JPH0233219A - A/d変換用回路配置 - Google Patents
A/d変換用回路配置Info
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- JPH0233219A JPH0233219A JP1149741A JP14974189A JPH0233219A JP H0233219 A JPH0233219 A JP H0233219A JP 1149741 A JP1149741 A JP 1149741A JP 14974189 A JP14974189 A JP 14974189A JP H0233219 A JPH0233219 A JP H0233219A
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- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 title claims abstract description 30
- 238000013139 quantization Methods 0.000 abstract description 22
- 238000000354 decomposition reaction Methods 0.000 description 4
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 description 3
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 2
- 230000008859 change Effects 0.000 description 2
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 2
- 230000008901 benefit Effects 0.000 description 1
- 230000001419 dependent effect Effects 0.000 description 1
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 1
- 230000006870 function Effects 0.000 description 1
- 230000009467 reduction Effects 0.000 description 1
- 230000007704 transition Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
- H03M1/00—Analogue/digital conversion; Digital/analogue conversion
- H03M1/06—Continuously compensating for, or preventing, undesired influence of physical parameters
- H03M1/0617—Continuously compensating for, or preventing, undesired influence of physical parameters characterised by the use of methods or means not specific to a particular type of detrimental influence
- H03M1/0675—Continuously compensating for, or preventing, undesired influence of physical parameters characterised by the use of methods or means not specific to a particular type of detrimental influence using redundancy
- H03M1/0678—Continuously compensating for, or preventing, undesired influence of physical parameters characterised by the use of methods or means not specific to a particular type of detrimental influence using redundancy using additional components or elements, e.g. dummy components
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
- H03M1/00—Analogue/digital conversion; Digital/analogue conversion
- H03M1/12—Analogue/digital converters
- H03M1/14—Conversion in steps with each step involving the same or a different conversion means and delivering more than one bit
- H03M1/16—Conversion in steps with each step involving the same or a different conversion means and delivering more than one bit with scale factor modification, i.e. by changing the amplification between the steps
- H03M1/162—Conversion in steps with each step involving the same or a different conversion means and delivering more than one bit with scale factor modification, i.e. by changing the amplification between the steps the steps being performed sequentially in a single stage, i.e. recirculation type
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Theoretical Computer Science (AREA)
- Analogue/Digital Conversion (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
(技術分野)
この発明は、その減算入力がD/A変換器の出力に連結
されるアナログ減算器と、そのアナログ減算器の出力に
接続されるA/D変換器と、制御回路と誤差補正用回路
とを具えるA/D変換用回路配置に関するものである。
されるアナログ減算器と、そのアナログ減算器の出力に
接続されるA/D変換器と、制御回路と誤差補正用回路
とを具えるA/D変換用回路配置に関するものである。
(背景技術)
A/D変換用回路配置は、例えば米国特許明細書第4.
618.850号に公知である。サンプルアンドホール
ド要素によりサンプルされたアナログ電圧は、減算器の
第1入力に印加される。減算器の出力は4ビツト分解能
を有するA/D変換器に接続される。A/D変換器の4
ビツトデイジタル出力値はディジタル加算器の第1入力
に転送される。
618.850号に公知である。サンプルアンドホール
ド要素によりサンプルされたアナログ電圧は、減算器の
第1入力に印加される。減算器の出力は4ビツト分解能
を有するA/D変換器に接続される。A/D変換器の4
ビツトデイジタル出力値はディジタル加算器の第1入力
に転送される。
加算器の出力値は合算レジスタにバッファされ出力レジ
スタを介して出力される。合算レジスタ出力は5ビツト
分解能を有するD/A変換器の入力に接続される。D/
A変換器の出力はアナログ減算器の第2入力に接続され
る。アナログ減算器はその第1入力および第2入力に印
加されアナログ電圧量差電圧を形成する。
スタを介して出力される。合算レジスタ出力は5ビツト
分解能を有するD/A変換器の入力に接続される。D/
A変換器の出力はアナログ減算器の第2入力に接続され
る。アナログ減算器はその第1入力および第2入力に印
加されアナログ電圧量差電圧を形成する。
A/D変換に先立ち制御回路が合算レジスタを零にリセ
ットする。この結果D/A変換器の出力値は零となり、
それでアナログ減算器の第1入力に印加される電圧は変
化なしにこの減算器を通過する。A/D変換器はこの電
圧を量子化し対応するディジタル値を発生する。この値
は合算レジスタに記憶されD/A変換器に印加される。
ットする。この結果D/A変換器の出力値は零となり、
それでアナログ減算器の第1入力に印加される電圧は変
化なしにこの減算器を通過する。A/D変換器はこの電
圧を量子化し対応するディジタル値を発生する。この値
は合算レジスタに記憶されD/A変換器に印加される。
D/A変換器のアナログ出力電圧は、第1変換ステツプ
におけるA/D変換器の粗い量子化とあり得る線形誤差
の結果アナログ入力電圧より偏倚している。
におけるA/D変換器の粗い量子化とあり得る線形誤差
の結果アナログ入力電圧より偏倚している。
アナログ減算器は差電圧を形成し、この電圧は第2変換
ステツプで第2デイジタルワードを発生する。加算器で
第1および第2デイジタルワードは5ビツトの長さを有
するワードを形成するよう組合わされる。ディジタル加
算器と合算レジスタは誤差補正用回路ユニットを形成し
、A/D変換器の量子化誤差の補償をする。かくてnビ
ットA/D変換器と(n+1)ピッ)D/A変換器によ
り正確な(n+1)ビット結果が2つの変換ステップで
得られる。
ステツプで第2デイジタルワードを発生する。加算器で
第1および第2デイジタルワードは5ビツトの長さを有
するワードを形成するよう組合わされる。ディジタル加
算器と合算レジスタは誤差補正用回路ユニットを形成し
、A/D変換器の量子化誤差の補償をする。かくてnビ
ットA/D変換器と(n+1)ピッ)D/A変換器によ
り正確な(n+1)ビット結果が2つの変換ステップで
得られる。
本発明の目的は、2つの変換ステップでより高分解能が
得られ変換時間の削減可能な回路配置の構成できる、冒
頭に記載した種類のA/D変換用回路配置を提供せんと
するものである。
得られ変換時間の削減可能な回路配置の構成できる、冒
頭に記載した種類のA/D変換用回路配置を提供せんと
するものである。
(発明の開示)
この目的は、前記アナログ減算器が少なくとも2つの差
動増幅器とアナログマルチプレクサとを具え、その差動
増幅器の出力がアナログマルチプレクサの入力に接続さ
れることで達成される。
動増幅器とアナログマルチプレクサとを具え、その差動
増幅器の出力がアナログマルチプレクサの入力に接続さ
れることで達成される。
本発明に係る好適な実施態様は、特許請求の範囲に従属
クレームとして付加されている。
クレームとして付加されている。
(実施例)
以下添付図面第1図を参照し実施例により本発明をより
詳細に説明する。
詳細に説明する。
サンプルアンドホールド要素lの入力Eに印加された電
圧は2つの変換ステップでディジタル値DWに変換され
る。この目的で制御回路11はサンプルアンドホールド
要素10制御入力に接続される。各第1変換ステツプの
始まりで制御パルスはサンプルアンドホールド要素1の
出力にサンプルされた入力信号を転送する。入力信号が
時間の関数として引続いていかに変化しようが、以下“
サンプル電圧”と称せられるサンプルアンドホールド要
素の出力におけるこの電圧値は、2つの変換ステップの
間一定に保持される。
圧は2つの変換ステップでディジタル値DWに変換され
る。この目的で制御回路11はサンプルアンドホールド
要素10制御入力に接続される。各第1変換ステツプの
始まりで制御パルスはサンプルアンドホールド要素1の
出力にサンプルされた入力信号を転送する。入力信号が
時間の関数として引続いていかに変化しようが、以下“
サンプル電圧”と称せられるサンプルアンドホールド要
素の出力におけるこの電圧値は、2つの変換ステップの
間一定に保持される。
サンプル電圧は比較器2の第1入力と、アナログマルチ
プレクサ3の第1入力と、第1および第2差動増幅器6
と7のそれぞれの第1入力とに印加さる。差動増幅器6
と7の出力はアナログマルチプレクサ3の第2および第
3入力に接続される。
プレクサ3の第1入力と、第1および第2差動増幅器6
と7のそれぞれの第1入力とに印加さる。差動増幅器6
と7の出力はアナログマルチプレクサ3の第2および第
3入力に接続される。
比較器2の出力信号はアナログマルチプレクサ3の第1
制御入力とディジタルマルチプレクサ9の制御入力とに
印加される。アナログマルチプレクサ3の出力信号はA
/D変換器4に印加される。
制御入力とディジタルマルチプレクサ9の制御入力とに
印加される。アナログマルチプレクサ3の出力信号はA
/D変換器4に印加される。
A/D変換器4はアナログマルチプレクサ3からのアナ
ログ信号を2進値に変換する。この実施例で使用される
A/D変換器は8ビツト分解能を有する。以下、最大入
力電圧はA/D変換器の最大2進値を正確に発生するそ
の電圧として規定される。さらに以下分解電圧はA/D
変換器4の出力2進値が正確にILSB (最小桁ビ
ット)だけ変化する電圧差を意味するものと理解される
べきである。
ログ信号を2進値に変換する。この実施例で使用される
A/D変換器は8ビツト分解能を有する。以下、最大入
力電圧はA/D変換器の最大2進値を正確に発生するそ
の電圧として規定される。さらに以下分解電圧はA/D
変換器4の出力2進値が正確にILSB (最小桁ビ
ット)だけ変化する電圧差を意味するものと理解される
べきである。
2進値はD/A変換器5と、リードオンリメモリ(RO
M) 3とディジタルマルチプレクサ9とに印加され
る。
M) 3とディジタルマルチプレクサ9とに印加され
る。
制御回路11の別の出力はアナログマルチプレクサ3の
第2制御入力に印加される。比較器2からの制御信号の
状態にかかわらず、制御回路11がらの制御信号は第1
変換ステツプでサンプル電圧が常にA/D変換器4の入
力に印加されるようアナログマルチプレクサ3を制御す
る。この第1変換ステツプでA/D変換器4により供給
される2進値は“最大桁値”と以下称せられる。D/A
変換器5はサンプル信号の最大桁値をアナログ電圧に再
変換し、この電圧は“再変換電圧”と以下称せられる。
第2制御入力に印加される。比較器2からの制御信号の
状態にかかわらず、制御回路11がらの制御信号は第1
変換ステツプでサンプル電圧が常にA/D変換器4の入
力に印加されるようアナログマルチプレクサ3を制御す
る。この第1変換ステツプでA/D変換器4により供給
される2進値は“最大桁値”と以下称せられる。D/A
変換器5はサンプル信号の最大桁値をアナログ電圧に再
変換し、この電圧は“再変換電圧”と以下称せられる。
D/A変換器5の2進入力値が2進値1だけ変化すると
、D/A変換器5の出力電圧は特定のアナログ電圧値だ
け変化するだろう。この実施例ではD/A変換器5はこ
の値がA/D変換器4の分解電圧に正確に対応するよう
選択されてきた。かくて、再変換電圧は第1変換ステツ
プ後はサンプル電圧にほぼ対応する。これら2つの電圧
量電圧差は以下“量子化誤差゛と称せられる。この量子
化誤差はA/D変換器4の分解能が8ビツトに制限され
るという事実に起因する。その結果、量子化誤差はA/
D変換器4の負の分解電圧の半分と正の分解電圧の半分
との間の電圧領域に位置している。しかしながら、量子
化誤差は2つの変換器の非線形の結果より大きいかもし
れない。
、D/A変換器5の出力電圧は特定のアナログ電圧値だ
け変化するだろう。この実施例ではD/A変換器5はこ
の値がA/D変換器4の分解電圧に正確に対応するよう
選択されてきた。かくて、再変換電圧は第1変換ステツ
プ後はサンプル電圧にほぼ対応する。これら2つの電圧
量電圧差は以下“量子化誤差゛と称せられる。この量子
化誤差はA/D変換器4の分解能が8ビツトに制限され
るという事実に起因する。その結果、量子化誤差はA/
D変換器4の負の分解電圧の半分と正の分解電圧の半分
との間の電圧領域に位置している。しかしながら、量子
化誤差は2つの変換器の非線形の結果より大きいかもし
れない。
再変換電圧は差動増幅器6と7の第2入力に印加される
。差動増幅器はそれら第1入力に印加されるサンプル値
とそれら第2入力に印加されるサンプル値開差を形成し
、それで量子化誤差に比例する電圧がそれら出力に現わ
れる。この実施例では差動増幅器の利得因子は256で
ある。この利得因子は208乗、すなわちA/D変換器
4が入力電圧を分解し得るビット組の数に対応する。2
56のこの利得因子は絶対最大量子化誤差がA/D変換
器4の最大入力端子を越える増幅量子化誤差を持たない
分解電圧値であることを保証している。
。差動増幅器はそれら第1入力に印加されるサンプル値
とそれら第2入力に印加されるサンプル値開差を形成し
、それで量子化誤差に比例する電圧がそれら出力に現わ
れる。この実施例では差動増幅器の利得因子は256で
ある。この利得因子は208乗、すなわちA/D変換器
4が入力電圧を分解し得るビット組の数に対応する。2
56のこの利得因子は絶対最大量子化誤差がA/D変換
器4の最大入力端子を越える増幅量子化誤差を持たない
分解電圧値であることを保証している。
第2差動増幅器7は確実に一定のオフセット電圧が得ら
れる回路を備えている。差動増幅器で得られるオフセッ
ト電圧はA/D変換器4の分解電圧に正確に対応し、第
2差動増幅器7の出力電圧がこの電圧値の256倍だけ
増幅される極性が与えられる。かくて、正の出力電圧が
負の量子化誤差の場合第2差動増幅器の出力に発生する
。
れる回路を備えている。差動増幅器で得られるオフセッ
ト電圧はA/D変換器4の分解電圧に正確に対応し、第
2差動増幅器7の出力電圧がこの電圧値の256倍だけ
増幅される極性が与えられる。かくて、正の出力電圧が
負の量子化誤差の場合第2差動増幅器の出力に発生する
。
もしサンプル電圧が再変換電圧よりわずかに大きければ
量子化誤差は正で、第2入力が再変換電圧を受取る比較
器2は正の出力信号を発生するだろう。しかしながら、
再変換電圧がサンプル電圧より小さければ、量子化誤差
それ故に第1差動増幅器6の出力電圧は負で、比較器2
は負の出力信号を発生するだろう。制御回路11からの
制御信号により2つの差動増幅器6および7の1つを第
2変換ステツプの場合アナログマルチプレクサ3を介し
てA/D変換器4に常に接続する。比較器2の出力信号
により零ボルトとA/D変換器4の最大入力端子間の領
域に位置するその出力信号を転送するよう選択がこれら
2つの差動増幅器の出力信号間でなされる。
量子化誤差は正で、第2入力が再変換電圧を受取る比較
器2は正の出力信号を発生するだろう。しかしながら、
再変換電圧がサンプル電圧より小さければ、量子化誤差
それ故に第1差動増幅器6の出力電圧は負で、比較器2
は負の出力信号を発生するだろう。制御回路11からの
制御信号により2つの差動増幅器6および7の1つを第
2変換ステツプの場合アナログマルチプレクサ3を介し
てA/D変換器4に常に接続する。比較器2の出力信号
により零ボルトとA/D変換器4の最大入力端子間の領
域に位置するその出力信号を転送するよう選択がこれら
2つの差動増幅器の出力信号間でなされる。
このようにして第1差動増幅器6の増倍量子化誤差と第
2差動増幅器7の増倍され符号補正された量子化誤差の
両者が同時に発生される。これら2つの電圧量選択はア
ナログマルチプレクサ3を介してなされる。量子化誤差
の2進値または対応する補正2進値が計算され、その後
ディジタル値からアナログ値に変換される従来の回路概
念とはちがって、この計算時間は本発明概念では要求さ
れない。比較器2とアナログマルチプレクサ3の切換時
間はこの計算時間に対して比較的小さく、その結果種々
の回路要素の遷移時間の計算で第1の2進値の出力と第
2変換ステツプの始まり間で要求される時間間隔はほぼ
半分になし得る。このことは変換時間の大幅な削減とな
る。
2差動増幅器7の増倍され符号補正された量子化誤差の
両者が同時に発生される。これら2つの電圧量選択はア
ナログマルチプレクサ3を介してなされる。量子化誤差
の2進値または対応する補正2進値が計算され、その後
ディジタル値からアナログ値に変換される従来の回路概
念とはちがって、この計算時間は本発明概念では要求さ
れない。比較器2とアナログマルチプレクサ3の切換時
間はこの計算時間に対して比較的小さく、その結果種々
の回路要素の遷移時間の計算で第1の2進値の出力と第
2変換ステツプの始まり間で要求される時間間隔はほぼ
半分になし得る。このことは変換時間の大幅な削減とな
る。
第2変換ステツプでは増幅量子化誤差は第2の2進値に
変換される。この第2の2進値は以下“最小桁値”と称
せられる。
変換される。この第2の2進値は以下“最小桁値”と称
せられる。
最大桁値MSWと最小桁値LSWは16ビツトデイジタ
ル値DWを形成するよう組合わされる。量子化誤差が正
なら最大桁値と最小桁値は簡単に組合せわされる。しか
し、量子化誤差が負であると最大桁値はまず1ビツトだ
け減少されねばならぬ。この減算の結果としての付加的
遅延を除去するために補正最大桁値がRUM 8により
形成される。この目的で第1変換ステツプの2進値がR
UM 8のアドレス入力に印加される。かくアドレスさ
れ得る記憶位置は、各々値1をひいたアドレスを記憶す
る。
ル値DWを形成するよう組合わされる。量子化誤差が正
なら最大桁値と最小桁値は簡単に組合せわされる。しか
し、量子化誤差が負であると最大桁値はまず1ビツトだ
け減少されねばならぬ。この減算の結果としての付加的
遅延を除去するために補正最大桁値がRUM 8により
形成される。この目的で第1変換ステツプの2進値がR
UM 8のアドレス入力に印加される。かくアドレスさ
れ得る記憶位置は、各々値1をひいたアドレスを記憶す
る。
アドレス零で記憶された値のみが値零を有する。
比較器2の出力信号によりディジタルマルチプレクサ9
は第1変換ステツプの2進値かROM 8の出力値かを
選択する。これは最大桁値が補正されるべきかどうかが
確かめられた直後には、両者の値がディジタルマルチプ
レクサ9の入力ではすでに利用できるという利点がある
。ディジタルマルチプレクサ9の切換え時間は補正値の
ための計算時間に対し小さいから、これはまた時間の実
質的節約となる。
は第1変換ステツプの2進値かROM 8の出力値かを
選択する。これは最大桁値が補正されるべきかどうかが
確かめられた直後には、両者の値がディジタルマルチプ
レクサ9の入力ではすでに利用できるという利点がある
。ディジタルマルチプレクサ9の切換え時間は補正値の
ための計算時間に対し小さいから、これはまた時間の実
質的節約となる。
前述の実施例ではA/D変換器の分解能までの最大量子
化誤差が許される。もしその最大量子化誤差が分解電圧
の倍に等しくなる変換器が使用されると、第3および第
4差動増幅器と3つの別の比較器が備えられねばならな
い。これら差動増幅器の利得因子はその詩仙の差動増幅
器のそれらと等しくなければならない。第3差動増幅器
のオフセット電圧はその時第3差動増幅器の出力電圧が
分解電圧の256倍だけ上昇されるようでなければなら
ないし、第4差動増幅器のオフセット電圧はこの差動増
幅器の出力電圧が分解電圧の2の7乗に対応する128
倍だけ上昇されるようでなければならない。さらに、デ
ィジタルマルチプレクサは2つの別のROMが接続され
るべき2つの別の入力で拡大されそれでそれぞれ値1だ
けの増加と値2だけの減少を提供する。比較器の切換え
電圧はその時は1分解電圧だけはなれて位置しディジタ
ルマルチプレクサと同様アナログマルチプレクサを制御
する。
化誤差が許される。もしその最大量子化誤差が分解電圧
の倍に等しくなる変換器が使用されると、第3および第
4差動増幅器と3つの別の比較器が備えられねばならな
い。これら差動増幅器の利得因子はその詩仙の差動増幅
器のそれらと等しくなければならない。第3差動増幅器
のオフセット電圧はその時第3差動増幅器の出力電圧が
分解電圧の256倍だけ上昇されるようでなければなら
ないし、第4差動増幅器のオフセット電圧はこの差動増
幅器の出力電圧が分解電圧の2の7乗に対応する128
倍だけ上昇されるようでなければならない。さらに、デ
ィジタルマルチプレクサは2つの別のROMが接続され
るべき2つの別の入力で拡大されそれでそれぞれ値1だ
けの増加と値2だけの減少を提供する。比較器の切換え
電圧はその時は1分解電圧だけはなれて位置しディジタ
ルマルチプレクサと同様アナログマルチプレクサを制御
する。
第1図は本発明に係る回路配置の実施例構成ブロック線
図を示す。 1・・・サンプルアンドホールド要素 2・・・比較器 3・・・アナログマルチプレクサ 4・・・A/D変換器 5・・・D/A変換器6.
7・・・差動増幅器 訃・・リードオンリメモリ (ROM)9・・・ディジ
タルマルチプレクサ XO・・・MSWとLSWの組合わせ手段11・・・制
御回路
図を示す。 1・・・サンプルアンドホールド要素 2・・・比較器 3・・・アナログマルチプレクサ 4・・・A/D変換器 5・・・D/A変換器6.
7・・・差動増幅器 訃・・リードオンリメモリ (ROM)9・・・ディジ
タルマルチプレクサ XO・・・MSWとLSWの組合わせ手段11・・・制
御回路
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 1、その減算入力がD/A変換器の出力に連結されるア
ナログ減算器と、そのアナログ減算器の出力に接続され
るA/D変換器と、制御回路と誤差補正用回路とを具え
るA/D変換用回路配置において、 前記アナログ減算器が少なくとも2つの差 動増幅器(6、7)とアナログマルチプレクサ(3)と
を具え、その差動増幅器の出力がアナログマルチプレク
サ(3)の入力に接続されることを特徴とするA/D変
換用回路配置。 2、請求項1記載の回路配置において、前記差動増幅器
が補正回路を具え、その回路により予定のオフセット電
圧が差動増幅器の出力電圧に加算されることを特徴とす
るA/D変換用回路配置。 3、請求項2記載の回路配置において、差動増幅器(6
、7)の出力電圧がD/A変換器(5)の分解電圧の積
算倍数だけ異なるよう前記オフセット電圧が選択される
ことを特徴とするA/D変換用回路配置。 4、請求項1から3いずれかに記載の回路配置において
、A/D変換器(4)の出力がディジタルマルチプレク
サ(9)の第1入力と、誤差補正用回路(8)を介した
ディジタルマルチプレクサ(9)の第2入力へ直接印加
されることを特徴とするA/D変換用回路配置。 5、請求項1から4いずれかに記載の回路配置において
、アナログおよびディジタルマルチプレクサ(3、9)
の制御入力の両方が制御回路(11)と少なくとも1つ
の比較器(2)に接続さることを特徴とするA/D変換
用回路配置。 6、請求項5記載の回路配置において、比較器(2)の
入力がサンプルアンドホールド要素(1)に接続され、
比較器(2)の他の入力がD/A変換器(5)の出力に
接続されることを特徴とするA/D変換用回路配置。
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE3820174A DE3820174A1 (de) | 1988-06-14 | 1988-06-14 | Schaltungsanordnung zur analog-digital-umsetzung |
DE3820174.7 | 1988-06-14 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH0233219A true JPH0233219A (ja) | 1990-02-02 |
Family
ID=6356492
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
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