CN106026744A - 一种基于虚拟复阻抗的单相逆变器并联控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明提出了一种基于虚拟复阻抗的单相逆变器并联控制方法，所述虚拟复阻抗由虚拟负电感和虚拟正电阻所组成。逆变器输出通过LC滤波器滤除高频毛刺，再由线路连接到输出交流母线上。由于滤波电感的存在，逆变器输出阻抗呈感性，但并非纯感性。加入所述虚拟复阻抗后，能够抵消滤波电感产生的感性，从而使逆变器等效输出阻抗呈阻性。此控制策略适用于低电压微电网的多逆变器并联控制系统。

Description

一种基于虚拟复阻抗的单相逆变器并联控制方法

技术领域

本发明属于电力电子控制技术，尤其涉及低压微电网孤岛运行时的多逆变器并联控制方法。

背景技术

微电网以其对分布式电源的有效利用及灵活、智能的控制特点，成为许多国家未来若干年电力发展战略的重点之一。由于微电网中大多数分布式电源需通过逆变器并入微电网，因此，逆变器的稳定并联运行将极大提高微电网系统的整体容量和可靠性。

目前，逆变器并联运行控制策略一般采用主从控制法以及下垂控制法等方法。主从控制法在控制上需要互联线，会限制并联分布式电源之间的距离，同时也可能引入噪声，因而其应用有一定的局限性。下垂控制法是一种无联络信号线的独立控制技术，通过借鉴同步发电机的自同步和电压下垂特性，实现单元间无信号线的并联技术。它不需要逆变器间的互联信号线，只需要采集各逆变器的输出、依赖其内部控制策略，即可实现并联多逆变器的同步、均流运行。相比其它控制方式而言，下垂控制可使得系统的结构简单、功能冗余，安装维修快捷，系统扩容方便，成本低，并联运行更加可靠。

传统下垂法认为各并联逆变器的系统阻抗(包括逆变器本身输出阻抗、线路阻抗等)呈纯感性，有功对功角和无功对电压(Q-E)具有近似解耦关系。然而，实际系统中，特别是低压场合，由于线路阻抗以阻性为主，使逆变器的系统阻抗大多呈现阻感复阻抗的特性，功率耦合加强，使系统控制性能变差。采用虚拟阻抗技术可以灵活地将系统阻抗设计为感性、阻感性、阻性、甚至容性。此外，现有虚拟阻抗方法大都不同程度地加大了系统等效输出阻抗，加重了母线电压降落。

发明内容

本发明的目的在于，提出一种基于虚拟复阻抗的单相逆变器并联控制方法，采用“虚拟负电感”抵消系统阻抗中的感性成分，降低功率耦合；采用虚拟正电阻使逆变器的等效输出阻抗呈阻性，并减小线路阻抗对系统的影响。

为了实现上述目的，本发明通过以下技术方案来实现：

步骤1，采样逆变器输出端电压和电流，得到逆变器输出的有功和无功功率；

步骤2，利用所得到的有功和无功功率结合下垂控制求出参考电压幅值和角频率，进而合成参考电压；

步骤3，在逆变器输出电流和参考电压信号间串入一个逆变器虚拟复阻抗Z_vir(s)，使逆变器等效输出阻抗由原来的Z(s)变为Z_v(s)，将逆变器虚拟复阻抗Z_vir(s)等效为下垂系数，使逆变器输出电流通过虚拟复阻抗Z_vir(s)反馈到的逆变器输出电压参考上，其过程为将逆变器输出电流与虚拟复阻抗做乘法，再在逆变器输出电压参考中减去此乘积，得到修正后的逆变器输出电压参考信号u_ref；

步骤4，将上述修正后的逆变器输出电压参考信号u_ref与逆变器输出电压u_o的反馈信号相减后，经过逆变器电压环的比例积分控制器(PI)调节得到电流环参考信号i_ref；将电流环参考信号i_ref与电感电流反馈信i_L相减后，经过逆变器电流环的比例控制器(P)调节，得到所述逆变器的调制信号；

步骤5，将得到的逆变器调制信号经拉普拉斯逆变换得到时域的调制信号，与载波信号比较，得到逆变器需要的PWM信号。PWM信号驱动逆变器的功率开关管，最终得到所需的逆变器输出电压。

进一步，所述虚拟复阻抗，其表达式如式(2)所示。

$Z_{vir}\left(s\right)=R_v-\frac{{\mathrm{\ω}}_v}{s+{\mathrm{\ω}}_v}\·{\mathrm{sL}}_v---\left(2\right)$

虚拟复阻抗由虚拟正电阻和虚拟负电感相加得到，式中的低通滤波器用于滤除高频谐波，其截止频率为ω_v；R_v为虚拟电阻值；L_v为虚拟电感值，前面取负号表示为虚拟负电感；s为复变参量。

进一步，所述步骤3中，使逆变器等效输出阻抗由原来的Z(s)变为Z_v(s)的具体过程为：首先以纵轴为虚数、横轴为实数绘制一个正交坐标系，然后绘制原输出阻抗相应的向量Z(s)；再绘制改变量所对应的向量；应用矢量合成的方法将原输出阻抗相应的向量与改变量所对应的向量进行合成，合成后所得的向量即为加入虚拟复阻抗Z_vir(s)后逆变器等效输出阻抗所对应的向量Z_v(s)。

本发明有益的效果是：与现有虚拟阻抗策略总是加大了原系统阻抗不同，本发明提出“虚拟复阻抗”的控制策略：采用“虚拟负电感”抵消系统阻抗中的感性成分，降低功率耦合；采用虚拟正电阻使逆变器的等效输出阻抗呈阻性，并减小线路阻抗对系统的影响。

由于LC滤波器的滤波电感的存在，逆变器输出阻抗呈感性，但并非纯感性。加入虚拟负电感后，能够抵消滤波电感产生的感性，但这会大大减小逆变器的等效输出阻抗，从而使线路阻抗占主导。为此，再引入虚拟正电阻，从而使逆变器等效输出阻抗呈阻性并且大于线路阻抗。由此得到的逆变器输出阻抗为纯阻性，能够使逆变器输出的有功和无功功率解耦，进而通过下垂控制方法使并联逆变器实现有功功率均分和无功功率均分。

附图说明

图1是逆变器孤岛运行时的并联等效电路；

图2是单个单相全桥逆变器主电路；

图3是不加虚拟复阻抗时的电压电流双闭环控制框图；

图4是逆变器原输出阻抗的伯德图；

图5是加入了虚拟复阻抗时的电压电流双闭环控制框图；

图6为加入虚拟复阻抗时的矢量图和伯德图；(a)是加入虚拟复阻抗时的矢量图；(b)是加入虚拟复阻抗时的伯德图；

图7是带负载突变的单相全桥逆变器并联控制框图；

图8为采用基于虚拟复阻抗的单相逆变器并联控制方法下，并联逆变器稳态运行时的电流波形图和电压波形图；(a)是采用基于虚拟复阻抗的单相逆变器并联控制方法下，并联逆变器稳态运行时的电流波形图；(b)是采用基于虚拟复阻抗的单相逆变器并联控制方法下，并联逆变器稳态运行时的电压波形图；

图9是采用基于虚拟复阻抗的单相逆变器并联控制方法下，并联逆变器稳态运行时两逆变器之间的环流波形图；

图10是采用基于虚拟复阻抗的单相逆变器并联控制方法下，并联逆变器稳态运行时两逆变器输出有功功率波形图；

图11是采用基于虚拟复阻抗的单相逆变器并联控制方法下，并联逆变器稳态运行时两逆变器输出无功功率波形图。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施方式进一步描述本发明。

微电网中两台逆变器并联运行的等效电路图如图1所示。其中，每台逆变器的输出阻抗与连线阻抗之和为Z_n∠θ_n(n＝1,2)，每台逆变器的输出电压分别为输出电流分别为I_on(n＝1,2)，两台逆变器间环流为工I_H，公共负载端电压为U_o∠0，负载端电流为I_o。

逆变器向交流母线注入的功率可表示为

由于当输出阻抗与连线阻抗之和为纯阻性时，

分别对上两式作微分，得到微分形式：

由于从数值的大小上来讲，相位差要远远小于幅值E_n，

所以，

同理，

ΔP_n≈(U_o/Z_n)ΔE_n (9)

因此，E_n变化时，有功和无功都变化；而变化时，有功不变，无功变化。

由此可以看出，当逆变器输出阻抗为纯阻性时，有功功率和无功功率能够实现解耦。

采用本发明控制方法的步骤如下：

步骤1：采样逆变器输出端电压和电流，得到逆变器输出的有功和无功功率；

步骤2：利用所得到的有功和无功功率结合下垂控制求出参考电压幅值和角频率，进而合成参考电压

下垂控制公式为

$\left\{\begin{array}{c}{\mathrm{\ω}}_n={\mathrm{\ω}}_n^{*}+{\mathrm{mQ}}_n\\ E_n=E_n^{*}-{\mathrm{nP}}_n\end{array}\right.---\left(10\right)$

式中，ω_n为逆变器工作角频率，为额定角频率，m为下垂系数，Q_n为逆变器输出的无功功率，E_n为逆变器的工作电压，为额定电压，n为下垂系数，P_n为逆变器输出的有功功率。

则合成的参考电压为

$u_{ref}^{*}=E_n{\mathrm{sin\ω}}_{n}t---\left(11\right)$

根据图2所示的单相全桥逆变器主电路绘制相应的电压电流双闭环控制框图，如图3所示。电流内环为电感电流反馈，采用P调节器，K_p为电流环的比例系数，这里设为0.07272。当开关频率远高于逆变器输出的基波频率时，逆变器可等效为一比例放大环节K_pwm。

K_pwm＝U_s/U_t (12)

式中，U_s为直流母线电压，这里设为350V；U_t为三角载波的电压幅值，这里设为1V。因此，K_pwm为350。

电压外环为输出电压反馈，采用PI调节器，K_vp为电压环的比例系数，这里设为0.05；K_vi为电压环的积分系数，这里设为200。

采用SPWM调制逆变器的输出电压会在开关频率处产生谐波，因此必须设计控制效果良好的滤波器，采用LC滤波器是一种较好的选择。LC滤波器设计的一般原则如式(13)、式(14)所示。

10f_n≤f_c≤f_s/10 (13)

$f_c=1/\left(2\mathrm{\π}\sqrt{L_f{C}_f}\right)---\left(14\right)$

式中，f_c为LC滤波器的谐振频率；f_n为调制波频率即逆变器交流侧基波频率；f_s为SPWM的载波频率。基于以上原则，取滤波电感L_f为3mH，滤波电容C_f为9.259μH。

根据图2所示的电压电流双闭环控制框图可得出相应的传递函数，如式(15)所示。

u_o＝G_Inv(s)u_ref-Z(s)i_o (15)

式中，G_Inv(s)和Z(s)分别为电感电流反馈控制下逆变器的闭环传递函数和等效输出阻抗，u_o为逆变器的输出电压，i_o为逆变器的输出电流，u_ref为逆变器的参考电压。

$G_{Inv}\left(s\right)=\frac{{\mathrm{sK}}_{vp}{K}_p{K}_{pwm}+K_{vi}{K}_p{K}_{pwm}}{s^{3}LC+s^2{\mathrm{CK}}_p{K}_{pwm}+s(K_{vp}{K}_p{K}_{pwm}+1)+K_{vi}{K}_p{K}_{pwm}}---\left(16\right)$

$Z\left(s\right)=\frac{s^2{L}_f+{\mathrm{sK}}_p{K}_{pwm}}{s^3{L}_f{C}_f+s^2{C}_f{K}_p{K}_{pwm}+s(K_{vp}{K}_p{K}_{pwm}+1)+K_{vi}{K}_p{K}_{pwm}}---\left(17\right)$

由此传递函数可绘制相应的输出阻抗的伯德图，如图4所示。

图中可以看到，由于滤波电感的存在使得逆变器的输出阻抗在基频处偏感性，但不是纯感性。

步骤3：如图5所示，在逆变器输出电流和参考电压信号间串入一个逆变器虚拟复阻抗Z_vir(s)，使逆变器等效输出阻抗由原来的Z(s)变为Z_v(s)，将逆变器虚拟复阻抗Z_vir(s)等效为下垂系数，使逆变器输出电流通过虚拟复阻抗Z_vir(s)反馈到的逆变器输出电压参考上，其过程为将逆变器输出电流与虚拟复阻抗做乘法，再在逆变器输出参考电压中减去此乘积，得到修正后的逆变器输出电压参考信号u_ref；

所述虚拟复阻抗，其表达式如式(18)所示。

$Z_{vir}\left(s\right)=R_v-\frac{{\mathrm{\ω}}_v}{s+{\mathrm{\ω}}_v}\·{\mathrm{sL}}_v---\left(18\right)$

虚拟复阻抗由虚拟正电阻和虚拟负电感相加得到，式中的低通滤波器用于滤除高频谐波，其截止频率为ω_v；R_v为虚拟电阻值；L_v为虚拟电感值，前面取负号表示为虚拟负电感；s为复变参量。

步骤4：将上述修正后的逆变器输出电压参考信号u_ref与逆变器输出电压u_o的反馈信号相减后，经过逆变器电压环的比例积分控制器(PI)调节得到电流环参考信号i_ref；将电流环参考信号i_ref与电感电流反馈信i_L相减后，经过逆变器电流环的比例控制器(P)调节，得到所述逆变器的调制信号；

引入虚拟复阻抗后，根据图5所示的电压电流双闭环控制框图可得出相应的传递函数，如式(19)所示。

$\begin{array}{c}{u}_o=G_{Inv}\left(s\right)u_{ref}-Z_v\left(s\right)i_o=G_{Inv}\left(s\right)(u_{ref}^{*}-Z_{vir}(s\left)i_o\right)-Z\left(s\right)i_o\\ =G_{Inv}\left(s\right)u_{ref}^{*}-\left(G_{Inv}\right(s\left)Z_{vir}\right(s)+Z(s\left)\right)i_o\end{array}---\left(19\right)$

即引入虚拟阻抗后逆变器的等效输出阻抗为

Z_v(s)＝G_Inv(s)Z_vir(s)+Z(s) (20)

$Z_v\left(s\right)=G_{Inv}\left(s\right)(R_v-\frac{{\mathrm{\ω}}_v}{s+{\mathrm{\ω}}_v}\·{\mathrm{sL}}_v)+Z\left(s\right)---\left(21\right)$

$\begin{array}{c}{Z}_v\left(s\right)=Z\left(s\right)+\frac{s^2{K}_{vp}{K}_p{K}_{pwm}(R_v-L_v{\mathrm{\ω}}_v)}{\mathrm{\Δ}}+\\ \frac{{\mathrm{sK}}_p{K}_{pwm}\[K_{vp}{R}_v{\mathrm{\ω}}_v+K_{vi}(R_v-L_v{\mathrm{\ω}}_v)\]+K_{vi}{K}_p{K}_{pwm}{R}_v{\mathrm{\ω}}_v}{\mathrm{\Δ}}\end{array}---\left(22\right)$

式中，

$\begin{array}{c}\mathrm{\Δ}=s^4{L}_f{C}_f+s^3(L_f{C}_f{\mathrm{\ω}}_v+C_f{K}_p{K}_{pwm})+s^2(C_f{K}_p{K}_{pwm}{\mathrm{\ω}}_v+K_{vp}{K}_p{K}_{pwm}+1)\\ +s\[{\mathrm{\ω}}_v(K_{vp}{K}_p{K}_{pwm}+1)+K_{vi}{K}_p{K}_{pwm}\]+K_{vi}{K}_p{K}_{pwm}{\mathrm{\ω}}_v\end{array}---\left(23\right)$

基频处等效输出阻抗为

取电阻R_v＝1.1145Ω，电感L_v＝4.85mH。

Z(jω)≈Z_Inv(jω)-(0.2475+j1.484)+(1.105-j0.067) (24)

由此可绘制相应的矢量图，如图6(a)所示。首先以纵轴为虚数、横轴为实数绘制一个正交坐标系，然后绘制原输出阻抗相应的向量，即图6(a)中的向量Z；再绘制改变量所对应的向量，即绘制所减去的感性稍弱于原输出阻抗的偏感性阻抗，此阻抗稍小于原输出阻抗，即图6(a)中的向量Z_vir1，由于是减去此阻抗，因此取反向，即为图6(a)中的向量Z′_vir1；然后再绘制图6(a)中的向量Z_vir2。应用矢量合成的方法将向量Z′_vir1和向量Z_vir2进行合成，即为Z_vir，这里的Z_vir就是改变量所对应的向量；最后，应用矢量合成的方法将向量Z和向量Z_vir进行合成，即图6(a)中的向量Z_v。这里的向量Z_v即为加入虚拟复阻抗后，逆变器基频处的等效输出阻抗所对应的向量。

由图6(a)可以清晰地看到，加入虚拟复阻抗后，逆变器基频处的等效输出阻抗小于原输出阻抗，且基本为纯阻性。

此结论能够在图6(b)相应的伯德图中得到验证。图中，Z为逆变器原输出阻抗；Zv为加入虚拟复阻抗后的逆变器等效输出阻抗。

步骤5：将得到的逆变器调制信号经拉普拉斯逆变换得到时域的调制信号，与载波信号比较，得到逆变器需要的PWM信号。PWM信号驱动逆变器的功率开关管，最终得到所需的逆变器输出电压。

为观察加入虚拟复阻抗后，两个逆变器并联运行的情况，如图7所示。

1、在0.1s时闭合开关，即负载由20Ω→10Ω；

2、在0.2s时突减幅值20V的电压；

3、在0.3s时突加0.2rad/s的角频率。

图8是采用基于虚拟复阻抗的单相逆变器并联控制方法下，并联逆变器稳态运行时的电压和电流波形图。由图可以看到，当0.1s时负载突变，系统能够维持输出端电压基本不变，电流近似变为原来的两倍。

图9是此控制方法下并联逆变器稳态运行时两逆变器之间的环流波形图。由图可以看到，两逆变器间的环流非常小。

图10是此控制方法下并联逆变器稳态运行时两逆变器输出有功功率波形图。由图可以看到，两逆变器的有功功率能够实现均分，并且在0.2s时突减幅值20V的参考电压，使得有功功率降低；在0.3s时突加0.2rad/s的角频率，有功功率基本不变。这表明，逆变器等效输出阻抗为纯阻性时，有功功率和无功功率能够实现解耦。

图11是此控制方法下并联逆变器稳态运行时两逆变器输出无功功率波形图。由图可以看到，两逆变器的无功功率能够实现均分，并且在0.2s时突减幅值20V的参考电压，无功功率基本不变。这同样表明，逆变器等效输出阻抗为纯阻性时，有功功率和无功功率能够实现解耦。

与现有虚拟阻抗策略总是加大了原系统阻抗不同，本发明提出“虚拟复阻抗”的控制策略：采用“虚拟负电感”抵消系统阻抗中的感性成分，降低功率耦合；采用虚拟正电阻使逆变器的等效输出阻抗呈阻性，并减小线路阻抗对系统的影响。

在本说明书的描述中，参考术语“一个实施例”、“一些实施例”、“示意性实施例”、“示例”、“具体示例”、或“一些示例”等的描述意指结合该实施例或示例描述的具体特征、结构、材料或者特点包含于本发明的至少一个实施例或示例中。在本说明书中，对上述术语的示意性表述不一定指的是相同的实施例或示例。而且，描述的具体特征、结构、材料或者特点可以在任何的一个或多个实施例或示例中以合适的方式结合。

尽管已经示出和描述了本发明的实施例，本领域的普通技术人员可以理解：在不脱离本发明的原理和宗旨的情况下可以对这些实施例进行多种变化、修改、替换和变型，本发明的范围由权利要求及其等同物限定。

Claims (3)

1.一种基于虚拟复阻抗的单相逆变器并联控制方法，其特征在于，所述虚拟复阻抗由虚拟负电感和虚拟正电阻所组成。主要步骤如下：

步骤1，采样逆变器输出端电压和电流，得到逆变器输出的有功和无功功率；

步骤2，利用所得到的有功和无功功率结合下垂控制求出参考电压幅值和角频率，进而合成参考电压；

步骤3，在逆变器输出电流和参考电压信号间串入一个逆变器虚拟复阻抗c，使逆变器等效输出阻抗由原来的Z(s)变为Z_v(s)，将逆变器虚拟复阻抗Z_vir(s)等效为下垂系数，使逆变器输出电流通过虚拟复阻抗Z_vir(s)反馈到的逆变器输出电压参考上，其过程为将逆变器输出电流与虚拟复阻抗做乘法，再在逆变器输出参考电压中减去此乘积，得到修正后的逆变器输出电压参考信号u_ref；

步骤4，将上述修正后的逆变器输出电压参考信号u_ref与逆变器输出电压u_o的反馈信号相减后，经过逆变器电压环的比例积分控制器PI调节得到电流环参考信号i_ref；将电流环参考信号i_ref与电感电流反馈信i_L相减后，经过逆变器电流环的比例控制器P调节，得到所述逆变器的调制信号；

步骤5，将得到的逆变器调制信号经拉普拉斯逆变换得到时域的调制信号，与载波信号比较，得到逆变器需要的PWM信号；PWM信号驱动逆变器的功率开关管，最终得到所需的逆变器输出电压。

2.权利要求1所述的一种基于虚拟复阻抗的单相逆变器并联控制方法，其特征在于，虚拟复阻抗，其表达式为：

$Z_{vir}\left(s\right)=R_v-\frac{{\mathrm{\ω}}_v}{s+{\mathrm{\ω}}_v}\·{\mathrm{sL}}_v$

虚拟复阻抗由虚拟正电阻和虚拟负电感相加得到，式中的低通滤波器用于滤除高频谐波，其截止频率为ω_v；R_v为虚拟电阻值；L_v为虚拟电感值，前面取负号表示为虚拟负电感；s为复变参量。

3.权利要求1所述的一种基于虚拟复阻抗的单相逆变器并联控制方法，其特征在于，所述步骤3中，使逆变器等效输出阻抗由原来的Z(s)变为Z_v(s)的具体过程为：首先以纵轴为虚数、横轴为实数绘制一个正交坐标系，然后绘制原输出阻抗相应的向量Z(s)；再绘制改变量所对应的向量；应用矢量合成的方法将原输出阻抗相应的向量与改变量所对应的向量进行合成，合成后所得的向量即为加入虚拟复阻抗Z_vir(s)后逆变器等效输出阻抗所对应的向量Z_v(s)。