JPH0324815B2

JPH0324815B2 -

Info

Publication number: JPH0324815B2
Application number: JP57131242A
Authority: JP
Inventors: Juichi Hitomi
Original assignee: Tokyo Shibaura Electric Co Ltd
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1982-07-29
Filing date: 1982-07-29
Publication date: 1991-04-04
Also published as: GB8319774D0; GB2124444B; JPS5922433A; DE3327249A1; GB2124444A; KR840005624A; US4492914A; DE3327249C2

Description

【発明の詳細な説明】〔発明の技術分野〕本発明は、例えばエミツタ結合形非安定マルチ
バイブレータ等の、トランジスタ回路の温度ドリ
フトを補償する温度補償用回路に関する。〔発明の技術的背景とその問題点〕一般に、トランジスタ回路の動作特性は、周囲
温度の変化に伴ない変動してしまう。従来より、
この温度ドリフトによる動作特性の変動を防ぐた
めに、何らかの温度補償手段をトランジスタ回路
に講じることが行われていた。例えばエミツタ結
合非安定マルチバイブレータの発振周波数は、温
度ドリフトを有する。この温度ドリフトを補償す
るためには通常、マルチバイブレータの発振周波
数を決定するバイアス電圧自体にも温度ドリフト
をもたせている。すなわち、バイアス回路が設定
し、トランジスタ回路に印加されるバイアス電圧
に温度依存性をもたせ、マルチバイブレータ自体
の温度ドリフトを相殺するのである。第１図に従来の温度補償用バイアス回路６０の
回路構成図を示す。バイアス回路６０は、ダイオ
ードの順抵抗が温度上昇に伴ない減少することを
利用して温度補償を行うバイアス回路であり、直
列回路を構成する抵抗１４，１５および順バイア
スに接続されるｎ個のダイオード５１…より成
る。直列回路の一端である抵抗１４には電源電圧
Vccが接続されており、他端のダイオード５１は
接地されている。また、抵抗１４に印加されてい
る電圧をバイアス電圧V₁として取り出すため、
出力端子２７が抵抗１４，１５間に設けられてい
る。この出力端子２７は、温度補償をするべきト
ランジスタ回路（図示せず）のバイアス電圧入力
端子に接続される。この従来の温度補正用バイアス回路６０が設定
するバイアス電圧V₁は次式で与えられる。 V₁＝R₁₄／R₁₄＋R₁₅（Vcc−nV_D） …１）ここでR₁₄，R₁₅はそれぞれ抵抗１４，１５の抵
抗値を示し、V_Dはダイオード５１の順方向電圧
を示す。このとき、バイアス電圧V₁の温度Ｔに
対する変化率∂V₁／∂Tは、 ∂V₁／∂T＝−nR₁₄／R₁₄＋R₁₅・∂V_D／∂T …２）と表わされる。上記第２）式よりバイアス回路６０により設定
されるバイアス電圧V₁が温度ドリフトを有する
ことが分る。先にも述べたように、温度に従いバイアス電圧
V₁を変化させることにより、このバイアス電圧
V₁により決定されるトランジスタの動作特性の
温度ドリフトを補償するのであるが、後に詳述す
るように、温度補償を適正に行うには、バイアス
回路６０が接続されるトランジスタ回路に応じ
て、バイアス電圧V₁の温度係数である−
nR₁₄／R₁₄＋R₁₅の値を、ある特定の値に一致させなくてはならない。すなわち、温度係数−nR₁₄／R₁₄＋R¹⁵ の値は、任意の値に一致することができるもので
なくてはならないのである。しかしながら、温度係数−nR₁₄／R₁₄＋R₁₅の値は、抵抗値R₁₄，R₁₅を適当に選んだ後、ダイオード
５１の個数ｎを操作することにより設定すること
であるが、ｎは整数値であるため、温度係数は連
続する値を取ることができず、離散的な値を取ら
ざるを得ない。このため、従来の温度補償用バイ
アス回路６０ででは、バイアス電圧V₁の有する
温度係数を所望の値に一致させるのが困難であ
り、近似する値に設定せざるを得なかつた。した
がつて、完全な温度補償を果すことができず、バ
イアス回路６０が接続されるトランジスタ回路の
温度ドリフトを解消するには至らなかつた。その
ため、温度補償用バイアス回路６０の接続された
トランジスタ回路を実際に使用するに当つては、
その動作特性がいまだ温度ドリフトを有している
ため、得られる特性を適正なものとする補正手段
を新たに設けなければならなかつた。これは、回
路規模の増大とコスト高を招集するものであり、
甚だ問題であつた。〔発明の目的〕本発明の目的は、従来の温度補償用回路では果
すことのできなかつた完全な温度補償を行い得る
温度補償用回路を提供することにある。〔発明の概要〕本発明は、温度補償のためのダイオードを複数
順バイアス方向に直列接続したものを、複数並列
に接続した構成の温度補償用回路である。〔発明の実施例〕第２図は、本発明の一実施例である温度補償用
バイアス回路７０の回路構成図である。温度補償
用バイアス回路７０は、第１図に示した従来の温
度補償用バイアス回路６０に抵抗５３とｍ個のダ
イオード５２…からなる直列回路を並列に付加し
た如き構成となつている。すなわち、抵抗１５に
ｎ個のダイオード５１…を直列に接続してなる直
列回路と、抵抗５３とｍ個ダイオード５２…を直
列に接続してなる直列回路とを、電圧が印加され
た場合に、順バイアスとなるようにダイオード５
１，５２の方向を備え、並列に接続する。こうし
て得られる並列回路８０の一端に抵抗１４を直列
に接続し、他端は接地する。抵抗１４には電源電
圧Vccを接続し、バイアス電圧V₂の出力端子２
７は、抵抗１４と並列回路８０の中間点５０に設
ける。上記の構成による温度補償用バイアス回路７０
が設定するバイアス電圧V₂は、中間点５０の電
位をV₂₇とすると、 V₂＝Vcc−V₂₇ …３）と表わされる。また、 Vcc−V₂₇／R₁₄＝V₂₇−nV_D／R₁₅＋V₂₇−mV_D／R₅₃…４
）の関係があるため、バイアス電圧V₂は V₂＝（１／R₁₅＋１／R₅₃）Vcc−（ｎ／R₁₅＋ｍ／R₅₃
）V_D／１／R₁₄＋１／R₁₅＋１／R₅₃
…５）と求まる。よつてバイアス電圧V₂の温度Ｔに対
する変化率∂V₂／∂Tは、 ∂V₂／∂T＝−ｎ／R₁₅＋ｍ／R₅₃／１／R₁₄＋１／R₁₅
＋１／R₅₃・∂V_D／∂T…６）となる。上記式(6)式より、バイアス電圧V₂の有する温
度係数αは、 α＝−ｎ／R₁₅＋ｍ／R₅₃／１／R₁₄＋１／R₁₅＋１／R_5
3…７）であることが分る。したがつて、抵抗値R₁₄，
R₁₅，R₅₃を適当な値に定め、ダイオード５１，
５２のそれぞれの個数ｎ，ｍを操作することによ
り、温度係数αは所望の値に一致させることがで
きる。これにより、バイアス回路７０が接続され
るトランジスタ回路の温度補償を完全に行うこと
ができる。以下、本発明の一実施例である温度補償用バイ
アス回路７０の具体的な使用例を挙げ、詳述す
る。バイアス回路７０が接続されるトランジスタ
回路としては、VTRのFM変調器に使用される
エミツタ結合形非安定マルチバイブレータを例と
することにする。第３図は、本発明による温度補償用バイアス回
路７０を使用していない、エミツタ結合形非安定
マルチバイブレータ９０の回路構成図である。な
お、破線で囲まれている部分は、バイアス回路２
８を示すものである。このバイアス回路２８は温
度補償を行わないバイアス回路であり、抵抗１
４，１５を直列に接続してなる直列回路より構成
されている。抵抗１４は電源電圧Vccに接続さ
れ、抵抗１５は接地されている。また、バイアス
電圧出力端子２７は、抵抗１４，１５の中間点に
設けられている。以下に、マルチバイブレータ９０の回路構成を
説明する。１対のトランジスタ１，２のコレクタ
は、それぞれトランジスタ３，４のエミツタに接
続されている。また、トランジスタ１の同じくコ
レクタは抵抗１２を介し、トランジスタ２のコレ
クタは抵抗１３を介して共にトランジスタ５のエ
ミツタに接続されている。さらに、またトランジ
スタ１のコレクタは、トランジスタ６のベース・
エミツタ結合を介してトランジスタ２のベースに
接続されると共に、トランジスタ８のベースにも
接続されており、トランジスタ２のコレクタは、
トランジスタ７のベース・エミツタ結合を介して
トランジスタ１のベースに接続されると共に、ト
ランジスタ９のベースにも接続されている。前記トランジスタ３，４のベースは共に、バイ
アス回路２８の出力端子２７に接続されており、
コレクタは電源電圧Vccに接続されている。ま
た、前記トランジスタ５のベースおよびコレクタ
ならびにトランジスタ６，７，８，９のコレクタ
も電源電圧Vccに接続されている。なお、トラン
ジスタ６のエミツタは、先に述べたようにトラン
ジスタ２のベースに接続されているが、分岐さ
れ、抵抗２４を介し接地もされている。同様にト
ランジスタ７のエミツタも、分岐され抵抗２５を
介して接地されている。また、トランジスタ８，
９のエミツタは、それぞれ抵抗２０，２２を介し
て、それぞれトランジスタ１０，１１のベースに
接続されている。このトランジスタ１０，１１の
ベースは、それぞれ抵抗２１，２３を介して接地
されており、エミツタは互いに結合され、電流源
１７を通じて接地されている。また、トランジス
タ１０，１１のコレクタは、それぞれトランジス
タ１，２のエミツタと接続されており、トランジ
スタ１，２のエミツタは、コンデンサ１６を介し
て、相互に結合されている。さて、上記の構成によるマルチバイブレータ９
０の動作説明を、第４図の信号波形図を参照しつ
つ行うことにする。以下においては、トランジス
タ１，２のコレクタ電位V_C1，V_C2ならびにエミ
ツタ電位V_E1，V_E2の時間変化を追つて行く。マルチバイブレータ９０の発振動作は、トラン
ジスタ１，２が交互にON，OFFの反転を操り返
して行われるが、まず、時刻t₁において、トラン
ジスタ１がONになり、トランジスタ２がOFFに
なつた状態を想定する。このときトランジスタ３
もONになつているため、トランジスタ１のコレ
クタ電位V_C1は、バイアス回路２８の出力端子２
７の電位よりトランジスタ３のベース・エミツタ
間電圧V_BE3分低い電位となつている。出力端子２
７と電源電圧間の電圧をV_Oとすれば、出力端子
２７の電位はV_CC−V_Oであるから、時刻t₁におけ
るトランジスタ１のコレクタ電位V_C1は、 V_C1＝V_CC−V_C−V_BE3（ｔ＝t₁）となつている。また、トランジスタ２のコレクタ
電位V_C2は、トランジスタ２がOFFになつている
ため、電源電圧V_CCよりもトランジスタ５のベー
ス・エミツタ間電圧V_BE5だけ低い電位となつてお
り、 V_C2＝V_CC−V_BE5（ｔ＝t₁）と表わされる。次に、時刻t₁におけるトランジスタ１，２のエ
ミツタ電位V_E1，V_E2を考える。ここでトランジ
スタ７のベース・エミツタ間電圧をV_BE7、ONの
状態のトランジスタ１のベース・エミツタ間電圧
をV_BE1とすれば、 V_E1＝V_CC−V_BE5−V_BE7−V_BE1（ｔ＝t₁）となる。さて、トランジスタ１はONになつてい
るため、トランジスタ１１もONになり、第３図
の実線の矢印で示す如くコンデンサ１６には、定
電流I₀が流れる。これにより、コンデンサ１６
は、実線の矢印の方向の極性に一定速度で充電さ
れ、これに伴ないトランジスタ２のエミツタ電位
V_E2は、第４図ｄに示すように、時刻t₁以後、一
定速度で低下していく。そして、エミツタ電位
V_E2がこのまま減少していき、トランジスタ２の
ベース・エミツタ電圧V_BE2がある値になると、ト
ランジスタ２の状態はONからOFFに反転する。
この反転を起こすエミツタ電圧V_BE2の値をV_BE2
（ON）とし、反転する時刻をt₂とすれば、時刻t₂
におけるトランジスタ２のエミツタ電位V_E2は、 V_E2＝V_B2−V_BE2（ON）（ｔ＝t₂）となる。ここでV_B2はトランジスタ２のベース電
位であり、V_B2はトランジスタ１のコレクタ電位
V_C1よりもトランジスタ６のベース・エミツタ間
電圧V_BE6だけ低いため、 V_B2＝V_C1−V_BE6 ＝V_CC−V_O−V_BE3−V_BE6 と表わされ、結局、 V_B2＝V_CC−V_O−V_BE6−V_BE2（ON）（ｔ＝t₂）と求まる。トランジスタ２がOFFからONに反転すると、
トランジスタ１はONからOFFに反転する。した
がつて、今度はトランジスタ１のコレクタ電位
V_C1が、 V_C1＝V_CC−V_BE5 （ｔ＝t₂）となり、トランジスタ２のコレクタ電位V_C2は、 V_C2＝V_CC−V_O−V_BE4（ｔ＝t₂）になる。そして、時刻t₂にONとなつたトランジ
スタ２のエミツタ電位V_E2は、時刻t₁のトランジ
スタ２のエミツタ電位V_E1と同様に、 V_E2＝V_CC−V_BE5−V_BE2（ｔ＝t₂）となる。ここでV_BE2はON状態のトランジスタ２
のベース・エミツタ間電圧を表わす。さて、時刻t₂においてトランジスタ２のエミツ
タ電位V_E2は、 V_CC−V_O−V_BE3−V_BE6−V_BE2（ON）から V_CC−V_BE5−V_BE6−V_BE2 に至るまで、差き引き V_O＋V_BE3−V_BE5＋V_BE2（ON）−V_BE2 増加している。ここでトランジスタ３がON状態
のとき、トランジスタ３とトランジスタ５のそれ
ぞれのコレクタに流れる電流が等しくなるように
抵抗１２が選ばれており、トランジスタ３のベー
ス・エミツタ間電圧V_BE3とトランジスタ５のベー
ス・エミツタ間電圧V_BE5は等しい。したがつて、
先程の時刻t₂におけるトランジスタ２のエミツタ
電圧V_E2の増加分 V_O＋V_BE3−V_BE5＋V_BE2（ON）−V_BE2は、 V_BE3＝V_BE5 であるから、 V_O＋V_BE2（ON）−V_BE2 となる。これより、時刻t₂におけるトランジスタ
１のエミツタ電圧V_B1は、時刻t₂以前における V_CC−V_BE5−V_BE7−V_BE1 から、上記の増加分だけ高い電位となり、 V_E1＝V_CC−V_BE5−V_BE7−V_BE1＋V_O＋V_BE2（ON）
−V_BE2（ｔ＝t₂）となることが分る。時刻t₂以後、トランジスタ１がOFF、トランジ
スタ２がONとなつた状態では、第３図の破線の
矢印の方向に定電流I₀が流れるため、今度はトラ
ンジスタ１のエミツタ電位V_E1が第４図Ｃに示す
ように一定速度で低下していく。そして、トラン
ジスタ１がOFFからONになるのに必要なベー
ス・エミツタ間電圧をV_BE1（ON）とすれば、 V_E1＝V_CC−V_O−V_BE4−V_BE7−V_BE1（ON）となつた時点（時刻t₃）で、再びトランジスタ１
がONになり、トランジスタ２がOFFとなる。
ON状態となつたトランジスタ１のエミツタ電圧
V_E1は、 V_E1＝V_CC−V_BE5−V_BE7−V_BE1（ｔ＝t₃）に復帰し、時刻t₃におけるV_E1の増加分は、 V_O＋V_BE4−V_BE5＋V_BE1（ON）−V_BE1 である。先程と同様に、トランジスタ４とトラン
ジスタ５のベース・エミツタ間電圧V_BE4，V_BE5は
共に等しくなるように、抵抗１３の値が選ばれて
いるため、結局、時刻t₃におけるV_E1の増加分は、 V_O＋V_BE1（ON）−V_BE1 となる。これより、時刻t₃におけるトランジスタ
２のエミツタ電圧V_E2は、時刻t₃以前における V_CC−V_BE5−V_BE6−V_BE2 よりも、上記の増加分だけ高い、 V_E2＝V_CC−V_BE5−V_BE6−V_BE2＋V_O＋V_BE1（ON）
−V_BE1（ｔ＝t₃）となる。以後、トランジスタ１，２のON，OFFの反転
が繰り返され、トランジスタ１のコレクタ電位
V_C1もしくはトランジスタ２のコレクタ電位V_C2
は、それぞれ第４図ａ，ｂに示すように、一定の
周期2Tで繰り返されるパルス波形となり、マル
チバイブレータ９０の発振出力が得られることに
なるのである。この場合、トランジスタ１のコレ
クタ電位V_C1の期間Ｔにおける変化より、コンデ
ンサ１６の端子電圧は、期間Ｔにおいて、 V_CC−V_O−V_BE4−V_BE7−V_BE1（ON）から V_CC−V_BE5−V_BE7−V_BE1＋V_O＋V_BE2（ON）−
V_BE2 まで、 2V_O＋V_BE1（ON）−V_BE1＋V_BE2（ON）−V_BE2 だけ変化するただしV_BE4＝V_BE5とする。ここでト
ランジスタ１，２を対称して選ぶことにより、 V_BE1＝V_BE2，V_BE1（ON）＝V_BE2（ON）となるため、コンデンサ１６の印加電圧の変化は２（V_O＋V_BE1（ON）−V_BE1）となる。したがつて、コンデンサ１６の容量をＣ
とすればＣ・２（V_O＋V_BE1（ON）−V_BE1）＝I_O・Ｔが成立し、よつて、マルチバイブレータ９０の発
振周波数f₀は、 f_O＝１／2T ＝I_O／4CV_C …８）と求まる。ここでV_Cはトランジスタ１，２の
ON，OFFが反転する際のコンデンサ１６の端子
電圧で V_C＝V_O＋V_BE2（ON）−V_BE1 …９）と表わされる。上記第８）式より、定電流I_Oを変化させること
により、発振周波数がf_Oが変化することが分る。
したがつて、映像信号を入力信号とし、この入力
信号により定電流I_Oを同相で変化させることによ
り、マルチバイブレータ９０をVTRにおける
FM変調器として用いることができる。さて、このエミツタ結合形非安定マルチバイブ
レータ９０の発振周波数はf_Oは、温度ドリフトを
有するのであるが、以下これについて詳述する。発振周波数f_Oが温度ドリフトを有する原因は、
上記第９）式で示されるコンデンサ１６の端子電
圧V_Cが温度ドリフトを有するためである。すな
わち、例えばトランジスタ２がOFFからONに反
転する時刻t₂において、トランジスタ１，２のコ
レクタ電流が実際には等しくはならず、そのた
め、時刻t₂におけるトランジスタ１，２のエミツ
タ・ベース電圧であるV_BE1，V_BE2（ON）の温度
係数が異なり、端子電圧V_Cが温度ドリフトを有
するに至るのである。このことをさらに詳しく知るために、時刻t₂に
おいてトランジスタ２に流れるコレクタ電流I_C2
（ON）を考えてみる。いま、時刻t₂以前の、トラ
ンジスタ２がOFFの状態において、エミツタ電
流V_E2が△Ｖ減少したものとする。このとき抵抗
１３を流れる電流は、トランジスタ２の相互コン
ダクタンスをｇm²とすると、△Ｖ・ｇm²増加す
る。これにより、トランジスタ２のコレクタ電位
V_C2は、△Ｖ・ｇm²・R₁₃下がる。このコレクタ
電位V_C2の変化は、トランジスタ７およびトラン
ジスタ１のベース・エミツタ接合、コンデンサ１
６を順次経て、トランジスタ２自身のエミツタに
そのまま帰還される。トランジスタ２がOFFか
らONに反転する条件は、このときのループゲイ
ンＧ、すなわち、Ｇ＝△Ｖ・ｇm²・R₁₃／△Ｖ＝ｇm²・R₁₃ …10）が１以上となることである。したがつて、Ｇ＝１
となつた瞬間（時刻t₂）に、トランジスタ２は
OFFからONに反転する。この瞬間のトランジス
タ２のコレクタ電流がI_C2（ON）であり、相互イ
ンダクタンスｇm²は、ｇm²＝ｇ／KT・I_C2（ON） …11）と表わされる。ここで、ｋはボルツマン定数、Ｔ
は絶対温度、ｑは単位電荷をそれぞれ示す。上記
第10）、11）式より、トランジスタ２の反転時に
おけるコレクタ電流I_C2（ON）は、 I_C2（ON）＝kT／ｑ・R₁₃ …12）と求まる。さて、上記の如く、コレクタ電流I_C2（ON）が
求まつたことにより、反転時におけるトランジス
タ２のベース・エミツタ電圧V_BE2（ON）は、ト
ランジスタ１および２の飽和電流値をI_Sとする
と、 V_BE2（ON）＝kT／ｑlnI_C2（ON）／I_S ＝kT／ｑlnkT／I_s・qR₁₃ …13）と求まる。また、反転時におけるトランジスタ１
のベース・エミツタ電圧V_BE1は、トランジスタ１
のコレクタ電流I_C1がI_Oと等しいため、 V_BE1＝kT／ｑlnI_O／I_S …14）と求まる。したがつて、上記式第13）式、14）
式、ならびに第９）式より、反転時のコンデンサ
１６の端子電圧V_Oは、 V_C＝V_O−kT／ｑlnqR₁₃・I_O／kT …15）と求まる。これより、端子電圧V_Cが温度Ｔの関
数となつており、負の温度ドリフトを有すること
が明らかとなつた。したがつて、第１）式で表わ
される発振周波数f_Oは正の温度ドリフトを有する
ことになる。さて、発振周波数f_Oの温度ドリフトは、コンデ
ンサ１６の端子電圧V_Cが温度ドリフトを有する
ことに起因するものであることが明らかとなつ
た。したがつて、発振周波数f_Oの温度ドリフトを
補償するには、上記第15）式で表わされる端子電
圧V_Cの温度ドリフトを補償すればよい。そこで、
第15）式中に含まれる。バイアス電圧V_Oに温度
ドリフトをもたせ、端子電圧V_Cの温度ドリフト
を相殺することが考えられる。第３図のバイアス
回路２８を、第１図に示す従来のバイアス回路６
０に置き換えると、バイアス電圧V_Oは第１）式
に従うV₁となり、第15）式で表わされる端子電
圧V_Cは、 V_C＝V₁−kT／ｑlnqR₁₃・T_O／kT …16）となる。ここでV_Cの温度Ｔに対する変化率∂V_C／∂T を求めると、 ∂V_C／∂T＝∂V₁／∂T−ｋ／ｑ（lnqR₁₃I_O／kT−１） …17）となる。そして第２）式の∂V₁／∂Tを代入することにより、∂V_C／∂Tは ∂V_C／∂T＝−Nr₁₄／R₁₄＋R₁₅・∂V_D／∂T −ｋ／ｑ（lnqR₁₃I_O／kT−１） …18）と求まる。温度ドリフトの解消とは、上記第18）
式の値を０とすることである。したがつて、温度
Ｔ＝T_Oとし、抵抗値R₁₄，R₁₅の値を定め、ダイ
オード５１の個数ｎの値を操作することにより、
∂V_C／∂T＝０とすることができれば、発振周波数f_O の温度ドリフトは打ち消されることになるのであ
る。しかしながら、既に述べたように、ｎは整数
値しか取り得ず、一般には、上記第18）式の
∂V_C／∂Tの値を０とすることが必ずしも可能とは言えないのであつたた。そこで、第２図に示す本発明のバイアス回路７
０をバイアス回路２８に置き換えて用いれば、端
子電圧V_Cは、 V_C＝V₂−kT／ｑln（qR₁₃I_O／kT）（V_O＝V₂）となり、∂V_C／∂Tは ∂V_C／∂T＝∂V₂／∂T −ｋ／ｑ（lnqI₁₃I_O／kT−１） …19）と求まる。前出の第６）式を上記第19）式に代入
し、 ∂V_C／∂T−ｎ／R₁₅＋ｍ／R₅₃／１／R₁₄＋１／R₁₅＋
１／R₅₃・∂V_D／∂T−ｋ／ｑ・（lnqR₁₃・I_O／kT−１） …20）が得られる。したがつて、本発明によれば、抵抗
値R₁₄，R₁₅，R₅₃を適当な値に選び、その後、ダ
イオード５１の個数ｎ、ダイオード５２の個数ｍ
というふたつの変数を独立に操作することで、上
記第20）式の∂V_C／∂Tの値を、任意の温度T_Oにおいて、０とすることが可能となるのである。次に、本発明の効果を第５図により具体的に示
す。第５図は、マルチバイブレータ９０の発振周
波数の温度特性図である。この特性は、マルチバ
イブレータ９０を構成する抵抗等の値を下記のよ
うに選び得られてものである。抵抗１２，１３…1.6KΩ、抵抗１４…500Ω、
抵抗１５…6KΩ、抵抗２０，２２…5.3KΩ、
抵抗２１，２３…6KΩ、コンデンサ１６…
120pF、電流源１７…720μA。第５図中のａの特性は、バイアス回路として温
度補償効果を有しないバイアス回路２８をマルチ
バイグレータ９０に接続した場合を示している。
これを見ると明らかなように、発振周波数は温度
ドリフトを有しており、０℃〜100℃の温度範囲
で発振周波数が175KHzも変動している。第５図中ｂの特性は、従来の温度補償用バイア
ス回路６０を用いた場合で、ダイオード５１の個
数が１個のときであり、ｃの特性は同じく２個の
ときを示している。どちらの特性も発振周波数の
温度ドリフトが軽減されているのが分るが、いま
だｂで68KHz、ｃで83KHzの変動がある。また、
両者の特性の変化は相反的であり、ｂは温度上昇
とともに発振周波数が増加しており、ｃは逆に減
少している。したがつて、ダイオード５１の最も
適当な個数はこの効果より、１個から２個の間に
あることが分るが、個数としては整数値しか取り
得ず、従来のバイアス回路６０に用いる限り、こ
れ以上の温度補償を望むことはできないのであ
る。第５図中ｄの特性は、本発明のバイアス回路７
０を用いた場合を示す。このとき、抵抗１４，１
５，５３はそれぞれ500Ω、11.3KΩ、8.7KΩに
選ばれている。また、ダイオード５１の個数ｎは
２個であり、ダイオード５２の個数ｍは１個であ
る。本発明の温度補償用バイアス回路７０を用い
ることにより、発振周波数の温度依存性は殆んど
なくなり、０℃〜100℃の範囲で僅か16KHz程度
の変動に押えられている。〔発明の効果〕以上のように、本発明の温度補償用回路７０は
構成簡単にして、非常に大きな効果を有するもの
である。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の温度補償用回路の構成図、第２
図は本発明の温度補償用回路の構成図、第３図は
本発明の温度補償用回路が適用されるマルチバイ
ブレータの構成図、第４図は前記マルチバイブレ
ータの動作説明を行うための信号波形図、第５図
は発振周波数特性図である。１４，１５，５５…抵抗、５１，５２…ダイオ
ード、７０…温度補償用バイアス回路。

Claims

【特許請求の範囲】

１第１の抵抗にｎ個（正の整数）のダイオード
を直列に接続してなる第１の直列回路と、第２の
抵抗に前記第１の直列回路とは数の異なるｍ個の
ダイオードを直列に接続してなる第２の直列回路
と、電圧が印加された場合に順バイアスとなるよ
うに前記第１および第２の直列回路の各ダイオー
ドの方向を揃えるとともに前記第１および第２の
直列回路を並列に接続した端子電圧が負の温度係
数をもつ並列回路と、前記並列回路の一端に接続
した第１の電源と、前記並列回路の他端に一端を
接続した電流発生手段と、前記電流発生手段の他
端に接続した第２の電源と、前記並列回路の他端
と前記電流発生回路の一端との間に接続した出力
端子とからなることを特徴とする温度補償用回
路。