JPH0279726A - 共振形アクティブフィルタの制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、電源系統の負荷設備に並列に接続され、負荷
設備に流入する高調波電流を電源系統へ補償するアクテ
ィブフィルタの制御装置の改良に関するものである。

〔従来の技術〕

高速スイッチング素子で構成される３相ＰＷＭコンバー
タ、該３相ＰＷＭコンバータの交流側の各相に電源系統
に直列に接続される交流リアクトル、前記３相ＰＷＭコ
ンバータの直流側端子間に接続される直流コンデンサ等
を基本構成とするアクティブフィルタは、昭和６１年８
月に日本自動制御協会発行の「システム制御」Ｖｏｆｆ
、　３０．　ｋ　８に掲載された「電力用アクティブフ
ィルタの原理と制御法」等でも説明されている通り公知
である。

以下、上記従来のアクティブフィルタについて説明する
。第４図は従来のアクティブフィルタを具えた３相交流
系統の主回路構成図であり、第５図はアクティブフィル
タの制御装置のブロック図である。

３相交流系統電源２１はサイリスタレオナード装置等の
負荷２２に電力を供給しており、系統ラインには高調波
電流が流れる。この系統ラインに交流側の各相に交流リ
アクトル２３を直列に挿入して３相ＰＷＭコンバータ２
４が接続され、該３相ＰＷＭコンバータ２４の直流側に
は直流コンデンサ２５が接続されている。

３相ＰＷＭコンバータ２４はオン、オフ可能なスイッチ
ング素子Ｓ、〜ＳｂおよびダイオードＤ。

〜Ｄ、から構成され、各スイッチング素子３１〜Ｓ６は
それぞれダイオードＤ＋〜Ｄ、と並列接続された上、３
相ブリッジ回路として接続され、第５図に示す制御装置
で生成されるトリガ信号■。

によりスイッチング素子Ｓ、−Ｓ、がオン、オフされて
高調波補償を行うものである。

なお、３相ＰＷＭコンバータ２４の交流側に直列に挿入
された交流リアクトル２３は、３相ＰＷＭコンバータ２
４の電流の立ち上りを制限するためのものであり、直流
側に接続された直流コンデンサ２５は、３相ＰＷＭコン
バータ２４の直流側の電圧を安定化させるためのもので
あって、通常は３相交流系統電？ＪＢ２１の２倍程度の
電圧に充電される。

すなわち、アクティブフィルタは、３相ＰＷＭコンバー
タ２４．交流リアクトル２３．直流コンデンサ２５およ
び３相ＰＷＭコンバータ２４のスイッチング素子をオン
、オフするための第５図に示した制御装置から構成され
ている。

今、第４図に示した主回路構成において、負荷２２に流
入する負荷電流をｉ　ＬＬＩＩ　　１ＬＶＩ　　ｉ　Ｌ
ｗとし、アクティブフィルタに流入する電流をＩＵ＋ｌ
Ｖ＋ｉｏとすると、系統電源２１には負荷電流および補
償電流をそれぞれの相でベクトル的に加算した電流ＩＬ
Ｕ＋ｔｕ　ｌ　　ｉｔｖ＋　ｉｖ　ｌ　　ｔＬＷ十ｔｗ
が流れる。

従って、アクティブフィルタに流入する補償電流１ｔｌ
＋　　ｊｖ＋１ｗはそれぞれ負荷電流Ｉ　ＬＩＩ＋　　
Ｉ　ＬＶ＋ｉＬｗの高調波成分を打ち消す成分となって
いればよい。

上述のような高調波補償を行うため、ここでは以下に説
明するような３相〜２相変換を行い、実電力および虚電
力なる概念を導入している。この概念は、まず次の０〜
０式を用いて３相の負荷電流をＩ　ＬＬＩＩ　　ｆ　Ｌ
Ｖ＋　　Ｉ　ＬＷおよび系統電圧ｅＬＩ＋ｅＶ＋ｅｗを
２相の電流”ａ’　　ｉｔ、、９およびｅａ、ｅａに変
換するものである。

ここで（Ｃ）は３相〜２相の変換行列である。

上記０〜０式により求めた２相の電圧および電流を使う
と、次の０式により瞬時実電力ｐおよび虚電力ｑが求め
られる。

これら瞬時実電力ｐおよび虚電力ｑが従来の有効電力お
よび無効電力に対応するものであり、瞬時実電力ｐおよ
び虚電力ｑは次の■、■式によりそれぞれ直流分ｐ、ｑ
と交流骨ｐ、ｑに分解される。

Ｐ＝Ｐ＋Ｐ　　　　　　　　　　　　　・・・■Ｑ＝（
１＋（１・・・■ ここで、２相の負荷電流１ｔ（！＋ｉｔβ　の基本渡分
は直流分ｐ、ｑに、高長波分は交流骨ｐ、ｑに変換され
、これら直流分と交流骨は一般に］＼イパスフィルタを
通して分離することができる。

次に、以上述べた原理に基づいて構成された制御装置の
一例を第５図によって説明する。

電力演算回路８は系統電圧ａｌｌ＋　　ｅｖ＋　　ｅ、
４と負荷電流Ｉ　ＬＬｌ＋　　Ｉ　ＬＶ＋　　Ｉ　ＬＭ
の検出値から、０〜０式に従って瞬時実電力ｐおよび虚
電力ｑを演算し、これらをバイパスフィルタ４へ送る。

バイパスフィルタ４はこれらから直流分を除去して、瞬
時実電力の交流骨ｐおよび瞬時虚電力の交流骨９を符号
反転回路５へ送出する。符号反転回路５はこれらの符号
を反転し、実電力指令信号ｐ８および虚電力指令信号ｑ
１として電流指令値演算回路６へ出力する。

ｐ”−ｐ　　　　　　　　　　　　・・・■ｑ””−ｑ
　　　　　　　　　　　　・・・■これらは電流指令値
演算回路６において生成する電流指令信号の原形をなす
ものである。すなわち、■式により得られる実電力指令
信号Ｐ０を基に高調波有効電力が制御され、０式により
得られる虚電力指令信号ｑ１を基に高調波無効電力が制
御される。

電流指令演算回路６は、実電力指令信号ｐ“。

虚電力指令信号ｑ“および系統電圧ｅｕ＋ｅｖ＋ｅ−を
受けて、前記０式および次の０〜０式に従って、２相電
流指令信号ｉ♂、ｉβ９を得、２相〜３相変換を行って
３相の電流指令信号ｊＵ”ｌｌＶ”ｉｗ＊を生成し、電
流制御回路７へ出力する。

なお、（Ｃ）−’は（Ｃ）の逆変換行列である。

電流制御回路７はヒステリシスコンパレータを具え、電
流指令信号Ｉ　ＩＩ”　＋　　ＩＶ”　ｒ　　１ｗ”と
補償電流ＩＵ＋　　ＩＶ＋　　１．４の検出値とを比較
し、例えば ｔｕ”≧０　で且つ　ｆｕ≦ｔ　、１１なるとき、３相
ＰＷＭコンバータ２４のスイ・ンチング素子Ｓ、をオン
し、 ｔｕ”≧０　で且つ　ｉ　ｕ＞　’ｋ　ｕ”なるとき、
スイッチング素子Ｓ４をオフし、またｉ　、”＜　Ｏで
且つ　ｉｕ≦ｉｕ“ なるとき、スイッチング素子Ｓ１をオフするようなトリ
ガ信号ｖＧを生成するものであり、このトリガ信号Ｖ６
によってスイッチング素子Ｓ、〜Ｓ。

がオン、オフされ、アクティブフィルタの各相の電流瞬
時値が制御される。

このように構成される３相ＰＭＷコンバータの装置容量
は、３相交流系統電源２１の電圧値と負荷電流中の高調
波成分の電流値との積、すなわち補償容量と同一であっ
た。

これに対して第３図に示す共振形アクティブフィルタは
、それを構成する３相ＰＭＷコンバータ２４の交流側に
印加される無駄な基本波電圧をカットするように、電源
系統周波数に共振する並列共振回路を前記交流リアクト
ル２３の電源側に接続したものであり、アクティブフィ
ルタの構成部品の中で一番値段の高い３相ＰＭＷコンバ
ータの装置容量を下げても、第４図に示すアクティブフ
ィルタと同一の補償容量を得ることができる。

以下、上記共振形アクティブフィ・ルタについて第３図
の３相交流系統の主回路構成図を用いて説明する。なお
、第４図と同一の符号は同一機能を有する部分を示す。

サイリスタレオナード装置等の負荷２２に電力を供給す
る３相交流系統電源２１の各相に、第１のリアクトル２
７とコンデンサ２８とが電源周波数に並列共振するよう
に構成された並列共振回路２６を、アクティブフィルタ
の交流リアクトル２３と直列に接続し、この並列共振回
路２６の交流リアクトル２３側の各相間に、すなわちこ
の並列共振回路２６と交流リアクトル２３との接続点間
に第２のリアクトル２９を並列接続しである。

このように構成された共振形アクティブフィルタの動作
について、各回路構成要素が理想の状態であるものとし
て以下に説明する。第１のリアクトル２７とコンデンサ
２８とを並列接続した並列共振回路２６は、３相交流系
統電源２１の基本波周波数に同調した並列共振回路にな
っているので、並列共振回路２６と第２のリアクトル２
９で構成される回路のインピーダンスは基本波に対して
は無限大となり、３相交流系統覚１ｆｌｉ１２１０基本
波周波数の電圧は並列共振回路２６の両端に現れ、第２
のリアクトル２９の両端には基本波周波数以外の周波数
の電圧しか現れない。

一般に、負荷２２によって発生する高調波成分は３次以
上の高調波成分から成るため、これらの高調波成分に対
する並列共振回路２６のインピーダンスは減少し、第２
のリアクトル２９のインピーダンスは増大するため、交
流リアクトル２３から流出する電流は第２のリアクトル
２９には僅かに流れるのみで、そのほとんどは並列共振
回路２６を通って３相交流系統電源２１へ流れる。

このように構成される共振形アクティブフィルタは、３
相交流系統電源２１の基本波電圧が３相ＰＭＷコンバー
タ２４に印加されないため、直流コンデンサ２５の充電
電圧が低くても適切な高調波補償を行うことができ、３
相ＰＭＷコンバータ２４の装置容量を下げることができ
る。

［発明が解決しようとする課題］ 第３図に示した共振形アクティブフィルタにおいて、第
５図に示す制御装置により式■〜■の演算を行い、高調
波補償指令値１０”　＋　　Ｉｙ”　＋　　１ｗ”を導
出すると、負荷２２が不平衡の場合、すなわち例えば単
相負荷等の場合には補償指令値ＩＵ”＋Ｌ”＋ｉｌに基
本波成分を含むものとなる。そのために、３相ＰＭＷコ
ンバータ２４は基本波電流をもコンデンサ２１を通して
系統電源に流そうとするので、並列共振回路２６の共振
状態が崩れる。

そのために、３相ＰＭＷコンバータ２４には高い基本波
電圧が印加されるので、スイッチング素子ｓ、−３，が
破壊されるか、または低い直流コンデンサ電圧では十分
な高調波補償を行うことができなくなる。

〔課題を解決するための手段〕

本発明にかかるアクティブフィルタの制御装置は２相座
標変換を利用したものである。この２相座標変換により
空間ベクトルとして扱う考え方については、３相回路に
ついて、昭和６１年８月に日本制御協会から発行された
雑誌“°システムと制御゛の第３０巻第８号の４６７ペ
ージ〜４７４ページに掲載された解説文「電力用アクテ
ィブフィルタ」に記載されているごとく、３相負荷電流
を一括して処理を施している。

本発明においては、各々の負荷電流に対して個別に処理
を施して、各相の補償電流指令を得るアクティブフィル
タの制御装置であって、３相ＰＭＷコンバータと、該３
相ＰＭＷコンバータの交流側の各相に電源系統に直列に
挿入された交流リアクトルと、前記３相ＰＭＷコンバー
タの直流側端子間に接続された直流コンデンサと、前記
交流リアクトルの電源側で各相に直列に接続されて電源
系統周波数に共振する第１のリアクトルとコンデンサと
で構成された並列共振回路と、前記交流リアクトルと前
記並列共振回路との各相接続点間に接続される第２のリ
アクトルと、前記３相ＰＭＷコンバータを制御する制御
装置とを具えたアクティブフィルタの制御装置において
、各相の負荷電流とその各相の負荷電流から仮想的に算
出した位相が９０°遅れの各相の遅れ負荷電流とから、
各相の直角２相電流を仮に作成し空間ベクトルとして扱
うようにしたものである。

すなわち、本発明にかかるアクティブフィルタの制御装
置は、前記電源系統周波数を有し位相が９０°異なる２
相正弦波電圧を発生する手段と、前記負荷設備の各相負
荷電流を入力し該各相負荷電流を前記電源系統周期の９
０°間隔分ずつ順次記憶すると共に現時点より９０°遅
れの各相遅れ負荷電流を出力する手段と、前記２相正弦
波電圧と前記各相電流および前記各相遅れ電流を入力し
各相瞬時実電力および虚電力を出力する手段と、該各相
瞬時実電力および虚電力の直流分を除去して、交流分を
出力する手段と、該各相瞬時実電力および虚電力の交流
分を人力しその符号を反転して各相の実および虚電力指
令信号を出力する手段と、前記２相正弦波電圧と前記各
相の実および虚電力指令信号から各相補償電流指令信号
を出力する手段と、該各相補償電流指令信号と前記３相
ＰＭＷコンバータの交流側電流の検出値とを比較して前
記３相ＰＭＷコンバータを構成するスイッチング素子の
スイッチ指令を生成する手段とを具えたことを特徴とす
るものである。

〔作　用〕

本発明にかかるアクティブフィルタの制御装置では、以
下に説明する方法によって実電力ｐ、虚電力ｑなる概念
を導入している。

電源系統周波数を有し位相が９０°異なる２相正弦波電
圧のうち進み側をｅ〔遅れ側をｅβと表し、各相負荷電
流をＩ　ＬＬ＋＋　　！　ＬＶ＋　　ｌ　ＬＷ、これよ
り９０°遅れた各相遅れ負荷電流をＩＬＬＩ’　＋　　
ｌｔｖ’　１ｉＬｗ’で表したとする。

以下、特にＵ相を例に取って説明する。各負荷電流は２
相座標変換により次式のごとく２相の電流１（１゜、ｉ
β。を得る。

上記（１）、　（２）式で求めた２相の電流ｉａ、、　
　ｉβ乞よび電圧ｅ、ｅβを用いると、次の（３）式に
よりα 実電力Ｐｕおよび虚電力Ｑｕが得られる。

これら実電力Ｐｕおよび虚電力ｑｕは、次の（４）。

（５）式のごとく直流分Ｐｕ＋　　ｑｕと交流分Ｐｕ、
（ｌｕとに分解される。

Ｐｕ　＝ｐｕ　＋Ｐｕ　　　　　　　　・・・（４）ｑ
ｕ＝ｑｕ＋ｑυ　　　　　　　・・・（５）ここで、実
電力の交流分ｐＬＩおよび虚電力の交流分ｑＵの符号を
それぞれ反転することによりＰｕ”’Ｐｕ　　　　　　
　　　　　・・・（６）、　　　′ ｑｕ＝（ｌｕ　　　　　　　　　　　・・・（７）（６
）、　（７）式のごとく実および虚電力指令信号Ｐｕ’
″およびｑｕ”を得る。

更に、次の式（８）に従って実および虚電力指令信号Ｐ
ａ”およびｑ　、Ｉから２軸変換した電流指令信号ｉａ
Ｃおよびｉβｒを得た後、（９）式に従って補償電流指
令信号ｉ、Ｃを得ることができる。

ｔ　ｃｕ”　＝１／Ｖ’Ｔ　（１（！Ｕ”　＋　ｉβｕ
”）　　　　　　　”’（９）以上、特にＵ相を例に取
って説明したが、同様にしてＶ相およびＷ相の補償電流
指令信号ｉＣｖ＊およびｔｃ−をも得ることができる。

得られた各相補償電流指令信号Ｉ　ＣＥ＋”　＋　　ｌ
　ＣＶ”　＋　　ｌ　ＣＭ”に追従するように補償電流
ｌｌ１１　１ＶＩ　　１−を流すことにより、本装置は
目的とする不平衡負荷電流の高調波補償を行うことがで
きる。

〔実施例〕

以下、一実施例について図面を参照しつつ詳細に説明す
る。

第１図は本発明にかかるアクティブフィルタの制御回路
の一実施例のブロック図であり、第５図と同一の符号は
同一機能を有する部分を示し、第２図は第１図に示した
制御装置の動作を説明するための波形図である。

第１図において、１は電圧発生回路、２ｕ１２ｖ＋２賀
はそれぞれＵ相、■相、Ｗ相の電流記憶回路、３ｕ、　
３ｖ、軸は同じく各相のｐ、ｑ演算回路、４ｕ。

４ν、４−は同じく各相のバイパスフィルタ、５ｕ、　
５ｖ。

５−は同じく各相の電流指令演算回路であり、７は電流
制御回路を示す。

電圧発生回路１は第２図に波形を示すごとく、３相交流
系統電源２１と同一周波数を有する正弦波電圧ｅ　と、
この正弦波電圧ｅｃ１より９０″遅れたα 位相を持ち同一周波数、同一波高値の正弦波電圧演算回
路３ｕ、　３ｖ、　３−および電流指令演算回路６ｕ＋
６ｖ、６鍔へ出力する。

Ｕ相、■相、Ｗ相の電流記憶回路２ｔ＋＋　２ｖ＋　２
ｗは第２図にＵ相の波形１ＬＬＩを示すごとく、負荷電
流ｊ　ＬＬｌ＋　　ｉ　ＬＶ＋　　ｉ　ＬＷをそれぞれ
入力して電源位相の９０’間隔分ずつを順次記憶すると
共に、これもＵ相分の波形ｉ　ＬＬ＋’のみを示したが
、現時点より系統電源周期で９０°遅れの電流を遅れ負
荷電流ＩＬＵ’＋ｉＬｖ’＋Ｉｔｗ′として出力する。

本実施例においては負荷電流ｉｔｕは正負共１８０°間
隔の矩形波の場合を示している。

負荷電流ｉ　ＬＬＩ＋　　Ｉ　ＬＶ＋　　ｌ　ＬＷおよ
び遅れ負荷電流ｉＬｌ＋’　＋　　ｊＬＶ’　＋　　Ｉ
Ｌｗ’はそれぞれ各相のｐ、　　ｑ演算回路３ｕ、　３
ｖ、　３ｗへ送られ、各相のｐ、ｑ演算と、この負荷電
流ｔ　ＬＬｌ＋　　ｆ　ＬＶ＋　　！　Ｌ、１および遅
れ負荷電流Ｉ　Ｌｌｌ’　ｌ　　ｆＬｖ’　＋　　！ｔ
ｗ’　とから、（１）〜（３）式に準じた式によってそ
れぞれ瞬時実電力Ｐｕ＋ｐＨ＋Ｐｗおよび虚電力ｑｕ、
　　ｑｖ、　　ｑ＝ｖを算出する。

算出した実電力Ｐｕおよび虚電力ｑｕの波形のみを第２
図に示した。

各相のバイパスフィルタ４ｕ、　４ｖ、　４−はそれぞ
れ実電力ｐｕ、Ｐ・、ｐ・および虚電力ｑ・、ｑ・。

ｑｗを入力し、直流分を除去して交流分Ｐｕ、Ｐｖ。

ｐ８およびｑ、、ｑ、、ｑｗを各相の符号反転回路５ｕ
、　５ｖ、　５−へ出力する。

各相の符号反転回路５ｕ、　５ｖ、　５ｗはそれぞれ臭
覚で実および虚電力指令信号ｐｕ”　ｒ　　Ｐｖ”　ｌ
　　ＰＷ　　およびｑｕ″＋　　ｑｖ（１＋　　ｑｗ”
を電流指令演算回路５ｕ。

６ｖ、６−へ出力する。

各相の電流指令演算回路６ｕ、６シ、６−は前記２相の
正弦波電圧ｅｃｌ、ｅβと実および虚電力指令信号Ｐ　
ｕ”　＋　　ｐＶ”　＋　　Ｐ　ｈＪ　　およびｑｌｌ
”　ｒ　ｑＶ”　Ｉ　Ｑ　ｌｐｊとを入力し、それぞれ
（８）および（９）弐に準じた式によって各相の電流指
令信号！　Ｃ１ｌ”　＋　　Ｉ　ＣＶ”　＋　　Ｉ　Ｃ
Ｗ”を演算し、電流制御回路′７へ出力する。

電流制御回路７は第５図で説明した従来の制御装置と同
様に、コンパレータを備えて補償電流指令信号ｉｃｕ″
＋　　’　　Ｖ”＋　　１ｃＧ１″と補償電流ｆＵ＋ｃ Ｉｖ、ＩＨの検出値とを比較し、３相ＰＭＷコンバータ
２４を構成する各スイッチング素子Ｓ、−３゜をオン、
オフするトリガ信号■。を出力する。

〔発明の効果〕

以上詳細に説明したように、本発明にかかる共振形アク
ティブフィルタの制御装置によれば、正弦波２相電圧と
負荷電流と電流記憶回路から発生する遅れ負荷電流とか
ら、簡単な演算によって各相の電流指令信号を得ること
ができる。

従来の制御装置においては３相〜２相変漠により各相の
補償電流指令信号を得ていたため、該各相の補償電流指
令信号には基本波成分が含まれることがあった。

この基本波成分のために並列共振回路の共振状態が崩れ
ていたが、本発明にかかる共振形アクティブフィルタの
制御装置においては、このような不具合は起こらない。

また、従来の制御装置においては高速フーリエ変換回路
を使用して負荷電流を一周期分入力してから演算を開始
していたが、本発明にかかるものにおいては系統電源周
期９０°間隔分の記憶でよいため、この部分の遅れのみ
でも１７４周期となり、応答性がきわめて良好となる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明にかかる共振形アクティブフィルタの制
御装置の一実施例のブロック図、第２図は第１図に示し
た制御装置の動作を説明するための波形図であり、 第３図は共振形アクティブフィルタを具えた３相交流系
統の主回路構成図、 第４図は通常形アクティブフィルタを具えた３相交流系
統の主回路構成図、 第５図は従来のアクティブフィルタの制御装置のブロッ
ク図である。 ■・・・電圧発生回路 ２ｕ、　２ｖ、　２−・・・電流記憶回路３ｕ＋　３ｖ
、　３ｗ”’Ｐ＋　　ｑ演算回路４、４ｕ、　４ν、軸
・・・バイパスフィルタ５、５ｕ、　５ｖ、　５貨・・
・符号反転回路６、６ｕ、　６シ、６匈・・・電流指令
演算回路７・・・電流制御回路 ８・・・電力演算回路 ２１・・・３相交流系統電源 ２２・・・負荷 ２３・・・交流リアクトル ２４・・・３相ＰＭＷコンバータ ２５・・・直流コンデンサ ２６・・・並列共振回路 ２７・・・第１のリアクトル ２８・・・コンデンサ ２９・・・第２のリアクトル Ｓ、−Ｓ、・・・スイッチング素子 り、〜Ｄ６・・・ダイオード 特許出願人　　東洋電機製造株式会社 第１図 第３図 第４図 第５図

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、電源系統に負荷設備と並列に接続されるアクティブ
   フィルタの制御装置であって、３相ＰＷＭコンバータと
   、該３相ＰＷＭコンバータの交流側の各相に電源系統に
   直列に挿入された交流リアクトルと、前記３相ＰＷＭコ
   ンバータの直流側端子間に接続された直流コンデンサと
   、前記交流リアクトルの電源側で各相に直列に接続され
   て電源系統周波数に共振する第１のリアクトルとコンデ
   ンサとで構成された並列共振回路と、前記交流リアクト
   ルと前記並列共振回路との各相接続点間に接続される第
   ２のリアクトルと、前記３相ＰＷＭコンバータを制御す
   る制御装置とを具えたアクティブフィルタの制御装置に
   おいて、 前記電源系統周波数を有し位相が９０°異なる２相正弦
   波電圧を発生する手段と、前記負荷設備の各相負荷電流
   を入力し該各相負荷電流を前記電源系統周期の９０°間
   隔分ずつ順次記憶すると共に現時点より９０°遅れの各
   相遅れ負荷電流を出力する手段と、前記２相正弦波電圧
   と前記各相電流および前記各相遅れ電流を入力し各相瞬
   時実電力および虚電力を出力する手段と、該各相瞬時実
   電力および虚電力の直流分を除去して交流分を出力する
   手段と、該各相瞬時実電力および虚電力の交流分を入力
   しその符号を反転して各相の実および虚電力指令信号を
   出力する手段と、前記２相正弦波電圧と前記各相の実お
   よび虚電力指令信号から各相補償電流指令信号を出力す
   る手段と、該各相補償電流指令信号と前記３相ＰＷＭコ
   ンバータの交流側電流の検出値とを比較して前記３相Ｐ
   ＷＭコンバータを構成するスイッチング素子のスイッチ
   指令を生成する手段とを具えたことを特徴とする共振形
   アクティブフィルタの制御装置。