JP6916451B2 - ゼロ電圧スイッチングのための装置および方法 - Google Patents

Description

力率改善（ＰＦＣ）コンバータは、レギュレートされたＤＣ‐ＤＣコンバータが後に続く、フロントエンドステージとしてしばしば用いられ、ＡＣ入力電力を変換してＤＣ出力電圧を提供するＰＦＣステージを備える。ブリッジレスＰＦＣコンバータは、入力整流器ブリッジを省き、サーバおよび通信用電力設備、セットトップボックス、テレビ、およびディスプレイなどの多くの消費者製品のために、高いコスト対効果および高効率電源の解決策を提供する。遷移モードスイッチングを用いて動作するトーテムポールタイプのＰＦＣ回路は、高効率の可能性を提供し、こうした回路では、１つのスイッチが、ダイオードまたはリターン回路ＭＯＳＦＥＴを備える一次電流経路を形成するアクティブスイッチとして動作し、第２のトーテムポールスイッチが、フリーホイーリングまたは同期スイッチとして動作し、アクティブスイッチおよびフリーホイーリングスイッチの役割は、入力電圧が正極と負極の間で切り替わるにつれて変化する。しかし、デバイス電圧がゼロより大きいときアクティブスイッチ動作がスイッチング損失をもたらし、また、デバイス電圧が負である間にアクティブデバイスが切り換られるとき追加の伝導損失が認められる場合、高効率の可能性は、アクティブデバイスの非ゼロスイッチングにより弱まる。窒化ガリウム（ＧａＮ）トーテムポールデバイスは、高周波スイッチング速度、低オン抵抗（ＲＤＳＯＮ）、および低逆回復電荷に対して幾つかの利点を提供し、これらの利点は、ＰＦＣ効率を改善するために用いられ得る。しかし、シリコンベースのＭＯＳＦＥＴデバイスタイプがより一般的であり、制御技法およびトーテムポールＰＦＣシステムの改善が、ＧａＮデバイスの使用に関連する追加のコストおよびプロセスの複雑さを伴うことなく効率を改善するために所望される。

説明される例において、制御技法および回路要素が、アクティブスイッチゼロ電圧スイッチングを促進するようにブリッジレストーテムポール力率改善コンバータに対して提供され、公称フリーホイーリングスイッチ・オン時間が、各スイッチングサイクルにおけるボルト×秒の平衡関係に従って決定され、および、次のスイッチングサイクルのためにアクティブスイッチ両端の電圧に基づいて選択的に調整またはオフセットされる。幾つかの実施形態において、フリーホイーリングスイッチ・オン時間は、アクティブスイッチ電圧が閾値を上回る場合に増加され、アクティブスイッチ電圧が負である場合に次のスイッチングサイクルの間減少される。このように、本開示の制御装置および方法はゼロ電圧スイッチング動作の周辺のレギュレーションを促進し、また、負のアクティブスイッチ電圧がゼロに復帰するまでアクティブスイッチのターンオンを選択的に遅延させることによってゼロ電流スイッチングが促進され得る。ＡＣ入力電圧極性が、幾つかの実施形態において感知され、アクティブおよびフリーホイーリングスイッチを指定するために、および、各ＡＣ入力半サイクルにおいて含まれ得る任意のリターン回路スイッチを動作させるために用いられる。幾つかの実施形態が、単相アクティブスイッチ電圧の感知に基づいて、インターリーブ多相ＰＦＣコンバータのための選択的なフリーホイーリングスイッチ・オン時間調整を提供する。

調整可能なフリーホイーリングスイッチ・オン時間制御を用いるアダプティブゼロ電圧スイッチング制御を備える、ブリッジレストーテムポール力率改善（ＰＦＣ）コンバータの概略図である。

半サイクルライン整流のためＭＯＳＦＥＴトランジスタを用いる、別のブリッジレストーテムポールＰＦＣコンバータ実施形態の概略図である。

アクティブ下部スイッチがオンおよび上部フリーホイーリングスイッチがオフの状態で正のＡＣ入力で動作する、図１のＰＦＣコンバータにおける電流フローの概略図である。

アクティブ下部スイッチがオフおよび上部フリーホイーリングスイッチがオンの状態で正のＡＣ入力で動作する、図１のＰＦＣコンバータにおける電流フローの概略図である。

アクティブ上部スイッチがオンおよび下部フリーホイーリングスイッチがオフの状態で負のＡＣ入力で動作する、図１のＰＦＣコンバータにおける電流フローの概略図である。

アクティブ上部スイッチがオフおよび下部フリーホイーリングスイッチがオンの状態で負のＡＣ入力で動作する、図１のＰＦＣコンバータにおける電流フローの概略図である。

アダプティブゼロ電圧スイッチングのため、図１のブリッジレスＰＦＣコンバータコントローラにおいて実装されるプロセスのフローチャートである。

正のＡＣ入力半サイクルの間の、図１のＰＦＣコンバータの一定のアクティブスイッチ・オン時間制御での遷移モード動作の波形図である。

不十分な負のフリーホイール電流からアクティブスイッチのゼロ電圧スイッチングに向かって調整するための、図１のＰＦＣコンバータにおけるアダプティブゼロ電圧スイッチング制御の波形図である。

過剰な負のフリーホイール電流からゼロ電圧スイッチングに向かって調整するための、図１のＰＦＣコンバータにおけるアダプティブゼロ電圧スイッチング制御の波形図である。

図１のブリッジレスＰＦＣコンバータを動作させるための、コンバータ制御集積回路実施形態の単純化された概略図である。

図１１のコンバータ制御集積回路実施形態のさらなる詳細の詳しい概略図である。

図１のコンバータのアダプティブゼロ電圧スイッチング制御において異なるフリーホイールスイッチ・ターンオンの場合の遅延時間調整の波形図である。

インターリーブブリッジレストーテムポールゼロ電圧スイッチングＰＦＣコントローラ実施形態の概略図である。

図１４のインターリーブＰＦＣコンバータを動作させるための、別のコンバータ制御集積回路の実施形態の単純化された概略図である。

図１は、ブリッジレストーテムポール力率改善（ＰＦＣ）コンバータまたは変換システム２を示し、システム２は、ＡＣ源４から単相ＡＣ入力電力を受け取り、負荷６に電力供給するためＤＣ出力Ｖｏを提供する。システム２はコントローラ８を含み、コントローラ８は、ボディダイオードＤｌおよびドレイン‐ソース静電容量Ｃ１と共にトランジスタＱ１を含む上部第１のスイッチ回路ＳＷ１と、トランジスタＱ２、ボディダイオードＤ２、およびコンデンサＣ２を含む第２のスイッチング回路ＳＷ２とを動作させるために、第１および第２のスイッチング制御信号１０および１２を提供する際に、選択的なフリーホイーリングスイッチ・オン時間調整を用いるアダプティブゼロ電圧スイッチング制御を実装する。トランジスタＱ１およびＱ２は、Ｑ１が、正のＤＣ出力端子またはノード５ａ（ＶＤＣ＋）と第１の内部ノード３（ＶＤＳＨＬ）との間に結合され、および、第２のトランジスタＱ２が、ノード３と第２の（負の）ＤＣ出力ノード５ｂとの間に結合された状態で、トーテムポール回路において接続される。インダクタＬが、第１のＡＣ入力ノード４ａと内部ノード３との間に結合され、リターン回路が、第２のＡＣ入力ノード４ｂに結合されるアノードと第１のＤＣ出力ノード５ａに結合されるカソードとを備える第１のダイオードＤ３、および下部ＤＣ出力ノード５ｂ（ＶＤＣ−）に結合されるアノードと第２のＡＣ入力ノード４ｂに結合されるカソードとを有する第２のダイオードＤ４を含んで提供される。

図２は、ブリッジレストーテムポールＰＦＣコンバータシステム２の別の実施形態を示し、この実施形態では、リターン回路が、それぞれ、図１のダイオードＤ３およびＤ４の代わりにトランジスタＱＡＣ１およびＱＡＣ２を含む。リターン回路トランジスタ構成要素ＱＡＣ１およびＱＡＣ２は、図２の実施形態におけるコントローラ８からの、それぞれ、スイッチング制御信号１４および１６に従って動作される。少なくとも１つの例において、トーテムポールスイッチＱ１およびＱ２は、高周波数スイッチング制御信号１０および１２に従って動作され、図２の実施形態におけるリターン回路トランジスタＱＡＣ１およびＱＡＣ２は、ＡＣ入力電力の半サイクル毎に交番するスイッチング制御信号１４および１６により動作される。様々な実施形態において任意の適切な形態のトーテムポールスイッチＱ１およびＱ２が用いられ得る。少なくとも１つの例において、窒化ガリウム（ＧａＮ）ＮチャネルＭＯＳＦＥＴトランジスタが用いられるが、トーテムポールスイッチＱ１およびＱ２にシリコンベースのＭＯＳＦＥＴトランジスタを用いるその他の実施形態が可能である。また、提供される場合には、リターン回路スイッチＱＡＣ１およびＱＡＣ２は、図２に示すようなシリコンベースのＮチャネルＭＯＳＦＥＴなど、任意の適切な形態の半導体スイッチであり得る。また、コントローラ８は、アクティブハイゲート制御信号１０（Ｖｇ１）をＱ１のゲートに、および、ゲート制御信号１２（Ｖｇ２）をＱ２のゲートに提供し、ならびに、図２におけるリターン回路のスイッチＱＡＣ１およびＱＡＣ２を動作させるために、交互のゲート制御信号１４および１６（Ｖｇ＿ａｃ１およびＶｇ＿ａｃ２）を提供する。

図１および図２に示すように、コントローラ８は、トーテムポールスイッチＱ１およびＱ２を接合する中間ノード３の電圧ＶＤＳＨＬと、ノード５ａおよび５ｂの電圧を表す正および負の電圧信号ＶＤＣ＋およびＶＤＣ−と、ノードまたは端子４ａおよび４ｂ間のＡＣ源４により提供されるＡＣ電圧を示す１つまたは複数のフィードバック信号とを含め、様々な測定またはフィードバック信号を受け取る。このように、コントローラ８は、Ｑ１およびＱ２のスイッチング動作により出力ノード５ａおよび５ｂの出力静電容量ＣＯ両端のＤＣ出力電圧Ｖｏをレギュレートし得、また、さらに下記で説明するように、ゼロ電圧スイッチングを促進するようにインテリジェントスイッチング制御のためにＱ１およびＱ２両端のドレイン‐ソース電圧を確認し得る。また、コントローラ８は、含まれ得る任意のリターン回路トランジスタＱＡＣ１およびＱＡＣ２（下記の図２および図１４など）の選択的なスイッチングのために、ならびに、入力電圧極性に従って各ＡＣ入力半サイクルにおいてトーテムポールスイッチＱ１およびＱ２の所与の一方をアクティブまたはメインスイッチとして指定し、他方をフリーホイーリングまたは同期スイッチとして指定するために、入力極性を決定するためにＡＣ入力電圧フィードバックを用いる。

さらに図３〜図６を参照すると、コントローラ８は、正のＡＣ入力サイクル（入力ノード４ａおよび４ｂ両端の電圧が正である場合など）の間、下部トーテムポールスイッチＱ２をアクティブスイッチとしておよび上部トーテムポールスイッチＱ１をフリーホイーリングスイッチとして指定し、ならびに、負のＡＣ入力極性の間、上部スイッチＱ１をアクティブスイッチとしておよび下部スイッチＱ２をフリーホイーリングスイッチとして指定する。図３〜図６は、リターン回路がダイオードＤ３およびＤ４を含む図１に示したケースでの、正および負のＡＣ入力サイクルの間の、異なるトーテムポールスイッチング条件および対応する電流フロー経路を示す。同様のスイッチング条件およびフロー経路が、リターン回路においてトランジスタを用いる実施形態（図２および図１４など）に認められるであろう。

図３は、ＡＣ入力源４の正極半サイクルの間、トーテムポールスイッチＱ１がオフおよびＱ２がオンである状態の、（図において実線により示される）例示的な電流経路１８を示し、Ｑ２はアクティブスイッチとして指定され、Ｑ１はフリーホイーリングスイッチとして指定されている。この場合、インダクタ電流ＩＬが、インダクタＬを介して第１のＡＣ入力ノード４ａから第１の内部ノード３へ（例えば、図において左から右へ）、その後、作動されたアクティブトランジスタＱ２を介して第２のＤＣ出力ノード５ｂへ流れる。電流は、図示した経路１８に沿って下部リターン回路ダイオードＤ４を介し、その後、第２のＡＣ入力ノードまたは端子４ｂへ流れ続ける。図３のオンまたは導通状態におけるアクティブスイッチＱ２を用いる動作は、インダクタＬを介する電流ＩＬを増加させる。この後、やはり正のＡＣ入力電圧の間の、図４に示すスイッチング状態が後に続く。図４において、フリーホイーリングトーテムポールスイッチＱ１がオンにされ、下部アクティブスイッチＱ２がオフにされ、この場合の電流は、インダクタＬから内部ノード３へ、その後、フリーホイーリングスイッチＱ１を介して上部または第１のＤＣ出力ノード５ａへ流れる。この電流フローは、出力コンデンサＣＯを充電し、および、図４に示すように、下部または第２のＤＣ出力ノード５ｂからリターン回路ダイオードＤ４を介して負のＡＣ入力端子４ｂへ戻る。

図５および図６は、Ｑ１がアクティブスイッチとして指定され、Ｑ２がフリーホイーリングスイッチとして指定された状態の、負のＡＣ入力半サイクルの間のＰＦＣ回路動作を示す。電流は、Ｑ１がオンおよびＱ２がオフである状態の図５において、経路１８に沿って第２のＡＣ入力ノード４ｂから上部リターン回路ダイオードＤ３を介して流れ、アクティブスイッチＱ１に戻り、第１のＡＣ入力ノード４ａへ戻るように第１の内部ノード３から左へインダクタＬを介する逆電流ＩＬを増加させる。図６において、上部アクティブスイッチＱ１がオフにされ、フリーホイーリングスイッチＱ２がオンにされて、電流が、ＡＣ入力源４から第２のＡＣ入力ノード４ｂを出て、ダイオードＤ３および出力コンデンサＣＯを介して流れ、フリーホイーリングトランジスタＱ２およびインダクタＬを介して第１のＡＣ入力ノード４ａへ戻る。

図７も参照すると、１つの実施形態におけるコントローラ８は、連続導通モード（ＣＣＭ）と不連続導通モード（ＤＣＭ）との間の境界で遷移モード（ＴＭ）動作を実装するが、これはすべての想定され得る実施形態の厳格な要件ではない。上記の図１〜図６のコンバータ２などの、ブリッジレストーテムポール力率改善コンバータを制御するための方法またはプロセス２０が図７に示してあり、図示されるコントローラ８は、図示されるプロセス２０を様々な実施形態において実装するために、任意の適切な論理回路要素、プログラム可能またはプログラムされたプロセッサ要素、アナログ回路要素、および／またはそれらの組合せを用いて実装され得る。また、コントローラ８は、或る実施形態（下記の図１１、図１２、および図１５など）において、別個の電力コンバータ制御集積回路とし得る。動作において、コントローラ８は、ノード４ａおよび４ｂのＡＣ入力電圧極性に少なくとも部分的に基づいて正および負のＡＣ入力半サイクルを検出し、また、トーテムポールスイッチ回路ＳＷ１またはＳＷ２の一方を、所与のＡＣ入力半サイクルの間アクティブスイッチとして指定し、他方のスイッチ回路を、その半サイクルの間フリーホイーリングスイッチとして指定する。少なくとも１つの例において、コントローラ８は、負のＡＣ入力半サイクルの間、ＳＷ１（Ｑ１など）をアクティブスイッチとして指定し、ＳＷ２（Ｑ２など）をフリーホイーリングスイッチとして指定し、正のＡＣ入力半サイクルの間、ＳＷ２をアクティブスイッチとして指定し、ＳＷ１をフリーホイーリングスイッチとして指定する。

コントローラ８は一連のスイッチングサイクルにおいて動作し、その間、指定されたアクティブスイッチがオンにされ、その後オフにされ、続いて、フリーホイーリングスイッチがオンにされ、その後オフにされる。或る実施形態において、コントローラ８は、第１および第２のスイッチング制御信号１０および１２を提供してこれらのパルスを実装し、また、スイッチＱ１とＱ２の両方が同時にオンにされないようにデッドタイム制御を提供し得、この場合、ＤＣ出力バスを短絡させることを防ぐために、或る既定のまたは調整可能なデッドタイムが、一方のスイッチをオフにすることと他方のスイッチをオンにすることの間の非ゼロ遅延を規定する。また、少なくとも１つの例において、コントローラ８は、閉ループ出力電圧フィードバック制御に従って決定される時間Ｔａの間、指定されたアクティブスイッチのコンスタントオンタイム（ＣＯＴ）スイッチングを用い、指定されたフリーホイーリングスイッチは、ボルト×秒関係の決定に従って、各スイッチングサイクルにおいてフリーホイーリングスイッチ・オン時間Ｔｂの間にオンにされる。デューティサイクル制御など、指定されたアクティブスイッチと指定されたフリーホイーリングスイッチを交互にスイッチングする際にその他のパルス幅変調スイッチング技法がコントローラ８により用いられる、その他の実施形態が可能である。

図７における方法２０は１つの例示的なスイッチングサイクルを示し、図示されるプロセスフローは、後続のスイッチングサイクルにおいて繰り返される。フリーホイーリングスイッチをオンにすることで始まり、コントローラ８は、２２で、算出されたフリーホイーリングスイッチ・オン時間（Ｔｂ）が終了するのを待機し、フリーホイーリングスイッチをオフにする。コントローラ８はその後、２４で、指定されたフリーホイーリングスイッチのオフに続いて、所定の（または算出される）第２のデッドタイムＴｄ２を待機し、その後、本明細書において現在のサイクル「ｎ」として説明される所与のスイッチングサイクルの間、指定されたアクティブスイッチ両端の電圧Ｖｄｓをサンプリングまたは感知する。また、図１に示すように、コントローラ８は、入力信号ＤＣ＋、ＶＤＳＨＬ、および、ＶＤＣ−を受け取り、Ｑ１（ＶＤＣ＋‐ＶＤＳＨＬ）両端のドレイン‐ソース電圧と、Ｑ２（ＶＤＳＨＬ‐ＶＤＣ−）のドレイン‐ソース電圧とをサンプリングする。コントローラ８はまた、２６で、入力電圧Ｖａｃをサンプリングし、２８で、ＡＣ入力極性に従ってアクティブスイッチおよびフリーホイーリングスイッチを指定する。

図７における３０で、コントローラ８は、出力電圧制御ループに少なくとも部分的に従ってアクティブスイッチ・オン時間Ｔａを決定する。電流制御ループおよび開ループ動作など、任意の適切な制御技法がアクティブスイッチ・オン時間Ｔａを決定または算出するためにコントローラ８によって用いられる、その他の実施形態が可能である。３０で決定されたアクティブスイッチ・オン時間は、その後、現在のスイッチングサイクルｎにおいて、指定されたアクティブスイッチを動作させるために現在のスイッチングサイクル（以下で説明される４６など）において用いられる。

図７における３２で、コントローラ８は、所与のスイッチングサイクルｎのためのアクティブスイッチ・オン時間Ｔａを用いて、ボルト×秒平衡関係に少なくとも部分的に基づいて、現在のスイッチングサイクルｎのための公称フリーホイーリングスイッチ・オン時間Ｔｂ＿ｎを算出する。１つの実施形態において、コントローラ８は、３２で、所与のスイッチングサイクルにおける第１および第２のＡＣ入力ノード４ａ、４ｂの電圧の絶対値（｜Ｖａｃ｜）とアクティブスイッチ・オン時間Ｔａの積を、絶対出力電圧値｜Ｖａｃ｜とコンバータ出力電圧Ｖｏとの差で除算したものとして、Ｔｂ＿ｎ＝（｜Ｖａｃ｜×Ｔａ）／（Ｖｏ−｜Ｖａｃ｜）に従って、所与のスイッチングサイクルｎのための公称フリーホイーリングスイッチ・オン時間Ｔｂ＿ｎを算出する。

図７における３４〜４２で、コントローラ８は、サンプリングされたアクティブスイッチ電圧に少なくとも部分的に基づいて、所与のスイッチングサイクルｎのための公称フリーホイーリングスイッチ・オン時間Ｔｂ＿ｎを選択的にオフセットまたは調整する。少なくとも１つの例において、コントローラ８は、次のスイッチングサイクル「ｎ＋１」のための算出されるフリーホイーリングスイッチ・オン時間Ｔｂ＿ｎ＋１を提供するために、選択的なオフセットまたは調整を実装するように２４でサンプリングされた、指定されたアクティブスイッチ両端のドレイン‐ソース電圧Ｖｄｓを用いる。図７における３４で、コントローラ８は、サンプリングされたアクティブスイッチ電圧Ｖｄｓが正の閾値ＴＨを超えるかどうかについての判定を行う。超える場合（３４でＹＥＳ）、コントローラ８は、次のスイッチングサイクルｎ＋１のための算出されるフリーホイーリングスイッチ・オン時間Ｔｂ＿ｎ＋１を提供するために、３２で決定された公称フリーホイーリングスイッチ・オン時間Ｔｂ＿ｎに第１の所定のオフセット時間Δｔ１を加算することにより、現在のスイッチングサイクルｎのための公称フリーホイーリングスイッチ・オン時間Ｔｂ＿ｎをオフセットする。

コントローラ８はその後、４６で、決定された時間Ｔａの間、指定されたアクティブスイッチをオンにし、および、図７における４８および２２で、次のスイッチングサイクルｎ＋１のための算出されたフリーホイーリングスイッチ・オン時間Ｔｂ＿ｎ＋１の間、指定されたフリーホイーリングスイッチを作動させるように、フリーホイーリングスイッチング制御信号を提供する。プロセス２０はその後、一連の連続的なスイッチングサイクルにおいてコントローラ８により繰り返される。また、上述のように、コントローラ８は、指定されたアクティブスイッチがオフにされることと、指定されたフリーホイーリングスイッチがオンにされることとの間の第１のデッドタイムＴｄ１、および、フリーホイーリングスイッチがオフにされることと、アクティブスイッチがオンにされることとの間の第２のデッドタイムＴｄ２など、アクティブスイッチ・オン時間とフリーホイーリングスイッチ・オン時間との間にデッドタイムを選択的に挿入し得る。

アクティブスイッチのドレイン‐ソース電圧が正の閾値ＴＨを超えない場合（図７における３４でＮＯ）、コントローラは、３８で、アクティブスイッチ電圧Ｖｄｓが負である（すなわち、Ｖｄｓ＜０）かどうかを判定する。負でない場合（３８でＮＯ）、指定されたアクティブスイッチの電圧が０と閾値ＴＨとの間にあるので、理想的なゼロ電圧スイッチング条件が達成されたか、または条件にほぼ近いものとなっている。従って、コントローラ８は、４０で、フリーホイーリングスイッチ・オン時間Ｔｂ＿ｎ＋１を、３２で算出された公称値に設定し、この値がその後、次のスイッチングサイクル「ｎ＋１」においてフリーホイーリングスイッチを動作させるために、４８および２２で用いられる。そうではなく、アクティブスイッチＶｄｓが負である場合（３８でＹＥＳ）、コントローラは、４２で、公称フリーホイーリングスイッチ・オン時間Ｔｂ＿ｎから第２の所定のオフセット時間Δｔ２を減算することにより、フリーホイーリングスイッチ・オン時間を反対方向に選択的にオフセットして、次のスイッチングサイクルｎ＋１のための算出されたフリーホイーリングスイッチ・オン時間Ｔｂ＿ｎ＋１を提供する。

或る実装において、第１および第２のオフセット時間Δｔ１およびΔｔ２は同一とし得るが、他の実施形態においてこれらは異なっていてもよい。また、例えば、図７に示した制御動作の結果、連続的なスイッチングサイクルの或る閾値数が同一方向のオフセットを常に必要とするという条件が達成される場合など、幾つかの実施形態におけるコントローラ８は、オフセット時間Δｔ１およびΔｔ２の一方または両方を選択的に変更し得、そのような場合、コントローラ８は対応するオフセット時間Δｔ１またはΔｔ２を選択的に増加させ得る。また、その他の可能な実施形態において、集積回路コントローラ８へのユーザ入力に基づいて、および／または、同一方向のオフセットを常に必要とする連続的なスイッチングサイクルの或る閾値数などの、１つまたは複数の制御条件に基づいて、閾値ＴＨが変更または適合され得、そのような場合、閾値ＴＨは選択的に減少され得る。

算出された公称フリーホイーリングスイッチ・オン時間の選択的なオフセットは、例えば図７における３４〜４２で示すように、アクティブスイッチ電圧を制御するための閉ループメカニズムを有利に提供し、これにより、アクティブスイッチのスイッチング損失と伝導損失の両方が緩和または最小化される。少なくとも１つの例において、３６での（サンプリングされたアクティブスイッチ電圧Ｖｄｓが正である場合など）フリーホイーリングスイッチ・オン時間の選択的な延長は、指定されたアクティブスイッチの対応するドレイン‐ソース静電容量が、そのスイッチがオンされる時点で負の電流フローにより完全に放電されないという状況に対処する。従って、プロセス２０のこの態様は、アクティブスイッチのスイッチング損失を緩和または回避する。逆に、対応するインダクタ電流ＩＬが逆流し過ぎた後にアクティブスイッチがオンにされる場合、そのスイッチは、アクティブスイッチボディダイオードのリバースバイアスによる伝導損失を受け得る。例えば、４２での算出された公称フリーホイーリングスイッチ・オン時間からの選択的な減算は、電流逆流が著しくなる前にアクティブスイッチをより迅速に作動させるようにスイッチング動作を駆動し、これにより、そのような伝導損失が緩和される。従って、動作において、選択的なフリーホイーリングスイッチ・オン時間概念は、アクティブスイッチにとって理想的なゼロ電圧、ゼロ電流スイッチング条件に向かって動作を駆動することによってスイッチングをレギュレートする。また、アクティブスイッチおよびフリーホイーリングスイッチの指定は、図７の制御技法が、ゼロ電圧スイッチングを効果的に制御し、トーテムポール回路要素のスイッチＱ１とＱ２の両方の伝導およびスイッチング損失を緩和するように、ＡＣ入力の電圧極性に応じて変化する。このように、ブリッジレストーテムポールＰＦＣコンバータ２の効率的な動作が、システムコストまたは複雑さを追加することなく促進される。

従って、これらの技法は、ゼロ電圧またはゼロに近い電圧スイッチングを実現するために、信頼性の高い制御方式を提供する。また、幾つかの実施形態は、システム動作をゼロ電圧スイッチングに向かってレギュレートするように、感知されたＶｄｓに基づいてアダプティブに変更されるフリーホイーリングスイッチ公称オン時間値を設定するために、ボルト×秒平衡を有利に用いる。その結果、ＰＦＣシステム２の高力率動作が、本開示のインテリジェントアダプティブスイッチング制御態様の適用により促進され得る。また、開示される技法は、アクティブスイッチのゼロまたはゼロに近い電流スイッチングを実現するために複雑な高速電流感知回路を必要としない。さらに、図１４に関連して後述するように、本制御概念は、単相およびインターリーブ（多相など）ＰＦＣアーキテクチャの両方に対して適用可能であり、この場合、フリーホイーリングスイッチ負電流が、ターンオン時点またはその付近でＰＦＣアクティブスイッチＶｄｓを感知することによって制御および軽減され、および、フリーホイーリングスイッチ・ターンオン時間Ｔｂ＿ｎ＋１が次のスイッチングサイクルにおいて調整される。また、図１４および図１５に関連して後述する実装は、多相トーテムポールＰＦＣシステムのためのフリーホイーリングスイッチ・オン時間調整を実装するために、単相のみのためのアクティブスイッチ電圧の感知で動作する。また、本アプローチはシステム変更に適応するレギュレートされた構成に関与するので、開示される技法および制御装置は、電力回路パラメータ変動とは無関係に動作する。また、遷移モード動作に関連して上記で図示および説明したが、本開示の概念は、連続導通モード（ＣＣＭ）および／または不連続導通モード（ＤＣＭ）、または、パルス幅変調されたスイッチング動作のその他の形態に関連して適用され得る。また、本開示の概念は、コンスタントオンタイム（ＣＯＴ）スイッチングと共に用いることに限定されず、単相または多相ブリッジレストーテムポールＰＦＣコンバータ２のパルス幅変調された制御のその他の形態に関連して適用され得る。

図８〜図１０も参照すると、図８は、正のＡＣ入力半サイクルの間の一定のアクティブスイッチ・オン時間制御でのＰＦＣコンバータ２の遷移モード動作の波形図５０を示す。少なくとも１つの例において、絶対ＡＣ入力電圧波形５２（｜Ｖａｃ｜＊Ｋ）は、対応するＡＣ入力電流５４と同様に、図示する正の半サイクルを通して概ね正弦波であり、インダクタ電流ＩＬが曲線５６として示されている。図８はさらに、アクティブスイッチ（正のＡＣ入力半サイクルの間アクティブである、図１におけるＱ２など）の選択的な作動と、ゲート‐ソース電圧波形５８による、フリーホイーリングスイッチ（この実施例におけるＱ１）の選択的な作動とを示し、ゲート‐ソーススイッチング信号曲線５７が、Ｔａの一定のオン時間の間のアクティブスイッチＱ２のゲート‐ソース電圧Ｖｇを表す。また、図８に示すように、フリーホイーリングスイッチ・オン時間Ｔｂは、式Ｔｂ＿ｎ＝（｜Ｖａｃ｜×Ｔａ）／（Ｖｏ−｜Ｖａｃ｜）において、ボルト×秒関係に基づいてＡＣ入力電圧５２の絶対値に概ね比例して、ＡＣ入力正の半サイクルの間にわたって変化し、アクティブスイッチ・オン時間Ｔａはこの実施例において概ね一定である。

図９は、アクティブスイッチドレイン‐ソース電圧曲線５９を含む、３つの例示的なスイッチングサイクル「ｎ」、「ｎ＋１」、および「ｎ＋２」のより詳細な波形図６０を提供する。図９に示すように、図１のＰＦＣコンバータ２におけるアダプティブゼロ電圧スイッチング制御は、図示される第１のサイクル「ｎ」において不十分な負のフリーホイーリング電流による動作を調整し、これが、第２の図示されるサイクル「ｎ＋１」において調整をもたらし、第３のサイクル「ｎ＋２」におけるレギュレートされたゼロまたはゼロに近い電圧スイッチング状況となる。また、図９に示すように、アクティブスイッチパルス５７の終了後、フリーホイーリングパルス５８が第１のデッドタイム遅延時間Ｔｄ１を開始させ、フリーホイーリングスイッチがコンバータコントローラ８の制御下でオフにされた後、アクティブスイッチパルス５７は、（上記の図７における４６などで）新たなスイッチングサイクルを開始させるために第２のデッドタイム遅延Ｔｄ２を開始させる。少なくとも１つの例において、インダクタ電流ＩＬ５６は、第１のサイクルにおいてゼロを下回って（すなわち、負で）遷移し、フリーホイーリングスイッチ・オン時間Ｔｂ＿ｎにおいて何の調整もなく、後続のアクティブスイッチパルス５７が開始され、一方で、アクティブスイッチは、図示される非ゼロの正の閾値レベルＴＨを上回る５９ａで正のドレイン‐ソース電圧を有する。

この場合、負の電流は、所望のゼロ電圧スイッチング動作のためにアクティブスイッチの主ドレイン‐ソース静電容量を完全に放電するには不十分である。従って、コントローラ８は、フリーホイーリングスイッチがオフにされたことに続いて、アクティブスイッチ電圧を（図７における２４などで）サンプリングし、（図９における５９ａの）アクティブスイッチドレイン‐ソース電圧が閾値ＴＨを超える（図７における３４でＹＥＳ）と判定する。従って、コントローラ８は、次のサイクル「ｎ＋１」のためのフリーホイーリングスイッチ・オン時間を提供するように、オフセット値Δｔ１を公称フリーホイーリングスイッチ・オン時間に加算する（図７における３６での、Ｔｂ＿ｎ＋１＝Ｔｂ＿ｎ＋Δｔ１）。図９に示すように、この結果、次のサイクルにおけるフリーホイーリングスイッチ・オン時間が延長され、５９ｂでの次のサンプルにおけるサンプリングされたアクティブスイッチドレイン‐ソース電圧の減少となる。少なくとも１つの例において、５９ｂでのスイッチ電圧は、図９に示すように依然として閾値ＴＨをわずかに超え、従って、コントローラ８は、次のサイクル「ｎ＋２」のためのフリーホイーリングスイッチ・オン時間を提供するように、後続の算出される公称フリーホイーリングスイッチ・オン時間にオフセット値Δｔ１を加算し、このことが、図９における５９ｃでのアクティブスイッチ電圧を、所望の動作条件であるほぼ０となるようさらに減少させる。従って、閾値を超える測定されたアクティブスイッチ電圧のための選択的な付加的オフセットまたは調整の動作は、図９に示すような所望のゼロ電圧スイッチング条件に向かう制御を有利に駆動する。

図１０は、過剰な負のフリーホイール電流からゼロ電圧スイッチング動作に向かって調整するための、ＰＦＣコンバータ２におけるアダプティブゼロ電圧スイッチング制御を示す。負の電圧がドレイン‐ソース接続両端に存在する間にアクティブスイッチがオンにされる場合、過剰な負電流が伝導損失を増加させる。これに対抗するため、図７のプロセス２０は、アクティブスイッチドレイン‐ソース電圧をサンプリングし、図１０の第１の図示されるサイクル「ｎ」において、これを負であると判定する。さらに、図１０における５９ｄで、この状況により、指定されたアクティブスイッチのドレイン‐ソース静電容量両端にリバース電荷を提供するために十分な、スイッチングに先行する負の電流に起因して電圧が負である間に、アクティブスイッチがオンにされる。コントローラ８は、この条件（図７における３４でＮＯおよび３８でＹＥＳ）を検出し、従って、図７における４２の、Ｔｂ＿ｎ＋１＝Ｔｂ＿ｎ−Δｔ２として、後続のサイクル「ｎ＋１」のための算出されたフリーホイーリングスイッチ・オン時間を提供するために、３２で決定された公称フリーホイーリングスイッチ・オン時間をΔｔ２減少させる。

図１０における５９ｅに示すように、これにより、アクティブスイッチのサンプリングされたドレイン‐ソース電圧が、後続のサイクル「ｎ＋１」において一層ゼロに近くなる。このサイクルの間、コントローラ８は再び、アクティブスイッチドレイン‐ソース電圧が負であると判定し、従って、次のサイクル「ｎ＋２」のためにΔｔ２を減算することにより公称フリーホイーリングスイッチ・オン時間を減少させ、これにより、図１０における５９ｆに示すように、アクティブスイッチドレイン‐ソース電圧がほぼゼロになる。また、コントローラ８のこの例示的な実施形態は、スイッチングサイクル「ｎ＋１」および「ｎ＋２」に対して図１０に示される新たなサイクルの正またはゼロスイッチＶｄｓ電圧起動により示すように、アクティブスイッチドレイン‐ソース電圧がゼロよりも大きくまたはゼロと等しくなるまで（図７における４４など）、アクティブスイッチをオンにするのを有利に遅延させる。この動作は、ゼロ電圧スイッチングに加えてゼロ電流スイッチングを促進させる付加的な利点を提供し、これは、電磁干渉（ＥＭＩ）の低減を促進し、また、アクティブＦＥＴの伝導損失を最小化する。従って、図７の制御方法２０およびコントローラ８の動作は、いずれの方向からも最適なゼロ電圧スイッチング条件に向かって動作が移るように、スイッチング動作を有利にレギュレートする。このように、伝導損失とスイッチング損失との両方が、システム構成要素パラメータおよびその他の動作条件とは無関係に、動的に軽減され、これにより、システム２の力率１動作を促進するボルト×秒公称フリーホイーリングスイッチ・オン時間決定（図７における３２）を用いて、高効率動作が促進される。

次に図１１および図１２を参照すると、それぞれ、トーテムポールスイッチＱ１およびＱ２を動作させためにゲート制御電圧Ｖｇ１およびＶｇ２（図１の第１および第２のスイッチング制御信号１０および１２）を提供するための駆動回路要素８０ａおよび８０ｂを含む、図１のブリッジレスＰＦＣコンバータを動作させるための、コントローラ８の集積回路実施形態が示されている。コントローラ８はさらに、Ｑ１両端（図１におけるＶＤＣ＋とＶＤＳＨＬの間など）のドレイン‐ソース電圧を感知およびサンプリングするためのゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）検出回路要素８１ａと、Ｑ２両端（ＶＤＳＨＬとＶＤＣ−の間など）の電圧をサンプリングするためのＺＶＳ検出回路要素８１ｂとを含む。ＡＣ検出回路８２が、ＡＣ正および負のサイクル検出ならびにアクティブ／メインおよびフリーホイーリングスイッチ判定のため、ＡＣ入力電圧（Ｖａｃ＋、Ｖａｃ−）入力を用いて極性検出信号８２ａを選択回路８５に提供する。指定または判定されたアクティブスイッチのＶｄｓが、ＺＶＳ回路要素８１により各スイッチングサイクルにおいて検出され、その結果（０より大きい、０と等しい、または０より小さいＶｄｓ）が、電圧制御ループに従って決定されるアクティブスイッチ・ターンオン時間、および、上述のようにボルト×秒平衡を用いて決定される公称フリーホイーリングスイッチ・オン時間を用いて、次のサイクルのための予測されたフリーホイーリングスイッチ・ターンオン時間Ｔｂを選択的に改変するために用いられる。また、集積回路コントローラ８は、或る実施形態において、最大デッドタイムＴｄ＿ｍａｘと共に、デッドタイムＴｄ１および／またはＴｄ２の外部制御のための入力を提供し得る、デッドタイム制御回路要素８８を含む。コントローラ８はさらに、公称アクティブスイッチ・オン時間遅延Ｄａをボルト×秒回路８４に提供するフィードバックおよび補償回路８３を備える制御回路８９を含み、また付加的に、指定されたアクティブスイッチに対応する駆動回路８０に提供するために、選択回路８５への切換え可能な入力としてオン時間Ｔａを提供する。また、制御回路８９はオフセットまたは調整回路８６を含み、調整回路８６は、ボルト×秒平衡回路８４から公称フリーホイーリングスイッチ・オン時間遅延Ｄｂを受け取り、および、指定されたフリーホイーリングスイッチに対応する駆動回路８０への提供のために、公称または調整された算出されたフリーホイーリングスイッチ・オン時間Ｔｂを選択回路８５への入力として選択的に提供する。

図１２は１つの可能な実施形態のさらなる詳細を示し、この例において、制御回路８９は、フィードバック、補償および平衡回路８３、８４と、アクティブスイッチ・オン時間Ｔａおよびフリーホイーリングスイッチ・オン時間Ｔｂをゲート信号マトリクス選択回路８５に提供するオフセットおよびデッドタイム回路８６、８８を含む。マトリクス回路８５はパルス回路８７に入力を提供し、パルス回路８７は、上述のように指定されたアクティブスイッチのゼロ電圧スイッチングを促進するため、現在のサイクルのためのアクティブスイッチ・オン時間Ｔａの間、指定されたアクティブスイッチを作動させるために駆動回路８０にアクティブスイッチングパルス信号を提供するように、および、次のスイッチングサイクルのための算出されたフリーホイーリングスイッチ・オン時間Ｔｂ＿ｎ＋１の間、対応する指定されたフリーホイーリングスイッチを作動させるために駆動回路８０にフリーホイーリングスイッチングパルス信号を提供するように動作し得る。

図１３も参照すると、波形図９０が、ケース１、ケース２、およびケース３の３つの異なるケースでのトーテムポールＰＦＣコンバータ２におけるコントローラ８のさらなる動作を示す。上部スイッチＱ１が、指定されたアクティブスイッチ（図示される実施例において負極ＡＣ半サイクル条件など）であるケースでは、対応する駆動回路８０ａおよび対応するゼロ電圧スイッチング検出回路８１ａが、アクティブスイッチ電圧Ｖｄｓを含むターンオンケース情報をメイン制御回路８９に提供する。図１３におけるケース１は、Ｖｄｓにおける正の電圧でのアクティブスイッチのターンオンを示し、この場合、駆動回路８１ａが単一の１μｓパルス（図１３に示す符号化されたスイッチング情報）を制御回路８９に送る。パルス立ち上がりエッジがゲートターンオンエッジと同期され、これにより、制御回路８９は、上部スイッチＱ１が追加の遅延挿入なくオンされることを認識し、このエッジは、少なくとも１つの例において新たなスイッチングサイクルを開始するために用いられる。ケース２においてＱ１ターンオンコマンドの立ち上がりエッジで負の電圧が検出されると、Ｖｄｓ＞０が検出されるまで、駆動回路８０ａはゲート出力を低に保つ。ゲート出力パルスが、その後デッドタイム遅延Ｔｄ２によりオフセットされ、ゲートコマンドと比較される。同様に、１つの単一パルスが、２５０ｎｓなど、ゲート出力ターンオンエッジで生成される。ケース３に示すように所望のまたは最適なターンオン条件が達成されると、スイッチングはＶｄｓ＝０でオンにされ、図１３に示すように、上部駆動回路８０ａが１μｓ期間に３つの２５０ｎｓパルスを制御回路８９に提供する。頂部ドライバスイッチングケース情報に基づいて、この実施形態における制御回路８９は、それぞれ、ケース１またはケース２ではフリーホイーリング・ターンオン時間にプリセット時間（１０ｎｓなど）を追加し、またはフリーホイーリング・ターンオン時間からプリセット時間を削減し、ケース３ではフリーホイーリングスイッチ・ターンオン時間調整は必要とされない。

図１４および図１５も参照すると、インターリーブブリッジレストーテムポールゼロ電圧スイッチングＰＦＣコントローラ実施形態の制御において、本開示の概念が用いられ得る。図１４は、Ｑ１およびＱ２を含む上述の回路と、やはりＶＤＣ＋ノード５ａおよびＶＤＣ−ノード５ｂ間に接続されるトーテムポールスイッチＱ３およびＱ４を含む第２のトーテムポール回路とを含む、２つのトーテムポール回路を有する２相システム２ａを示す。また、この実施形態は、図２に関連して上述したようなＭＯＳＦＥＴリターン回路トランジスタＱＡＣ１およびＱＡＣ２を用いるが、上記の図１に示したものなど、その他の実施形態においてダイオードが代わりに用いられてもよい。図１４におけるシステム２ａなどのインターリーブ多相トーテムポールＰＦＣ回路は、特に高電力用途（３００ワットまたはそれ以上など）に有利である。上述の単相実施形態と同様に、多相システム２ａは、ゲート制御信号Ｖｇ１〜Ｖｇ４をトーテムポール回路スイッチＱ１〜Ｑ４に提供するための対応するドライバ出力信号と、ＰＦＣコンバータ２ａの電圧レギュレーションまたはその他の閉ループ制御のためのアクティブスイッチ・オン時間Ｔａを決定するための補償および出力電圧感知入力（ＣｏｍｐおよびＶｏ＿ｓｅｎｓｅ入力および図１５）とを有するコントローラ８（図１５など）を介して動作される。論理回路８９ａが、前のスイッチングサイクルにおける検出されたスイッチング期間に基づいて、ゲート信号Ｑ１、２およびＱ３、４を１８０度オフセットする。多相インターリーブ制御が、同じ制御方式を用いることにより実装され得る。また、図１５の例は、最小および最大周波数制御入力（ｆ＿ｍｉｎおよびｆ＿ｍａｘなど）を受け取る周波数制御回路１００と、駆動回路８０を制御するために上述のような様々な機能を実装する論理回路８９ａとを含む。

また、この例において、単相のみのアクティブスイッチ電圧（Ｑ１およびＱ２のＶｄｓなど）が、上述したような選択的フリーホイーリングスイッチ・オン時間調整またオフセット概念を実装するために必要とされ、コントローラ８は、検出または感知されたアクティブスイッチドレイン‐ソース電圧が閾値ＴＨを超える場合、全ての位相のために所与のスイッチングサイクルにおいて決定される公称フリーホイーリングスイッチ・オン時間の追加のオフセットまたは調整を選択的に行い、または、アクティブスイッチドレイン‐ソース電圧が負である場合、全ての位相のために選択的な減算的調整を行う。例えば、第１および第２のトーテムポール回路のスイッチングサイクルは、互いに位相がずれている（一例において１８０度位相シフトされるなど）場合があり、コントローラ８はそれに従って、これらのトーテムポール回路の各トーテムポール回路のためのアクティブスイッチドレイン‐ソース電圧の測定に基づいて、それぞれのトーテムポール回路のためのフリーホイーリングスイッチ・オン時間を選択的にオフセットする。また、図１４の図示されたＰＦＣコンバータ２ａは、図示するようなスイッチング回路電流信号または値ＣＴ１および／またはＣＴ２を提供する変流器も含み得、これは、サイクル毎の電流制限および／または過電流保護のためにコントローラ８により用いられ得るが、変流器ＣＴは幾つかの実施形態において省かれてもよい。

本願の特許請求の範囲内で、説明した実施形態において改変が可能であり、その他の実施形態が可能である。

Claims (28)

1. パワーコンバータであって、
   第１のゲートと第１のドレインと第１のソースとを有する第１のパワースイッチと、
   第２のゲートと第２のドレインと第２のソースとを有する第２のパワースイッチであって、前記第２のドレインが内部ノードにおいて前記第１のソースに結合される、前記第２のパワースイッチと、
   前記第１のパワースイッチと前記第２のパワースイッチとを交互に活性化するように構成されるコントローラであって、
   前記第１のパワースイッチと前記第２のパワースイッチとによってレギュレートされる交流（ＡＣ）源を表す第１の電圧を受け取るように構成される第１の入力と、
   前記第１のドレインと前記第２のソースとに亙る直流（ＤＣ）出力電圧を表す第２の電圧を受け取るように構成される第２の入力と、
   第１のオン時間と第２のオン時間を決定するように構成されるオン時間制御回路であって、前記第２のオン時間が前記第１のオン時間と前記第１の電圧の絶対値との間の積を前記第２の電圧と前記第１の電圧の絶対値との間の差で除算した比に基づいて公称の第２のオン時間として決定される、前記オン時間制御回路と、
   前記第１の電圧が負のときに、前記第１のゲートを制御するための前記第１のオン時間を選定し、前記第２のゲートを制御するための前記第２のオン時間を選定するように構成され、前記第１の電圧が正のときに、前記第１のゲートを制御するための前記第２のオン時間を選定し、前記第２のゲートを制御するための前記第１のオン時間を選定するように構成される、選択回路と、
   を含む、前記コントローラと、
   を含む、パワーコンバータ。
2. 請求項１に記載のパワーコンバータであって、
   前記第１のパワースイッチが第１の窒化ガリウム（ＧａＮ）トランジスタを含み、前記第２のパワースイッチが第２のＧａＮトランジスタを含む、パワーコンバータ。
3. 請求項１に記載のパワーコンバータであって、
   前記第１のパワースイッチが第１の電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）を含み、前記第２のパワースイッチが第２のＦＥＴを含む、パワーコンバータ。
4. 請求項１に記載のパワーコンバータであって、
   前記選択回路が、前記第１の電圧に基づいて前記第１のパワースイッチ又は前記第２のパワースイッチの一方をアクティブスイッチとして指定するように更に構成され、
   前記オン時間制御回路が、前記アクティブスイッチのドレイン・ソース電圧（Ｖ_ＤＳ）に基づいて所定のオフセット時間を決定し、前記公称の第２のオン時間と前記所定のオフセット時間とに基づいて前記第２のオン時間を決定するように更に構成される、パワーコンバータ。
5. 請求項４に記載のパワーコンバータであって、
   前記アクティブスイッチのＶ_ＤＳが所定の閾値よりも大きいときに前記所定のオフセット時間が正である、パワーコンバータ。
6. 請求項４に記載のパワーコンバータであって、
   前記アクティブスイッチのＶ_ＤＳが所定の閾値よりも小さくゼロよりも大きいときに前記所定のオフセット時間がゼロである、パワーコンバータ。
7. 請求項４に記載のパワーコンバータであって、
   前記アクティブスイッチのＶ_ＤＳが負であるときに前記所定のオフセット時間が負である、パワーコンバータ。
8. コントローラであって、
   交互に活性化される第１のスイッチと第２のスイッチとによりレギュレートされる交流（ＡＣ）源を表す第１の電圧を受け取るように構成される第１の入力と、
   前記第１のスイッチの第１のドレインと前記第２のスイッチのソースとに亙る直流（ＤＣ）出力電圧を表す第２の電圧を受け取るように構成される第２の入力と、
   アクティブ・オン時間と前記第１の電圧の絶対値との間の積と前記第２の電圧と前記第１の電圧の絶対値との間の差との比に基づいて公称フリーホイーリング・オン時間としてフリーホイーリング・オン時間を決定するように構成されるオン時間制御回路と、
   選択回路であって、
   前記第１の電圧が負であるときに前記第１のスイッチの第１のゲートを制御するための前記アクティブ・オン時間と前記第２のスイッチの第２のゲートを制御するための前記フリーホイーリング・オン時間とを選定し、
   前記第１の電圧が正であるときに前記第１のゲートを制御するための前記フリーホイーリング・オン時間と前記第２のゲートを制御するための前記アクティブ・オン時間とを選定する、
   ように構成される、前記選択回路と、
   を含む、コントローラ。
9. 請求項８に記載のコントローラであって、
   前記第１のスイッチが第１の窒化ガリウム（ＧａＮ）トランジスタを含み、前記第２のスイッチが第２のＧａＮトランジスタを含む、コントローラ。
10. 請求項８に記載のコントローラであって、
    前記第１のスイッチが第１の電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）を含み、前記第２のスイッチが第２のＦＥＴを含む、コントローラ。
11. 請求項８に記載のコントローラであって、
    前記選択回路が、前記第１の電圧に基づいて前記第１のスイッチ又は前記第２のスイッチの一方をアクティブスイッチとして指定するように更に構成され、
    前記オン時間制御回路が、前記アクティブスイッチのドレイン・ソース電圧（Ｖ_ＤＳ）に基づいて所定のオフセット時間を決定し、前記公称フリーホイーリング・オン時間と前記所定のオフセット時間とに基づいて前記フリーホイーリング・オン時間を決定するように更に構成される、コントローラ。
12. 請求項１１に記載のコントローラであって、
    前記アクティブスイッチのＶ_ＤＳが所定の閾値よりも大きいときに前記所定のオフセット時間が正である、コントローラ。
13. 請求項１１に記載のコントローラであって、
    前記アクティブスイッチのＶ_ＤＳが所定の閾値よりも小さくゼロよりも大きいときに前記所定のオフセット時間がゼロである、コントローラ。
14. 請求項１１に記載のコントローラであって、
    前記アクティブスイッチのＶ_ＤＳが負であるときに前記所定のオフセット時間が負である、コントローラ。
15. パワーコンバータであって、
    第１のゲートと第１のドレインと第１のソースとを有する第１のパワースイッチと、
    第２のゲートと第２のドレインと第２のソースとを有する第２のパワースイッチであって、前記第２のドレインが内部ノードで前記第１のソースに結合される、前記第２のパワースイッチと、
    前記第１のパワースイッチと前記第２のパワースイッチとを交互に活性するように構成されるコントローラであって、
    前記第１のパワースイッチと前記第２のパワースイッチとによりレギュレートされる交流（ＡＣ）源を表す第１の電圧を受け取り、
    前記第１のドレインと前記第２のソースとに亙る直流（ＤＣ）出力電圧を表す第２の電圧を受け取り、
    前記第１の電圧が正のときに前記第１のパワースイッチをフリーホイーリングスイッチとして指定し、前記第２のパワースイッチをアクティブスイッチとして指定し、
    前記第１の電圧が負のときに前記第２のパワースイッチを前記フリーホイーリングスイッチとして指定し、前記第１のパワースイッチをアクティブスイッチとして指定し、
    前記アクティブスイッチのドレイン・ソース電圧（Ｖ_ＤＳ）を表す第３の電圧を受け取り、
    アクティブ・オン時間と前記第１の電圧の絶対値との間の積を前記第２の電圧と前記第１の電圧の絶対値との間の差で除算した比に基づいて公称フリーホイーリング・オン時間としてフリーホイーリング・オン時間を決定し、
    前記アクティブスイッチを制御するための前記アクティブ・オン時間と前記フリーホイーリングスイッチを制御するための前記フリーホイーリング・オン時間とを選択する、
    ように更に構成される、前記コントローラと、
    を含む、パワーコンバータ。
16. 請求項１５に記載のパワーコンバータであって、
    前記第１のパワースイッチが第１の窒化ガリウム（ＧａＮ）トランジスタを含み、前記第２のパワースイッチが第２のＧａＮトランジスタを含む、パワーコンバータ。
17. 請求項１５に記載のパワーコンバータであって、
    前記第１のパワースイッチが第１の電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）を含み、前記第２のパワースイッチが第２のＦＥＴを含む、パワーコンバータ。
18. 請求項１５に記載のパワーコンバータであって、
    前記コントローラが、前記第３の電圧に基づいて所定のオフセット時間を決定し、前記公称フリーホイーリング・オン時間と前記所定のオフセット時間とに基づいて前記フリーホイーリング・オン時間を決定するように更に構成される、パワーコンバータ。
19. 請求項１８に記載のパワーコンバータであって、
    前記第３の電圧が所定の閾値よりも大きいときに前記所定のオフセット時間が正である、パワーコンバータ。
20. 請求項１８に記載のパワーコンバータであって、
    前記第３の電圧が所定の閾値よりも小さくゼロよりも大きいときに前記所定のオフセット時間がゼロである、パワーコンバータ。
21. 請求項１８に記載のパワーコンバータであって、
    前記第３の電圧が負であるときに前記所定のオフセット時間が負である、パワーコンバータ。
22. コントローラであって、
    交互に活性化される第１のパワースイッチと第２のパワースイッチとでレギュレートされる交流（ＡＣ）源を表す第１の電圧を受け取るように構成される第１の入力であって、前記第１のパワースイッチが第１のゲートと第１のドレインと第１のソースとを含み、前記第２のパワースイッチが第２のゲートと第２のドレインと第２のソースとを含む、前記第１の入力と、
    前記第１のドレインと前記第２のソースとに亙る直流（ＤＣ）出力電圧を表す第２の電圧を受け取るように構成される第２の入力と、
    アクティブ駆動信号を配信するように構成される第１の出力と、
    フリーホイーリング駆動信号を配信するように構成される第２の出力と、
    を含み、
    前記コントローラが、
    前記第１の電圧が正のときに、前記第１のパワースイッチをフリーホイーリングスイッチとして指定し、前記第２のパワースイッチをアクティブスイッチとして指定し、
    前記第１の電圧が負のときに、前記第２のパワースイッチをフリーホイーリングスイッチとして指定し、前記第１のパワースイッチをアクティブスイッチとして指定し、
    前記アクティブスイッチのドレイン・ソース電圧（Ｖ_ＤＳ）を表す第３の電圧をサンプルし、
    アクティブ・オン時間と前記第１の電圧の絶対値のとの間の積を前記第２の電圧と前記第１の電圧の絶対値との間の差で除算した比に基づいて公称フリーホイーリング・オン時間としてフリーホイーリング・オン時間を決定し、
    前記アクティブスイッチを制御するために前記アクティブ・オン時間に基づいて前記アクティブ駆動信号を生成し、
    前記フリーホイーリングスイッチを制御するために前記フリーホイーリング・オン時間に基づいて前記フリーホイーリング駆動信号を生成する、
    ように構成される、コントローラ。
23. 請求項２２に記載のコントローラであって、
    前記第１のパワースイッチが第１の窒化ガリウム（ＧａＮ）トランジスタを含み、前記第２のパワースイッチが第２のＧａＮトランジスタを含む、コントローラ。
24. 請求項２２に記載のコントローラであって、
    前記第１のパワースイッチが第１の電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）を含み、前記第２のパワースイッチが第２のＦＥＴを含む、コントローラ。
25. 請求項２２に記載のコントローラであって、
    前記コントローラが、前記第３の電圧に基づいて所定のオフセット時間を決定し、前記公称フリーホイーリング・オン時間と前記所定のオフセット時間とに基づいて前記フリーホイーリング・オン時間を決定するように更に構成される、コントローラ。
26. 請求項２５に記載のコントローラであって、
    前記第３の電圧が所定の閾値よりも大きいときに前記所定のオフセット時間が正である、コントローラ。
27. 請求項２５に記載のコントローラであって、
    前記第３の電圧が所定の閾値よりも小さくゼロよりも大きいときに前記所定のオフセット時間がゼロである、コントローラ。
28. 請求項２５に記載のコントローラであって、
    前記第３の電圧が負のときに前記所定のオフセット時間が負である、コントローラ。

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