

【００６５】ここまでに説明した瞬時電圧制御系と横流
制限制御はｄ−ｑ軸上で構成されている。座標変換基準
発生器４０８は、ｄ−ｑ軸上での制御には欠かせない重
要な座標変換基準用の６つの３相正弦波信号を発生する
（（１３），（１４）式）。図６は座標変換基準発生器
４０８の構成を示すブロック図である。図に基づきその
構成と動作を次に説明する。

【００６６】図６において、４０８ｄは母線電圧カップ
Ｖ_B を検出する電圧検出器である。４０８ｈは位相比較
器、４０８ｊは増幅器、４０８ｍは電圧周波数変換回
路、４０８ｎはカウンタであり、これらは位相同期制御
ループを構成している。４０８ｋは出力開閉器１０３ａ
がオフの時Ａ側に、オンの時Ｂ側に動作するスイッチで
ある。４０８ｐはカウンタ４０８ｎのカウント値に応じ
て座標変換の基準となる６つの３相正弦波信号を発生す
る正弦波発生器である。４０８ｅは母線電圧よりも仮想
インピーダンスの角度∠カップＺ_imだけ遅れた仮想ベク
トルをつくる位相器である。４０８ｆは横流ΔカップＩ
₁のこの仮想ベクトルに垂直な成分を検出する成分検出
器である。４０８ｇは増幅器である。

【００６７】電圧周波数変換回路４０８ｍは加算器４０
８ｍ１、電圧周波数変換器４０８ｍ２、周波数基準発生
器４０８ｍ３から構成されており、入力Ｖｆ_B により、
周波数ｆが数％程度調整される。

【００６８】従って、出力開閉器１０３ａがオフの時
は、母線電圧とカウンタ４０８ｎのカウント値が位相同
期制御ループ（４０８ｈ，４０８ｊ，４０８ｍ，４０８
ｎ）により同期化され、正弦波発生器４０８ｐは母線電
圧に同期した６つの３相正弦波信号を発生する。

【００６９】また、出力開閉器１０３ａがオンの時は、
スイッチ４０８ｋがＢ側となり、成分検出器４０８ｆの
出力する「出力電流の、母線電圧よりも仮想インピーダ
ンスの角度だけ遅れた仮想ベクトルに、垂直な成分（出
力電流の周波数成分）」、即ち「横流の位相差に起因す
る成分」（従来例にて説明済み）が、増幅器４１０を介
して電圧周波数変換回路４０８ｍに入力され、周波数基
準４０８ｍ３と加算され、周波数の微調整を行うことに
より座標変換に用いる基準正弦波信号の位相を微調整す
る。この基準正弦波信号は出力電圧と同期しているの
で、基準正弦波信号の微調整をすることは、出力電圧の
位相を微調整していることと等価になる。

【００７０】出力電流は横流と分担すべき負荷電流から
なっているので、「出力電流の周波数成分」は、「分担
すべき負荷電流の周波数成分（1/2 Ｉ_LY）と「横流の位
相差に起因する成分（ΔＩ_1Y，ΔＩ_2Y）との和となり、
１号インバータ装置１の出力電圧位相は1/2 Ｉ_LY＋ΔＩ
_1Yに応じて、２号インバータ装置２の出力電圧位相は1/
2 Ｉ_LY＋ΔＩ_2Yに応じて進相ないしは遅相される。ここ
で、ΔＩ_1Y＝−ΔＩ_2Yであるので、１号インバータ装置
１の出力電圧位相は、２号インバータ装置２に対して、
相対的に２×ΔＩ_1Yの極性と大きさに応じて、進相ない
しは遅相される。従って、インバータ本体１００は、並
入前（出力開閉器１０３ａがオフ）には、母線電圧と同
位相の出力電圧を発生し、並入前（出力開閉器１０３ａ
がオン）には、横流の位相差に起因する成分を零にする
ように出力電圧の位相を微調整する。

【００７１】なお、電圧周波数変換回路４０８ｍは図７
に示すような構成にしてもよい。即ち、入力Ｖｆ_B の絶
対値と極性（正負）を４０８ｍ４，４０８ｍ５にて検出
し、その絶対値に応じた周波数ｆ_B を電圧周波数変換器
４０８ｍ２より得て、周波数加減算回路４０８ｍ７にて
発振器４０８ｍ６の周波数ｆ₀ と加減算を行う。この回
路構成は、高精度の発振器を用いることにより、出力電
圧の周波数精度を容易に高くすることができる点が特徴
である。

【００７２】実施例２．次に、図８は第３と第４発明に
係るもので、実施例１の出力母線に、更に他の電源７を
開閉器８を介して接続し、１号インバータ装置１と２号
インバータ装置２が電源７と同位相にて運転するように
構成し、１号インバータ装置１または２号インバータ装
置２が故障した場合、もしくは点検時に、出力開閉器１
０３ａ，１０３ｂをオフ、開閉器８をオンして、電源７
が無瞬断にて負荷４へ給電するシステムである。実施例
１のインバータ装置との違いは座標変換基準発生器４０
９の構成である。

【００７３】図９は、座標変換基準発生器４０９の構成
を示すブロック図である。実施例１で示した座標変換基
準発生器４０９に、電圧検出器４０９ｑ、位相比較器４
０９ｒ、停電検出回路４０９ｓ、スイッチ４０９ｔ、増
幅器４０９ｖが追加されており、その他は、４０８のア
ルファベットの添え字と同一の添え字は同一構成要素で
ある。

【００７４】ここで、上記電圧検出器４０９ｑにより、
電源７の電圧カップＶｓを検出し、停電検出回路４０９
ｓは電源７の正常時はスイッチ４０９ｔをオンに、停電
するとオフにする。従って、電源７の正常時は、位相比
較器４０９ｒ、増幅器４０９ｖ、電圧周波数変換回路４
０９ｍ、カウンタ４０９ｎからなる位相同期制御ループ
により、出力母線電圧の位相は電源７と同位相となる。
スイッチ４０９ｋからの信号は、位相比較器４０９ｒの
出力と加算器４０９ｕにて加算され、位相同期制御ルー
プに対して補助信号的に与えられ、実施例１と同様に、
並入前には、母線電圧と同位相の出力電圧を発生し、並
入後には、横流の位相差に起因する成分を零にするよう
に出力電圧の位相を微調整する。

【００７５】実施例３．さらに、図１０は、実施例２に
おいて、１号インバータ装置１と２号インバータ装置２
を電源７と同位相にて運転させるための同期合わせ回路
９を設けたものである。

【００７６】図１１は同期合わせ回路９の構成を示すブ
ロック図である。出力母線電圧カップＶ_B 、電源７の電
圧カップＶｓを電圧検出器９ｄ，９ｅにてそれぞれ検出
し、位相比較器９ｆにてその位相差を求め、増幅器９ｈ
にて増幅された信号Ｖ_fsは、スイッチ９ｊを介して１号
インバータ装置１と２号インバータ装置２に与えられ
る。停電検出回路９ｇは電源７が正常時はスイッチ９ｊ
をオンに、停電するとオフにする。

【００７７】実施例２のインバータ装置との違いは座標
変換基準発生器４１０の構成である。図１２はその座標
変換基準発生器４１０の構成を示すブロック図である。
加算器４１０ｍ１が３入力となっている以外は、実施例
１で示した座標変換基準発生器４０８のアルファベット
の添え字と同一の添え字は同一構成要素である。前述の
同期合わせ回路９の出力Ｖ_fsが、電圧周波数変換回路４
１０ｍに入力されているので実施例２と同様の動作を期
待できる。

【００７８】図１１と図１２で示した同期合わせ回路と
座標変換基準発生器はＶ_fsをアナログ信号で受け渡して
いるが、図７にて説明したように、Ｖ_fsの絶対値に応じ
た周波数と極性信号を用いて、同期合わせ回路を図１
３、座標変換基準発生器４０８の中の電圧周波数変換回
路４１０ｍを図１４に示した構成にしてもよい。

【００７９】実施例４．次に、図１５は第５と第６発明
に係るもので、実施例２における電流検出回路を、電流
検出器２００ｃにて検出した電源７の電流バーＩｓを用
いて、

【数９】 を求める電流検出回路４１１としたものである。このよ
うに構成することにより、１号インバータ装置１，２号
インバータ装置２は電源７との間に流れる横流を瞬時に
制限することができるので、開閉器８を常時オンにし、
負荷４に対して並列運転することができる。

【００８０】実施例５．図１６は、実施例３における電
流検出回路を、電流検出器２００ｃにて検出した電源７
の電流バーＩｓを用いて、

【数１０】 を求める電流検出回路４１１としたものである。このよ
うに構成することにより、実施例４と同様に、１号イン
バータ装置１，２号インバータ装置２は電源７との間に
流れる横流を並列運転することができる。

【００８１】以上、図１、図８、図１５、図１６により
説明した各実施例では、電流マイナーループの指令値
に、インバータの出力フィルタの並列コンデンサ１０２
に流れるべき電流値を与えることによって、制御性を向
上させているが、図１、図８、図１５、図１６における
コンデンサ電流基準発生回路４０４は省略してもよい。
これは電圧制御回路４０３が１号インバータ装置１の出
力電圧を出力電圧基準カップＶ₁ ^*に一致するように動作
し、その結果コンデンサ電流基準の信号に替る信号を発
生するので、正弦波インバータの制御系として支障なく
動作するからである。この場合は、電圧制御回路４０３
の増幅率が充分大きい方が電圧制御に偏差が少なくな
る。

【００８２】また、以上の説明では、制御回路の構成が
電流マイナーループをもつ瞬時電圧制御系となっている
場合について説明したが、電流マイナーループを持たな
くとも高速に出力電圧を制御できる電圧制御系であれ
ば、横流制限用仮想インピーダンス回路により、安定に
交流出力変換器を並列運転することができる。

【００８３】以上の説明では、３相インバータの並列運
転に用いる場合について説明したが、他の変換器でも例
えば図１７に示すような、高周波のインバータとサイク
ロコンバータを組合せ、直流から高周波矩形波さらに低
周波正弦波に変換する高周波リンク形変換器などの瞬時
電圧制御の可能な変換器にも同じ原理を適用できる。

【００８４】図１７に示す変換器では、トランジスタＱ
１からＱ４のスイッチングによりトランスＴＲの２次に
図１８（ａ）に示すような矩形波を得る。次に同図
（ｂ）に示すようにインバータのスイッチングと同期し
た鋸歯状波を作り、それと図中に線Ｘ１−Ｘ２で示す出
力電圧指令信号との交点を同図（ｃ）のように求める。
この信号とインバータの電圧Ｒ２Ｓ２の極性に基づき、
同図（ｅ）のようにサイクロコンバータのスイッチを選
択することにより同図（ｄ）図のように信号Ｘ１−Ｘ２
に対応した電圧を図１７のＮＵ間に得ることができる。
同様にして、ＮＶ間、ＮＷ間も制御し、３相の出力を得
ることができる。

【００８５】図１、図８、図１０、図１５、図１６に示
した原理を実現するには、アナログ演算増幅器等を用い
たディスクリート回路でもよいし、マイクロプロセッサ
やディジタルシグナルプロセッサによるディジタル制御
でソフトウェア処理により実現することもできる。

【００８６】また、以上の説明では簡単のために同じ容
量の２台のインバータで説明したが、異なる容量のｎ台
の変換器の並列運転にも適用できる。この場合は図５の
ＣＴ−１、ＣＴ−２、ＣＴ−３等と抵抗Ｒ１１，Ｒ２
１，Ｒ３１等を容量に応じて変え、定格電流の際にＲ１
１，Ｒ２１，Ｒ３１等の端子に同じ電圧を得るようにす
れば、すべての変換器が容量に比例して負担を分担す
る。

【００８７】

【発明の効果】以上のように、第１発明によれば、各々
の変換器相互間に流れる電流の横流分の位相差に起因す
る成分を、同期座標の基準正弦波発生手段に作用させる
ようにして、変換器相互間に流れる横流分を抑制するこ
とにより、簡単な回路構成で、横流を速やかに抑制する
効果がある。

【００８８】また、第２発明によれば、負荷電流の母線
電圧に対して３相交流出力変換器の出力インピーダンス
角だけ遅れたベクトルに垂直な成分を、上記同期回転座
標の基準正弦波発生手段に作用させることにより、第１
発明と同様な効果がある。

【００８９】また、第３発明によれば、各々の変換器相
互間に流れる電流の横流分の位相差に起因する成分を、
同期回転座標を他の交流電源と同期させる位相制御ルー
プに作用させることにより、第１発明の効果に加え、イ
ンバータ装置等の３相交流出力変換器の故障または点検
時に電源無瞬断にて負荷へ供給することができる。

【００９０】また、第４発明によれば、同期回転座標を
他の交流電源と同期させる位相制御ループに、負荷電流
の母線電圧に対して３相交流出力変換器の出力インピー
ダンス角だけ遅れたベクトルに垂直な成分を作用させ
て、変換器相互間に流れる電流の横流分を抑制するの
で、第３発明と同様な効果がある。

【００９１】また、第５発明によれば、３相交流出力変
換器と他の交流電源間に流れる電流の横流分を検出し、
この検出信号により、上記変換器と上記交流電源間に流
れる電流の横流分が抑制されるように瞬時電圧制御手段
の出力を変化させて、上記変換器の出力電圧を制御し、
主として上記変換器と上記交流電源間に流れる電流の横
流分の位相差に起因する成分を、同期回転座標の基準正
弦波発生手段に作用させることにより、第１発明の効果
に加え、３相交流出力変換器と他の電源との間に流れる
横流を瞬時に制限できるので、負荷に対して並列運転す
ることができるという効果を奏する。

【００９２】さらに、第６発明によれば、各々の変換器
相互間に流れる電流の横流分を検出し、この検出信号に
より、上記変換器相互間に流れる電流の横流分が抑制さ
れるように瞬時電圧制御手段の出力を変化させて、上記
変換器の出力電圧を制御し、負荷電流の母線電圧に対し
て３相交流出力変換器の出力インピーダンス角だけ遅れ
たベクトルに垂直な成分を、上記同期回転座標の基準正
弦波発生手段に作用させることにより、第５発明と同様
な効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】第１と第２発明に係る実施例１を示すブロック
図である。

【図２】実施例１に用いる変換器の実施例を示す回路図
である。

【図３】図１の電流検出回路のブロック図である。

【図４】図１を簡略化したブロック図である。

【図５】図１の電流検出回路の実施例を示す回路図であ
る。

【図６】図１の座標変換基準発生器のブロック図であ
る。

【図７】図６の電圧周波数変換回路のブロック図であ
る。

【図８】第３と第４発明に係る実施例２を示すブロック
図である。

【図９】図８の座標変換基準発生器のブロック図であ
る。

【図１０】第３と第４発明に係る実施例３を示すブロッ
ク図である。

【図１１】図１０の同期合わせ回路を示すブロック図で
ある。

【図１２】図１０の座標変換基準発生器のブロック図で
ある。

【図１３】図１０の他の同期合わせ回路を示すブロック
図である。

【図１４】図１２の他の電圧周波数変換回路のブロック
図である。

【図１５】第５と第６発明に係る実施例４を示すブロッ
ク図である。

【図１６】第５と第６発明に係る実施例５を示すブロッ
ク図である。

【図１７】本発明に用いる他の変換器の実施例を示す回
路図である。

【図１８】本発明に用いる他の変換器の動作説明図であ
る。

【図１９】従来方式の交流出力変換器の並列運転時の等
価回路図である。

【図２０】従来方式の交流出力変換器の並列運転時のベ
クトル線図である。

【図２１】従来方式の交流出力変換器の並列運転時の他
のベクトル線図である。

【図２２】従来方式の構成を示すブロック図である。

【符号の説明】

１ １号インバータ装置 ２ ２号インバータ装置 ３ 出力母線 ４ 負荷 ４０３ 電圧制御回路 ４０５ 横流制限用仮想インピーダンス ４０６ 電流検出回路 ４０８ 座標変換基準発生器

【手続補正書】

【提出日】平成４年６月３日

【手続補正１】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】請求項６

【補正方法】変更

【補正内容】

【手続補正２】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】００２３

【補正方法】変更

【補正内容】

【００２３】さらに、第６発明に係る３相交流出力変換
器の並列運転制御装置は、３相交流出力変換器の出力を
他の３相交流電源と共通の母線に接続し、負荷電流を分
担しつつ並列運転する並列変換器システムにおいて、上
記各々の変換器は、変換器を構成する各相のアームが１
サイクルの間に複数回のスイッチングを行い出力電圧の
瞬時値を同期回転座標の２つの成分により制御する瞬時
電圧制御形変換器とするとともに、上記変換器と上記交
流電源間に流れる電流の横流分を検出し、この検出信号
により、上記変換器と上記交流電源間に流れる電流の横
流分が抑制されるように瞬時電圧制御手段の出力を変化
させて、上記変換器の出力電圧を制御し、負荷電流の母
線電圧に対して３相交流出力変換器の出力インピーダン
ス角だけ遅れたベクトルに垂直な成分を、上記同期回転
座標の基準正弦波発生手段に作用させるようにしたこと
を特徴とするものである。

Claims (6)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 複数台の３相交流出力変換器の出力を共
   通の母線に接続し、負荷電流を分担しつつ並列運転する
   並列変換器システムにおいて、上記各々の変換器は、変
   換器を構成する各相のアームが１サイクルの間に複数回
   のスイッチングを行い出力電圧の瞬時値を同期回転座標
   の２つの成分により制御する瞬時電圧制御形変換器とす
   るとともに、上記各々の変換器相互間に流れる電流の横
   流分を検出し、この検出信号により、上記変換器相互間
   に流れる電流の横流分が抑制されるように瞬時電圧制御
   手段の出力を変化させて、上記変換器の出力電圧を制御
   し、主として上記各々の変換器相互間に流れる電流の横
   流分の位相差に起因する成分を、上記同期回転座標の基
   準正弦波発生手段に作用させるようにしたことを特徴と
   する３相交流出力変換器の並列運転制御装置。
2. 【請求項２】 複数台の３相交流出力変換器の出力を共
   通の母線に接続し、負荷電流を分担しつつ並列運転する
   並列変換器システムにおいて、上記各々の変換器は、変
   換器を構成する各相のアームが１サイクルの間に複数回
   のスイッチングを行い出力電圧の瞬時値を同期回転座標
   の２つの成分により制御する瞬時電圧制御形変換器とす
   るとともに、上記各々の変換器相互間に流れる電流の横
   流分を検出し、この検出信号により、上記変換器相互間
   に流れる電流の横流分が抑制されるように瞬時電圧制御
   手段の出力を変化させて、上記変換器の出力電圧を制御
   し、負荷電流の母線電圧に対して３相交流出力変換器の
   出力インピーダンス角だけ遅れたベクトルに垂直な成分
   を、上記同期回転座標の基準正弦波発生手段に作用させ
   るようにしたことを特徴とする３相交流出力変換器の並
   列運転制御装置。
3. 【請求項３】 複数台の３相交流出力変換器の出力を共
   通の母線に接続し、負荷電流を分担しつつ並列運転する
   並列変換器システムにおいて、上記各々の変換器は、変
   換器を構成する各相のアームが１サイクルの間に複数回
   のスイッチングを行い出力電圧の瞬時値を同期回転座標
   の２つの成分により制御する瞬時電圧制御形変換器とす
   るとともに、上記各々の変換器相互間に流れる電流の横
   流分を検出し、この検出信号により、上記変換器相互間
   に流れる電流の横流分が抑制されるように瞬時電圧制御
   手段の出力を変化させて、上記変換器の出力電圧を制御
   し、主として上記各々の変換器相互間に流れる電流の横
   流分の位相差に起因する成分を、上記同期回転座標を他
   の交流電源と同期させる位相制御ループに作用させるよ
   うにしたことを特徴とする３相交流出力変換器の並列運
   転制御装置。
4. 【請求項４】 複数台の３相交流出力変換器の出力を共
   通の母線に接続し、負荷電流を分担しつつ並列運転する
   並列変換器システムにおいて、上記各々の変換器は、変
   換器を構成する各相のアームが１サイクルの間に複数回
   のスイッチングを行い出力電圧の瞬時値を同期回転座標
   の２つの成分により制御する瞬時電圧制御形変換器とす
   るとともに、上記各々の変換器相互間に流れる電流の横
   流分を検出し、この検出信号により、上記変換器相互間
   に流れる電流の横流分が抑制されるように瞬時電圧制御
   手段の出力を変化させて、上記変換器の出力電圧を制御
   し、負荷電流の母線電圧に対して３相交流出力変換器の
   出力インピーダンス角だけ遅れたベクトルに垂直な成分
   を、上記同期回転座標を他の交流電源と同期させる位相
   制御ループに作用させるようにしたことを特徴とする３
   相交流出力変換器の並列運転制御装置。
5. 【請求項５】 ３相交流出力変換器の出力を他の３相交
   流電源と共通の母線に接続し、負荷電流を分担しつつ並
   列運転する並列変換器システムにおいて、上記変換器
   は、変換器を構成する各相のアームが１サイクルの間に
   複数回のスイッチングを行い出力電圧の瞬時値を同期回
   転座標の２つの成分により制御する瞬時電圧制御形変換
   器とするとともに、上記変換器と上記交流電源間に流れ
   る電流の横流分を検出し、この検出信号により、上記変
   換器と上記交流電源間に流れる電流の横流分が抑制され
   るように瞬時電圧制御手段の出力を変化させて、上記変
   換器の出力電圧を制御し、主として上記変換器と上記交
   流電源間に流れる電流の横流分の位相差に起因する成分
   を、上記同期回転座標の基準正弦波発生手段に作用させ
   るようにしたことを特徴とする３相交流出力変換器の並
   列運転制御装置。
6. 【請求項６】 複数台の３相交流出力変換器の出力を共
   通の母線に接続し、負荷電流を分担しつつ並列運転する
   並列変換器システムにおいて、上記各々の変換器は、変
   換器を構成する各相のアームが１サイクルの間に複数回
   のスイッチングを行い出力電圧の瞬時値を同期回転座標
   の２つの成分により制御する瞬時電圧制御形変換器とす
   るとともに、上記各々の変換器相互間に流れる電流の横
   流分を検出し、この検出信号により、上記変換器相互間
   に流れる電流の横流分が抑制されるように瞬時電圧制御
   手段の出力を変化させて、上記変換器の出力電圧を制御
   し、負荷電流の母線電圧に対して３相交流出力変換器の
   出力インピーダンス角だけ遅れたベクトルに垂直な成分
   を、上記同期回転座標の基準正弦波発生手段に作用させ
   るようにしたことを特徴とする３相交流出力変換器の並
   列運転制御装置。