CN102510120B - 一种基于虚拟阻抗的微网逆变器电压电流双环下垂控制方法 - Google Patents

Abstract

一种基于虚拟阻抗的微网逆变器电压电流双环下垂控制方法。该方法类比三环功率下垂控制，在逆变器输出电流与逆变器参考电压信号间串入一个逆变器虚拟连线阻抗Z_vir(s)，将所述的逆变器虚拟连线阻抗Z_vir(s)等效为下垂系数，使逆变器输出电流通过虚拟连线阻抗反馈到逆变器输出电压参考给定上，达到并联逆变器系统自动均分负载功率的目的。本发明消除了传统三环功率下垂控制器对连线阻抗敏感、控制系统复杂的缺陷。使微电网中并行的分布式电源在线路短、阻抗小的情况下，依然能够实现良好的功率均分效果，提高了系统稳定裕度，保证了负载的供电质量。

Description

一种基于虚拟阻抗的微网逆变器电压电流双环下垂控制方法

技术领域

本发明涉及一种微网逆变器的控制方法，尤其涉及一种基于虚拟阻抗的微网逆变器电压电流双环下垂控制方法。

背景技术

近年来，基于可再生能源的微电网技术由于其高效、经济、位置灵活和分散的特点成为国家节能减排，可持续发展战略规划的重要组成部分。微电网既可以与配电网连接工作于并网模式，也可以单独为本地负载供电，即运行于孤岛模式。当微电网孤岛运行时，逆变器的控制性能将直接影响到负载的供电质量。其常见的控制方法一般可分为两类。

第一类是有互联线方法，包括集中控制、主从控制、平均负载分配法等。这些方法可以达到很好的均流效果，并减小输出电压总谐波畸变率。然而互联线的存在会限制系统的灵活性和冗余性，而且会降低微电网系统的可靠性。

第二类是无互联线方法，此类方法只依赖于各模块自身的控制量，具有冗余性和灵活性等特点。无互联线方法一般分为谐波注入法和下垂法。谐波注入法实际上是以电力线作为信号线，利用谐波合成和检测方法达到有通信线的并联效果。理论上可消除由连线阻抗大小不等引起的均流误差，但由于谐波分量的引入，使输出电压畸变增大且控制较为复杂。下垂法采用交流电机中的控制思想，利用有功功率和电压的频率、无功功率和电压幅值之间的对应关系来调节逆变器输出电压参考值。然而，传统下垂法有效控制的前提是线路阻抗呈感性。在微电网中，线路阻抗可能是呈阻性或阻感性，此时传统下垂法无法实现有效的控制。为了解决此问题，各国学者对传统下垂法进行了改进。比如，德国学者A.Engler和N.Soultanis在IEEE International Conference on Future Power Systems上发表论文《Droop control in LV-grids》，文中在线路阻感比(R/X)很高的情况下，采用反下垂特性控制逆变器输出电压的幅值和频率，但这种方法无法适用于阻感性连线阻抗的系统。当线路阻抗中的阻性成分和感性成分均不可忽略时，比利时学者Karel De Brabandere在IEEE Transactions on Power Electronics上发表论文《A voltage and frequency droop control method for parallel inverters》，文中采用有功功率和无功功率解耦的方法可以精确控制系统的输出功率，但是这种方法需要精确的获得线路中阻感比的数值。为了减小线路阻感比对下垂控制器的影响，提高因逆变器个体差异而引起的系统内阻抗不同时下垂控制器的功率分配效果，同时又避免外加均流电感引起的负面问题，西班牙学者Guerrero在IEEE Transactions on Industrial Electronics上发表的论文《Output impedancedesign of parallel-connected UPS inverters with wireless load-sharing control》中提出了“虚拟阻抗法”，即在逆变器的闭环控制外加入输出阻抗调节模块，通过虚拟阻抗来抑制阻抗差异对功率分配的影响。但是加入的感性虚拟阻抗对高次谐波会表现为较高的阻抗，当系统带谐波含量较大的负载时，会因为虚拟电感的作用而使得输出电压畸变严重。另外，此类下垂控制一般为“功率-电压-电流”三环结构，系统的稳定性和动态性能在很大程度上由功率环参数决定，设计不当容易引起系统的不稳定，尤其是线路阻抗较小的情况下，系统稳定性会进一步恶化。

发明内容

本发明的目的是克服传统功率下垂控制方式在线路阻抗小的情况下无法使并联逆变器系统稳定工作的缺点，旨在提供一种能够在线路短、阻抗小的微电网中仍然维持系统稳定并达到良好负载功率均分效果的并联逆变器控制方法。

微电网是指以太阳能、风能、燃料电池等新能源作为能量来源，通过电力电子装置和储能设备实现功率变换和灵活控制的新型电网。既可以在电网正常的情况下，与配电网连接并网运行(并网模式)；亦可以在电网出现故障时，及时与电网断开，单独为本地网络负载供电(孤岛模式)，以维持本地网络电压幅值频率稳定，保证负载可靠供电。本发明涉及的孤岛运行下微电网中两台并联运行的逆变器系统结构可简化为两台逆变器通过各自的连线阻抗连接到公共负载上。为此本发明提出一种基于虚拟阻抗的电压电流双环下垂控制方法，类比传统三环功率下垂控制方法，可将虚拟连线阻抗Z_vir(s)等效为下垂系数，将逆变器输出电流通过虚拟连线阻抗反馈到逆变器输出电压参考上，使两台逆变器在线路短、阻抗小的微电网中，自动均分负载功率。

根据上面的发明构思，本发明控制方法的步骤如下：

步骤1：采用同步旋转锁相环对逆变器并联系统中每台逆变器各自的输出电压

进行锁相，得到该逆变器输出电压的相位角

将相位角

与逆变器输出电压参考幅值合成逆变器输出电压参考信号

经拉普拉斯变换，将时域的

转换为频域的

其中s为复变参量；

步骤2：电压电流双环下垂控制；

在逆变器输出电流与逆变器参考电压信号间串入一个逆变器虚拟连线阻抗Z_vir(s)，使逆变器等效输出阻抗由原Z_on(s)变为Z′_on(s)，且Z′_on(s)随所加虚拟连线阻抗变化。类比传统三环功率下垂控制方法，将所述的逆变器虚拟连线阻抗Z_vir(s)等效为下垂系数，使逆变器输出电流通过虚拟连线阻抗Z_vir(s)反馈到逆变器输出电压参考上，以达到并联逆变器系统自动均分负载功率的目的。其过程为将逆变器输出电流i_o(s)与虚拟阻抗Z_vir(s)做乘法，再在逆变器输出电压参考

中减去此乘积，得到的差为带有负载功率自动调节功能的输出电压参考

步骤3：将上述带有负载功率自动调节功能的逆变器输出电压参考

与逆变器输出电压U_n(s)的反馈信号做差后，经过逆变器电压环的比例谐振控制器(PR)调节得到电流环参考信号

将电流环参考信号

与电感电流反馈信号i_L(s)做差后，经过逆变器电流环的比例控制器(P)调节，得到所述逆变器的调制信号；

步骤4：将步骤3得到的逆变器调制信号经拉普拉斯逆变换得到时域的调制信号，与载波信号比较，得到逆变器需要的PWM信号。PWM信号驱动逆变器的功率开关管，最终得到所需的逆变器输出电压。

本发明有益的效果是：与有互联线方式相比，本发明具有更高的灵活性和冗余性，且稳定性更高。与传统三环功率下垂控制方式相比，本发明所提出的电压电流双环下垂控制方法不仅简化了控制系统，还尤其适用于线路短、阻抗小的微电网系统中的逆变器并联控制，同时具有稳定裕度大，动态性响应快，实现简单等特点。

附图说明

图1是逆变器孤岛运行等效电路；

图2是逆变器输出阻抗波特图；

图3是带虚拟阻抗时的逆变器输出阻抗波特图；

图4是加入虚拟阻抗Z_vir后的逆变器控制系统结构图；

图5是电压电流双环下垂特性图；

图6是带双环下垂控制器的并联逆变器单元结构图；

图7是双闭环控制结构图；

图8是当L_line＝7mH时，采用传统三环功率下垂控制的并联逆变器稳态运行波形；

图9是当L_line＝7mH时，采用电压电流双环下垂控制的并联逆变器稳态运行波形；

图10是当L_line＝3.5及0mH时，采用电压电流双环下垂控制的并联逆变器稳态运行波形。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施方式进一步描述本发明。

微电网中两台逆变器并联运行的等效电路图如图1所示。其中每台逆变器的输出阻抗

与连线阻抗

之和为每台逆变器的输出电压分别为

输出电流分别为I_on(n＝1，2)，两台逆变器间环流为I_H，公共耦合点处的电压为

采用本发明控制方法的步骤如下：

步骤1、逆变器输出电压参考给定信号生成

采用同步旋转锁相环对逆变器并联系统中每台逆变器各自的输出电压进行锁相，得到该逆变器输出电压的相位角

相位角与逆变器输出电压参考幅值

合成逆变器输出电压参考信号

经拉普拉斯变换，将时域的

转换为频域的

其中s为复变参量。

步骤2、电压电流双环下垂控制

在逆变器输出电流与逆变器参考电压信号间串入一个逆变器虚拟连线阻抗Z_vir(s)，使逆变器等效输出阻抗由原Z_on(s)变为Z′_on(s)，且Z′_on(s)随所加逆变器虚拟连线阻抗变化。类比传统三环功率下垂控制方法，将所述的逆变器虚拟连线阻抗Z_vir(s)等效为下垂系数，使逆变器输出电流通过虚拟连线阻抗Z_vir(s)反馈到逆变器输出电压参考上，以达到并联逆变器系统自动均分负载功率的目的。其过程为将逆变器输出电流i_o(s)与虚拟阻抗Z_vir(s)做乘法，再在逆变器输出电压参考信号

中减去此乘积，得到的差为带有负载功率自动调节功能的输出电压参考信号

电压电流双环下垂控制的原理如下：

三相电压源逆变器在PWM线性调制范围内可等效为一个增益为K_PWM的比例放大器，则其输出电压u_n(t)与调制信号u_m(t)间的关系可表示为：

$u_n\left(t\right)=\frac{U_{\mathrm{dc}}}{2{\hat{U}}_{\mathrm{tri}}}\·u_m\left(t\right)=K_{\mathrm{PWM}}\·u_m\left(t\right)---\left(1\right)$

式中：U_dc为DC总线直流电压；为载波幅值；K_PWM的逆变器增益。

调制信号u_m(t)可以分成2部分：

u_m(t)＝u_r(t)-u_f(t)    (2)

式中：u_r(t)产生逆变器初始电压值；u_f(t)与逆变器输出电流i_o(t)成比例，可表示为：

u_f(t)＝k_r·i_o(t)      (3)

式中，u_f(t)为逆变器调制信号中的扰动分量；i_o(t)为逆变器输出电流；k_r为扰动分量反馈系数，通常等于逆变器连线阻抗与输出阻抗之和。

将式(3)代入式(2)，可得：

u_m(t)＝u_r(t)-k_r·i_o(t)   (4)

式中：u_m(t)为逆变器输出电压调制信号，它与逆变器输出电压有相同的特性；u_r(t)为逆变器参考电压；i_o(t)为逆变器输出电流；k_r为扰动分量反馈系数，通常等于逆变器连线阻抗与输出阻抗之和；t为时间变量。

由于微网中连接线路短，通常并联逆变器间的连线阻抗值很小。采用传统三环功率下垂控制时，为了抑制并联系统间的环流，一般采用外接阻抗等手段。但外接阻抗会导致系统体积和成本增加、损耗增大。为了解决此问题，本发明采用虚拟阻抗法，通过在逆变器输出电流与逆变器参考电压信号间串入一个虚拟连线阻抗Z_vir(s)来模拟逆变器输出端的硬件线路阻抗，以获得更好的控制性能与精度。加入虚拟连线阻抗Z_vir(s)后，k_r等于逆变器连线阻抗Z_cn(s)、输出阻抗Z_on(s)及虚拟阻抗Z_vir(s)之和。

在微网中，逆变器间连线阻抗Z_cn(s)很小，可以忽略不计。

当逆变器采用比例谐振控制器时，逆变器输出阻抗Z_on(s)的幅值在50Hz处为零，如图2所示。加入虚拟阻抗后的逆变器输出阻抗由原Z_on(s)变为Z′_on(s)：

$Z_{\mathrm{on}}^{\′}\left(s\right)=-\frac{L\·s+r+Z_{\mathrm{vir}}\left(s\right)\·K_{\mathrm{PWM}}\·G_u\left(s\right)\·G_i\left(s\right)}{L\·C\·s^2+[r+K_{\mathrm{PWM}}\·G_i\left(s\right)]\·C\·s+K_{\mathrm{PWM}}\·G_u\left(s\right)\·G_i\left(s\right)+1}---\left(5\right)$

式中，逆变器电压环控制器G_u(s)为比例谐振(PR)调节器传函；电流环控制器G_i(s)为比例(P)调节器传函；L、r和C为滤波器参数；逆变器等效为K_PWM；Z_vir(s)为逆变器虚拟阻抗；s为复变参量。

当带有阻性及感性虚拟阻抗时，即Z_vir(s)＝R_vir或jX_vir时，逆变器等效输出阻抗Z′_on(s)频域特性如图3所示。由图3可见，逆变器等效输出阻抗特性完全由所加虚拟阻抗决定。

由此可见，采用比例谐振控制器的微网逆变器的k_r即等于Z_vir(s)。则式(4)可表示为：

u_m(t)＝u_r(t)-Z_vir·i_o(t)  (6)

图4为在逆变器输出电流与逆变器参考电压信号间串入虚拟连线阻抗Z_vir(s)后的逆变器控制系统结构图。其中，

为逆变器输出电压参考给定；

为带有负载功率自动调节功能的输出电压参考；U_n(s)为逆变器输出电压；L、r和C为LC滤波器参数；K_PWM为逆变器等效环节；G_u(s)与G_i(s)分别为逆变器的电压环控制器传函与电流环控制器传函；i_o为逆变器输出电流；Z_vir(s)为逆变器虚拟阻抗。

图4中，双实线框中为控制对象的数学模型，虚线框中为虚拟阻抗回路，虚拟阻抗回路及其它双实线框以外部分都是逆变器控制系统的组成部分。其工作流程如下：逆变器输出电流i_o与虚拟阻抗值Z_vir(s)做乘法，所得乘积再与逆变器输出电压参考做差得到带有负载功率自动调节功能的输出电压参考

与逆变器输出电压反馈信号U_n(s)做差后进入电压环调节器G_u(s)，G_u(s)的输出为电流环参考信号

电流环参考信号

减去逆变器电感电流反馈i_L(s)后进入电流环调节器G_i(s)，G_i(s)的输出即逆变器调制信号。调制信号在数字处理器中与载波信号进行比较得到PWM信号，由PWM信号驱动逆变器功率开关管开通或者关断得到所需的逆变器输出电压。

结合图4可将式(6)对应表示为：

$u_{n\_\mathrm{ref}}^{*}\left(t\right)=u_n^{*}\left(t\right)-Z_{\mathrm{vir}}\·i_o\left(t\right)---\left(7\right)$

类比传统三环功率下垂控制方法，可将式(7)中的逆变器虚拟连线阻抗Z_vir(s)等效为下垂系数，则式(7)可定义为一种电压电流双环下垂控制。其控制过程如式(7)和图5所示，当逆变器并联系统中的某一台逆变器输出电流增大的时候，Z_vir·i_o(t)增大，则带有负载功率自动调节功能的输出电压参考

减小，作为电压控制环参考信号，在下一个控制周期降低该逆变器的输出负载功率，反之亦然，最终达到在并联逆变器间自动均分负载功率的目的。此控制方法对逆变器输出阻抗的大小没有依赖性，只与两台逆变器虚拟阻抗的比值有关，且避免了传统三环功率下垂控制方法复杂、难以实现等问题，非常适合在连线阻抗很小的微网系统中使用。采用电压电流双环下垂控制方式的逆变器单元控制原理图如图6所示。

步骤3、逆变器电压环比例谐振控制与电流环比例控制

将上述带有负载功率自动调节功能的逆变器输出电压参考与逆变器输出电压U_n(s)的反馈信号做差后经过逆变器电压环的比例谐振控制器(PR)调节，得到电流环参考

将电流环参考

与电感电流反馈信号i_L(s)做差后，经过逆变器电流环的比例控制器(P)调节得到本逆变器的调制波，如图7所示。

图中，

为带有负载功率自动调节功能的逆变器输出电压参考；

为电流环参考；i_o(s)为逆变器输出电流；U_n(s)为逆变器输出电压；L、r和C为滤波器参数；逆变器等效为K_PWM。

G_u(s)为逆变器电压环比例谐振控制器(PR)的传递函数，其表达式为：

$G_u\left(s\right)=k_{\mathrm{pu}}+\frac{k_{\mathrm{iu}}\·s}{s^2+{\mathrm{\ω}}_o^2}---\left(8\right)$

式中，k_pu为电压环比例系数；k_iu为电压环积分系数；ω_o为基波角频率；s为复变参量。

G_i(s)为逆变器电流环的比例控制器(P)的传递函数，其表达式为：

G_i(s)＝k_pi  (9)

式中，k_pi为电流环比例系数。

步骤4、逆变器PWM信号生成

将步骤3得到的调制信号经拉普拉斯逆变换得到时域的调制信号，该调制信号为正弦波形，与三角载波信号进行比较，当调制信号的值比载波信号的值大时，PWM输出高电平；当调制信号的值比载波信号的值小时，PWM输出低电平。这样就得到了逆变器需要的PWM信号，PWM信号驱动逆变器的功率开关管，得到所需的逆变器输出电压。

图8为在线路阻抗L_line＝7mH时，采用传统三环功率下垂控制器的两台逆变器并联工作的稳态波形。由图9可见，稳态运行时并联逆变器系统基本能够均分负荷，但是环流较大，峰值接近2A，且电流波形有畸变。

图9为在线路阻抗L_line＝7mH时，采用本发明电压电流双环下垂控制器的并联逆变器系统的稳态工作波形，此时电流波形谐波含量少，环流最大峰值仅为0.4A。

当线路阻抗L_line减小到3.5mH时，采用与之前相同的控制器参数时，传统三环功率下垂控制方式已不能够稳定运行。但是采用与之前相同参数的电压电流双环下垂控制方式，不仅在连线阻抗为3.5mH时，甚至在连线阻抗约为0mH时都依然能够维持良好的并联均流效果，其波形如图10所示。

由此可见，本发明提出的电压电流双环下垂控制方法消除了传统的三环功率下垂控制器对连线阻抗敏感、控制系统复杂的缺陷。此控制方法不增加并联逆变器系统的体积与成本，对逆变器输出阻抗的大小没有依赖性，只与两台逆变器虚拟阻抗的比值有关，从而可使微电网中并行的分布式电源在线路短、阻抗小的情况下，依然能够实现良好的功率均分效果，提高了系统稳定裕度，保证了负载的供电质量。

Claims (3)

1.一种基于虚拟阻抗的微网逆变器电压电流双环下垂控制方法，其特征在于，所述控制方法的步骤如下：

步骤1：采用同步旋转锁相环对逆变器并联系统中每台逆变器各自的输出电压进行锁相，得到所述的逆变器输出电压的相位角

将此相位角

与所述的逆变器输出电压参考幅值

合成逆变器输出电压参考信号

经拉普拉斯变换，将时域的逆变器输出电压参考信号转换为频域的其中s为复变参量；

步骤2：在逆变器输出电流与逆变器参考电压信号间串入一个逆变器虚拟连线阻抗Z_vir(s)，使逆变器等效输出阻抗由原Z_on(s)变为Z′_on(s)，且Z′_on(s)随所加虚拟连线阻抗变化；将所述的逆变器虚拟连线阻抗Z_vir(s)等效为下垂系数，使逆变器输出电流通过虚拟连线阻抗Z_vir(s)反馈到逆变器输出电压参考上，得到修正后的带有负载功率自动调节功能的逆变器输出电压参考信号

以达到并联逆变器系统自动均分负载功率的目的；

步骤3：将所述带有负载功率自动调节功能的逆变器输出电压参考信号

与逆变器输出电压U_n(s)的反馈信号做差，并经过逆变器电压环的比例谐振控制器(PR)调节得到电流环参考信号

将电流环参考信号

与电感电流反馈信号i_L(s)做差后，经过逆变器电流环的比例控制器(P)调节得到所述逆变器的调制信号；

步骤4：将步骤3得到的逆变器调制信号经拉普拉斯逆变换得到时域的调制信号，与载波信号比较，得到逆变器需要的PWM信号；PWM信号驱动逆变器的功率开关管，最终得到所需的逆变器输出电压。

2.按照权利要求1所述的基于虚拟阻抗的微网逆变器电压电流双环下垂控制方法，其特征在于，所述的逆变器虚拟连线阻抗Z_vir(s)等效为下垂系数，将逆变器输出电流i_o(s)与虚拟阻抗Z_vir(s)做乘法，再在逆变器输出电压参考信号

中减去乘积，得到带有负载功率自动调节功能的输出电压参考信号

如下式所示：

$u_{n\_\mathrm{ref}}^{*}\left(t\right)=u_n^{*}\left(t\right)-Z_{\mathrm{vir}}\·i_o\left(t\right)$

其中，

为带有负载功率自动调节功能的输出电压参考信号，

为逆变器输出电压参考信号，i_o(s)为逆变器输出电流，Z_vir(s)为虚拟连线阻抗，t为时间变量。

3.按照权利要求1所述的基于虚拟阻抗的微网逆变器电压电流双环下垂控制方法，其特征在于，所述的加入虚拟阻抗后的逆变器等效输出阻抗Z′_on(s)由以下公式计算：

$Z_{\mathrm{on}}^{\′}\left(s\right)=-\frac{L\·s+r+Z_{\mathrm{vir}}\left(s\right)\·K_{\mathrm{PWM}}\·G_u\left(s\right)\·G_i\left(s\right)}{L\·C\·s^2+[r+K_{\mathrm{PWM}}\·G_i\left(s\right)]\·C\·s+K_{\mathrm{PWM}}\·G_u\left(s\right)\·G_i\left(s\right)+1}$

其中，逆变器电压环控制器G_u(s)为比例谐振(PR)调节器传函；电流环控制器G_i(s)为比例(P)调节器传函；L、r和C为滤波器参数；逆变器增益为K_PWM；Z_vir(s)为逆变器虚拟阻抗；s为复变参量。

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