JPH0121912B2 - - Google Patents
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- JPH0121912B2 JPH0121912B2 JP56110275A JP11027581A JPH0121912B2 JP H0121912 B2 JPH0121912 B2 JP H0121912B2 JP 56110275 A JP56110275 A JP 56110275A JP 11027581 A JP11027581 A JP 11027581A JP H0121912 B2 JPH0121912 B2 JP H0121912B2
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- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 7
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- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
- G01R19/00—Arrangements for measuring currents or voltages or for indicating presence or sign thereof
- G01R19/145—Indicating the presence of current or voltage
- G01R19/155—Indicating the presence of voltage
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Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、経済的な構成により高精度で直流電
流を検出する直流電流検出回路に関するものであ
る。
流を検出する直流電流検出回路に関するものであ
る。
直流電流を検出する回路としては、例えば第１
図に示す構成が知られている。同図に於いて、
OPAは演算増幅器、Ｒ，R1〜R4は抵抗、VCC，
VSSは電圧であつて、電流Ｉは電流検出用抵抗Ｒ
に流れ、抵抗R1〜R4及び演算増幅器OPAからな
る差動増幅回路により抵抗Ｒの両端の電位差が電
流検出電圧e0として出力される。この電流検出電
圧e0は、抵抗Ｒの両端の検出電位をe1，e2として e0＝（R1＋R2／R3＋R4）・R4／R1・e2−R2／R1
e1……(1) となり、e2＝e1＋Ｉ・Ｒであるから、 e0＝R4／R3−R2／R1／１＋R4／R3・e1＋ １＋R2／R1／１＋R4／R3・R4／R3・Ｉ・Ｒ……(2
) となる。R1＝R3、R2＝R4に選定すると、 e0＝R4／R3・Ｉ・Ｒ＝R2／R1・Ｉ・Ｒ ……(3) となる。(2)式に於いて、R4／R3≠R2／R1の場合
に、右辺第１項は誤差分を表わし、右辺第２項の
係数１＋R2／R1／１＋R4／R3は増幅誤差を生むこととな
る。
図に示す構成が知られている。同図に於いて、
OPAは演算増幅器、Ｒ，R1〜R4は抵抗、VCC，
VSSは電圧であつて、電流Ｉは電流検出用抵抗Ｒ
に流れ、抵抗R1〜R4及び演算増幅器OPAからな
る差動増幅回路により抵抗Ｒの両端の電位差が電
流検出電圧e0として出力される。この電流検出電
圧e0は、抵抗Ｒの両端の検出電位をe1，e2として e0＝（R1＋R2／R3＋R4）・R4／R1・e2−R2／R1
e1……(1) となり、e2＝e1＋Ｉ・Ｒであるから、 e0＝R4／R3−R2／R1／１＋R4／R3・e1＋ １＋R2／R1／１＋R4／R3・R4／R3・Ｉ・Ｒ……(2
) となる。R1＝R3、R2＝R4に選定すると、 e0＝R4／R3・Ｉ・Ｒ＝R2／R1・Ｉ・Ｒ ……(3) となる。(2)式に於いて、R4／R3≠R2／R1の場合
に、右辺第１項は誤差分を表わし、右辺第２項の
係数１＋R2／R1／１＋R4／R3は増幅誤差を生むこととな
る。
従つてR1＝R3且つR2＝R4となるように高精度の
抵抗を使用しなければならないものである。又電
位e1による検出誤差に与える影響も大きいもので
ある。
抵抗を使用しなければならないものである。又電
位e1による検出誤差に与える影響も大きいもので
ある。
又動作範囲が狭い欠点を有するものである。即
ち、VSS＜e2・（R4／R3＋R4）＜演算増幅器の同相入 力電圧＜VCCの関係が必要であり、通常演算増幅
器OPAに加える電圧VCC，VSSの差の（VCC−VSS）
は約30〜40Vであつて、電圧VSSを0Vとし、又
R4／R3＋R4≪１として動作電圧範囲を約30〜40Vの 範囲とした場合は、検出電圧e0が小さくなり、後
段の増幅器を必要とすることになる。この場合、
誤差も増幅されることになる。
ち、VSS＜e2・（R4／R3＋R4）＜演算増幅器の同相入 力電圧＜VCCの関係が必要であり、通常演算増幅
器OPAに加える電圧VCC，VSSの差の（VCC−VSS）
は約30〜40Vであつて、電圧VSSを0Vとし、又
R4／R3＋R4≪１として動作電圧範囲を約30〜40Vの 範囲とした場合は、検出電圧e0が小さくなり、後
段の増幅器を必要とすることになる。この場合、
誤差も増幅されることになる。
本発明は、前述の如き従来の欠点を改善したも
ので、簡単な構成で高精度の直流電流検出を可能
とすることを目的とするものである。以下実施例
について詳細に説明する。
ので、簡単な構成で高精度の直流電流検出を可能
とすることを目的とするものである。以下実施例
について詳細に説明する。
第２図は本発明の一実施例の要部回路を示し、
Ｑ１はトランジスタ、Ｒ，RF，Re，RCは抵抗、
Ｄ，DFはダイオードである。電流検出用の抵抗
Ｒと第１のダイオードＤとは直列に接続され、
npnのトランジスタＱ１のエミツタとベースとに
は、抵抗Ｒの両端の電圧がエミツタ抵抗Re及び
第２のダイオードDFを介して加えられ、コレク
タにはコレクタ抵抗RCが接続され、トランジス
タＱ１により増幅された検出電圧e0が抵抗RCか
ら取出される。
Ｑ１はトランジスタ、Ｒ，RF，Re，RCは抵抗、
Ｄ，DFはダイオードである。電流検出用の抵抗
Ｒと第１のダイオードＤとは直列に接続され、
npnのトランジスタＱ１のエミツタとベースとに
は、抵抗Ｒの両端の電圧がエミツタ抵抗Re及び
第２のダイオードDFを介して加えられ、コレク
タにはコレクタ抵抗RCが接続され、トランジス
タＱ１により増幅された検出電圧e0が抵抗RCか
ら取出される。
検出電流Ｉの大きさに応じた抵抗Ｒの両端の電
圧が前述の如くトランジスタＱ１により増幅され
て検出電圧e0が出力されるもので、この検出電流
Ｉ、ダイオードＤに流れる電流ID、エミツタ電流
ie、ベース電流iB、コレクタ電流iC及びダイオー
ドDFに流れる電流iFの関係は、Ｉ＝ID＋iF、ie＝iC
＋iB＝iC（１＋１／hFE）となる。なおhFEはトラン
ジスタＱ１のエミツタ接地電流増幅率である。こ
こで、Ｉ≒ID≫iF≒iC≫iBとなるようにhFEの大き
いトランジスタの選定及び抵抗Re，RFの決定を
行なう。それによりVD＞VBE≒VFとなる。なお
VDはダイオードＤの電流IDによる順方向電圧、
VBEはトランジスタＱ１のベース・エミツタ間電
圧、VFはダイオードDFの順方向電圧である。
圧が前述の如くトランジスタＱ１により増幅され
て検出電圧e0が出力されるもので、この検出電流
Ｉ、ダイオードＤに流れる電流ID、エミツタ電流
ie、ベース電流iB、コレクタ電流iC及びダイオー
ドDFに流れる電流iFの関係は、Ｉ＝ID＋iF、ie＝iC
＋iB＝iC（１＋１／hFE）となる。なおhFEはトラン
ジスタＱ１のエミツタ接地電流増幅率である。こ
こで、Ｉ≒ID≫iF≒iC≫iBとなるようにhFEの大き
いトランジスタの選定及び抵抗Re，RFの決定を
行なう。それによりVD＞VBE≒VFとなる。なお
VDはダイオードＤの電流IDによる順方向電圧、
VBEはトランジスタＱ１のベース・エミツタ間電
圧、VFはダイオードDFの順方向電圧である。
従つて、検出電圧e0は、コレクタ電流iCとコレ
クタ抵抗RCとの積であるから、 e0＝iC・RC ＝１／１＋１／hFE・RC／Re・｛Ｉ・Ｒ＋（VF−VBE）
｝ ……(4) となる。但し、e0＜（e1＋VD）の条件がある。
クタ抵抗RCとの積であるから、 e0＝iC・RC ＝１／１＋１／hFE・RC／Re・｛Ｉ・Ｒ＋（VF−VBE）
｝ ……(4) となる。但し、e0＜（e1＋VD）の条件がある。
(4)式の（１／１＋１／hFE）は増幅誤差、（VF−
VBE）は誤差分となるが、電流Ｉが数100ｍＡ以
上に対して、エミツタ電流ieが数ｍＡ以下になる
ように抵抗Reを選定することができ、又hFEが100
以上のトランジスタも容易に入手できるものであ
るから、１／hFE≒０となり、エミツタ電流ieは
小電流となるからhFEの温度変化も無視し得る程
のものとなる。又抵抗RFの選定によりVF＝VBEと
なるようにすることができるので誤差分は零とな
り、(4)式は、 e0＝RC／Re・Ｉ・Ｒ ……(5) となる。即ち、電流Ｉに比例した検出電圧e0を
得ることができる。
上に対して、エミツタ電流ieが数ｍＡ以下になる
ように抵抗Reを選定することができ、又hFEが100
以上のトランジスタも容易に入手できるものであ
るから、１／hFE≒０となり、エミツタ電流ieは
小電流となるからhFEの温度変化も無視し得る程
のものとなる。又抵抗RFの選定によりVF＝VBEと
なるようにすることができるので誤差分は零とな
り、(4)式は、 e0＝RC／Re・Ｉ・Ｒ ……(5) となる。即ち、電流Ｉに比例した検出電圧e0を
得ることができる。
前述の(4)式及び(5)式から判るように、従来例の
ような高精度の抵抗の選定が不要であり、又検出
点電位e1による影響を受けないものとなる。又(4)
式に於ける（VF−VBE）は、トランジスタＱ１の
iC・VBE特性とダイオードDFのiF・VF特性とが同
等であるから、抵抗RFの選定によりVF−VBE＝０
とすることができる。
ような高精度の抵抗の選定が不要であり、又検出
点電位e1による影響を受けないものとなる。又(4)
式に於ける（VF−VBE）は、トランジスタＱ１の
iC・VBE特性とダイオードDFのiF・VF特性とが同
等であるから、抵抗RFの選定によりVF−VBE＝０
とすることができる。
第３図は本発明の他の実施例を示し、ペア・ト
ランジスタＱ１，Ｑ２を用いた場合についてのも
のである。即ち一方のトランジスタＱ２をダイオ
ード接続して第２図に於けるダイオードDFとす
るものであり、ie＝iFとなるようにRFを選定する
ことにより、各トランジスタＱ１，Ｑ２のエミツ
タ間電位差は零となると共に、温度変化によつて
も両トランジスタＱ１，Ｑ２は特性が同一である
から誤差が大きくなることはない。なお第２図と
同一符号は同一部分を示し、検出電圧e0と電流Ｉ
との関係も前述の実施例と同様である。
ランジスタＱ１，Ｑ２を用いた場合についてのも
のである。即ち一方のトランジスタＱ２をダイオ
ード接続して第２図に於けるダイオードDFとす
るものであり、ie＝iFとなるようにRFを選定する
ことにより、各トランジスタＱ１，Ｑ２のエミツ
タ間電位差は零となると共に、温度変化によつて
も両トランジスタＱ１，Ｑ２は特性が同一である
から誤差が大きくなることはない。なお第２図と
同一符号は同一部分を示し、検出電圧e0と電流Ｉ
との関係も前述の実施例と同様である。
第４図はnpnトランジスタＱ３を用いた本発明
の実施例の回路を示し、第２図及び第３図に示す
実施例がpnpトランジスタＱ１を用いたものに対
し、npnトランジスタを用いることができること
を示すものである。従つてコレクタ抵抗RCを介
して電圧VCCがトランジスタＱ３に加えられ、抵
抗RF及びダイオードDFの接続関係は、ダイオー
ドＤに対して第２図及び第３図に示す実施例と反
対になつている。又検出電圧e0は(4)式及び(5)式と
同様である。
の実施例の回路を示し、第２図及び第３図に示す
実施例がpnpトランジスタＱ１を用いたものに対
し、npnトランジスタを用いることができること
を示すものである。従つてコレクタ抵抗RCを介
して電圧VCCがトランジスタＱ３に加えられ、抵
抗RF及びダイオードDFの接続関係は、ダイオー
ドＤに対して第２図及び第３図に示す実施例と反
対になつている。又検出電圧e0は(4)式及び(5)式と
同様である。
前述の各実施例に於いて、トランジスタのコレ
クタ・エミツタ間電圧をVCEとすると、動作電圧
範囲は、第２図及び第３図に示す実施例では０≦
e0＝iC・RC＜（e1＋VD）≦VCEとなり、第４図に示
す実施例では、VCC＝０とすると、０≧−e0＝−
iC・RC＞−（e1＋VD）＞−VCEとなる。トランジス
タのコレクタ・エミツタ間電圧VCEが50V以上の
ものも容易に入手できるものであるから、動作電
圧範囲は従来例に比較して大きくなる。
クタ・エミツタ間電圧をVCEとすると、動作電圧
範囲は、第２図及び第３図に示す実施例では０≦
e0＝iC・RC＜（e1＋VD）≦VCEとなり、第４図に示
す実施例では、VCC＝０とすると、０≧−e0＝−
iC・RC＞−（e1＋VD）＞−VCEとなる。トランジス
タのコレクタ・エミツタ間電圧VCEが50V以上の
ものも容易に入手できるものであるから、動作電
圧範囲は従来例に比較して大きくなる。
前述の各実施例に於いて、電流Ｉに比例してエ
ミツタ電流ieが変化するとき（ΔI／Ｉ＝Δie／ie）、
ダイオードＤの順方向電圧VDの変化分ΔVDで決
まる電流iFの変化分ΔiFが、ΔiF＜Δie≒ΔiCとなる
為、電流Ｉの変化分ΔIが大となる程、ダイオー
ドDFの順方向電圧VFの変化分ΔVFとトランジス
タのベース・エミツタ間電圧VBEの変化分ΔVBEと
はΔVF＜ΔVBEの関係となるから、或る電流I0で
（VF−VBE）＝０となるように抵抗RFを決定して
も、（Ｉ−I0）が大である程誤差分（VF−VBE）
は大きくなり、検出誤差が生じる場合がある。
ミツタ電流ieが変化するとき（ΔI／Ｉ＝Δie／ie）、
ダイオードＤの順方向電圧VDの変化分ΔVDで決
まる電流iFの変化分ΔiFが、ΔiF＜Δie≒ΔiCとなる
為、電流Ｉの変化分ΔIが大となる程、ダイオー
ドDFの順方向電圧VFの変化分ΔVFとトランジス
タのベース・エミツタ間電圧VBEの変化分ΔVBEと
はΔVF＜ΔVBEの関係となるから、或る電流I0で
（VF−VBE）＝０となるように抵抗RFを決定して
も、（Ｉ−I0）が大である程誤差分（VF−VBE）
は大きくなり、検出誤差が生じる場合がある。
第５図は前述の各実施例に於ける電流Ｉの変化
分ΔIによる検出誤差を更に小さくする為の実施
例の回路を示し、第２図に示す実施例に対してト
ランジスタＱ４及び抵抗RBを追加したものであ
る。このトランジスタＱ４のベース・エミツタ間
電圧をVBE4とし、ベース電流をｉとすると、抵抗
Ｒに流れる電流Ｉとの関係は、 Ｉ・Ｒ＋VD＝ｉ・RB＋VBE4 ……(6) となる。従つて電流Ｉの増加によりベース電流ｉ
も増加し、コレクタ電流は（iF＋iB）で、iF≫iBで
あるから（iF＋iB）≒iFとなり、この電流iFも増加
する。トランジスタＱ４のエミツタ接地電流増幅
率をｈとすると、 iF＝ｈ・ｉ＝ｈ／RB・（Ｉ・Ｒ＋VD−VBE4） ……(7) となる。この(7)式に於いて、（VD−VBE4）＝０で
あるならば、ΔiF／iF＝ΔI／Ｉとなることを示す。
分ΔIによる検出誤差を更に小さくする為の実施
例の回路を示し、第２図に示す実施例に対してト
ランジスタＱ４及び抵抗RBを追加したものであ
る。このトランジスタＱ４のベース・エミツタ間
電圧をVBE4とし、ベース電流をｉとすると、抵抗
Ｒに流れる電流Ｉとの関係は、 Ｉ・Ｒ＋VD＝ｉ・RB＋VBE4 ……(6) となる。従つて電流Ｉの増加によりベース電流ｉ
も増加し、コレクタ電流は（iF＋iB）で、iF≫iBで
あるから（iF＋iB）≒iFとなり、この電流iFも増加
する。トランジスタＱ４のエミツタ接地電流増幅
率をｈとすると、 iF＝ｈ・ｉ＝ｈ／RB・（Ｉ・Ｒ＋VD−VBE4） ……(7) となる。この(7)式に於いて、（VD−VBE4）＝０で
あるならば、ΔiF／iF＝ΔI／Ｉとなることを示す。
実際には、大電流領域に於けるダイオードＤに
流れる電流IDの変化分ΔIDに対する順方向電圧VD
の変化分ΔVDと、小電流領域に於けるベース電流
ｉの変化分Δiに対するベース・エミツタ間電圧
VBE4の変化分ΔVBE4とは異なる為、厳密にはVD＝
VBE4且つΔVD＝ΔVBE4にはならない場合がある。
しかし、電流Ｉが100ｍＡ以上では、抵抗RBによ
るベース電流ｉの調整によりＩ・Ｒ＞（VD−
VBE4）≧０とすることができ、電流Ｉが大きくな
るに従つて（VD−VBE4）／Ｉ・Ｒ→０となるか
ら、検出精度は広範囲に亘り向上することにな
る。なおトランジスタＱ４自身のコレクタ抵抗が
大きいので、抵抗RFは省略することも可能であ
る。
流れる電流IDの変化分ΔIDに対する順方向電圧VD
の変化分ΔVDと、小電流領域に於けるベース電流
ｉの変化分Δiに対するベース・エミツタ間電圧
VBE4の変化分ΔVBE4とは異なる為、厳密にはVD＝
VBE4且つΔVD＝ΔVBE4にはならない場合がある。
しかし、電流Ｉが100ｍＡ以上では、抵抗RBによ
るベース電流ｉの調整によりＩ・Ｒ＞（VD−
VBE4）≧０とすることができ、電流Ｉが大きくな
るに従つて（VD−VBE4）／Ｉ・Ｒ→０となるか
ら、検出精度は広範囲に亘り向上することにな
る。なおトランジスタＱ４自身のコレクタ抵抗が
大きいので、抵抗RFは省略することも可能であ
る。
第６図は第４図に示す実施例にトランジスタＱ
５と抵抗RBとを追加した実施例の回路を示し、
前述の実施例と同様に、トランジスタＱ５によ
り、ΔiF／iF≒ΔI／Ｉとなるように電流iFを制御
し、抵抗RBにより誤差分の（VD−VBE5）を調整
するものである。なおVBE5はトランジスタＱ５の
ベース・エミツタ間電圧である。又第５図及び第
６図に示す実施例に於いて、第３図に示す実施例
と同様に、トランジスタＱ１，Ｑ３とダイオード
DFとをペア・トランジスタで構成することもで
きる。
５と抵抗RBとを追加した実施例の回路を示し、
前述の実施例と同様に、トランジスタＱ５によ
り、ΔiF／iF≒ΔI／Ｉとなるように電流iFを制御
し、抵抗RBにより誤差分の（VD−VBE5）を調整
するものである。なおVBE5はトランジスタＱ５の
ベース・エミツタ間電圧である。又第５図及び第
６図に示す実施例に於いて、第３図に示す実施例
と同様に、トランジスタＱ１，Ｑ３とダイオード
DFとをペア・トランジスタで構成することもで
きる。
第７図及び第８図は、第２図及び第５図に示す
実施例の誤差分と検出誤差との曲線図であり、
Re＝RC＝1KΩ、Ｒ＝1.5Ω、RB＝170KΩ、第２
図に於いてRF＝470Ω、第５図に於いてRF＝100
Ωとした場合についてのものである。なお第１図
に示す従来例に於いては、抵抗R1〜R4の精度、
検出点電位の変化、演算増幅器OPAのオフセツ
ト電圧にする誤差分が、電流Ｉとは無関係に生
じ、例えばR2／R1＝２、R4／R2＝1.005、R3／
R1＝0.995、e1＝10（ｖ）、オフセツト電圧＝３ｍ
Ｖとすると、誤差分は約75ｍＶとなる。このよう
な点を考慮すれば、本発明の実施例では誤差分も
少なくなり、検出誤差も第２図に示す実施例では
４％以下、第５図に示す実施例では２％以下とな
る。
実施例の誤差分と検出誤差との曲線図であり、
Re＝RC＝1KΩ、Ｒ＝1.5Ω、RB＝170KΩ、第２
図に於いてRF＝470Ω、第５図に於いてRF＝100
Ωとした場合についてのものである。なお第１図
に示す従来例に於いては、抵抗R1〜R4の精度、
検出点電位の変化、演算増幅器OPAのオフセツ
ト電圧にする誤差分が、電流Ｉとは無関係に生
じ、例えばR2／R1＝２、R4／R2＝1.005、R3／
R1＝0.995、e1＝10（ｖ）、オフセツト電圧＝３ｍ
Ｖとすると、誤差分は約75ｍＶとなる。このよう
な点を考慮すれば、本発明の実施例では誤差分も
少なくなり、検出誤差も第２図に示す実施例では
４％以下、第５図に示す実施例では２％以下とな
る。
以上説明したように、本発明は、電流検出用抵
抗Ｒと直列に検出電流Ｉに対して順回路に接続し
た第１のダイオードＤと、電流検出用抵抗Ｒの両
端を、エミツタ抵抗Reを介してエミツタと、第
２のダイオードDFを介してベースとにそれぞれ
接続し、検出電圧e0を取出すコレクタ抵抗RCを
コレクタに接続したトランジスタＱ１，Ｑ３と、
このトランジスタＱ１，Ｑ３のベース・エミツタ
間電圧VBEと第２のダイオードDFの順方向電圧VF
とを等しくする為の抵抗RFとを備えているもの
で、抵抗を高精度で選定することなく誤差分を零
とし、且つ増幅誤差も電流増幅率hFEの大きいト
ランジスタを用いることにより小さくできるの
で、高精度で直流電流を検出することができ、又
耐圧の大きいトランジスタも容易に入手できるこ
とから動作電圧範囲も大きくすることができる。
更に消費電力も小さいので例えば混成集積回路化
も可能である。
抗Ｒと直列に検出電流Ｉに対して順回路に接続し
た第１のダイオードＤと、電流検出用抵抗Ｒの両
端を、エミツタ抵抗Reを介してエミツタと、第
２のダイオードDFを介してベースとにそれぞれ
接続し、検出電圧e0を取出すコレクタ抵抗RCを
コレクタに接続したトランジスタＱ１，Ｑ３と、
このトランジスタＱ１，Ｑ３のベース・エミツタ
間電圧VBEと第２のダイオードDFの順方向電圧VF
とを等しくする為の抵抗RFとを備えているもの
で、抵抗を高精度で選定することなく誤差分を零
とし、且つ増幅誤差も電流増幅率hFEの大きいト
ランジスタを用いることにより小さくできるの
で、高精度で直流電流を検出することができ、又
耐圧の大きいトランジスタも容易に入手できるこ
とから動作電圧範囲も大きくすることができる。
更に消費電力も小さいので例えば混成集積回路化
も可能である。
又、第１のトランジスタＱ１，Ｑ３に対して、
第２のトランジスタＱ４，Ｑ５を設け、第１のダ
イオードＤの順方向電圧VDと第２のトランジス
タＱ４，Ｑ５のベース・エミツタ間電圧とが等し
くなるように第２のトランジスタＱ４，Ｑ５のベ
ース電流を選定したことにより、検出電流Ｉの広
範囲の変化に対しても、検出誤差を著しく小さく
することができ、例えば100ｍＡ以上の電流Ｉを
高精度で検出することができるものとなる。
第２のトランジスタＱ４，Ｑ５を設け、第１のダ
イオードＤの順方向電圧VDと第２のトランジス
タＱ４，Ｑ５のベース・エミツタ間電圧とが等し
くなるように第２のトランジスタＱ４，Ｑ５のベ
ース電流を選定したことにより、検出電流Ｉの広
範囲の変化に対しても、検出誤差を著しく小さく
することができ、例えば100ｍＡ以上の電流Ｉを
高精度で検出することができるものとなる。
第１図は従来の直流電流検出回路、第２図乃至
第６図はそれぞれ本発明の異なる実施例の回路、
第７図及び第８図は第２図及び第５図の本発明の
実施例についての誤差分及び検出誤差の特性曲線
図である。 Ｑ１〜Ｑ５はトランジスタ、Ｒ，RF，Re，RC，
RBは抵抗、Ｄ，DFはダイオードである。
第６図はそれぞれ本発明の異なる実施例の回路、
第７図及び第８図は第２図及び第５図の本発明の
実施例についての誤差分及び検出誤差の特性曲線
図である。 Ｑ１〜Ｑ５はトランジスタ、Ｒ，RF，Re，RC，
RBは抵抗、Ｄ，DFはダイオードである。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 電流検出用抵抗と直列に検出電流に対して順
方向に接続した第１のダイオード、前記電流検出
用抵抗の両端を、エミツタ抵抗を介してエミツタ
と、第２のダイオードを介してベースとにそれぞ
れ接続し、且つ検出電圧を取出すコレクタ抵抗を
コレクタに接続したトランジスタ、該トランジス
タのベース・エミツタ間電圧と、前記第２のダイ
オードの順方向電圧とを等しくする為の抵抗とを
備えたことを特徴とする直流電流検出回路。 ２ 電流検出用抵抗と直列に検出電流に対して順
方向に接続した第１のダイオード、前記電流検出
用抵抗の両端を、エミツタ抵抗を介してエミツタ
と、第２のダイオードを介してベースとにそれぞ
れ接続し、且つ検出電圧を取出すコレクタ抵抗を
コレクタに接続した第１のトランジスタ、該第１
のトランジスタのベース・エミツタ間電圧と前記
第２のダイオードの順方向電圧とを等しくする為
の抵抗、該抵抗と直列に接続され前記第１のダイ
オードの順方向電圧とベース・エミツタ間電圧と
が等しくなるようにベース電流を選定した第２の
トランジスタとを備えたことを特徴とする直流電
流検出回路。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56110275A JPS5811870A (ja) | 1981-07-15 | 1981-07-15 | 直流電流検出回路 |
| US06/398,383 US4513245A (en) | 1981-07-15 | 1982-07-14 | DC current detector |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56110275A JPS5811870A (ja) | 1981-07-15 | 1981-07-15 | 直流電流検出回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5811870A JPS5811870A (ja) | 1983-01-22 |
| JPH0121912B2 true JPH0121912B2 (ja) | 1989-04-24 |
Family
ID=14531551
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP56110275A Granted JPS5811870A (ja) | 1981-07-15 | 1981-07-15 | 直流電流検出回路 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4513245A (ja) |
| JP (1) | JPS5811870A (ja) |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4949030A (en) * | 1987-08-05 | 1990-08-14 | Astec International Limited | Isolated analog voltage sense circuit |
| US5008523A (en) * | 1989-09-26 | 1991-04-16 | Cincinnati Electronics Corporation | Current measuring circuit with means for nullifying the effects of current source and lead resistance |
| US5453682A (en) * | 1994-01-27 | 1995-09-26 | Newport Electronics, Inc. | Wide-range thermistor meter |
| CA2146596C (en) * | 1994-04-29 | 1999-09-21 | Harry W. Moore, Iii | Loop current detector |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US1966047A (en) * | 1931-01-23 | 1934-07-10 | Associated Electric Lab Inc | Electric measuring instrument |
| US2198226A (en) * | 1938-02-24 | 1940-04-23 | Rca Corp | Balanced diode circuit |
| US2294065A (en) * | 1939-11-02 | 1942-08-25 | Rca Corp | Vacuum tube voltmeter circuit |
| AT335009B (de) * | 1973-12-05 | 1977-02-25 | Siemens Ag | Schaltung zur messwerterfassung gleichgerichteter wechselspannungen |
-
1981
- 1981-07-15 JP JP56110275A patent/JPS5811870A/ja active Granted
-
1982
- 1982-07-14 US US06/398,383 patent/US4513245A/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5811870A (ja) | 1983-01-22 |
| US4513245A (en) | 1985-04-23 |
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