CN104467840B - 用于校正模数转换器中级间放大器非线性的系统及方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种用于校正模数转换器中级间放大器非线性的系统及方法。本发明适用的模数转换器中，各级的电容阵列中的每一电容均由至少两子电容构成，且各子电容的一极板分别通过各自的受控开关连接输入信号、参考信号或固定电平、各子电容的另一极板通过受控开关接地。该校准系统至少包括：用于基于当前模式信号来输出对应开关控制信号，以便相应的子电容阵列在当前时钟周期内工作的模式控制单元；用于基于模数转换器在每一模式下的多次输出来确定各级的校准参数的校准参数获取单元；用于基于各级的校准参数来校准各级的输出信号以使得各级的输出信号与输入信号成线性关系的校准单元。本发明能有效快速校准模数转换器中级间放大器非线性误差。

Description

用于校正模数转换器中级间放大器非线性的系统及方法

技术领域

本发明涉及电路领域，特别是涉及一种用于校正模数转换器中级间放大器非线性的方法及系统。

背景技术

高性能模数转换器作为高端通用芯片，广泛应用于通信，图像采集，仪器仪表，以及各种军事设备中，并且为多数系统中的关键器件，用于将模拟信号高保真地转换成数字编码，以供数字处理器进行分析计算。

随着无线通信技术的进步，软件无线电的概念正在被逐步实现，其特点为通信基站对宽带信号频谱进行直接采样，不同频道则在数字域通过处理器做滤波与提取，实现无线通信速率的大幅提高，并使得不同制式通信协议间的更新仅通过软件升级来实现，而不需要改变硬件配置，可降低无线网络架设的难度和成本，因而，软件无线电是未来无线通信技术的主要发展方向。

软件无线电系统中的关键组件是能够对高频宽带信号进行采样和量化的模数转换器。随着工艺的进步，模数转换器能够实现较高的转换速度，但是同样受限于工艺，高速模数转换器的分辨率较低，所以信号处理的精度就会降低，因此，增加转换器的精度成为一大技术热点。具体而言，高性能模数转换器一般使用流水线型结构，在这种结构中，多个子量化级分别对信号进行粗量化和细量化，每一级将其量化结果与输入的差值进行放大后提供给下一级进行进一步量化，运算放大器作为级间放大器，承担放大的功能，流水线模数转换器的整体速度与精度也很大程度上取决于运算放大器的性能，在先进工艺下，运算放大器往往能有很快的工作速度，但会产生较大的线性增益误差与非线性失真，且此误差与失真会随着温度与供电电压改变，由此限制了模数转换器的转换精度。

针对上述瓶颈，目前的主要解决思路是开发自适应后台校准机制，利用算法在数字电路中补偿模拟电路，尤其是运算放大器的线性与非线性误差。目前线性增益误差已有较为成熟的校准方案，但现有的非线性误差校准算法有诸多缺点，如：校准效果依赖一定的输入信号统计分布特点，无法适应任意输入；校准时间过久；校准机制需要对模拟电路进行复杂改动；校准能力仅限于较微弱的放大器非线性等。

因此，为了是数字校准技术更为实用，有必要对现有技术加以改进。

发明内容

鉴于以上所述现有技术的缺点，本发明的目的在于提供一种用于校正模数转换器中级间放大器非线性的系统及方法，以实现对模数转换器中级间放大器非线性误差的校准。

为实现上述目的及其他相关目的，本发明提供一种用于模数转换器中级间放大器非线性的系统，所述模数转换器中，各级的电容阵列中的每一电容均由至少两子电容构成，且各子电容的一极板分别通过各自的受控开关连接输入信号、参考信号或固定电平、各子电容的另一极板通过受控开关接地，所述用于校正流水线型模数转换器中级间放大器非线性的系统至少包括：

模式控制单元，用于基于当前模式信号来输出对应开关控制信号，以便相应的子电容阵列在当前时钟周期内工作；

校准参数获取单元，用于基于模数转换器在每一模式下的多次输出来确定各级的校准参数；

校准单元，用于基于各级的校准参数来校准各级的输出信号以使得各级的输出信号与输入信号成线性关系。

优选地，每一电容包含的两子电容的容值之和等于模数转换器相应级的相应位置应设置的电容的容值；更为优选地，每一电容包含的两子电容的容值相等。

优选地，所述模式控制单元包括随机数产生电路，以便基于所产生的随机数来确定当前模式。

优选地，所述校准参数获取单元包括：

期望值计算单元，用于基于模数转换器在每一模式下的多次输出来确定每一模式下各级的输出期望值；

校准参数确定单元，用于基于各模式下所确定的各级输出期望值来确定各级的校准参数。

本发明还提供一种用于校正模数转换器中级间放大器非线性的方法，所述模数转换器中，各级的电容阵列中的每一电容均由至少两子电容构成，且各子电容的一极板分别通过各自的受控开关连接输入信号、参考信号或固定电平、各子电容的另一极板通过受控开关接地，所述用于校正流水线型模数转换器中级间放大器非线性的方法至少包括：

基于当前模式输出相应的开关控制信号，以使对应的子电容阵列在当前时钟周期内工作；

基于模数转换器在每一模式下的多次输出来确定各级的校准参数；

基于各级的校准参数来校准各级的输出信号以使得各级的输出信号与输入信号成线性关系。

优选地，基于所产生的随机数来确定当前模式。

优选地，先基于模数转换器在每一模式下的多次输出来确定每一模式下各级的输出期望值；随后再基于各模式下所确定的各级输出期望值来确定各级的校准参数。

如上所述，本发明的用于校正模数转换器中级间放大器非线性的系统及方法，具有以下有益效果：能实现对模数转换器中级间放大器非线性误差的校准。

附图说明

图1显示为本发明的用于校正模数转换器中级间放大器非线性的系统的示意图。

图2显示为本发明所适用的模数转换器的任意一级的电容阵列示意图。

图3显示为本发明的校准系统校准模数转换器第一级的校准原理示意图。

图4显示为在模式0、模式1及模式2及下的子量化级电压传输函数曲线示意图。

图5显示为模数转换器性能在校准过程中的变化示意图。

图6显示为未经校准时模数转换器对单频信号的量化频谱示意图。

图7显示为经校准时模数转换器对单频信号的量化频谱示意图。

元件标号说明

1 校准系统

11 模式控制单元

12 校准参数获取单元

13 校准单元

2 模数转换器

21 子模数转换器

22 级间放大器

具体实施方式

以下由特定的具体实施例说明本发明的实施方式，熟悉此技术的人士可由本说明书所揭露的内容轻易地了解本发明的其他优点及功效。

请参阅图1至图7。须知，本说明书所附图式所绘示的结构、比例、大小等，均仅用以配合说明书所揭示的内容，以供熟悉此技术的人士了解与阅读，并非用以限定本发明可实施的限定条件，故不具技术上的实质意义，任何结构的修饰、比例关系的改变或大小的调整，在不影响本发明所能产生的功效及所能达成的目的下，均应仍落在本发明所揭示的技术内容得能涵盖的范围内。同时，本说明书中所引用的如“上”、“下”、“左”、“右”、“中间”及“一”等的用语，亦仅为便于叙述的明了，而非用以限定本发明可实施的范围，其相对关系的改变或调整，在无实质变更技术内容下，当亦视为本发明可实施的范畴。

如图1所示，本发明提供一种用于校正模数转换器中级间放大器非线性的系统。所述校准系统1至少包括：模式控制单元11、校准参数获取单元12、以及校准单元13。

其中，所述校准系统1所适用的模数转换器2中，各级的电容阵列中的每一电容均由至少两子电容构成，且各子电容的一极板分别通过各自的受控开关连接输入信号、参考信号或固定电平、各子电容的另一极板通过受控开关接地。

其中，所述固定电平可以为任意恒定电平，例如，地、5V等等。

例如，如图2所示，其为所述校准系统1所适用的模数转换器2中某一级的电容阵列示意图。在该级的电容阵列中，每一电容均由两个子电容构成，即第1个电容由子电容C11与C21构成，……第n个电容由子电容C1n与C2n构成，其中，子电容C11的左极板通过受控开关SW11、子电容C21的左极板通过受控开关SW21连接输入信号V_i、参考信号D₁V_ref和地，……子电容C1n的左极板通过受控开关SW1n、子电容C2n的左极板通过受控开关SW2n连接输入信号V_i、参考信号D_nV_ref和地，各子电容的右极板通过受控开关SWs接地。

其中，子电容C11的容值与子电容C21的容值之和等于该级第一个电容应设置的电容的容值、……子电容C1n的容值与子电容C2n的容值之和等于该级第n个电容应设置的电容的容值。

在本实施例中，子电容C11的容值与子电容C21的容值相等，……子电容C1n的容值与子电容C2n的容值相等。

所述模式控制单元11基于当前模式信号来输出对应开关控制信号，以便相应的子电容阵列在当前时钟周期内工作。

对于图2所示的电容阵列，由于每一子电容可通过各自的受控开关连接输入信号、参考信号或地，故可以设置3种模式，分别为模式0、模式1、模式2。其中，模式0时，每一电容中的2个子电容在当前时钟周期都工作，也就是在采样阶段，所有子电容通过各自的受控开关连接输入信号V_i，在放大阶段，所有子电容通过各自的受控开关连接各自的参考信号；模式1时，子电容C11、……子电容C1n在当前时钟周期内工作，也就是在采样阶段，子电容C11、……子电容C1n通过各自的受控开关连接输入信号V_i，在放大阶段，子电容C11、……子电容C1n通过各自的受控开关连接各自的参考信号，而子电容C21、……子电容C2n的左极板在当前整个时钟周期内均通过各自的受控开关连接地；模式2时，子电容C21、……子电容C2n在当前时钟周期内工作，也就是在采样阶段，子电容C21、……子电容C2n通过各自的受控开关连接输入信号V_i，在放大阶段，子电容C21、……子电容C2n通过各自的受控开关连接各自的参考信号，而子电容C11、……子电容C1n的左极板在当前整个时钟周期内均通过各自的受控开关连接地。

基于以上所述，所述模式控制单元11基于当前模式信号为0，则在当前时钟周期的采样阶段输出使受控开关SW11、SW21、……SW1n、SW2n连接输入信号的闭合信号、在放大阶段输出使受控开关SW11、SW21、……SW1n、SW2n连接各自的参考信号的闭合信号；基于当前模式信号为1，则在当前时钟周期的采样阶段输出使受控开关SW11、……SW1n连接输入信号、受控开关SW21、……SW2n连接地的闭合信号、在放大阶段输出使受控开关SW11、……SW1n连接各自的参考信号、受控开关SW21、……SW2n连接地的闭合信号；基于当前模式信号为2，则在当前时钟周期的采样阶段输出使受控开关SW11、……SW1n连接地、受控开关SW21、……SW2n连接输入信号的闭合信号、在放大阶段输出使受控开关SW11、……SW1n连接地、受控开关SW21、……SW2n连接各自的参考信号的闭合信号。

其中，所述模式控制单元11确定当前模式信号的方式包括：从模式排序表中按序或随机选取等。

优选地，所述模式控制单元11包括随机数产生单元。所述模式控制单元11基于随机数产生单元所产生的随机数由模式0、模式1及模式2中确定一种作为当前模式。

在本实施例中，模式0发生的概率为80%，模式1与模式2发生的概率分别为10%。

所述校准参数获取单元12基于模数转换器在每一模式下的多次输出来确定各级的校准参数。

具体地，若需要对模数转换器的第k级与第k+1级之间的运算放大器的非线性误差进行校准，则所述校准参数获取单元12基于第k+1级在每一模式下的多次输出来确定第k级的校准参数。

优选地，可以按照从模数转换器的最后1级至第一级的顺序来依序校准每一级，如此，则在对模数转换器2的任意一级与其后一级之间的运算放大器的非线性误差进行校准时，所述校准参数获取单元12均基于模数转换器2最后一级的输出来确定该任意一级的校准参数。

优选地，所述校准参数获取单元12包括：期望值计算单元与校准参数确定单元。

所述期望值计算单元基于模数转换器在每一模式下的多次输出来确定每一模式下各级的输出期望值。

具体地，所述期望值计算单元将模数转换器在每一模式下的多次输出的平均值作为相应模式下的输出期望值。

例如，若已完成最后一级至第k+1级的校准，现在进行第k级与k+1级间的运算放大器的非线性误差进行校准，则所述期望值计算单元基于模数转换器最后一级m1次在模式0下输出的采样量化结果求取平均值，来获得模式0下的输出期望值E_k(DBE)、m2次在模式1下输出的采样量化结果求取平均值，来获得模式1下的输出期望值E_k(DBE’)、m3次在模式2下输出的采样量化结果求取平均值，来获得模式2下的输出期望值E_k(DBE’’)。

所述校准参数确定单元基于各模式下所确定的各级输出期望值来确定各级的校准参数。

例如，所述校准参数确定单元基于上述输出期望值E_k(DBE)、E_k(DBE’)、E_k(DBE’’)按照迭代公式b[n+1]=b[n]+μ·{E_k(DBE’’)+E_k(DBE’)-E_k(DBE)}进行迭代计算，在多次迭代后，参数b_k[n+1]来会逐步趋于稳定值b_k，该稳定值b_k作为第k级的校准参数。其中，迭代步长影响参数b₃[n+1]趋于稳定的快慢，故可基于实际来确定，优选范围为μ=2^-6～2^-3。

所述校准单元13基于各级的校准参数来校准各级的输出信号以使得各级的输出信号与输入信号成线性关系。

具体地，所述校准单元13基于各级的校准参数b_k来构建各级的传输函数g(x)=x+b_kx³。由于各级间的运算放大器的传输函数为f_k(x)=a_1kx+a_3kx³，由此，所述校准单元13将各级输出的信号经过各自的传输函数为g(x)=x+b_kx³的放大处理后，再与各级的输出信号相加，即可消除各级间运算放大器的非线性误差，其中，b_k为第k级的校准参数。

以下将以校准模数转换器的第一级为例来详述前述系统的工作过程：

如图3所示，前述校准系统1的模式控制单元11连接模数转换器2第一级的电容阵列的每一受控开关，由于在校准第一级与第二级之间的运算放大器的非线性误差前，已经对第二级至最后一级的各运算放大器的的非线性误差进行了校准，故为简化图示，图3中将第二级至最后一级等效为一个理想的14bit子模数转换器21，用以量化第一级的输出。

其中，在本实例中，第一级子量化级输入信号范围为-1V～1V，该子量化级分辨率为3bit,其中包含一位冗余位，有效位为2bit，n=8；级间放大器22的理想传输函数为f(x)=4，在引入误差后，级间放大器22的传输函数为：f(x)=3.87x-5x³,即：a₁=3.87,a₃=-5，此函数在输出幅度为-1V～1V（满幅）时，产生8%的增益误差，远大于现有算法能够校准的范围。

其中，该第一级子量化级的电容阵列与图2相同，其中，n=8。

首先，模式控制单元11基于当前模式信号来输出对应开关控制信号，以便相应的子电容阵列在当前时钟周期内工作。

例如，在模式0时（在本实施例中，模式0出现概率为80%），采样阶段，模式控制单元11控制受控开关SW_1j与SW_2j分别将子电容C_1j与C_2j的左极板连接至输入电压V_i、控制受控开关SW_s将电容阵列中各子单元电容右极板连接至交流地；放大阶段，模式控制单元11控制受控开关SW_s断开、控制受控开关SW_1j与SW_2j分别将子电容C_1j与C_2j的左极板同时连接至D_jV_ref，D_j=-1，1，j=1、……8。在模式0中，子量化级输入(V_i)输出(V_res)的传输曲线由图4中A线所示。

在模式1（在本实施例中，模式1出现概率为10%）时，采样阶段，模式控制单元11控制受控开关SW_1j将C_1j的左极板连接至输入电压V_i、控制受控开关SW_2j将C_2j的左极板连接至交流地、控制受控开关SW_s将电容阵列中各子单元电容右极板连接至交流地；放大阶段，模式控制单元11控制受控开关SW_s断开、控制受控开关SW_1j将C_1j的左级板连接至D_jV_ref、控制受控开关SW_2j将C_2j的左极板连接至交流地。

在本例中，在模式2（在本实施例中，模式2出现概率为10%）时，采样阶段，模式控制单元11控制受控开关SW_2j将C_2j的左极板连接至输入电压V_i、控制受控开关SW_1j将C_1j的左极板连接至交流地、控制受控开关SW_s将电容阵列中各子单元电容右极板连接至交流地；放大阶段，模式控制单元11控制受控开关SW_s断开、控制受控开关SW_2j将C_2j的左级板连接至D_jV_ref、控制受控开关SW_1j将C_1j的左极板连接至交流地。

在模式1与模式2中，子量化级输入(V_i)输出(V_res)传输曲线由图4中B线所示，其输出幅度约为模式0中的1/2。

为表明本非线性误差校准算法与现有的线性误差校准算法之兼容性，一种基于伪随机信号注入的线性误差校准算法，在与本发明的校准方法同时工作时，其子量化级的输入输出传输曲线亦如曲线C绘制于图4中，虽该线性误差算法的工作原理在此不作赘述，但如图中所示，曲线C并未超过该子量化级的满幅输出范围，即本子量化级可以正常工作，并且后级也可以正常对其输出进行采样与量化，因此，本发明的方法可以与基于伪随机信号注入的线性误差校准算法同时工作，并分别完成各自的误差校准功能。

接着，校准参数获取单元12基于2¹⁷个时钟周期内，模式0时子模数转换器23的输出来计算输出期望值E₁{DBE}、模式1时子模数转换器23的输出来计算输出期望值E₁(DBE’)、模式2时子模数转换器23的输出来计算输出期望值E₁(DBE’’)，并采用迭代步长μ=2^-4的迭代公式：b₁[n+1]=b₁[n]+μ·{E₁(DBE’’)+E₁(DBE’)-E₁{DBE}}对非线性校准参数b₁进行迭代，在约7×10⁸个采样周期内，参数b₁收敛至其稳定值0.0944。

最后，校准单元13基于校准参数b₁来将第一级输出的数字信号D_res，1通过传输函数为g(x)=x+b₁x³的放大器放大，再与第一级输出的数字信号D_res，1相加，即可获得与第一级模数转换的输出成线性关系的放大信号D’_res，1。

图5所示为该模数转换器主要性能参数信噪比（SNDR），与无杂散动态范围(SFDR)在校准过程中的变化，两者均在约7×10⁸个采样周期内达到稳定的16bit精度所需指标。图6与图7对比了本实例在校准前与使用本发明的方法进行校准后，该模数转换器2对单频满幅输入信号的量化频谱，其中，图6为未经校准时模数转换器2对单频信号的量化频谱示意图；图7为经校准时模数转换器2对单频信号的量化频谱示意图。由图可见，SNDR与SFDR分别改善了24dB与33dB。

本发明的方法的收敛时间在100MHz时钟下为7秒，在同类校准方法中为中等。

需要说明的是，在采用本发明对模数转换器进行校准的过程中，虽然模式1及模式2下，输出信号幅度约为模式0下输出信号幅度的1/2，故在模式1及模式2下需要改变级间放大器的增益a，但是此增益可以通过现有的线性校准技术进行测量，并在数字电路中恢复信号的本来幅值，因此本发明可以在后台运行，而不会影响模数转换器的正常工作。

此外，本发明适用于采用级间放大器的流水线型模数转换器中，所用的级间放大器可以是使用运算放大器的反馈网络结构，也可以仅仅是开环放大器。在使用本发明完成非线性误差的校准（即对级间放大器的传输函数完成线性化）后，可以较为方便地使用现有的线性误差校准方法进一步进行增益和电容误差校准，从而完成高精度流水线型模数转换器的完整校准过程。

综上所述，本发明的用于校正模数转换器中级间放大器非线性的系统及方法可以有效补偿流水线型模数转换器中级间放大器的非线性误差，并且此方法与已有的线性误差校准方法完全兼容。在级间放大器非线性造成的增益误差在其满摆幅处不超过理想值8%的情况下，使用本发明的方法，并结合传统线性误差校准算法，可以使模数转换器整体性能达到SNR>80dB，SFDR>100dB，基本满足16bit模数转换器的性能要求。所以，本发明有效克服了现有技术中的种种缺点而具高度产业利用价值。

上述实施例仅例示性说明本发明的原理及其功效，而非用于限制本发明。任何熟悉此技术的人士皆可在不违背本发明的精神及范畴下，对上述实施例进行修饰或改变。因此，举凡所属技术领域中具有通常知识者在未脱离本发明所揭示的精神与技术思想下所完成的一切等效修饰或改变，仍应由本发明的权利要求所涵盖。

Claims (9)

1.一种用于校正模数转换器中级间放大器非线性的系统，所述模数转换器中，各级的电容阵列中的每一电容均由至少两子电容构成，且各子电容的一极板分别通过各自的受控开关连接输入信号、参考信号或固定电平，各子电容的另一极板通过受控开关接地，所述用于校正流水线型模数转换器中级间放大器非线性的系统的特征在于，至少包括：

模式控制单元，用于基于当前模式信号来输出对应开关控制信号，以便相应的子电容阵列在当前时钟周期内工作；

校准参数获取单元，用于基于模数转换器在每一模式下的多次输出来确定各级的校准参数；

校准单元，用于基于各级的校准参数来校准各级的输出信号以使得各级的输出信号与输入信号成线性关系。

2.根据权利要求1所述的用于校正模数转换器中级间放大器非线性的系统，其特征在于：每一电容包含的两子电容的容值之和等于模数转换器相应级的相应位置应设置的电容的容值。

3.根据权利要求2所述的用于校正模数转换器中级间放大器非线性的系统，其特征在于：每一电容包含的两子电容的容值相等。

4.根据权利要求1所述的用于校正模数转换器中级间放大器非线性的系统，其特征在于：所述模式控制单元包括随机数产生电路，以便基于所产生的随机数来确定当前模式。

5.根据权利要求1所述的用于校正模数转换器中级间放大器非线性的系统，其特征在于：所述校准参数获取单元包括：

期望值计算单元，用于基于模数转换器在每一模式下的多次输出来确定每一模式下各级的输出期望值；

校准参数确定单元，用于基于各模式下所确定的各级输出期望值来确定各级的校准参数。

6.一种用于校正模数转换器中级间放大器非线性的方法，所述模数转换器中各级的电容阵列中的每一电容均由至少两子电容构成，且各子电容的一极板分别通过各自的受控开关连接输入信号、参考信号或固定电平，各子电容的另一极板通过受控开关接地，所述用于校正流水线型模数转换器中级间放大器非线性的方法的特征在于，至少包括：

基于当前模式输出相应的开关控制信号，以使对应的子电容阵列在当前时钟周期内工作；

基于模数转换器在每一模式下的多次输出来确定各级的校准参数；

基于各级的校准参数来校准各级的输出信号以使得各级的输出信号与输入信号成线性关系。

7.根据权利要求6所述的用于校正模数转换器中级间放大器非线性的方法，其特征在于还包括：基于所产生的随机数来确定当前模式。

8.根据权利要求6所述的用于校正模数转换器中级间放大器非线性的方法，其特征在于还包括：

基于模数转换器在每一模式下的多次输出来确定每一模式下各级的输出期望值；

基于各模式下所确定的各级输出期望值来确定各级的校准参数。

9.根据权利要求8所述的用于校正模数转换器中级间放大器非线性的方法，其特征在于：每一电容的两个子电容的容值相等。