JPH02216911A - コンデンサを用いた信号伝送回路 - Google Patents
コンデンサを用いた信号伝送回路Info
- Publication number
- JPH02216911A JPH02216911A JP1235496A JP23549689A JPH02216911A JP H02216911 A JPH02216911 A JP H02216911A JP 1235496 A JP1235496 A JP 1235496A JP 23549689 A JP23549689 A JP 23549689A JP H02216911 A JPH02216911 A JP H02216911A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- capacitor
- signal
- transmission line
- bit value
- voltage
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 title claims abstract description 109
- 230000008054 signal transmission Effects 0.000 title claims description 13
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 claims abstract description 74
- 230000004044 response Effects 0.000 claims abstract description 28
- 230000000295 complement effect Effects 0.000 claims description 5
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 8
- 230000008878 coupling Effects 0.000 description 7
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 description 7
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 description 7
- 230000000087 stabilizing effect Effects 0.000 description 7
- 230000008901 benefit Effects 0.000 description 6
- 230000001105 regulatory effect Effects 0.000 description 3
- 230000006641 stabilisation Effects 0.000 description 3
- 238000011105 stabilization Methods 0.000 description 3
- 230000008859 change Effects 0.000 description 2
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 2
- 101000730001 Rattus norvegicus Advillin Proteins 0.000 description 1
- 230000009471 action Effects 0.000 description 1
- 230000001276 controlling effect Effects 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 239000012528 membrane Substances 0.000 description 1
- 229910044991 metal oxide Inorganic materials 0.000 description 1
- 150000004706 metal oxides Chemical class 0.000 description 1
- 230000000644 propagated effect Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
- H03K17/16—Modifications for eliminating interference voltages or currents
- H03K17/161—Modifications for eliminating interference voltages or currents in field-effect transistor switches
- H03K17/162—Modifications for eliminating interference voltages or currents in field-effect transistor switches without feedback from the output circuit to the control circuit
- H03K17/163—Soft switching
- H03K17/164—Soft switching using parallel switching arrangements
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
- H03K17/16—Modifications for eliminating interference voltages or currents
- H03K17/161—Modifications for eliminating interference voltages or currents in field-effect transistor switches
- H03K17/162—Modifications for eliminating interference voltages or currents in field-effect transistor switches without feedback from the output circuit to the control circuit
- H03K17/163—Soft switching
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〈産業上の利用分野〉
本発明は総合的には集積回路伝送線とその駆動回路に係
わるもので、特に伝送線を駆動するための、コンデンサ
を用いた信号伝送回路に関するものである。
わるもので、特に伝送線を駆動するための、コンデンサ
を用いた信号伝送回路に関するものである。
〈従来の技術〉
多くの通常的な集積回路に関しては、半導体製品表面上
の複数の異ったチップ中を跨いで、デバイスが構成され
ている。これらのチップ間での伝送線は十分に長く、そ
れらの中での電力消費を賄うには、大容量の電源が必要
となる。
の複数の異ったチップ中を跨いで、デバイスが構成され
ている。これらのチップ間での伝送線は十分に長く、そ
れらの中での電力消費を賄うには、大容量の電源が必要
となる。
一般にチップ間信号伝送はCMOS構造で構成された単
純なインバータを用いて達成される。入力信号は第1の
チップ中にある第1のインバータ回路用トランジスタ対
によって反転され、その反転信号が伝送され、第2のチ
ップでは、第2のインバータ回路によって再度反転され
る。対をなすインバータ用トランジスタの各々に関して
は、それぞれの電流路が直列に接続されていて、2つの
電源Vdd 、 Vss間に電流路が形成される。
純なインバータを用いて達成される。入力信号は第1の
チップ中にある第1のインバータ回路用トランジスタ対
によって反転され、その反転信号が伝送され、第2のチ
ップでは、第2のインバータ回路によって再度反転され
る。対をなすインバータ用トランジスタの各々に関して
は、それぞれの電流路が直列に接続されていて、2つの
電源Vdd 、 Vss間に電流路が形成される。
く本発明が解決しようとする問題点〉
従来のこの種の信号伝送回路は電源供給線上に現れる電
流スパイクを被り易い、大きな電流スパイクは大きなd
i/dt雑音を発生し、これがデータ誤伝送の原因とな
り、結果としてシステムの性能を低下させる。かくして
、かかる電力供給線上のスパイクの影響から伝送線を隔
離するようにした信号伝送回路の必要性が提起されてい
る。
流スパイクを被り易い、大きな電流スパイクは大きなd
i/dt雑音を発生し、これがデータ誤伝送の原因とな
り、結果としてシステムの性能を低下させる。かくして
、かかる電力供給線上のスパイクの影響から伝送線を隔
離するようにした信号伝送回路の必要性が提起されてい
る。
く問題点を解決するための手段〉
本発明の1つの要旨は信号入力端子を有する伝送線駆動
回路に向けられている。第1のコンデンサには、入力信
号の2つのとり得るビット値の第1の値に対応するVd
dのような第1の電圧レベルが貯えられる。第2のコン
デンサには、入力信号の2つのとり得るビット値の第2
の値に対応するVssのような第2の電圧レベルが貯え
られる。第1第2の電圧供給源は、それぞれのレベルに
第1第2のコンデンサを再充電する際には、これらのコ
ンデンサに対して選択的に、しかも個別対応で接続され
る。
回路に向けられている。第1のコンデンサには、入力信
号の2つのとり得るビット値の第1の値に対応するVd
dのような第1の電圧レベルが貯えられる。第2のコン
デンサには、入力信号の2つのとり得るビット値の第2
の値に対応するVssのような第2の電圧レベルが貯え
られる。第1第2の電圧供給源は、それぞれのレベルに
第1第2のコンデンサを再充電する際には、これらのコ
ンデンサに対して選択的に、しかも個別対応で接続され
る。
スイッチング・回路は入力信号を受信し、さらに伝送線
に結合している出力端子を具備している。
に結合している出力端子を具備している。
このスイッチング回路は、第1のビット値の入力信号の
受信に応答して、第1コンデンサを出力端子に接続する
ように動作し、また、第2のビット値の受信に応答して
、第2のコンデンサを出力端子に接続するようにも動作
する。この接続動作に応動して、第1又は第2のコンデ
ンサはその蓄積電圧レベルを伝送線に向けて移送し、こ
の信号が伝送線上を伝播する。
受信に応答して、第1コンデンサを出力端子に接続する
ように動作し、また、第2のビット値の受信に応答して
、第2のコンデンサを出力端子に接続するようにも動作
する。この接続動作に応動して、第1又は第2のコンデ
ンサはその蓄積電圧レベルを伝送線に向けて移送し、こ
の信号が伝送線上を伝播する。
本発明のもう1つの要旨は、第2のビット値を有する入
力信号が第1のスイッチ制御節点に現れたとき、これに
応答して、第1の電圧源を第1のコンデンサに接続する
のに第1のスイッチを具備している。同様に、第1のビ
ット値を有する入力信号が第2のスイッチ制御節点に現
れたときに、これに応答して、第2の電圧源を第2のコ
ンデンサに接続するのに第2のスイッチを具備している
。さらにこのスイッチング回路は、好適には、入力信号
に応答して、反転信号を生成するインバータを含んでい
る。この反転信号は、第1と第2のコンデンサを各別に
伝送線に接続すべく、第3、第4のスイッチの対のうち
の1つを選んで動作させるのに使用される。この回路で
は、駆動コンデンサの1つは、もう1つの駆動コンデン
サが電圧レベルを伝送線に送出している間に再充電され
る。
力信号が第1のスイッチ制御節点に現れたとき、これに
応答して、第1の電圧源を第1のコンデンサに接続する
のに第1のスイッチを具備している。同様に、第1のビ
ット値を有する入力信号が第2のスイッチ制御節点に現
れたときに、これに応答して、第2の電圧源を第2のコ
ンデンサに接続するのに第2のスイッチを具備している
。さらにこのスイッチング回路は、好適には、入力信号
に応答して、反転信号を生成するインバータを含んでい
る。この反転信号は、第1と第2のコンデンサを各別に
伝送線に接続すべく、第3、第4のスイッチの対のうち
の1つを選んで動作させるのに使用される。この回路で
は、駆動コンデンサの1つは、もう1つの駆動コンデン
サが電圧レベルを伝送線に送出している間に再充電され
る。
本発明の最大の利点は、伝送線上の伝送データを電源上
の電流スパイクから隔離する点にある。
の電流スパイクから隔離する点にある。
かかる利点が生ずるのは、コンデンサが伝送線に対して
直接駆動電力源として動作し、しかも再充電は間接的か
つ緩慢に行なわれるからである。さらに、この緩慢な再
充電時のdi/dtノイズ信号は何等の付加的な伝播遅
延を併なわずに作成できる点も利点である4本発明の最
後の利点は従来の回路との相対において5本発明の伝送
線が低電力消費であるということである。
直接駆動電力源として動作し、しかも再充電は間接的か
つ緩慢に行なわれるからである。さらに、この緩慢な再
充電時のdi/dtノイズ信号は何等の付加的な伝播遅
延を併なわずに作成できる点も利点である4本発明の最
後の利点は従来の回路との相対において5本発明の伝送
線が低電力消費であるということである。
〈実施例〉
第1図を参照すれば明らかなように、本発明に係わる基
本構成の伝送線が総括的に10として示されている。伝
送される信号は節点12に入力される。m点!2はPチ
ャンネルFET 18のゲート14に接続されている。
本構成の伝送線が総括的に10として示されている。伝
送される信号は節点12に入力される。m点!2はPチ
ャンネルFET 18のゲート14に接続されている。
1!i点12はチャンネルFET 2Gのゲート18に
も接続されている。さらには、節点12はインバータ2
2の入力端子にも接続されている。
も接続されている。さらには、節点12はインバータ2
2の入力端子にも接続されている。
トランジスタ18のソースはVddと記された電圧源2
4に接続されている。トランジスタ1Bのドレインは節
点26に接続されている。充電用コンデンサ28には、
電圧源30に接続された第1の電極と節点2Bに接続さ
れた第2の電極とが設けられている。
4に接続されている。トランジスタ1Bのドレインは節
点26に接続されている。充電用コンデンサ28には、
電圧源30に接続された第1の電極と節点2Bに接続さ
れた第2の電極とが設けられている。
PチャンネルFET 32の電流路は節点2Bを伝送路
節点34に接続するように動作する。トランジスタ32
のゲート3Bは1節点38に接続され、そこからさらに
、インバータ22の出力端子にも延びている。
節点34に接続するように動作する。トランジスタ32
のゲート3Bは1節点38に接続され、そこからさらに
、インバータ22の出力端子にも延びている。
NチャンネルFET 20の電流路はVssと記された
もう1つの電圧1[42を節点40に接続するように動
作する。第2の充電用コンデンサ44の第1の電極は、
Vgsと記された電圧源47に接続され、さらに該コン
デンサ44の第2の電極は節点40に接続されている。
もう1つの電圧1[42を節点40に接続するように動
作する。第2の充電用コンデンサ44の第1の電極は、
Vgsと記された電圧源47に接続され、さらに該コン
デンサ44の第2の電極は節点40に接続されている。
NチャンネルFET 48の電流路は伝送線節点34を
節点40に対して選択的に接続する。トランジスタ46
のゲート48はインバータ出力節点38に接続されてい
る。
節点40に対して選択的に接続する。トランジスタ46
のゲート48はインバータ出力節点38に接続されてい
る。
伝送線入力節点34は伝送線に接続されているが、この
伝送線は第1のチップ(そのチップ内の回路が実施例と
して記載されている)から第2のチップ(図示されてい
ない)に向けて延びている。この伝送&150は、ここ
では抵抗52と容量54で構成されるモデルとして示さ
れている。
伝送線は第1のチップ(そのチップ内の回路が実施例と
して記載されている)から第2のチップ(図示されてい
ない)に向けて延びている。この伝送&150は、ここ
では抵抗52と容量54で構成されるモデルとして示さ
れている。
第1図に図示されている基本回路の動作は、第2図に示
される波形図に関連付けて説明するのが最良である。第
2図はこの回路内の4箇所における電圧波形図である。
される波形図に関連付けて説明するのが最良である。第
2図はこの回路内の4箇所における電圧波形図である。
すなわち、節点12における入力波形(VIN )と2
節点26における電圧波形(V2O)と、節点40にお
ける電圧波形(V2O)と、それに伝送路50における
出力電圧波形(vout )である0図示されている回
路では、 Vddは5ポルトであり、Vssはゼロボル
トである。
節点26における電圧波形(V2O)と、節点40にお
ける電圧波形(V2O)と、それに伝送路50における
出力電圧波形(vout )である0図示されている回
路では、 Vddは5ポルトであり、Vssはゼロボル
トである。
VINに関しては1図示された実例の波形の始点で5ボ
ルトであ−6,V2Oに関しては、その時点で論理“1
″′を表すVHレベルである。このVHレベルは、はぼ
5ボルト以下であることが好適であるとは言っても、理
論的には、論理“0”を表わすVLに対して明確に区別
可能でなければならない、やはりその時点で節点電圧V
4GはVgs即ちゼロボルトであり、伝送線電圧Vou
tはVHから始まる。
ルトであ−6,V2Oに関しては、その時点で論理“1
″′を表すVHレベルである。このVHレベルは、はぼ
5ボルト以下であることが好適であるとは言っても、理
論的には、論理“0”を表わすVLに対して明確に区別
可能でなければならない、やはりその時点で節点電圧V
4GはVgs即ちゼロボルトであり、伝送線電圧Vou
tはVHから始まる。
当初、コンデンサ44はトランジスタ20を通って流れ
る電流でゼロボルトに充電されている。これはVINが
高電圧でトランジスタ20が導通状態となっているから
である、トランジスタIB、4Bは、初期には非導通状
態である。
る電流でゼロボルトに充電されている。これはVINが
高電圧でトランジスタ20が導通状態となっているから
である、トランジスタIB、4Bは、初期には非導通状
態である。
時点80に至ると、入力信号VINが変化し始める0時
点82で、トランジスタ1Bが導通状態に反転し、トラ
ンジスタ20の方は非導通状態に反転する。同時に、節
点38の電圧がゼロボルトからVddに上昇する。した
がって、トランジスタ4Bが導通状態に、トランジスタ
32が非導通状態に反転する0節点40における電圧は
、コンデンサ44の放電の影響をうけて、ゼロボルトか
らVLに向けて上昇を開始する。これによって充電用コ
ンデンサ44と伝送線50との間に介在する導電通路(
トランジスタ46)が形成されて1節点34の電圧が下
降し始める。伝送線50の状態は時点8BにはVLとな
り、かくして節点12に存在する低電圧入力が伝送線5
0上へと効果的に伝送される。
点82で、トランジスタ1Bが導通状態に反転し、トラ
ンジスタ20の方は非導通状態に反転する。同時に、節
点38の電圧がゼロボルトからVddに上昇する。した
がって、トランジスタ4Bが導通状態に、トランジスタ
32が非導通状態に反転する0節点40における電圧は
、コンデンサ44の放電の影響をうけて、ゼロボルトか
らVLに向けて上昇を開始する。これによって充電用コ
ンデンサ44と伝送線50との間に介在する導電通路(
トランジスタ46)が形成されて1節点34の電圧が下
降し始める。伝送線50の状態は時点8BにはVLとな
り、かくして節点12に存在する低電圧入力が伝送線5
0上へと効果的に伝送される。
一方、VINはPチャンネルトランジスタ1Bのゲー)
14にも印加されたことになるが、これにより充電用コ
ンデンサ28が電圧源24に連通ずる。したがって充電
用コンデンサ28はVHから緩慢に5ボルド一杯まで再
充電される。
14にも印加されたことになるが、これにより充電用コ
ンデンサ28が電圧源24に連通ずる。したがって充電
用コンデンサ28はVHから緩慢に5ボルド一杯まで再
充電される。
時点68では、入力波形は再度変化し始め1時点70で
、トランジスタ1B、20、それにインバータ22のし
きい値電圧に到達する。この時点で、トランジスタ46
が非導通状態となり、代ってトランジスタ32が導通状
態となる。この間、トランジスタ1Bが非導通状態に反
転し始め、時点72では1節点2Bの電圧がVHまで降
下する。トランジスタ32が導通状態であるので、コン
デンサ28に蓄積された電荷はその一部が符号54で示
される伝送線容量に移動する。これにより、実質的に節
点12にあられれた高レベル信号が伝送線に送られる。
、トランジスタ1B、20、それにインバータ22のし
きい値電圧に到達する。この時点で、トランジスタ46
が非導通状態となり、代ってトランジスタ32が導通状
態となる。この間、トランジスタ1Bが非導通状態に反
転し始め、時点72では1節点2Bの電圧がVHまで降
下する。トランジスタ32が導通状態であるので、コン
デンサ28に蓄積された電荷はその一部が符号54で示
される伝送線容量に移動する。これにより、実質的に節
点12にあられれた高レベル信号が伝送線に送られる。
上記動作が行われている間に、入力信号波形は充電用ト
ランジスタ20を導通状態にし、これによりコンデンサ
44に貯えられた電圧をゼロボルトに引下げるが、この
動作は時点7Bまでに完了する。
ランジスタ20を導通状態にし、これによりコンデンサ
44に貯えられた電圧をゼロボルトに引下げるが、この
動作は時点7Bまでに完了する。
VHとVLは電荷不滅剤を適用すれば、以下の式で関係
付けられる。
付けられる。
C(5−V )−C(V −V )−CV2OH
t)IL 44L したがって。
t)IL 44L したがって。
が得られる。
ココテ、Vdd=5Vcあり、C28はコンデンサ28
の容量であり、C44はコンデンサ44の容量、そして
Ctは伝送線の容量である。
の容量であり、C44はコンデンサ44の容量、そして
Ctは伝送線の容量である。
VINのlサイクル(例えば、5ポルトからゼロボルト
へ、そして再度5ボルトに戻る)ごとにこの回路で消費
される全消費電力は次式で与えられる。
へ、そして再度5ボルトに戻る)ごとにこの回路で消費
される全消費電力は次式で与えられる。
上式より、消費電力に関し、許容最小VH電圧と許容最
大VL電圧とを回路上に選定することで、最小になしう
ることが分る。低電力消費ということは本発明の利点の
1つである。他の利点は、2つのコンデンサ28.44
が比較的緩慢に充電されることがらdi/dt雑音が小
さいということである。かかる小さいdi/dt雑音が
、いかなる伝達遅延の増加をも伴うことなしに本発明に
よって可能となるのである。
大VL電圧とを回路上に選定することで、最小になしう
ることが分る。低電力消費ということは本発明の利点の
1つである。他の利点は、2つのコンデンサ28.44
が比較的緩慢に充電されることがらdi/dt雑音が小
さいということである。かかる小さいdi/dt雑音が
、いかなる伝達遅延の増加をも伴うことなしに本発明に
よって可能となるのである。
伝送線50はコンデンサ28かコンデンサ44のいずれ
かによって駆動されていることから、電源から伝送線5
0への直流は全く流れない、2つのトランジスタ1B、
20のコンダクタンスを他の2つのトランジスタ32.
46のそれに比して比較的小さなものにすることにより
、電源24に現れるあらゆる電流スパイクを最小になし
得て、しかも信号伝達速度をも最大になし得る。
かによって駆動されていることから、電源から伝送線5
0への直流は全く流れない、2つのトランジスタ1B、
20のコンダクタンスを他の2つのトランジスタ32.
46のそれに比して比較的小さなものにすることにより
、電源24に現れるあらゆる電流スパイクを最小になし
得て、しかも信号伝達速度をも最大になし得る。
本発明の実用的実施例は、第3図に電気回路として示さ
れている。すべての図面において、可能な限り、同じ符
号は同じ部品を特定している。この実用的伝送線駆動回
路の全体が、符号80で示されている0回路80は、以
下の変更があるものの総じて回路to(zi図)に類似
している。コンデンサ44は節点40と節点82の間に
接続され、さらに節点82の一方はVss 、すなわち
アースのような電圧源84に対して抵抗8Bおよび別の
コンデンサ88を並列に介して接続されている。コンデ
ンサ28は節点26と節点82の間に接続されている。
れている。すべての図面において、可能な限り、同じ符
号は同じ部品を特定している。この実用的伝送線駆動回
路の全体が、符号80で示されている0回路80は、以
下の変更があるものの総じて回路to(zi図)に類似
している。コンデンサ44は節点40と節点82の間に
接続され、さらに節点82の一方はVss 、すなわち
アースのような電圧源84に対して抵抗8Bおよび別の
コンデンサ88を並列に介して接続されている。コンデ
ンサ28は節点26と節点82の間に接続されている。
伝送線安定化回路はトランジスタ80.82.94.9
8で構成されて付加されている。トランジスタ90はN
チャンネルFETといった種類のもので、そのゲート9
8がドレインに短絡され、さらに延びて電圧源10Gに
接続されている。トランジスタ80のソースはPチャン
ネルトランジスタ92のソースに接続されている。
8で構成されて付加されている。トランジスタ90はN
チャンネルFETといった種類のもので、そのゲート9
8がドレインに短絡され、さらに延びて電圧源10Gに
接続されている。トランジスタ80のソースはPチャン
ネルトランジスタ92のソースに接続されている。
トランジスタ92には、伝送線節点34に接続されたド
レインが設けられている。トランジスタ92のゲート1
02はインバータ出力節点38に接続されている。Nチ
ャンネルトランジスタ94のドレインは伝送線節点34
に接続されているが、一方でそのソースはPチャンネル
トランジスタ96のソースに接続されている。トランジ
スタ84のゲート104はインバータ出力節点38に接
続されている。Pチャンネルトランジスタ98のゲート
108は自己のドレインに短絡されている。
レインが設けられている。トランジスタ92のゲート1
02はインバータ出力節点38に接続されている。Nチ
ャンネルトランジスタ94のドレインは伝送線節点34
に接続されているが、一方でそのソースはPチャンネル
トランジスタ96のソースに接続されている。トランジ
スタ84のゲート104はインバータ出力節点38に接
続されている。Pチャンネルトランジスタ98のゲート
108は自己のドレインに短絡されている。
動作状態では、2つのトランジスタ80.98は電流源
として動作し、一方、トランジスタ92とトランジスタ
84のいずれかは節点38に現れる適当な電圧値によっ
て導通状態となる。したがって、これら2つのトランジ
スタ80.9Bのいずれか一方は伝送線50に現れる電
圧を安定化するのに電流源として動作し、さらに、この
伝送線の種々の損失を補償する傾向にあるであろう、2
つのコンデンサ28、44は節点82に接続されている
が、この節点には、交流結合ノイズを減少させるのに、
コンデンサ88がアースとの間に接続されている。この
交流結合ノイズはコンデンサ28あるいはコンデンサ2
4が非常に短時間に放電するときにも発生する。m点8
2の電位を安定化させるのに、抵抗86が節点82とア
ースの間に接続されている。したがって2つのコンデン
サ28.44の節点82側の電極の電位も安定化される
。
として動作し、一方、トランジスタ92とトランジスタ
84のいずれかは節点38に現れる適当な電圧値によっ
て導通状態となる。したがって、これら2つのトランジ
スタ80.9Bのいずれか一方は伝送線50に現れる電
圧を安定化するのに電流源として動作し、さらに、この
伝送線の種々の損失を補償する傾向にあるであろう、2
つのコンデンサ28、44は節点82に接続されている
が、この節点には、交流結合ノイズを減少させるのに、
コンデンサ88がアースとの間に接続されている。この
交流結合ノイズはコンデンサ28あるいはコンデンサ2
4が非常に短時間に放電するときにも発生する。m点8
2の電位を安定化させるのに、抵抗86が節点82とア
ースの間に接続されている。したがって2つのコンデン
サ28.44の節点82側の電極の電位も安定化される
。
第4図は本発明に係わるもう1つの実施例の電気回路図
で、総体的には第3図に示された回路に類似している。
で、総体的には第3図に示された回路に類似している。
この実施例の回路は一括して符号10Bで示されている
。第4図の実施例では、電流源トランジスタ90のゲー
ト3Bは、それ自体のドレインに短絡されておらず1代
って路線110を通して節点112に接続されている。
。第4図の実施例では、電流源トランジスタ90のゲー
ト3Bは、それ自体のドレインに短絡されておらず1代
って路線110を通して節点112に接続されている。
Pチャンネルトランジスタ114の電流路は電圧源11
8と節点112の間に接続され、さらに、Nチャンネル
トランジスタ11Bの電流路は節点112とアース12
0の間に接続されている。21点112はトランジスタ
114のゲート122とトランジスタ118のゲート1
24にも接続されている。クランプ回路を形成する2つ
のトランジスタ114 、 tteは、回路10gにお
ける他の部分とは隔離された部分に作られる。したがっ
て、2つのトランジスタ114 、 liGのコンダク
タンスは厳密に調整されて、所定のバイアス電圧vxが
路線110に現れるであろう。
8と節点112の間に接続され、さらに、Nチャンネル
トランジスタ11Bの電流路は節点112とアース12
0の間に接続されている。21点112はトランジスタ
114のゲート122とトランジスタ118のゲート1
24にも接続されている。クランプ回路を形成する2つ
のトランジスタ114 、 tteは、回路10gにお
ける他の部分とは隔離された部分に作られる。したがっ
て、2つのトランジスタ114 、 liGのコンダク
タンスは厳密に調整されて、所定のバイアス電圧vxが
路線110に現れるであろう。
同様に、ゲー) 106は1本実施例では、路線128
を通して節点128に接続されている。Pチャンネルト
ランジスタ13Gは、電圧源132を節点128に接続
する電流路を備えている。Nチャンネルトランジスタ1
34は、節点128を接地13Bに接続する電流路を備
えている0節点128はさらにトランジスタ130のゲ
ート138にも、トランジスタ134のゲート140に
も接続されている。トランジ、スタ114 、118に
おけると同様に、トランジスタ130 、134は主回
路10Bからは隔離されたスライス上の所定領域に作成
される。それ故に、2つのトランジスタ130 、13
4のコンダクタンスは十分な注意の下に選択されて所望
のバイアス電圧VYが付与されるが、トランジスタ96
はこの所望のバイアス電圧値において導通状態になる。
を通して節点128に接続されている。Pチャンネルト
ランジスタ13Gは、電圧源132を節点128に接続
する電流路を備えている。Nチャンネルトランジスタ1
34は、節点128を接地13Bに接続する電流路を備
えている0節点128はさらにトランジスタ130のゲ
ート138にも、トランジスタ134のゲート140に
も接続されている。トランジ、スタ114 、118に
おけると同様に、トランジスタ130 、134は主回
路10Bからは隔離されたスライス上の所定領域に作成
される。それ故に、2つのトランジスタ130 、13
4のコンダクタンスは十分な注意の下に選択されて所望
のバイアス電圧VYが付与されるが、トランジスタ96
はこの所望のバイアス電圧値において導通状態になる。
伝送線電圧安定化回路の2例を示したが、レベルVHや
VLをクランプする回路、例えば、−膜内なダイオード
クランプ回路も本発明の主回路に接続しうる。
VLをクランプする回路、例えば、−膜内なダイオード
クランプ回路も本発明の主回路に接続しうる。
本発明は相補性金属酸化膜半導体(cxos)技術によ
る実例として説明した。しかしながら、未発明はバイポ
ーラのような他の回路類への応用も可能で、さらに2チ
ップ間伝送線における信号伝送において、電流スパイク
に悩まされ易い電圧源を用いないで低速再充電コンデン
サを用いることが要請されるいかなる場合にも使用可能
である。
る実例として説明した。しかしながら、未発明はバイポ
ーラのような他の回路類への応用も可能で、さらに2チ
ップ間伝送線における信号伝送において、電流スパイク
に悩まされ易い電圧源を用いないで低速再充電コンデン
サを用いることが要請されるいかなる場合にも使用可能
である。
つまり、信号伝送回路についての複数の実施例を示し、
さらに伝播遅れの増大分が最小であるような低di/d
t雑音の利点に言及した8本発明はこれらの実施例に限
定されるものでなく、特許請求の範囲に記述した要旨と
範囲に基づくものである。
さらに伝播遅れの増大分が最小であるような低di/d
t雑音の利点に言及した8本発明はこれらの実施例に限
定されるものでなく、特許請求の範囲に記述した要旨と
範囲に基づくものである。
本発明を要約すれば、以下のとおりである。
伝送線駆動回路10は信号入力12を含む、第1のコン
デンサ2Bは、入力信号の2つのとり得るビット値の1
つに対応する第1の電圧レベルを蓄積する。第2のコン
デンサ口はとり得るビット値の残りの1つに対応する第
2の電圧レベルを蓄積する。第1と第2の電圧供給源2
4.42は、それらに対応する電圧レベルにこれらのコ
ンデンサを再充電すべく、第1第2のコンデンサ28.
44に選択的かつ対応的に接続される。伝送線50はス
イッチング回路の出力に接続される。スイッチング回路
は、1つのビット値の入力信号の受信に応答して、第1
のコンデンサ28をスイッチング回路出力34に接続す
るように作動する。このスイッチング回路は、もう1つ
のビット値の入力信号の受信に応答して、第2のコンデ
ンサ44をスイッチング回路出力端子34に接続するよ
うにも動作する。ビット値はかくして伝送線50へと交
互に伝播される。
デンサ2Bは、入力信号の2つのとり得るビット値の1
つに対応する第1の電圧レベルを蓄積する。第2のコン
デンサ口はとり得るビット値の残りの1つに対応する第
2の電圧レベルを蓄積する。第1と第2の電圧供給源2
4.42は、それらに対応する電圧レベルにこれらのコ
ンデンサを再充電すべく、第1第2のコンデンサ28.
44に選択的かつ対応的に接続される。伝送線50はス
イッチング回路の出力に接続される。スイッチング回路
は、1つのビット値の入力信号の受信に応答して、第1
のコンデンサ28をスイッチング回路出力34に接続す
るように作動する。このスイッチング回路は、もう1つ
のビット値の入力信号の受信に応答して、第2のコンデ
ンサ44をスイッチング回路出力端子34に接続するよ
うにも動作する。ビット値はかくして伝送線50へと交
互に伝播される。
くその他の開示事項〉
以上の記載に関連して、更に下記の各項を開示する。
(1)伝送線駆動回路で、
1つの信号入力と、
入力信号の2つのとり得るビット値のうちの第1のビッ
ト値に対応する第1の電圧レベルを蓄積する第1のコン
デンサと、 入力信号のとり得る第2のビット値に対応する第2の電
圧レベルを蓄積する第2のコンデンサと、 第1のコンデンサを第1の電圧レベルまで再充電すべく
第1のコンデンサに選択的に接続される第1の電圧供給
源と、 第2のコンデンサを第2の電圧レベルまで再充電すべく
第2のコンデンサに選択的に接続される第2の電圧供給
源と。
ト値に対応する第1の電圧レベルを蓄積する第1のコン
デンサと、 入力信号のとり得る第2のビット値に対応する第2の電
圧レベルを蓄積する第2のコンデンサと、 第1のコンデンサを第1の電圧レベルまで再充電すべく
第1のコンデンサに選択的に接続される第1の電圧供給
源と、 第2のコンデンサを第2の電圧レベルまで再充電すべく
第2のコンデンサに選択的に接続される第2の電圧供給
源と。
1つの伝送線と、
その入力端子が信号入力に結合され、その出力端子が伝
送線に接続されたスイッチング回路であって、さらに第
1第2のコンデンサが接続されているものを含んで成り
、 上記スイッチング回路は、第1のビット値の入力信号の
受信に応答して、第1のコンデンサを出力端子に接続す
るように動作し、一方第2のビット値の入力信号の受信
に応答して、第2のコンデンサを出力端子に接続するよ
うに動作し、これにより信号入力端子に受信されたビッ
ト値が伝送線に送出されるようにしたことを特徴とする
信号伝送回路。
送線に接続されたスイッチング回路であって、さらに第
1第2のコンデンサが接続されているものを含んで成り
、 上記スイッチング回路は、第1のビット値の入力信号の
受信に応答して、第1のコンデンサを出力端子に接続す
るように動作し、一方第2のビット値の入力信号の受信
に応答して、第2のコンデンサを出力端子に接続するよ
うに動作し、これにより信号入力端子に受信されたビッ
ト値が伝送線に送出されるようにしたことを特徴とする
信号伝送回路。
(2)上記の回路において、該スイッチング回路は、同
スイッチング回路に結合したそれぞれの制御節点をもつ
該第1と第2コンデンサスイツチで構成され、該第1コ
ンデンサスイツチは、該スイッチング回路入力に現れた
第2ビツト値に反応して、第1コンデンサを該第1電圧
供給源に接続する際に動作し、該第2コンデンサスイツ
チは。
スイッチング回路に結合したそれぞれの制御節点をもつ
該第1と第2コンデンサスイツチで構成され、該第1コ
ンデンサスイツチは、該スイッチング回路入力に現れた
第2ビツト値に反応して、第1コンデンサを該第1電圧
供給源に接続する際に動作し、該第2コンデンサスイツ
チは。
該スイッチング回路入力に現れた該第2ビツト値に反応
して、第2コンデンサを該第2電圧供給源に接続する際
に動作する。
して、第2コンデンサを該第2電圧供給源に接続する際
に動作する。
(3)該スイッチング回路は。
該信号入力に結合し、かつ出力も持つインバータがあり
、該インバータは、その出力でのビット値が該入力信号
のビット値を反転させたもので、1個の反転信号を得る
ことを目的として該入力信号を反転させる場合に動作し
。
、該インバータは、その出力でのビット値が該入力信号
のビット値を反転させたもので、1個の反転信号を得る
ことを目的として該入力信号を反転させる場合に動作し
。
第1と第2のコンデンサ結合スイッチがあり。
それぞれは該インバータの該出力に結合した制御節点が
あり、該第1コンデンサ結合スイッチは、スイッチ制御
節点において該反転信号の第2ビツト値を受信したこと
に反応して、該コンデンサを該伝送線に接続する際に動
作し、該第2コンデンサ結合スイッチは、スイッチ制御
節点において該反転信号の第1ビツト値を受信したこと
に反応して、該第2コンデンサを該伝送線に接続する際
に動作する、 ものから構成される。
あり、該第1コンデンサ結合スイッチは、スイッチ制御
節点において該反転信号の第2ビツト値を受信したこと
に反応して、該コンデンサを該伝送線に接続する際に動
作し、該第2コンデンサ結合スイッチは、スイッチ制御
節点において該反転信号の第1ビツト値を受信したこと
に反応して、該第2コンデンサを該伝送線に接続する際
に動作する、 ものから構成される。
(02値信号を伝送線に送出回路で、伝送線に送出する
ビット値を安定させる目的の電圧安定化回路でも構成さ
れる。
ビット値を安定させる目的の電圧安定化回路でも構成さ
れる。
(5)補相関係にある2つのビット値を有する入力信号
を受信する1つの信号入力端子と。
を受信する1つの信号入力端子と。
信号入力端子に接続されていて、該信号入力端子からの
入力信号の値と補相関係にあるビット値である反転出力
をその出力端子に出力するように動作するインバータと
、 第1のビット値に対応する第1の電圧を供給する第1の
電圧源と、 第2のビット値に対応する第2の電圧を供給する第2の
電圧源と、 信号入力に結合する制御節点を有し、該制御節点上に現
れる第2のビット値の信号に応答して、第1のコンデン
サに第1の電圧源を接続するように動作する第1のスイ
ッチと、 信号入力に結合する制御節点を有し、該制御節点上に現
れる第1のビット値の信号に応答して、第2のコンデン
サに第2の電圧源を接続するように動作する第2のスイ
ッチと。
入力信号の値と補相関係にあるビット値である反転出力
をその出力端子に出力するように動作するインバータと
、 第1のビット値に対応する第1の電圧を供給する第1の
電圧源と、 第2のビット値に対応する第2の電圧を供給する第2の
電圧源と、 信号入力に結合する制御節点を有し、該制御節点上に現
れる第2のビット値の信号に応答して、第1のコンデン
サに第1の電圧源を接続するように動作する第1のスイ
ッチと、 信号入力に結合する制御節点を有し、該制御節点上に現
れる第1のビット値の信号に応答して、第2のコンデン
サに第2の電圧源を接続するように動作する第2のスイ
ッチと。
インバータ出力に結合する制御節点を有し、それの制御
節点に第1のビット値の反転信号が受信されたことに応
答して、第1コンデンサを伝送線節点に接続するように
動作する第3のスイッチと。
節点に第1のビット値の反転信号が受信されたことに応
答して、第1コンデンサを伝送線節点に接続するように
動作する第3のスイッチと。
インバータ出力に結合する制御節点を有し、それの制御
節点に第2のビット値の反転信号が受信されたことに応
答して4第2のコンデンサを伝送線節点に接続するよう
に動作する第4のスイッチとを含んで成り。
節点に第2のビット値の反転信号が受信されたことに応
答して4第2のコンデンサを伝送線節点に接続するよう
に動作する第4のスイッチとを含んで成り。
これにより、コンデンサの1つは、該コンデンサの他方
が、対応する1つの電源から再充電されている間に、電
荷を伝送線に送出することを特徴とする信号伝送回路。
が、対応する1つの電源から再充電されている間に、電
荷を伝送線に送出することを特徴とする信号伝送回路。
(8)該第1、第2安定化電圧供給源のそれぞれは、制
御電極と電流路を持つトランジスタから構成され、各該
電流路はそれぞれの電圧源を対応する安定化スイッチに
接続し、各該トランジスタの制御電極はそれぞれの電圧
源に接続されている。
御電極と電流路を持つトランジスタから構成され、各該
電流路はそれぞれの電圧源を対応する安定化スイッチに
接続し、各該トランジスタの制御電極はそれぞれの電圧
源に接続されている。
(7)該第1と第2安定化電圧供給源のそれぞれは、そ
れぞれの電圧源を対応する電圧安定化スイッチに結合す
る電流路を持つトランジスタで構成され、少くとも2値
の安定化入力信号があって、各該トランジスタの制御電
極が該電流路のフンダクタンスを制御する目的でそれぞ
れの安定化入力信号に結合している。
れぞれの電圧源を対応する電圧安定化スイッチに結合す
る電流路を持つトランジスタで構成され、少くとも2値
の安定化入力信号があって、各該トランジスタの制御電
極が該電流路のフンダクタンスを制御する目的でそれぞ
れの安定化入力信号に結合している。
(8)該第1コンデンサの第1電極は該第1と第3のス
イッチに接続されており、該第2コンデンサの第1電極
は第2と第4のスイッチに接続されており。
イッチに接続されており、該第2コンデンサの第1電極
は第2と第4のスイッチに接続されており。
第3コンデンサがあって、該第1と第2のコンデンサの
第2電極はそれぞれの第1電極とは反対であってAC結
合雑音を低下させる目的の該第3コンデンサを通してア
ースに接続される。
第2電極はそれぞれの第1電極とは反対であってAC結
合雑音を低下させる目的の該第3コンデンサを通してア
ースに接続される。
(9) (8)の回路において、該第2電極における電
位を安定化する目的で、一方が該第1と第2のコンデン
サの該第2電極で、もう一方がアースである間に接続さ
れた1個の抵抗から構成される。
位を安定化する目的で、一方が該第1と第2のコンデン
サの該第2電極で、もう一方がアースである間に接続さ
れた1個の抵抗から構成される。
(10)該第1−第2・第3−第4スイツチは電流路を
もつトランジスタからなり、該制御節点はそれぞれ制御
電極から構成される。
もつトランジスタからなり、該制御節点はそれぞれ制御
電極から構成される。
(11)上記の回路で、該第1・第2スイツチの該電流
路は反対の導電形のもので、該第3・第4スイツチの電
流路は反対の導電性の形のものである。 (12)伝送
手段において、AC結合雑音を減少させる目的で、該第
1と第2のコンデンサの該結合トランジスタ側でない電
極を第3のコンデンサを通してアースへ結合されている
手段をも含む。
路は反対の導電形のもので、該第3・第4スイツチの電
流路は反対の導電性の形のものである。 (12)伝送
手段において、AC結合雑音を減少させる目的で、該第
1と第2のコンデンサの該結合トランジスタ側でない電
極を第3のコンデンサを通してアースへ結合されている
手段をも含む。
(13)該電極の電圧を安定させる目的で、第1と第2
のコンデンサの電極を抵抗を通してアースへ接続する手
段をも含む。
のコンデンサの電極を抵抗を通してアースへ接続する手
段をも含む。
(14)反転信号の第2ビツト値の受信に反応して、第
1安定電圧供給源を伝送線に接続し、反転信号の第1ビ
ツト値の受信に反応して、第2安定電圧供給源を伝送線
に接続する手段をも含む。
1安定電圧供給源を伝送線に接続し、反転信号の第1ビ
ツト値の受信に反応して、第2安定電圧供給源を伝送線
に接続する手段をも含む。
(15) 2値信号を伝送線に送出する手段においてつ
ぎの手順からなる。
ぎの手順からなる。
入力信号がもつ2個の可能なビット値のうち。
第1のものに対応する第1電圧レベルを第1コンデンサ
に蓄積し。
に蓄積し。
可能なビット値のw42に対応するs2電圧レベルを第
二のコンデンサに蓄積し、 相反するビット値に対応する第1と第2の電圧供給源に
よって、第1と第2のコンデンサを選択的に再充電し、 第1ビツト値の入力信号の受信に反応して第1コンデン
サを伝送線に結合し、 第2ビツト値の入力信号の受信に反応して第2コンデン
サを伝送線に結合し。
二のコンデンサに蓄積し、 相反するビット値に対応する第1と第2の電圧供給源に
よって、第1と第2のコンデンサを選択的に再充電し、 第1ビツト値の入力信号の受信に反応して第1コンデン
サを伝送線に結合し、 第2ビツト値の入力信号の受信に反応して第2コンデン
サを伝送線に結合し。
かくして、入力信号のビット値が伝送線に伝送される。
第1図は1本発明に基づく基本構成の信号伝送回路の電
気回路図である。 第2図は、第1図に示された回路の動作を示す波形図で
ある。 第3図は1本発明に基づく第1の実施例としての実用的
な信号伝送回路の電気回路図である。 第4図は1本発明に基づく第2の実施例としての実用的
な回路についての電気回路図である。 10、、、、ドライバー回路全体 12、、、、信号入力 !8.32.、、、 p形FE? 20、4B、、、、n形FET 22、、、、インバータ 24、、、、第1の電圧供給源 42、、、、第2の電圧供給源 2B、、、、第1の充電コンデンサ 44、、、第2の充電コンデンサ 34、、、、出力 5G、、、、伝送線 52、、、、伝送線の抵抗 54、、、、伝送線の容量
気回路図である。 第2図は、第1図に示された回路の動作を示す波形図で
ある。 第3図は1本発明に基づく第1の実施例としての実用的
な信号伝送回路の電気回路図である。 第4図は1本発明に基づく第2の実施例としての実用的
な回路についての電気回路図である。 10、、、、ドライバー回路全体 12、、、、信号入力 !8.32.、、、 p形FE? 20、4B、、、、n形FET 22、、、、インバータ 24、、、、第1の電圧供給源 42、、、、第2の電圧供給源 2B、、、、第1の充電コンデンサ 44、、、第2の充電コンデンサ 34、、、、出力 5G、、、、伝送線 52、、、、伝送線の抵抗 54、、、、伝送線の容量
Claims (2)
- (1)伝送線駆動回路で、 1つの信号入力と、 入力信号の2つのとり得るビット値のうちの第1のビッ
ト値に対応する第1の電圧レベルを蓄積する第1のコン
デンサと、 入力信号のとり得る第2のビット値に対応する第2の電
圧レベルを蓄積する第2のコンデンサと、 第1のコンデンサを第1の電圧レベルまで再充電すべく
第1のコンデンサに選択的に接続される第1の電圧供給
源と、 第2のコンデンサを第2の電圧レベルまで再充電すべく
第2のコンデンサに選択的に接続される第2の電圧供給
源と、 1つの伝送線と、 その入力端子が信号入力に結合され、その出力端子が伝
送線に接続されたスイッチング回路であって、さらに第
1第2のコンデンサが接続されているものを含んで成り
、 上記スイッチング回路は、第1のビット値の入力信号の
受信に応答して、第1のコンデンサを出力端子に接続す
るように動作し、一方第2のビット値の入力信号の受信
に応答して、第2のコンデンサを出力端子に接続するよ
うに動作し、これにより信号入力端子に受信されたビッ
ト値が伝送線に送出されるようにしたことを特徴とする
信号伝送回路。 - (2)補相関係にある2つのビット値を有する入力信号
を受信する1つの信号入力端子と、 信号入力端子に接続されていて、該信号入力端子からの
入力信号の値と補相関係にあるビット値である反転出力
をその出力端子に出力するように動作するインバータと
、 第1のビット値に対応する第1の電圧を供給する第1の
電圧源と、 第2のビット値に対応する第2の電圧を供給する第2の
電圧源と、 信号入力に結合する制御節点を有し、該制御節点上に現
れる第2のビット値の信号に応答して、第1のコンデン
サに第1の電圧源を接続するように動作する第1のスイ
ッチと、 信号入力に結合する制御節点を有し、該制御節点上に現
れる第1のビット値の信号に応答して、第2のコンデン
サに第2の電圧源を接続するように動作する第2のスイ
ッチと、 インバータ出力に結合する制御節点を有し、それの制御
節点に第1のビット値の反転信号が受信されたことに応
答して、第1コンデンサを伝送線節点に接続するように
動作する第3のスイッチと、 インバータ出力に結合する制御節点を有し、それの制御
節点に第2のビット値の反転信号が受信されたことに応
答して、第2のコンデンサを伝送線節点に接続するよう
に動作する第4のスイッチとを含んで成り、 これにより、コンデンサの1つは、該コンデンサの他方
が、対応する1つの電源から再充電されている間に、電
荷を伝送線に送出することを特徴とする信号伝送回路。
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
US242,762 | 1988-09-09 | ||
US07/242,762 US5023472A (en) | 1988-09-09 | 1988-09-09 | Capacitor-driven signal transmission circuit |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH02216911A true JPH02216911A (ja) | 1990-08-29 |
JP3002478B2 JP3002478B2 (ja) | 2000-01-24 |
Family
ID=22916089
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP1235496A Expired - Fee Related JP3002478B2 (ja) | 1988-09-09 | 1989-09-11 | コンデンサを用いた信号伝送回路 |
Country Status (2)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US5023472A (ja) |
JP (1) | JP3002478B2 (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2009536473A (ja) * | 2006-03-16 | 2009-10-08 | エヌエックスピー ビー ヴィ | 電子デバイス及び集積回路 |
Families Citing this family (30)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US5198699A (en) * | 1988-09-09 | 1993-03-30 | Texas Instruments Incorporated | Capacitor-driven signal transmission circuit |
JP2616142B2 (ja) * | 1990-05-31 | 1997-06-04 | 日本電気株式会社 | 出力回路 |
US5153457A (en) * | 1990-12-12 | 1992-10-06 | Texas Instruments Incorporated | Output buffer with di/dt and dv/dt and tri-state control |
JP2915625B2 (ja) * | 1991-06-26 | 1999-07-05 | 株式会社沖マイクロデザイン宮崎 | データ出力回路 |
US5220209A (en) * | 1991-09-27 | 1993-06-15 | National Semiconductor Corporation | Edge rate controlled output buffer circuit with controlled charge storage |
JP2959269B2 (ja) * | 1992-04-14 | 1999-10-06 | 三菱電機株式会社 | オープンドレイン出力回路 |
GB9224685D0 (en) * | 1992-11-25 | 1993-01-13 | Inmos Ltd | Controlled impedance transistor switch circuit |
US5399925A (en) * | 1993-08-02 | 1995-03-21 | Xilinx, Inc. | High-speed tristate inverter |
KR960007258B1 (ko) * | 1993-09-03 | 1996-05-29 | 금성일렉트론 주식회사 | 출력 버퍼 |
US5495195A (en) * | 1994-11-17 | 1996-02-27 | Advanced Micro Devices, Inc. | Output buffer for a high density programmable logic device |
US6011419A (en) * | 1997-08-05 | 2000-01-04 | International Business Machines Corporation | Decoupling scheme for mixed voltage integrated circuits |
TW462143B (en) * | 1997-09-11 | 2001-11-01 | Mitsubishi Electric Corp | Semiconductor integrated circuit |
US6124733A (en) * | 1997-12-22 | 2000-09-26 | Advanced Micro Devices, Inc. | Input buffer providing virtual hysteresis |
JP3878320B2 (ja) * | 1998-03-25 | 2007-02-07 | 株式会社ルネサステクノロジ | 出力回路、パルス幅変調回路および半導体集積回路 |
US6137316A (en) * | 1998-06-09 | 2000-10-24 | Siemens Aktiengesellschaft | Integrated circuit with improved off chip drivers |
US6191628B1 (en) * | 1999-01-04 | 2001-02-20 | International Business Machines Corporation | Circuit for controlling the slew rate of a digital signal |
US6462597B2 (en) * | 1999-02-01 | 2002-10-08 | Altera Corporation | Trip-point adjustment and delay chain circuits |
JP3428527B2 (ja) * | 1999-09-29 | 2003-07-22 | 日本電気株式会社 | 波形整形回路 |
US6753707B2 (en) * | 2002-04-04 | 2004-06-22 | Oki Electric Industry Co, Ltd. | Delay circuit and semiconductor device using the same |
US6875784B2 (en) * | 2002-10-09 | 2005-04-05 | Pharmacia & Upjohn Company | Antimibicrobial [3.1.0.] bicyclic oxazolidinone derivatives |
JP4556648B2 (ja) * | 2004-12-03 | 2010-10-06 | ヤマハ株式会社 | デューティ比補正回路 |
US20060119410A1 (en) * | 2004-12-06 | 2006-06-08 | Honeywell International Inc. | Pulse-rejecting circuit for suppressing single-event transients |
KR100752649B1 (ko) * | 2005-07-07 | 2007-08-29 | 삼성전자주식회사 | 출력신호를 안정화하는 수단을 구비하는 라인구동회로 |
US7830288B2 (en) * | 2008-05-02 | 2010-11-09 | Analog Devices, Inc. | Fast, efficient reference networks for providing low-impedance reference signals to signal processing systems |
US7636057B2 (en) * | 2008-05-02 | 2009-12-22 | Analog Devices, Inc. | Fast, efficient reference networks for providing low-impedance reference signals to signal converter systems |
US7652601B2 (en) * | 2008-05-02 | 2010-01-26 | Analog Devices, Inc. | Fast, efficient reference networks for providing low-impedance reference signals to signal processing systems |
KR20140146368A (ko) | 2013-06-17 | 2014-12-26 | 에스케이하이닉스 주식회사 | 입출력 장치 및 이를 포함하는 입출력 시스템 |
US10009023B2 (en) * | 2016-04-04 | 2018-06-26 | Mediatek Inc. | Method and apparatus for edge equalization for high speed drivers |
US10516389B2 (en) | 2017-11-03 | 2019-12-24 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Interface circuit and interface device |
KR20220006851A (ko) | 2020-07-09 | 2022-01-18 | 삼성전자주식회사 | 인터페이스 회로 및 인터페이스 장치 |
Family Cites Families (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS54142061A (en) * | 1978-04-27 | 1979-11-05 | Mitsubishi Electric Corp | Complementary fet logic circuit |
US4622482A (en) * | 1985-08-30 | 1986-11-11 | Motorola, Inc. | Slew rate limited driver circuit which minimizes crossover distortion |
JPS62159917A (ja) * | 1986-01-08 | 1987-07-15 | Toshiba Corp | 集積回路におけるインバ−タ回路 |
US4731553A (en) * | 1986-09-30 | 1988-03-15 | Texas Instruments Incorporated | CMOS output buffer having improved noise characteristics |
US4752703A (en) * | 1987-04-23 | 1988-06-21 | Industrial Technology Research Institute | Current source polarity switching circuit |
-
1988
- 1988-09-09 US US07/242,762 patent/US5023472A/en not_active Expired - Fee Related
-
1989
- 1989-09-11 JP JP1235496A patent/JP3002478B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2009536473A (ja) * | 2006-03-16 | 2009-10-08 | エヌエックスピー ビー ヴィ | 電子デバイス及び集積回路 |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
US5023472A (en) | 1991-06-11 |
JP3002478B2 (ja) | 2000-01-24 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
JPH02216911A (ja) | コンデンサを用いた信号伝送回路 | |
US5198699A (en) | Capacitor-driven signal transmission circuit | |
JP2996301B2 (ja) | 負荷及び時間適応電流供給ドライブ回路 | |
US5818209A (en) | Bootstrap line power supply regulator with no filter capacitor | |
CN101682322B (zh) | 容许过电压的传输门 | |
US8013642B2 (en) | Output drive circuit | |
US9954519B2 (en) | Electronic switch, and corresponding device and method | |
US5537059A (en) | Output circuit of semiconductor integrated circuit device | |
JPS59108426A (ja) | 結合用中間回路 | |
JPH01815A (ja) | Bifet論理回路 | |
JP2796833B2 (ja) | 出力段の電流を防止するフィードバックを有する高速論理回路 | |
JP3832575B2 (ja) | 負電圧出力チャージポンプ回路 | |
JPH07118635B2 (ja) | 動的ヒステリシス手段を備える入力反転装置を有する集積回路 | |
US7482860B2 (en) | MOS switching circuit | |
JP2917222B2 (ja) | Ttlコンパチブルcmos入力回路 | |
US4267465A (en) | Circuit for recharging the output nodes of field effect transistor circuits | |
US6853233B1 (en) | Level-shifting circuitry having “high” output impedance during disable mode | |
JPH0267817A (ja) | Cmosアナログスイッチ | |
CN216696591U (zh) | 一种高压电路的逻辑控制电路和锂电池管理芯片 | |
US7102416B2 (en) | High side switching circuit | |
US5880628A (en) | High-efficiency voltage booster circuit operating at very low supply voltage | |
KR20010113939A (ko) | 전자 회로 | |
JPS61157115A (ja) | 「シユートスルー」電流抑制手段を具備したcmos | |
JP3081066B2 (ja) | 半導体集積回路装置 | |
JPH0918331A (ja) | 論理回路 |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
RD02 | Notification of acceptance of power of attorney |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R3D02 |
|
R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |