JPS6343923B2 - - Google Patents
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- JPS6343923B2 JPS6343923B2 JP54121650A JP12165079A JPS6343923B2 JP S6343923 B2 JPS6343923 B2 JP S6343923B2 JP 54121650 A JP54121650 A JP 54121650A JP 12165079 A JP12165079 A JP 12165079A JP S6343923 B2 JPS6343923 B2 JP S6343923B2
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- JP
- Japan
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- transistor
- emitter
- current
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- equalizer
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- 230000003321 amplification Effects 0.000 claims description 13
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 claims description 13
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 2
- 238000000034 method Methods 0.000 description 2
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 1
- 238000009795 derivation Methods 0.000 description 1
- 230000035945 sensitivity Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/34—DC amplifiers in which all stages are DC-coupled
- H03F3/343—DC amplifiers in which all stages are DC-coupled with semiconductor devices only
- H03F3/347—DC amplifiers in which all stages are DC-coupled with semiconductor devices only in integrated circuits
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/32—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G5/00—Tone control or bandwidth control in amplifiers
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
- Nonlinear Science (AREA)
- Microelectronics & Electronic Packaging (AREA)
- Amplifiers (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明はイコライザアンプに関し特にトランジ
スタ素子を用いたイコライザアンプに関する。
スタ素子を用いたイコライザアンプに関する。
イコライザアンプは例えばテープレコーダ等の
録音再生回路に不可欠なものであつて、テープや
磁気ヘツドの種々の損失のために高域における感
度が低下する関係上装置全体の周波数特性を実質
的にフラツトにするためのものである。かゝるイ
コライザアンプは低域において所定の増幅度を有
するように設計されており、そのために増幅素子
としてトランジスタが用いられる。
録音再生回路に不可欠なものであつて、テープや
磁気ヘツドの種々の損失のために高域における感
度が低下する関係上装置全体の周波数特性を実質
的にフラツトにするためのものである。かゝるイ
コライザアンプは低域において所定の増幅度を有
するように設計されており、そのために増幅素子
としてトランジスタが用いられる。
このトランジスタにおいてはその入出力特性が
非直線性を示す故に、出力信号は歪を有すること
が多く、よつて良好なイコライザアンプを得るこ
とが要求される。
非直線性を示す故に、出力信号は歪を有すること
が多く、よつて良好なイコライザアンプを得るこ
とが要求される。
本発明の目的は簡単な回路構成でトランジスタ
の非直線歪を除去して特性の良好なイコライザア
ンプを得ることである。
の非直線歪を除去して特性の良好なイコライザア
ンプを得ることである。
本発明によるイコライザアンプは、ベースに入
力が印加された第１のトランジスタによる出力を
ベース入力としかつ第１のトランジスタと逆導電
型の第２のトランジスタを設け、これらトランジ
スタに一定比の電流を供給するようにして第１又
は第２のトランジスタに流れる電流の変化に対応
して出力を得るようにすると共に、アンプゲイン
を定めるインピーダンス素子のうち少くとも１つ
が周波数に依存して変化するリアクタンス成分を
有するようにしたことを特徴としている。
力が印加された第１のトランジスタによる出力を
ベース入力としかつ第１のトランジスタと逆導電
型の第２のトランジスタを設け、これらトランジ
スタに一定比の電流を供給するようにして第１又
は第２のトランジスタに流れる電流の変化に対応
して出力を得るようにすると共に、アンプゲイン
を定めるインピーダンス素子のうち少くとも１つ
が周波数に依存して変化するリアクタンス成分を
有するようにしたことを特徴としている。
以下本発明を図面を用いて説明する。
第１図は本発明の一実施例を示す回路図であ
り、入力信号VINはエミツタフオロワ構成のPNP
トランジスタQ1のベース入力となり、このトラ
ンジスタのエミツタフオロワ出力は次段の増幅用
NPNトランジスタQ2のベース入力となる。この
トランジスタQ2のエミツタはイコライザ素子１
を介して接地（基準電位点）されている。これら
両トランジスタQ1，Q2に一定比の電流I1，I2
（I1／I2＝１／α，αは一定）を供給する例えば
カレントミラー回路が設けられている。このカレ
ントミラー回路は図のように互いにベースが共通
接続されたPNPトランジスタQ3，Q4を有し、ト
ランジスタQ4はベース・コレクタが共通接続さ
れてダイオード構成となつている。トランジスタ
Q3のエミツタは抵抗R3を介して正電源Vccに接続
されており、トランジスタQ4のエミツタはエミ
ツタ抵抗R2を介して正電源Vccへ接続されてい
る。こゝでイコライザ素子１は図のように抵抗
R1a、コイルL1aの直列回路と、抵抗R1b、コイル
L1bの直列回路とが並列接続構成にされ、本例に
おいてはトランジスタQ4のエミツタから出力
VOUTが導出されている。
り、入力信号VINはエミツタフオロワ構成のPNP
トランジスタQ1のベース入力となり、このトラ
ンジスタのエミツタフオロワ出力は次段の増幅用
NPNトランジスタQ2のベース入力となる。この
トランジスタQ2のエミツタはイコライザ素子１
を介して接地（基準電位点）されている。これら
両トランジスタQ1，Q2に一定比の電流I1，I2
（I1／I2＝１／α，αは一定）を供給する例えば
カレントミラー回路が設けられている。このカレ
ントミラー回路は図のように互いにベースが共通
接続されたPNPトランジスタQ3，Q4を有し、ト
ランジスタQ4はベース・コレクタが共通接続さ
れてダイオード構成となつている。トランジスタ
Q3のエミツタは抵抗R3を介して正電源Vccに接続
されており、トランジスタQ4のエミツタはエミ
ツタ抵抗R2を介して正電源Vccへ接続されてい
る。こゝでイコライザ素子１は図のように抵抗
R1a、コイルL1aの直列回路と、抵抗R1b、コイル
L1bの直列回路とが並列接続構成にされ、本例に
おいてはトランジスタQ4のエミツタから出力
VOUTが導出されている。
かゝる構成においてトランジスタQ1，Q2のベ
ース・エミツタ間電圧をVBE1，VBE2とすると次式
が成立する。
ース・エミツタ間電圧をVBE1，VBE2とすると次式
が成立する。
I2＝（VIN＋VBE1−VBE2）／Z1 ……(1)
こゝに、Z1はイコライザ素子１のインピーダン
スを示す。
スを示す。
こゝで、一般にトランジスタのコレクタ電流Ic
とVBEとの関係は次式で表わされる。
とVBEとの関係は次式で表わされる。
VBE＝kT／ｑ・lo（IC／IS＋１） ……(2)
こゝにｑは電子電荷、ｋはボルツマン定数、Ｔ
は絶対温度、ISはベース・エミツタ間逆方向飽和
電流である。よつて(1)式中の（VBE1−VBE2）は(2)
式より次式となる。
は絶対温度、ISはベース・エミツタ間逆方向飽和
電流である。よつて(1)式中の（VBE1−VBE2）は(2)
式より次式となる。
VBE1−VBE2＝ｋ／ｑ｛T1lo（I1／IS1＋１）
−T2lo（I2／IS2＋１）｝ ……(3)
尚、T1及びT2はトランジスタQ1及びQ2のベー
ス・エミツタ接合部温度である。またISはトラン
ジスタ固有の定数であるからIS2＝βIS1とおくこと
ができ（βは一定）、更にISは極めて小であつて
コレクタ電流を十分流しておけばIC／IS≫１が成
立するから次式が得られる。
ス・エミツタ接合部温度である。またISはトラン
ジスタ固有の定数であるからIS2＝βIS1とおくこと
ができ（βは一定）、更にISは極めて小であつて
コレクタ電流を十分流しておけばIC／IS≫１が成
立するから次式が得られる。
VBE1−VBE2≒ｋ／ｑ｛T1lo（I1／IS1）
−T2lo（I2／IS2）｝ ……(4)
(4)式においてトランジスタの接合部温度を一定
とすれば、 VBE1−VBE2＝kT／ｑlo（β／α） ……(5) となり、この(5)式は一定となるからこれをγとお
けば(1)式は次のようになる。
とすれば、 VBE1−VBE2＝kT／ｑlo（β／α） ……(5) となり、この(5)式は一定となるからこれをγとお
けば(1)式は次のようになる。
I2＝（VIN＋γ）／Z1 ……(6)
よつて出力VOUTは次式で示される。
VOUT＝I2R2＝R2／Z1（VIN＋γ） ……(7)
イコライザ素子１のコイルL1a及びL1bは共に低
周波域では十分小さなリアクタンスを有するもの
とすると、(7)式から判るように低域においては増
幅度R2／R1を有してトランジスタのVBEに無関係
な出力が得られて無歪出力となる。尚、この時の
R1はR1＝R1a・R1b／R1a＋R1bである。
周波域では十分小さなリアクタンスを有するもの
とすると、(7)式から判るように低域においては増
幅度R2／R1を有してトランジスタのVBEに無関係
な出力が得られて無歪出力となる。尚、この時の
R1はR1＝R1a・R1b／R1a＋R1bである。
中域周波数においてイコライザ素子１のコイル
L1a，L1bのリアクタンスが無視できなくなつて増
幅度は除々に低下し、更に高域周波数においては
当該リアクタンス成分が抵抗R1a，R1bに比し大
となり利得が小となつて略一定値を示す。このア
ンプゲインの周波数特性を第２図に示している。
L1a，L1bのリアクタンスが無視できなくなつて増
幅度は除々に低下し、更に高域周波数においては
当該リアクタンス成分が抵抗R1a，R1bに比し大
となり利得が小となつて略一定値を示す。このア
ンプゲインの周波数特性を第２図に示している。
出力の取り出し方法としては、第１図の例に限
らずトランジスタQ2及びQ4のコレクタ間に抵抗
を挿入してこの両端電圧を出力とすることもでき
る。またトランジスタQ1，Q2に流れる電流比は
一定であるから、同様の手段によつてトランジス
タQ1に流れる電流の変化を取り出すようにして
もよい。さらにトランジスタQ2のエミツタとア
ース間にインピーダンス素子たる抵抗を接続し、
トランジスタQ2及びQ4のコレクタ間に例えばコ
ンデンサと抵抗の並列接続されたイコライザ素子
を挿入してこの両端電圧を出力として第２図と同
等特性のイコライザアンプとすることもできる。
らずトランジスタQ2及びQ4のコレクタ間に抵抗
を挿入してこの両端電圧を出力とすることもでき
る。またトランジスタQ1，Q2に流れる電流比は
一定であるから、同様の手段によつてトランジス
タQ1に流れる電流の変化を取り出すようにして
もよい。さらにトランジスタQ2のエミツタとア
ース間にインピーダンス素子たる抵抗を接続し、
トランジスタQ2及びQ4のコレクタ間に例えばコ
ンデンサと抵抗の並列接続されたイコライザ素子
を挿入してこの両端電圧を出力として第２図と同
等特性のイコライザアンプとすることもできる。
第３図は第１図の回路の増幅度を更に大とする
場合の出力導出方法の一例を示す回路図であり、
第１図と同等部分は同一符号により示されてい
る。カレントミラー回路に更にPNPトランジス
タQ5を付加し、このトランジスタQ5により更に
増幅を行うもので、このコレクタと接地間にイン
ピーダンス素子Z5を設け、またエミツタと正電源
間に抵抗R4を設けてインピーダンス素子Z5の両
端電圧を出力としている。尚、トランジスタQ2
のエミツタに接続されたインピーダンス素子をZ1
として示している。
場合の出力導出方法の一例を示す回路図であり、
第１図と同等部分は同一符号により示されてい
る。カレントミラー回路に更にPNPトランジス
タQ5を付加し、このトランジスタQ5により更に
増幅を行うもので、このコレクタと接地間にイン
ピーダンス素子Z5を設け、またエミツタと正電源
間に抵抗R4を設けてインピーダンス素子Z5の両
端電圧を出力としている。尚、トランジスタQ2
のエミツタに接続されたインピーダンス素子をZ1
として示している。
こゝでトランジスタQ5とトランジスタQ4とに
流れる電流比I3／I2を同様に１／α′定めるものと
すると、トランジスタQ4のベース電圧すなわち
トランジスタQ2のコレクタ電圧VBは次式となる。
流れる電流比I3／I2を同様に１／α′定めるものと
すると、トランジスタQ4のベース電圧すなわち
トランジスタQ2のコレクタ電圧VBは次式となる。
VB＝＋Vcc−VBE4−I2・R2 ……(8)
(6)式を(8)式に代入すると次式となる。
VB＝＋Vcc−VBE4−R2／Z1（VIN＋γ） ……(9)
更に出力VOUTは次式となる。
VOUT＝I3・Z5
＝Z5／R4（＋Vcc−VBE5−VB） ……(10)
この式に(9)式を代入すると次式が得られる。
VOUT＝Z5／R4｛VBE4−VBE5
＋R2／Z1（VIN＋γ）｝ ……(11)
こゝで（VBE4−VBE5）も一定値γ′とすることが
できるから(11)式はは次式となる。
できるから(11)式はは次式となる。
VOUT＝Z5／R4｛R2／Z1（VIN＋γ）＋γ′｝ ……(12)
従つて増幅度はZ5／R4・R2／Z1となり、これら各イ
ンピーダンス素子Z1，Z5の少くとも１つをイコラ
イザ素子として他を抵抗素子とすることによつて
所望のイコライザ特性を得ることが可能となると
共に、トランジスタの各VBEに無関係な出力が得
られるから歪の抑圧されたイコライザ出力とな
る。
イザ素子として他を抵抗素子とすることによつて
所望のイコライザ特性を得ることが可能となると
共に、トランジスタの各VBEに無関係な出力が得
られるから歪の抑圧されたイコライザ出力とな
る。
尚上記においては電流供給手段として電流ミラ
ー回路を用いたがこれに限定されることなく同等
機能を有する回路構成とすることができる。
ー回路を用いたがこれに限定されることなく同等
機能を有する回路構成とすることができる。
本発明のイコライザアンプによれば極めて簡単
な構成で所望のイコライザ特性及び増幅度を有し
つつ低歪率の出力を得ることができる。
な構成で所望のイコライザ特性及び増幅度を有し
つつ低歪率の出力を得ることができる。
第１図は本発明の実施例を示す回路図、第２図
は第１図の回路特性を示す図、第３図は本発明の
他の例を示す回路図である。 主要部分の符号の説明、Q1…エミツタフオロ
ワトランジスタ、Q2…増幅用トランジスタ、Z1，
Z5…インピーダンス素子。
は第１図の回路特性を示す図、第３図は本発明の
他の例を示す回路図である。 主要部分の符号の説明、Q1…エミツタフオロ
ワトランジスタ、Q2…増幅用トランジスタ、Z1，
Z5…インピーダンス素子。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ ベースに入力信号が印加された第１のトラン
ジスタと、この第１のトランジスタのエミツタ出
力をベース入力としかつ前記第１のトランジスタ
と逆導電型の第２のトランジスタと、前記第２の
トランジスタのエミツタと基準電位点との間に接
続されたインピーダンス素子と、前記第２のトラ
ンジスタのエミツタコレクタ間に流れる電流に応
じた一定比の電流を前記第１のトランジスタのエ
ミツタコレクタ間に供給するカレントミラー回路
と、前記入力信号の電圧に応じた前記第１又は第
２のトランジスタに流れる電流の変化に対応して
出力を導出する出力導出手段とを含み、前記第１
又は第２のトランジスタに流れる電流路中のアン
プの増幅度を定めるインピーダンス素子のうち少
なくとも１つが周波数に依存して変化するリアク
タンス成分を有することを特徴とするイコライザ
アンプ。 ２ ベースに入力信号が印加された第１のトラン
ジスタと、この第１のトランジスタのエミツタ出
力をベース入力としかつ前記第１のトランジスタ
と逆導電型の第２のトランジスタと、前記第２の
トランジスタのエミツタと基準電位点との間に接
続されたインピーダンス素子と、前記第２のトラ
ンジスタのエミツタコレクタ間に流れる電流に応
じた一定比の電流を前記第１のトランジスタのエ
ミツタコレクタ間に供給するカレントミラー回路
と、前記カレントミラー回路に付加して一定比の
電流を供給する第３のトランジスタ及び前記第３
のトランジスタのコレクタと前記基準電位点との
間に接続されるインピーダンス素子を具備して前
記入力信号の電圧に応じた前記第１又は第２のト
ランジスタに流れる電流の変化に対応して出力を
導出し所定増幅度を有する出力導出手段とを含
み、前記第１又は第２あるいは第３のトランジス
タに流れる電流路中のアンプの増幅度を定めるイ
ンピーダンス素子のうち少なくとも１つが周波数
に依存して変化するリアクタンス成分を有するこ
とを特徴とするイコライザアンプ。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12165079A JPS5646314A (en) | 1979-09-21 | 1979-09-21 | Equalizing amplifier |
| US06/187,892 US4356454A (en) | 1979-09-21 | 1980-09-17 | Equalizer amplifier |
| DE3035286A DE3035286C2 (de) | 1979-09-21 | 1980-09-18 | Verstärker |
| GB8030383A GB2062994B (en) | 1979-09-21 | 1980-09-19 | Equalizer amplifier |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12165079A JPS5646314A (en) | 1979-09-21 | 1979-09-21 | Equalizing amplifier |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5646314A JPS5646314A (en) | 1981-04-27 |
| JPS6343923B2 true JPS6343923B2 (ja) | 1988-09-01 |
Family
ID=14816495
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP12165079A Granted JPS5646314A (en) | 1979-09-21 | 1979-09-21 | Equalizing amplifier |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4356454A (ja) |
| JP (1) | JPS5646314A (ja) |
| DE (1) | DE3035286C2 (ja) |
| GB (1) | GB2062994B (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0242112U (ja) * | 1988-09-16 | 1990-03-23 |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0514624Y2 (ja) * | 1986-09-17 | 1993-04-19 | ||
| FR2667703A1 (fr) * | 1990-10-05 | 1992-04-10 | Philips Composants | Source de courant a rapport donne entre courant de sortie et d'entree. |
| US6104249A (en) * | 1998-12-31 | 2000-08-15 | Stmicrolectronics, Inc. | Highly linear transconductance circuit and filter using same |
| JP2009111724A (ja) * | 2007-10-30 | 2009-05-21 | Nec Electronics Corp | 増幅器 |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5061975A (ja) * | 1973-09-29 | 1975-05-27 |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE1249348B (de) * | 1965-03-30 | 1967-09-07 | N. V. Philips' Gloeilampenfabrieken, Eindhoven (Niederlande) | Schaltung zum Verstärken von Signalen mit breitem Frequenzband, die mindestens zwei Transistoren vom entgegengesetzten Leitfähigkeitstyp enthält |
| JPS52137748U (ja) * | 1976-04-15 | 1977-10-19 | ||
| US4071782A (en) * | 1976-06-28 | 1978-01-31 | International Video Corporation | Phaseless equalizer |
| DE2723750A1 (de) * | 1977-05-26 | 1978-12-07 | Philips Patentverwaltung | Einstellbarer transistor-verstaerker |
-
1979
- 1979-09-21 JP JP12165079A patent/JPS5646314A/ja active Granted
-
1980
- 1980-09-17 US US06/187,892 patent/US4356454A/en not_active Expired - Lifetime
- 1980-09-18 DE DE3035286A patent/DE3035286C2/de not_active Expired
- 1980-09-19 GB GB8030383A patent/GB2062994B/en not_active Expired
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5061975A (ja) * | 1973-09-29 | 1975-05-27 |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0242112U (ja) * | 1988-09-16 | 1990-03-23 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| DE3035286A1 (de) | 1981-04-09 |
| US4356454A (en) | 1982-10-26 |
| GB2062994A (en) | 1981-05-28 |
| JPS5646314A (en) | 1981-04-27 |
| GB2062994B (en) | 1983-12-14 |
| DE3035286C2 (de) | 1984-02-16 |
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