JPS5811870A - 直流電流検出回路 - Google Patents
直流電流検出回路Info
- Publication number
- JPS5811870A JPS5811870A JP56110275A JP11027581A JPS5811870A JP S5811870 A JPS5811870 A JP S5811870A JP 56110275 A JP56110275 A JP 56110275A JP 11027581 A JP11027581 A JP 11027581A JP S5811870 A JPS5811870 A JP S5811870A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- current
- resistor
- diode
- emitter
- transistor
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Classifications
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
- G01R19/00—Arrangements for measuring currents or voltages or for indicating presence or sign thereof
- G01R19/145—Indicating the presence of current or voltage
- G01R19/155—Indicating the presence of voltage
Landscapes
- Physics & Mathematics (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Measurement Of Current Or Voltage (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、経済的な構成により高精度で直流電流を検出
する直流電流検出回路に関するものである。
する直流電流検出回路に関するものである。
直流電流を検出する回路としては、例えば第１図に示す
構成が知られている。同図に於いて、ＯＰＡは演算増幅
器、Ｒ，Ｒ１〜Ｒ４は抵抗、ｖｃｃ 、 ｖｓｓは電圧
であって、電流Ｉは電流検出用抵抗Ｒに流れ、抵抗Ｒ１
〜Ｒ４及び演算増幅器ＯＰＡからなる差動増幅回路によ
シ抵抗Ｒの両端の電位差が電流検出電圧ｅｏとして出力
される。この電流検出電圧ｅ。
構成が知られている。同図に於いて、ＯＰＡは演算増幅
器、Ｒ，Ｒ１〜Ｒ４は抵抗、ｖｃｃ 、 ｖｓｓは電圧
であって、電流Ｉは電流検出用抵抗Ｒに流れ、抵抗Ｒ１
〜Ｒ４及び演算増幅器ＯＰＡからなる差動増幅回路によ
シ抵抗Ｒの両端の電位差が電流検出電圧ｅｏとして出力
される。この電流検出電圧ｅ。
は、抵抗Ｒの両端の検出電位を８１． ｅ２としてとな
シ、ｅ２＝ｅ１＋ｘ−Ｒでｈるがら、・・・・・・（２
） となる。Ｒ１＝Ｒｓ 、 Ｒ２＝Ｒ４に選定すると、と
なる。（２）式に於いて、Ｒ４／Ｒ５ｋ Ｒ２／Ｒ４の
場合に、右辺第１項は誤差分を表わし、右辺第２項の係
数Ｒ１＝ Ｒ５且っＲ２： Ｒ４となるように高精度の
抵抗を使用しなければならないものである。又電位ｅ１
による検出誤差に与える影響も大きいものである。
シ、ｅ２＝ｅ１＋ｘ−Ｒでｈるがら、・・・・・・（２
） となる。Ｒ１＝Ｒｓ 、 Ｒ２＝Ｒ４に選定すると、と
なる。（２）式に於いて、Ｒ４／Ｒ５ｋ Ｒ２／Ｒ４の
場合に、右辺第１項は誤差分を表わし、右辺第２項の係
数Ｒ１＝ Ｒ５且っＲ２： Ｒ４となるように高精度の
抵抗を使用しなければならないものである。又電位ｅ１
による検出誤差に与える影響も大きいものである。
又動作範囲が狭い欠点を有するものである。即電圧＜Ｖ
ｃｃ の関係が必要であシ、通常演算増幅器ＯＰＡに
加える電圧ｖｃｃ ｌ ＶＳＳＯ差の（Ｖｃｃ−Ｖｓｓ
）は約３０〜４０ Ｖであって、電圧ＶＳＳをＯＶとし
、又（３） 範囲とした場合は、検出電圧ｅｏが小さくなり、後段の
増幅器を必要とすることになる。この場合、誤差も増幅
されることになる。
ｃｃ の関係が必要であシ、通常演算増幅器ＯＰＡに
加える電圧ｖｃｃ ｌ ＶＳＳＯ差の（Ｖｃｃ−Ｖｓｓ
）は約３０〜４０ Ｖであって、電圧ＶＳＳをＯＶとし
、又（３） 範囲とした場合は、検出電圧ｅｏが小さくなり、後段の
増幅器を必要とすることになる。この場合、誤差も増幅
されることになる。
゛本発明は、前述の如き従来の欠点を改善したもので、
簡単な構成で高精度の直流電流検出を可能とすることを
目的とするものである。以下実施例について詳細に説明
する。
簡単な構成で高精度の直流電流検出を可能とすることを
目的とするものである。以下実施例について詳細に説明
する。
第２図は本発明の一実施例の要部回路を示し、Ｑｌは゛
トランジスタ、Ｒ、ＲＦ 、 Ｒｅ、 ＲＣは抵抗、Ｄ
。
トランジスタ、Ｒ、ＲＦ 、 Ｒｅ、 ＲＣは抵抗、Ｄ
。
ＤＦはダイオードである。電流検出用の抵抗Ｒと第１の
ダイオードＤとは直列に接続され、ｎｐｎのトランジス
タＱ１のエミッタとベヘスとには、抵抗Ｒの両端の電圧
がエミッタ抵抗Ｒｅ及び第２のダイオードＤＦを介して
加えられ、 コレクタにはコレクタ抵抗Ｒｃが接続され
、トランジスタ。１にょｐ増幅された検出電圧ｅａが抵
抗Ｒｃがら取出される。
ダイオードＤとは直列に接続され、ｎｐｎのトランジス
タＱ１のエミッタとベヘスとには、抵抗Ｒの両端の電圧
がエミッタ抵抗Ｒｅ及び第２のダイオードＤＦを介して
加えられ、 コレクタにはコレクタ抵抗Ｒｃが接続され
、トランジスタ。１にょｐ増幅された検出電圧ｅａが抵
抗Ｒｃがら取出される。
検出電流工の大きさに応じた抵抗Ｒの両端の電（４）
圧が前述の如くトランジスタＱ１により増幅されて検出
電圧ｅＯが出力されるもので、 この検出電流■、ダイ
オードＤに流れる電流ＩＤ、エンツタ電流ｉｅ、ヘース
電流’Ｂ＋ コレクタ電流１ｃ及びダイオードＤＦに流
れる電流ｉｐの関係は、Ｉ ＝ＩＤ＋’Ｆ ｌ１ｅ＝
ｉｃ ＋ｉｎ ＝ ｉｃ（ｌ＋ｘ／ｂ、）となる。なお
ｈＦＥはトランジスタＱ１のエミッタ接地電流増幅率で
ある。そこで、Ｉ−Ｉｐ ）＞ ＩＦ ”ｉ ’Ｃ＞＞
’ＢとなるようにｈＦＥの大きいトランジスタの選定
及び抵抗Ｒ，、ＲＦの決定を行なう。それによ’） Ｖ
Ｄ ＞ ＶＢＥ−、ｖＦとなる。 なおＶＤはダイオー
ドＤの電流■Ｄによる順方向電圧、ｖＢＥはトランジス
タＱ１のベース・エミッタ電流、ＶＦはダイオードＤ、
の順方向電圧である。
電圧ｅＯが出力されるもので、 この検出電流■、ダイ
オードＤに流れる電流ＩＤ、エンツタ電流ｉｅ、ヘース
電流’Ｂ＋ コレクタ電流１ｃ及びダイオードＤＦに流
れる電流ｉｐの関係は、Ｉ ＝ＩＤ＋’Ｆ ｌ１ｅ＝
ｉｃ ＋ｉｎ ＝ ｉｃ（ｌ＋ｘ／ｂ、）となる。なお
ｈＦＥはトランジスタＱ１のエミッタ接地電流増幅率で
ある。そこで、Ｉ−Ｉｐ ）＞ ＩＦ ”ｉ ’Ｃ＞＞
’ＢとなるようにｈＦＥの大きいトランジスタの選定
及び抵抗Ｒ，、ＲＦの決定を行なう。それによ’） Ｖ
Ｄ ＞ ＶＢＥ−、ｖＦとなる。 なおＶＤはダイオー
ドＤの電流■Ｄによる順方向電圧、ｖＢＥはトランジス
タＱ１のベース・エミッタ電流、ＶＦはダイオードＤ、
の順方向電圧である。
従って、検出電圧ｅ。は、コレクタ電流ｉｃとコレクタ
抵抗Ｒｃとの積であるから、 ・ｊ ・・・・・・（４） となる。但し、ｅｏ〈（ｅ１＋ＶＤ）の条件がある。
抵抗Ｒｃとの積であるから、 ・ｊ ・・・・・・（４） となる。但し、ｅｏ〈（ｅ１＋ＶＤ）の条件がある。
は誤差分となるが、電流Ｉが数１００ｍＡ 以上に対し
て、エミッタ電流ｉ。が数ｍＡ以下になるように抵抗Ｒ
８を選定することができ、又ｈｒＥが１００以上のトラ
ンジスタも容易に入手できるものであるから、”／ｂＦ
Ｅ″−＝−０となり、エミッタ電流１８は小電流となる
からｈＦＥの温度変化も無視し得る程のものとなる。又
抵抗Ｒ，の選定によｊ） ｖ、 ＝ＶＢｌｉとなるよう
にすることができるので誤差分は零となシ、（４）式は となる。即ち、電流Ｉに比例した検出電圧ｅ。を得るこ
とができる。
て、エミッタ電流ｉ。が数ｍＡ以下になるように抵抗Ｒ
８を選定することができ、又ｈｒＥが１００以上のトラ
ンジスタも容易に入手できるものであるから、”／ｂＦ
Ｅ″−＝−０となり、エミッタ電流１８は小電流となる
からｈＦＥの温度変化も無視し得る程のものとなる。又
抵抗Ｒ，の選定によｊ） ｖ、 ＝ＶＢｌｉとなるよう
にすることができるので誤差分は零となシ、（４）式は となる。即ち、電流Ｉに比例した検出電圧ｅ。を得るこ
とができる。
前述の（４）式及び（５）式から判るように、従来例の
ような高精度の抵抗の選定が不要であり、又検出点電位
ｅ１による影響を受けないものとなる。又（４）式に於
ける（ ＶＦ −ＶＢＥ ）は、トランジスタＱ１のｌ
ｃ・ｖＢＥ特性とダイオードＤ、のｔｙ−ｙ、特性とが
同等（６） であるから、抵抗ＲＦの選定によｊ）Ｖｐ−ＶＢＥ＝０
とすることができる。
ような高精度の抵抗の選定が不要であり、又検出点電位
ｅ１による影響を受けないものとなる。又（４）式に於
ける（ ＶＦ −ＶＢＥ ）は、トランジスタＱ１のｌ
ｃ・ｖＢＥ特性とダイオードＤ、のｔｙ−ｙ、特性とが
同等（６） であるから、抵抗ＲＦの選定によｊ）Ｖｐ−ＶＢＥ＝０
とすることができる。
第３図は本発明の他の実施例を示し、ペア・トランジス
タＱｌ、Ｑ２を用いた場合についてのものである。即ち
一方のトランジスタＱ２をダイオード接続して第２図に
於けるダイオードＤＦとするものであ’） 、’ｅ ”
” ’ＦとなるようにＲＦを選定することによシ、各ト
ランジスタＱｌ、Ｑ２のエミッタ間電位差は零となると
共に、温度変化によっても両トランジスタＱｌ、Ｑ２は
特性が同一であるから誤差が大きくなることはない。な
お第２図と同一符号は同一部分を示し、検出電圧ｅ、）
と電流Ｉとの関係も前述の実施例と同様である。
タＱｌ、Ｑ２を用いた場合についてのものである。即ち
一方のトランジスタＱ２をダイオード接続して第２図に
於けるダイオードＤＦとするものであ’） 、’ｅ ”
” ’ＦとなるようにＲＦを選定することによシ、各ト
ランジスタＱｌ、Ｑ２のエミッタ間電位差は零となると
共に、温度変化によっても両トランジスタＱｌ、Ｑ２は
特性が同一であるから誤差が大きくなることはない。な
お第２図と同一符号は同一部分を示し、検出電圧ｅ、）
と電流Ｉとの関係も前述の実施例と同様である。
第４図はｎｐｎ ）ランジスタＱ３を用いた本発明の実
施例の回路を示し、第２図及び第３図に示す実 −施例
がｐｎｐ ）ランジスタＱ１を用いたものに対し、ｎｐ
ｎ ）ランジスタを用いることができることを示すもの
である。従ってコレクタ抵抗Ｒｃを介して電圧Ｖ。Ｃが
トランジスタＱ３に加えられ、抵抗ＲＦ及びダイオード
ＤＦの接続関係は、ダイオードＤに対（７） して第２図及び第３図に示す実施例と反対になつヤいる
。又検出電圧ｅ、）は（４）式及び（５）式と同様であ
る。
施例の回路を示し、第２図及び第３図に示す実 −施例
がｐｎｐ ）ランジスタＱ１を用いたものに対し、ｎｐ
ｎ ）ランジスタを用いることができることを示すもの
である。従ってコレクタ抵抗Ｒｃを介して電圧Ｖ。Ｃが
トランジスタＱ３に加えられ、抵抗ＲＦ及びダイオード
ＤＦの接続関係は、ダイオードＤに対（７） して第２図及び第３図に示す実施例と反対になつヤいる
。又検出電圧ｅ、）は（４）式及び（５）式と同様であ
る。
前述の各実施例に於いて、トランジスタのコレクタ・エ
ミッタ間電圧をＶＣＥｔとすると、動作電圧範囲は、第
２図及び第３図に示す実施例では０≦ｅｏ ＝ １ｃ−
Ｒｃ ＜ （ｅ３１＋Ｖｎ ）≦ＶＯＷとなり、第４図
に示す実施例では、ｖｃｃ＝０とすると、０≧−ｅＱ＝
−ｉｃ−Ｒｃ＞ （８１＋ＶＤ）＞ Ｖｃｇとなる
。トランジスタのコレクタ・エミッタ間電圧Ｖｃｇ カ
５１Ｊ Ｖ以上のものも容易に入手できるものであるか
ら、動作電圧範囲は従来例に比較して大きくなる。
ミッタ間電圧をＶＣＥｔとすると、動作電圧範囲は、第
２図及び第３図に示す実施例では０≦ｅｏ ＝ １ｃ−
Ｒｃ ＜ （ｅ３１＋Ｖｎ ）≦ＶＯＷとなり、第４図
に示す実施例では、ｖｃｃ＝０とすると、０≧−ｅＱ＝
−ｉｃ−Ｒｃ＞ （８１＋ＶＤ）＞ Ｖｃｇとなる
。トランジスタのコレクタ・エミッタ間電圧Ｖｃｇ カ
５１Ｊ Ｖ以上のものも容易に入手できるものであるか
ら、動作電圧範囲は従来例に比較して大きくなる。
前述の各実施例に於いて、電流工に比例してエミッタ電
流１６が変化するとき（ΔＩ／Ｉ ＝Δｉｅ／ｉｅ）、
ダイオードＤの順方向電圧ＶＤの変化分ΔｖＤで決まる
電流ＩＦの変化分ΔｉＦが、Δｉｙ（ΔｉｅＬ”ｉΔｉ
（Ｈとなる為、電流Ｉの変化分Δ工が大となる程、ダイ
オードＤＦの順方向電圧Ｖ、の変化分ΔｖＦとトランジ
スタのベース・エミッタ間電圧ＶＢＨの変化分ΔＶＢＫ
とはΔｖＦ〈ΔＶＢＥの関係となるから、成る電流ｌ０
（８） で（ＶＦ−ＶＢ、）＝０となるように抵抗ＲＦを決定し
ても、（ニーＩＯ）カ大テある程誤差分（ＶＦ −ＶＢ
Ｅ ）は太きくなシ、検出誤差が生じる場合がある。
流１６が変化するとき（ΔＩ／Ｉ ＝Δｉｅ／ｉｅ）、
ダイオードＤの順方向電圧ＶＤの変化分ΔｖＤで決まる
電流ＩＦの変化分ΔｉＦが、Δｉｙ（ΔｉｅＬ”ｉΔｉ
（Ｈとなる為、電流Ｉの変化分Δ工が大となる程、ダイ
オードＤＦの順方向電圧Ｖ、の変化分ΔｖＦとトランジ
スタのベース・エミッタ間電圧ＶＢＨの変化分ΔＶＢＫ
とはΔｖＦ〈ΔＶＢＥの関係となるから、成る電流ｌ０
（８） で（ＶＦ−ＶＢ、）＝０となるように抵抗ＲＦを決定し
ても、（ニーＩＯ）カ大テある程誤差分（ＶＦ −ＶＢ
Ｅ ）は太きくなシ、検出誤差が生じる場合がある。
第５図は前述の各実施例に於ける電流Ｉの変化分Δ工に
よる検出誤差を更に小さくする為の実施例の回路を示し
、第２図に示す実施例に対してトランジスタＱ４及び抵
抗ＲＢを追加したものである。
よる検出誤差を更に小さくする為の実施例の回路を示し
、第２図に示す実施例に対してトランジスタＱ４及び抵
抗ＲＢを追加したものである。
このトランジスタＱ４のベース・エミッタ間電圧をＶＢ
Ｅ４とし、 ベース電流をｌとすると、抵抗Ｒに流れる
電流工との関係は、 Ｉ −Ｒ＋ｖＤ＝： ｉ −ＲＢ 十ＶＢＥ４
−”’−” （６）となる。従って電流Ｉの増加によシ
ペース電流ｌも増加し、コレクタ電流は（ｉＦ＋ ｉｎ
）で、１Ｆ）ｉＢであるから（ｔｙ＋ｉｎ）−ｖｌＦ
となシ、この電流１ｙもｍ７＋ｌる。トランジスタＱ４
のエミッタ接地電流増幅率をｈとすると１、 となる。こノ（７）式に於イテ、（ＶＤ ＶＢＥ４）
＝（１？’あるならば、Δｊ Ｆ／ ｔ Ｆ−ΔＩ／Ｉ
となることを示す。
Ｅ４とし、 ベース電流をｌとすると、抵抗Ｒに流れる
電流工との関係は、 Ｉ −Ｒ＋ｖＤ＝： ｉ −ＲＢ 十ＶＢＥ４
−”’−” （６）となる。従って電流Ｉの増加によシ
ペース電流ｌも増加し、コレクタ電流は（ｉＦ＋ ｉｎ
）で、１Ｆ）ｉＢであるから（ｔｙ＋ｉｎ）−ｖｌＦ
となシ、この電流１ｙもｍ７＋ｌる。トランジスタＱ４
のエミッタ接地電流増幅率をｈとすると１、 となる。こノ（７）式に於イテ、（ＶＤ ＶＢＥ４）
＝（１？’あるならば、Δｊ Ｆ／ ｔ Ｆ−ΔＩ／Ｉ
となることを示す。
実際には、大電流領域に於けるダイオードＤに流れる電
流ＩＤの変化分ΔＩＤに対する順方向電圧ｖＤの変化分
ΔｖＤと、小電流領域に於けるベース電流ｉの変化分Δ
ｉに対するベース・エミッタ間電圧Ｖ□４の変化分ΔＶ
ＢＦ；４とは異なる為、厳密にはＶＤ ＝ ＶＢＥ４且
つΔｖＤ−Δｖ、３４にはならない場合がある。しかし
、電流■が１００ ｍＡ以上では、抵抗ＲＢによるベー
ス’ｔＨ，ｉ ｏｍｉｔ、！ リＩ・Ｒ＞ （ＶＤ−Ｖ
ＢＥ４ ）≧０とすることができ、電流工が大きくなる
に従って（Ｖｎ−ＶＢＥ４）／Ｉ−Ｒ−＋０ トナ、６
カラ、検出精１；ｉ広範囲に亘シ向上することになる。
流ＩＤの変化分ΔＩＤに対する順方向電圧ｖＤの変化分
ΔｖＤと、小電流領域に於けるベース電流ｉの変化分Δ
ｉに対するベース・エミッタ間電圧Ｖ□４の変化分ΔＶ
ＢＦ；４とは異なる為、厳密にはＶＤ ＝ ＶＢＥ４且
つΔｖＤ−Δｖ、３４にはならない場合がある。しかし
、電流■が１００ ｍＡ以上では、抵抗ＲＢによるベー
ス’ｔＨ，ｉ ｏｍｉｔ、！ リＩ・Ｒ＞ （ＶＤ−Ｖ
ＢＥ４ ）≧０とすることができ、電流工が大きくなる
に従って（Ｖｎ−ＶＢＥ４）／Ｉ−Ｒ−＋０ トナ、６
カラ、検出精１；ｉ広範囲に亘シ向上することになる。
なおトランジスタＱ４自身のコレクタ抵抗が大きいので
、抵抗ＲＦは省略することも可能である。
、抵抗ＲＦは省略することも可能である。
第６図は第４図に示す実施例にトランジスタＱ５と抵抗
ＲＢとを追加した実施例の回路を示し、前述の実施例と
同様に、トランジスタＱ５によシ、ΔｌＦ／ ｉ ｙ−
ΔＩ／Ｉ となるように電流ｉｐを制御し、抵抗ＲＢ
によシ誤差分の（ＶＤ −ＶＢＥ５ ）を調整するもの
である。なおＶＢＥ５はトランジスタＱ５のベース・工
ミッタ間電圧である。又第５図及び第６図に示す実施例
に於いて、第３図に示す実施例と同様に、トランジスタ
Ｑｌ 、 Ｑ３とダイオードＤＦとをペア・トランジス
タで構成することもできる。
ＲＢとを追加した実施例の回路を示し、前述の実施例と
同様に、トランジスタＱ５によシ、ΔｌＦ／ ｉ ｙ−
ΔＩ／Ｉ となるように電流ｉｐを制御し、抵抗ＲＢ
によシ誤差分の（ＶＤ −ＶＢＥ５ ）を調整するもの
である。なおＶＢＥ５はトランジスタＱ５のベース・工
ミッタ間電圧である。又第５図及び第６図に示す実施例
に於いて、第３図に示す実施例と同様に、トランジスタ
Ｑｌ 、 Ｑ３とダイオードＤＦとをペア・トランジス
タで構成することもできる。
第７図及び第８図は、第２図及び第５図に示す実施例の
誤差分と検出誤差との曲線図であｊ） 、Ｒｅ＝ Ｒｃ
＝ ＩＫΩ、 Ｒ＝ １．５Ω、Ｒｎ＝１７０Ｋｊ７
．第２図に於イテＲＦ ＝ ４７０Ω、第５図に於イテ
ＲＦ ＝＝ １００Ωとした場合についてのものである
。なお第１図に示す従来例に於いては、抵抗Ｒ１〜Ｒ４
の精度、検出点電位の変化、演算増幅器ＯＰＡのオフセ
ット電圧による誤差分が、電流Ｉとは無関係に生じ、例
えばＲ２／Ｒ１＝２ 、 Ｒ４／Ｒ２＝ １．００５
、 Ｒ３／Ｒ１＝ ０．９９５ 。
誤差分と検出誤差との曲線図であｊ） 、Ｒｅ＝ Ｒｃ
＝ ＩＫΩ、 Ｒ＝ １．５Ω、Ｒｎ＝１７０Ｋｊ７
．第２図に於イテＲＦ ＝ ４７０Ω、第５図に於イテ
ＲＦ ＝＝ １００Ωとした場合についてのものである
。なお第１図に示す従来例に於いては、抵抗Ｒ１〜Ｒ４
の精度、検出点電位の変化、演算増幅器ＯＰＡのオフセ
ット電圧による誤差分が、電流Ｉとは無関係に生じ、例
えばＲ２／Ｒ１＝２ 、 Ｒ４／Ｒ２＝ １．００５
、 Ｒ３／Ｒ１＝ ０．９９５ 。
ｅｌ ＝： １０ （Ｖ） ＋オフセット電圧＝ ３
ｍＶとすると、誤差分は約７５ ｍＶとなる。 このよ
うな点を考慮すれば、本発明の実施例では誤差分も少な
くなシ、検出誤差も第２図に示す実施例では４チ以下、
第５図に示す実施例では２％以下となる。
ｍＶとすると、誤差分は約７５ ｍＶとなる。 このよ
うな点を考慮すれば、本発明の実施例では誤差分も少な
くなシ、検出誤差も第２図に示す実施例では４チ以下、
第５図に示す実施例では２％以下となる。
以上説明したように、本発明は、電流検出用抵抗Ｒと直
列に検出電流工に対して順方向に接続しく１１） た第１のダイオードＤと、電流検出用抵抗Ｒの両端を、
エミッタ抵抗Ｒｅを介してエミッタと、第２のダ・ｒオ
ードＤＦ ’ｅ介してベースとにそれぞれ接続し、検出
電圧ｅＱを取出すコレクタ抵抗Ｒｃをコレクタに接続し
たトランジスタＱｌ 、 Ｑ３と、このトランジスタＱ
ｌ 、 Ｑ３のベース・エミッタ間電圧ＶＢＫと第２の
ダイオードＤＦの順方向電圧ｖＦとを等しくする為の抵
抗ＲＦとを備えているもので、抵抗を高精度で選定する
ことなく誤差分を零とし、且つ増幅誤差も電流増幅率１
ｌＦＥの大きいトランジスタを南いることにより小さく
できるので、高精度で直流電流を検出することができ、
又耐圧の大きいトランジスタも容易に入手できることか
ら動作電圧範囲も大きくすることができる。更に消費電
力も小さいので例えば混成集積回路化も可能である。
列に検出電流工に対して順方向に接続しく１１） た第１のダイオードＤと、電流検出用抵抗Ｒの両端を、
エミッタ抵抗Ｒｅを介してエミッタと、第２のダ・ｒオ
ードＤＦ ’ｅ介してベースとにそれぞれ接続し、検出
電圧ｅＱを取出すコレクタ抵抗Ｒｃをコレクタに接続し
たトランジスタＱｌ 、 Ｑ３と、このトランジスタＱ
ｌ 、 Ｑ３のベース・エミッタ間電圧ＶＢＫと第２の
ダイオードＤＦの順方向電圧ｖＦとを等しくする為の抵
抗ＲＦとを備えているもので、抵抗を高精度で選定する
ことなく誤差分を零とし、且つ増幅誤差も電流増幅率１
ｌＦＥの大きいトランジスタを南いることにより小さく
できるので、高精度で直流電流を検出することができ、
又耐圧の大きいトランジスタも容易に入手できることか
ら動作電圧範囲も大きくすることができる。更に消費電
力も小さいので例えば混成集積回路化も可能である。
又、第１のトランジスタＱｌ 、 Ｑ３に対して、第２
のトランジスタＱ４１ Ｑ５を設け、第１のダイオード
Ｄの順方向電圧ＶＤと第２のトランジスタＱ４゜Ｑ５の
ベース・エミッタ間電圧とが等しくなるよう（１２） に第２のトランジスタＱ４ 、 Ｑ５のベース電流を選
定したことによシ、検出電流工の広範囲の変化に対して
も、検出誤差を著しく小さくすることができ、例えば１
００ ｍＡ以上の電流工を高精度で検出することができ
るものとなる。
のトランジスタＱ４１ Ｑ５を設け、第１のダイオード
Ｄの順方向電圧ＶＤと第２のトランジスタＱ４゜Ｑ５の
ベース・エミッタ間電圧とが等しくなるよう（１２） に第２のトランジスタＱ４ 、 Ｑ５のベース電流を選
定したことによシ、検出電流工の広範囲の変化に対して
も、検出誤差を著しく小さくすることができ、例えば１
００ ｍＡ以上の電流工を高精度で検出することができ
るものとなる。
第１図は従来の直流電流検出回路、第２図乃至第６図は
それぞれ本発明の異なる実施例の回路、第７図及び第８
図は第２図及び第５図の本発明の実施例についての誤差
分及び検出誤差の特性曲線図である。 Ｑ１〜Ｑ５はトランジスタ、Ｒ＊ ＲＦ ＋ Ｒ（１＊
ＲＣ＊ Ｒ１は抵抗、Ｄ、ＤＦはダイオードである。 特許出願人 富士通テン株式会社 代理人弁理士 玉 蟲 久 五 部（外３名）第２図
第３図 ＶＣＣ第４図
それぞれ本発明の異なる実施例の回路、第７図及び第８
図は第２図及び第５図の本発明の実施例についての誤差
分及び検出誤差の特性曲線図である。 Ｑ１〜Ｑ５はトランジスタ、Ｒ＊ ＲＦ ＋ Ｒ（１＊
ＲＣ＊ Ｒ１は抵抗、Ｄ、ＤＦはダイオードである。 特許出願人 富士通テン株式会社 代理人弁理士 玉 蟲 久 五 部（外３名）第２図
第３図 ＶＣＣ第４図
Claims (2)
- （１）電流検出用抵抗と直列に検出電流に対して順方向
に接続した第１のダイオード、前記電流検出用抵抗の両
端を、エミッタ抵抗を介してエミッタと、第２のダイオ
ードを介してベースとにそれぞれ接続し、且つ検出電圧
を取出すコレクタ抵抗をコレクタに接続したトランジス
タ、該トランジスタのベース・エミッタ間電圧と、前記
第２のダイオードの順方向電圧とを等しくする為の抵抗
とを備えたことを特徴とする直流電流検出回路。 - （２） 電流検出用抵抗と直列に検出電流に対して順
方向に接続した第１のダイオード、前記電流検出用抵抗
の両端を、エミッタ抵抗を介してエミッタと、第２のダ
イオードを介してベースとにそれぞれ接続し、且つ検出
電圧を取出すコレクタ抵抗をコレクタに接続した第１の
トランジスタ、該第１のトランジスタのベース・エミッ
タ間電圧と前記第２のダイオードの順方向電圧とを等し
くする為の抵抗、該抵抗と直列に接続され前記第１のダ
イオードの順方向電圧とベース・エミッタ間電圧とが等
しくなるようにベース電流を選定した第２のトランジス
タとを備えたことを特徴とする直流電流検出回路。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56110275A JPS5811870A (ja) | 1981-07-15 | 1981-07-15 | 直流電流検出回路 |
| US06/398,383 US4513245A (en) | 1981-07-15 | 1982-07-14 | DC current detector |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56110275A JPS5811870A (ja) | 1981-07-15 | 1981-07-15 | 直流電流検出回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5811870A true JPS5811870A (ja) | 1983-01-22 |
| JPH0121912B2 JPH0121912B2 (ja) | 1989-04-24 |
Family
ID=14531551
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP56110275A Granted JPS5811870A (ja) | 1981-07-15 | 1981-07-15 | 直流電流検出回路 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4513245A (ja) |
| JP (1) | JPS5811870A (ja) |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4949030A (en) * | 1987-08-05 | 1990-08-14 | Astec International Limited | Isolated analog voltage sense circuit |
| US5008523A (en) * | 1989-09-26 | 1991-04-16 | Cincinnati Electronics Corporation | Current measuring circuit with means for nullifying the effects of current source and lead resistance |
| US5453682A (en) * | 1994-01-27 | 1995-09-26 | Newport Electronics, Inc. | Wide-range thermistor meter |
| CA2146596C (en) * | 1994-04-29 | 1999-09-21 | Harry W. Moore, Iii | Loop current detector |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US1966047A (en) * | 1931-01-23 | 1934-07-10 | Associated Electric Lab Inc | Electric measuring instrument |
| US2198226A (en) * | 1938-02-24 | 1940-04-23 | Rca Corp | Balanced diode circuit |
| US2294065A (en) * | 1939-11-02 | 1942-08-25 | Rca Corp | Vacuum tube voltmeter circuit |
| AT335009B (de) * | 1973-12-05 | 1977-02-25 | Siemens Ag | Schaltung zur messwerterfassung gleichgerichteter wechselspannungen |
-
1981
- 1981-07-15 JP JP56110275A patent/JPS5811870A/ja active Granted
-
1982
- 1982-07-14 US US06/398,383 patent/US4513245A/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US4513245A (en) | 1985-04-23 |
| JPH0121912B2 (ja) | 1989-04-24 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JPH01143510A (ja) | 二端子温度補償式電流源回路 | |
| JP2004146576A (ja) | 半導体温度測定回路 | |
| JPH04266110A (ja) | バンドギャップ基準回路 | |
| JPH075225A (ja) | 金属・酸化物・半導体電界効果トランジスタのドレイン電流を監視する回路構造体 | |
| JP4240691B2 (ja) | 定電流回路 | |
| JPS5811870A (ja) | 直流電流検出回路 | |
| US4725770A (en) | Reference voltage circuit | |
| JPS6340900Y2 (ja) | ||
| KR100617893B1 (ko) | 밴드 갭 기준 회로 | |
| JPS60208106A (ja) | 差動増幅器 | |
| JPS6236337Y2 (ja) | ||
| JPS58117730A (ja) | 集積ｅｃｌ回路用出力段 | |
| JPS63186576A (ja) | モータ速度制御装置 | |
| JPH0272705A (ja) | 電流電圧変換回路 | |
| JP2935781B2 (ja) | 等価フローティング抵抗回路 | |
| SU1001043A1 (ru) | Стабилизатор тока | |
| JP2900688B2 (ja) | リミッタ回路 | |
| JP3082247B2 (ja) | 定電圧回路 | |
| JPS6218974Y2 (ja) | ||
| JP3391293B2 (ja) | ｎ乗回路 | |
| GB2307753A (en) | Determining electrical impedance | |
| JPH0229450Y2 (ja) | ||
| JPH0246093Y2 (ja) | ||
| JPS63236403A (ja) | 電流源回路 | |
| JPS60232708A (ja) | カレントミラ−回路における温度補償法 |