JPS6236337Y2 - - Google Patents

Description

【考案の詳細な説明】 本考案は差動増幅器に関し、特にバイポーラト
ランジスタを用いた無歪差動増幅器に関する。

バイポーラトランジスタで増幅器を構成した場
合、そのコレクタ電流Ｉ_Cとベース・エミツタ間
電圧Ｖ_BEとの間には、 Ｉ_C＝Ｉ_S｛exp（ｑＶ_ＢＥ／ＫＴ）−１｝…(1) なる関係式が成立する。こゝに、Ｉ_Sは逆方向飽
和電流、ｑは電子電荷、Ｋはボルツマン定数、Ｔ
は接合部絶対温度を夫々示している。このように
バイポーラトランジスタの入出力特性は非直線性
を有しているために入力電圧波形に対してコレク
タ出力電流波形は大きな歪を有することになる。

かゝる歪を排除すべく例えばエミツタ抵抗を挿
入していわゆる電流負帰還を施す方法が採られる
が、完全な歪の除去はなされ得ないばかりか、帰
還量を大とすれば回路利得が減少すると共に回路
の不安定性を誘発して好ましくない。第１図は一
般に用いられている差動増幅器の回路図であり、
差動対のPNPトランジスタQ₃，Q₄のエミツタは
電流帰還用エミツタ抵抗R₃，R₄を夫々介して共
通接続されていると共に、電流源Ｉ_Oによりバイ
アス電流が供給されている。トランジスタQ₄の
ベースは基準電位すなわちアース電位が付与され
ており、トランジスタQ₃のベースに入力信号ｅ_i
が印加され、両トランジスタのコレクタ抵抗
R₁，R₂により差動反転出力が導出される如き構
成である。

この差動増幅器において、直流バイアス電圧及
び電流を除いた交流成分のみの関係を考察する
に、トランジスタQ₃，Q₄のベース・エミツタ間
電圧の交流分をυ_be3，υ_be4とすると、入力電圧
Ｖ_iとエミツタ電流ｉ_e3，ｉ_e4との関係は、 ｅ_i＝υ_be3＋R₃・ｉ_e3＋R₄・ｉ_e4−υ_be4…(2) となる。また、両エミツタ間電圧υ_eeと正相出力
υ_O2との関係は υ_O2＝Ｒ_２／Ｒ_３＋Ｒ_４・υ_ee …(3) と表わされる。

こゝで、入力信号ｅ_iが正方向（増加方向）に
変化した場合について考えると、トランジスタ
Q₃のエミツタ電流（≒コレクタ電流）は減少
し、トランジスタQ₄のエミツタ電流（≒コレク
タ電流）は増加する。その結果、各トランジスタ
のベース・エミツタ間電圧の変動幅ΔＶ_BE3，Δ
Ｖ_BE4の関係は、(1)式の特性曲線（周知である故
に特に図示しない）から明らかな如く、 ｜ΔＶ_BE3｜＞｜ΔＶ_BE4｜ …(4) となる。従つて、(2)式中のυ_be3−υ_be4は、 υ_be3−υ_be4＞Ｏ …(5) となることが判る。よつて、入力電圧ｅ_iが増加
すれば(2)式に於て、両エミツタ間電圧υ_ee＝R₃・
ｉ_e1＋R₄・ｉ_e2の増加率は減少することになつ
て、(3)式より出力電圧υ_Oも増加率が減少する。
一方、入力電圧ｅ_iが負方向に変化した場合も同
様となる。よつてサイン状入力波形ｅ_iに対する
出力波形υ_Oは、第２図に示す如く上下ピークが
つぶれた形をなし歪が発生することになる。

本考案の目的はバイポーラトランジスタにおけ
る入出力特性の非直線性による出力歪を簡単な構
成にて完全に除去することが可能な差動増幅器を
提供することである。

本考案による差動増幅器は互いのベースが差動
入力端子とされた同導電型の第１及び第２のトラ
ンジスタと、これら第１及び第２のトランジスタ
の出力を夫々ベース入力として互いに差動接続さ
れ第１及び第２のトランジスタと同導電型の第３
及び第４のトランジスタと、第１及び第４のトラ
ンジスタに一定比の電流を供給する手段と、第２
及び第３のトランジスタに一定比の電流を供給す
る手段とを有し、第３及び（又は）第４のトラン
ジスタに流れる電流の変化に対応して出力を導出
するようにしたことを特徴としている。

以下に図面により本考案について説明する。

第３図は本考案の一実施例を示す回路図であ
り、第１図と同等部分は同一符号により示されて
いる。エミツタ抵抗R₃，R₄を夫々介してエミツ
タが共通接続された差動接続構成のPNPトランジ
スタQ₃，Q₄の各ベースにはエミツタフオロワ構
成のPNPトランジスタQ₁，Q₂のエミツタフオロ
ワ出力が夫々印加されている。トランジスタ
Q₁，Q₂の各ベースが差動入力端子となるもの
で、本例においてはトランジスタQ₁のベースに
入力信号ｅ_iが印加され、トランジスタQ₂のベー
スはアース電位が付与されている。

そしてこれらトランジスタQ₁とQ₄へ一定比の
電流を供給すべく、トランジスタQ₅、ダイオー
ドD₁より成る電流排出型のカレントミラー回路
と、トランジスタQ₆、ダイオードD₂及び抵抗
R₅，R₆より成る電流吸入型のカレントミラー回
路が設けられている。すなわちトランジスタQ₄
のコレクタ電流が電流吸入型カレントミラー回路
のダイオードD₂へ入力され、出力トランジスタ
Q₆にカレントミラー比により定まる電流が流れ
る。このトランジスタQ₆の吸入電流がダイオー
ドD₁に流れるから、電流排出型カレントミラー
回路の出力トランジスタQ₅から当該吸入電流に
等しい電流がエミツタフオロワトランジスタQ₁
へ流入することになる。

また、トランジスタQ₂とQ₃へ一定比の電流を
供給すべく、トランジスタQ₇、ダイオードD₃よ
り成る電流排出型のカレントミラー回路と、トラ
ンジスタQ₈、ダイオードD₄及び抵抗R₇，R₈より
成る電流吸入型のカレントミラー回路が設けられ
ている。すなわち、トランジスタQ₃のコレクタ
電流が電流吸入型カレントミラー回路のダイオー
ドD₄へ入力され、出力トランジスタQ₈にカレン
トミラー比により定まる電流が流れる。このトラ
ンジスタQ₈の吸入電流がダイオードD₃に流れる
から、電流排出型カレントミラー回路の出力トラ
ンジスタQ₇から当該吸入電流に等しい電流がエ
ミツタフオロワトランジスタQ₂へ流入すること
になる。

かゝる構成において、同様に交流成分のみにつ
いて入力電圧ｅ_iとトランジスタQ₃，Q₄の各エミ
ツタ電流ｉ_e3，ｉ_e4との関係を考えれば下式とな
る。

ｅ_i＝υ_be1＋υ_be3＋ｉ_e3・R₃＋ｉ_e4・R₄ −υ_be4−υ_be2 …(6) こゝで、カレントミラー回路の抵抗R₅，R₆及
びR₇，R₈を夫々等しくしてカレントミラー比を
１に設定したとして、入力電圧が正方向に変化し
た場合を考える。この場合、トランジスタQ₃の
コレクタ電流は減少する方向に動作し、トランジ
スタQ₄のコレクタ電流は増加する方向に動作す
るので、各トランジスタのベース・エミツタ間電
圧の変動幅は、電流比１：１のカレントミラーに
よりΔＶ_BE1＝ΔＶ_BE4となつて共に増加し、ΔＶ
_BE2＝ΔＶ_BE3となつて共に減少するようになる。
従つて、(6)式のυ_be1とυ_be4及びυ_be3とυ_be2とが
互いに打消し合つて(6)式は、 ｅ_i＝ｉ_e3・R₃＋ｉ_e4・R₄＝υ_ee …(7) となつて、入力電圧ｅ_iと両エミツタ間電圧υ_eeと
は比例関係にあることになる。そして正相出力
は、 υ_O2＝Ｒ_６／Ｒ_３＋Ｒ_４・υ_ee …(8) となつているから、入出力関係はυ_be成分を全く
含まない比例関係となつて無歪出力が得られるこ
とになる。

同様に入力が負方向に変化した場合も各トラン
ジスタυ_beは互いに打消し合つて無歪出力とな
り、また逆相出力υ_O1についても同様に無歪出力
となることは明白である。

上記においてはカレントミラー回路１及び２に
おけるカレントミラー比を共に１としたが、これ
らを共に一定の値αとした場合について考える。
トランジスタのＶ_BEとＩ_Cとの関係は(1)式で示さ
れるから、トランジスタQ₁とQ₄のＶ_BEの差は、 Ｖ_BE1−Ｖ_BE4＝ＫＴ／ｑ｛ln（Ｉ_Ｃ１／Ｉ_Ｓ１＋１） −ln（Ｉ_Ｃ４／Ｉ_Ｃ４＋１）｝ …(9) と書ける。こゝに接合部温度は共に等しいものと
している。そしてＩ_C1／Ｉ_S1≫１，Ｉ_C4／Ｉ_S4≫
１と考えることができ、またＩ_C1／Ｉ_C4＝α（カ
レントミラー比）とすると(9)式は、 Ｖ_BE1−Ｖ_BE4≒ＫＴ／ｑln（１／α） …(10) と表わされる。但しＩ_S1≒Ｉ_S4としている。同様
にトランジスタQ₃とQ₂の各Ｖ_BEの差についても
(10)式の関係が成立して、これらはすべて一定の値
となる。よつて(6)式におけるυ_be1−υ_be4及びυ_be
３−υ_be2も共に一定となつて、カレントミラー比
を一定のα（１を除く）とした場合にも、出力は
各トランジスタのυ_beに無関係となり無歪となる
ことが判る。

第４図は本考案の他の実施例回路図であり、第
１図及び第３図と同等部分は同一符号により示さ
れている。上記第３図の回路においては差動トラ
ンジスタとエミツタフオロワトランジスタとの各
コレクタ電流をカレントミラー回路により結合し
て一定比の電流を常に流すようにしたものである
が、本例においては差動トランジスタとエミツタ
フオロワトランジスタとの各エミツタ電流（ほぼ
コレクタ電流に等しい）をカレントミラー回路に
より結合して一定比の電流を常に流すようにした
ものである。

すなわち、差動トランジスタQ₄のベースと共
通接続されたベースを有するトランジスタQ₉を
設け、このトランジスタQ₉の出力電流をエミツ
タフオロワトランジスタQ₁に供給するようにし
ている。エミツタ抵抗R₄，R₉の比を適当に設定
することによりトランジスタQ₄とQ₉に流れるエ
ミツタ電流比が一定となり、よつてトランジスタ
Q₄とQ₁のエミツタ電流比が常に一定となるもの
である。同様に、トランジスタQ₃のベースと共
通接続されたベースを有するトランジスタQ₁₀を
設けて、エミツタ抵抗R₃とR₁₀との比の選定によ
りトランジスタQ₃とQ₂のエミツタ電流を常に一
定比とし得ることになる。

かゝる構成においても、第３図の例と同様に(6)
式が成立し、抵抗R₉，R₃，R₄及びR₁₀を夫々等し
くしてカレントミラー比を１に設定すると(7)式が
成立する。以下同様の手順によつて υ_O2＝Ｒ_２／Ｒ_３＋Ｒ_４・υ_ee …(8)ａ となつているから、入出力関係はvbe成分を全く
含まない比例関係となる。さらに、カレントミラ
ー比をαとした場合には(9)式及び(10)式が成立する
のでトランジスタQ₁とQ₄及びQ₂とQ₃の各υ_beの
差が零若しくは一定値となつて、出力は無歪信号
となるものである。

第５図は本考案の更に他の実施例の回路図であ
り、第４図と同等部分は同一符号により示されて
いる。本例においては、差動トランジスタQ₃と
Q₄の電流源及びトランジスタQ₉とQ₁₀の電流源を
夫々Ｉ_O1及びＩ_O2により供給したものであり、他
の構成は第４図のそれと全く同一となつている。
すなわち、第５図に示された回路においては(10)式
が成立し、カレントミラー比を所定値αに設定し
た場合にも、出力は各トランジスタのυbeに無
関係となり無歪となる故、電流源Ｉ_O1及びＩ_O2を
設けた構成とすることが可能である。本例におい
ても出力は無歪となるものである。

上記各実施例における出力導出方法は、これに
限定されることなく、トランジスタQ₁とQ₄及び
トランジスタQ₂とQ₃に流れる電流比は常に夫々
一定関係となつているから、これらトランジスタ
に流れる電流路に抵抗を挿入して、この抵抗の両
端電圧を出力として導出することも可能となる。

更には、電流供給のための手段としてカレント
ミラー回路を用いたがこれと同等機能を有する回
路構成を用いることも出来る。また各トランジス
タの導電型を夫々逆導電型として使用してもよい
ことは勿論である。

叙上の如く、本考案によれば帰還を施すことな
くトランジスタの入出力特性による歪を完全に除
去することができ、安定な差動増幅器が実現され
る。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の差動増幅器の回路図、第２図は
第１図の回路の入出力波形図、第３図乃至第５図
は本考案の各実施例の回路図である。 主要部分の符号の説明、Q₁，Q₂……エミツタ
フオロワトランジスタ、Q₃，Q₄……差動トラン
ジスタ。

Claims (1)

【実用新案登録請求の範囲】
1. 互いに直列接続された第１抵抗R₃と第２抵抗
   R₄との接続点に所定電流を供給する第１電流源Io
   と前記第１及び第２抵抗を介してエミツタが各々
   接続される第１及び第２トランジスタQ₃，Q₄か
   らなり前記第１及び第２トランジスタのコレクタ
   電流の少なくともいずれか一方を出力信号とする
   差動トランジスタ回路と、前記第１トランジスタ
   のベースに第３トランジスタQ₁のエミツタが接
   続され前記第２トランジスタQ₄のベースに第４
   トランジスタQ₂のエミツタが接続され、各ベー
   スに入力信号が印加されるエミツタフオロア形式
   の第３及び第４トランジスタQ₁，Q₂と、前記第
   １トランジスタQ₃のコレクタもしくはエミツタ
   電流のｋ倍の電流を前記第４トランジスタにQ₂
   供給する第２電流源と、前記第２トランジスタ
   Q₄のコレクタもしくはエミツタ電流のｋ倍の電
   流を前記第３トランジスタQ₁に供給する第３電
   流源とを有する事を特徴とする差動増幅器。