JP6181635B2 - エコー検出 - Google Patents

Description

エコー検出は、音響信号の生成及び反射して戻ってくる音響信号の検出を伴う。（「エコー信号」又は「エコー」と称される）反射された音響信号は、電気信号に変換され、その後、電気信号は、情報を抽出するために処理される。エコー検出の一つの共通の用途は、物体及び位置検出である。例えば、先進車両は、車両の外の物体の位置決めに関する情報を取得するためにしばしばエコー検出を用いる。例えば、エコー検出を、車両を後退させるドライバーに車両の後方に物体が存在する情報を提供するために用いることができ、これによって、物体すなわち外の物体に危害を加えるのを回避する。これは、物体が無生物、動物又は人のいずれかであるかに関係なく物体検出作業として重大である。エコー検出を、自動駐車支援を容易にするために用いることもできる。

エコー検出がしばらくの間利用されてきた。セラミック発振子は、音響信号の送信と受信の両方を行うために用いられる典型的な素子である。特に、送信路は、音響信号を生成するために最初に発振子を用いる。その後、受信路は、当該音響信号のあらゆる反射を検出するために発振子を用いる。

従来の実現の一つにおいて、エコー検出は、検知された音圧に対応する電気信号をセラミック発振子によって生成させることによって行われる。その後、電気信号は、低雑音増幅器（ＬＮＡ）を通過した後に高品質のバンドパスフィルタを通過する。フィルタは、エコー信号が通過できるように働き、その間、周囲の音響によって生じた不所望な雑音の大部分の量を除去する。この不所望な雑音は、下流回路の一部を飽和することもある。基本的には、従来のやり方は、増幅されたエコーエンベロープとしきい値とのアナログコンパレータを通じた直接的な比較に基づく。

信号は、アナログ−デジタルコンバータ（ＡＤＣ）に供給するために可変利得増幅器を通過する。したがって、音響信号又はそれから派生したものは、デジタル信号に変換される。その後、デジタル信号は、音響信号が本来送信された信号から受信したエコーを正確に表しているか否かを決定するために処理される。従来、これは、平坦な窓又は更に複雑な周波数成形された窓を用いる離散フーリエ変換（ＤＦＴ）を用いることによって行われる。平坦な窓の場合、ＤＦＴ選択性は、その側帯波のリップルのために正確ではない。更に複雑な窓（例えば、ハン窓）の場合、側帯波のリップルは著しく改善されるが、そのような変換の実現は、非常に複雑であり、かつ、回路が大きくなる。

ここで説明する実施の形態は、有効なエコー回路に関し、更に詳しくは、エコー検出回路と称される当該エコー回路の一部に関する。エコー回路は、エコー回路の外の物体の位置を検出するためにしばしば用いられる。例えば、エコー回路は、発振子を用いて音響信号を送信する送信路を有する。音響信号を超音波の音響信号とすることができるが、そうである必要はない。

エコー検出回路は、このように送信された音響信号からのあらゆる反射したエコーを検出する。音響信号の送信と音響信号の反射された部分からのエコーの検出との間のタイミングに基づいて、音響信号を反射した外の物体の距離又は位置に関する所定の情報を取得することができる。したがって、送信された音響信号からのエコーを表さない他の音響と区別するために、送信された音響信号の有効なエコーを検出することが重要である。エコー検出回路は、送信器と同じ発振子を用いることができるが、そうである必要はない。

要約すると、一実施の形態において、エコーを検出するために、発振子は、検出された音圧を、対応するアナログ電気信号に変換する。その後、アナログ電気信号は、増幅され、送信された音響信号の周波数の前後で選択的なフィルタ処理が施される場合もある。その後、処理された信号は、アナログ−デジタルコンバータを用いて一連のデジタル値（すなわち、デジタル信号）に変換される。アナログ−デジタルコンバータのオーバーサンプリングレートは少なくとも２であるが、一例では８である。その後、デジタル信号は、デジタルクロック信号を用いて混合されてデジタル信号の正弦シーケンス及び余弦シーケンスとなる。その後、各分岐からのデジタル信号を、アナログ−デジタルコンバータのオーバーサンプリングレートに依存しない選択性を提供するためにローパスデジタルフィルタによってフィルタ処理することができる。この選択性は調整可能であり、これによって、全体に亘るエコー検出処理の帯域幅を容易に調整することができる。正弦フィルタ処理されたデジタル信号及び余弦フィルタ処理されたデジタル信号の組合せによって表されるフェイザー(phaser)の振幅を、有効なエコーが検出されたか否かを決定するために用いることができる。

一実施の形態において、音響信号の送信、アナログ−デジタルコンバータのサンプリング及びミキサを操作するクロックを、同一のマスタクロックを用いて得ることができる。したがって、エコー検出処理の周波数を、マスタクロックの周波数を簡単に変更することによって変更することができる。このようなクロックの共有の他の重大な結果は、受信したエコー周波数が温度エージング等に関係なくデジタル的に形成されたバンドパスフィルタの中心にあることである。これは、受信したエコー周波数を用いて高品質のバンドパスフィルタの中心周波数を正確に追跡するのが困難である従来のやり方ではない。そのような不整合の場合、結果的には選択性が劣化する。

他の実施の形態は、以下の記載において説明され、以下の記載から部分的に明らかであり又は発明の実施により習得することができる。本発明の実施の形態を、添付した特許請求の範囲で特に指摘した手段及び組合せによって実現し及び取得することができる。本発明のこれら及び他の実施の形態を、以下の説明及び添付した特許請求の範囲から更に明らかにし又は以下で説明するような発明の実施によって習得することができる。

発明の上記及び他の利点及び特徴を取得できるように説明するために、これまで簡潔に説明した発明の更に詳しい説明を、添付図面に示した発明の特定の実施の形態を参照することによって行う。これらの図面が発明の典型的な実施の形態のみを表現し、したがって、発明の範囲を制限するものと考察すべきでないことを理解すべきであり、添付図面を使用することによって発明を更に特定して詳細に記載し及び説明する。

図１は、発振子を使用するとともに同一のマスタクロックを用いて動作する音響送信回路及びエコー検出回路を有するエコー回路を示す。 図２は、エコーを検出するために周波数ドメインでベクトルを使用するエコー検出回路の一例を線形的に示す。 図３は、正弦デジタル発振子及び余弦デジタル発振子の種々の離散デジタルポイントを示す。 図４は、図３の正弦発振子及び余弦発振子を構成するために用いることができるルックアップテーブルを示す。 図５は、エコー検出処理の選択性を規定するために用いることができる二つの１次の無限インパルス応答（ＩＩＲ）フィルタから構成されたローパスフィルタを示す。 図６は、図５の二つの１次のＩＩＲフィルタの各々に用いることができる１次のＩＩＲフィルタを示す。 図７は、一実施の形態に従ってしきい値検出を実行するために用いられるベクトルしきい値比較グラフを示す。 図８は、しきい値比較によってエコーを検出する方法のフローチャートを示す。

本発明の実施の形態は、有効なエコー回路に関し、更に詳しくは、エコー検出回路と称されるエコー回路の一部に関する。エコー回路は、エコー回路の外の物体の位置を検出するためにしばしば用いられる。例えば、エコー回路は、発振子を用いて音響信号を送信する送信路を有する。音響信号を超音波の音響信号とすることができるが、そうである必要はない。

エコー検出回路は、このような送信された音響信号からのあらゆる反射したエコーを検出する。音響信号の送信と音響信号の反射された部分からのエコーの検出との間のタイミングに基づいて、音響信号を反射した外の物体の距離又は位置に関する所定の情報を取得することができる。したがって、送信された音響信号からのエコーを表さない他の音響と区別するために、送信された音響信号の有効なエコーを検出することが重要である。エコー検出回路は、送信器と同じ発振子を用いることができるが、そうである必要はない。

要約すると、一実施の形態において、エコーを検出するために、発振子は、検出された音圧を、対応するアナログ電気信号に変換する。その後、アナログ電気信号は、増幅され、送信された音響信号の周波数の前後で選択的なフィルタ処理が施される場合もある。その後、処理された信号は、アナログ−デジタルコンバータを用いて一連のデジタル値（すなわち、デジタル信号）に変換される。アナログ−デジタルコンバータのオーバーサンプリングレートは少なくとも２であるが、一例では８である。その後、デジタル信号は、デジタルクロック信号を用いて混合されてデジタル信号の正弦シーケンス及び余弦シーケンスとなる。その後、各分岐からのデジタル信号を、アナログ−デジタルコンバータのオーバーサンプリングレートに依存しない選択性を提供するためにローパスデジタルフィルタによってフィルタ処理することができる。この選択性は調整可能であり、これによって、全体に亘るエコー検出処理の帯域幅を容易に調整することができる。正弦フィルタ処理されたデジタル信号及び余弦フィルタ処理されたデジタル信号の組合せによって表されるフェイザーの振幅を、有効なエコーが検出されたか否かを決定するために用いることができる。

一実施の形態において、音響信号の送信、アナログ−デジタルコンバータのサンプリング及びミキサを操作するクロックを、同一のマスタクロックを用いて得ることができる。したがって、エコー検出処理の周波数を、マスタクロックの周波数を簡単に変更することによって変更することができる。このようなクロックの共有の他の重大な結果は、受信したエコー周波数が温度エージング等に関係なくデジタル的に形成されたバンドパスフィルタの中心にあることである。これは、受信したエコー周波数を用いて高品質のバンドパスフィルタの中心周波数を正確に追跡するのが困難である従来のやり方ではない。そのような不整合の場合、結果的には選択性が劣化する。

エコー回路の動作の一例を要約したが、エコー検出の他の特徴及び利点は、図１及びそれに続く図面を参照して説明するエコー回路の一例の更に詳細な説明から明らかになる。他の特徴及び利点は、この説明を読んだ後に当業者に明らかになる。

図１は、エコー回路１００を単純化した形態で示す。エコー回路は、送信器１０１及びエコー検出回路１０２によって共有される発振子１０４を有するが、ここで説明する更に広い原理は、共有された発振子の形態に限定されない。送信器１０１及び受信器１０２は、実際にはそれ自体の専用の発振子を有することができる。送信器１０１及び受信器１０２は、一実施の形態において、同一のマスタクロック１０３によって駆動される。

送信器１０１は、発振子１０４を用いて音響信号を送信した後に短期間の間に休止状態になり、その間、送信された音響信号には、周囲に伝播する機会が与えられる。発振子１０４の所定の範囲内に物体が存在する場合、この送信のエコーを、発振子１０４を用いて電気信号に変換された音響信号をエコー検出回路１０２によって分析させることにより検出することができる。送信と送信された信号のエコー（以後、「エコー」とも称する。）の検出との間の時間に基づいて、周囲の物体の位置に関する情報を得ることができる。送信回路１０１は、図２及びそれに続く図面に記載した詳細な実施の形態の焦点ではない。更に正確に言えば、図１は、エコー回路の全体に亘る周囲を規定するとともに送信器１０１及びエコー検出回路１０２が同一のマスタクロック１０４を共有できることを示すためにだけ提供される。

図２は、エコー検出回路２００の一例の更に詳細な回路図を示す。エコー検出回路２００は、発振子２０１を有する。エコー検出回路２００が図１のエコー検出回路１０２の一実施の形態である場合、発振子２０１は、図１の発振子１０４の一例である。発振子２０１を、例えば、セラミック発振子とすることができる。発振子２０１は、発振子２０１に作用する動的な音圧（すなわち、可聴範囲内の場合の音又は可聴範囲外の他の音）を対応する電気信号に変換する役割を果たす。発振子２０１は、発振子に関連した周波数選択性を有することができる。換言すれば、発振子２０１は、ある周波数の音圧を他の周波数の音圧より有効に電気信号に変換することができる。しかしながら、発振子２０１は、送信された音響信号の搬送周波数で音圧を変換できるようにする必要がある。

発振子２０１は、送信された音響信号の反射エコーの結果でない音圧を発振子２０１によって検知することができる特別な環境で動作することができる。例えば、発振子が車両位置センサの一部として動作する場合、発振子は、交通騒音、人々の会話、犬の鳴き声、クラクションが鳴る音等を取り出すことができる。さらに、送信された音響信号からのエコーを表す音響も存在しうる。周囲の音響が存在するにもかかわらずエコー検出器２００が検出できるのは、そのようなエコーの存在である。

エコーと周辺の音響との間を区別する能力は、送信された音響信号が特定周波数で送信されたという情報に基づく。その周波数を超音波とすることができる。ここで説明する一実施の形態において、しばしば用いられる周波数の例を５０ｋＨｚとする。とはいうものの、ここで説明する一部の実施の形態の利益の一つは、回路を実質的に変更することなく種々の周波数で同一動作を行うことができることである。したがって、５０ｋＨｚの周波数の使用は、一例としてのみ解釈すべきである。

図２に戻ると、発振子２０１によって生成された電気信号は、アナログ処理回路２１０に供給される。アナログ処理回路２１０は、入力された電気信号を適切に増幅する役割を果たし、周辺の音響の低域選択性フィルタ処理を任意に提供するようにも任意に働く。アナログ処理回路２１０の仕様は、そのようなアナログ処理回路を達成することができる方法の一例としてのみ提供される。しかしながら、アナログ処理回路２１０の仕様は、一例としてのみ見られるべきであり、ここで説明し及び主張する更に広い原理を制限しない。

第１に、入力アナログ電気信号は、コンデンサ２１１Ａ及び２１１Ｂを通じて処理回路の残りの部分に結合される交流電流（ＡＣ）である。さらに、抵抗２１２Ａ及び２１２Ｂは、低雑音増幅器２１３に適切なインピーダンス整合を行うために設けられる。これらの抵抗２１２Ａ及び２１２Ｂは、感度の高い低雑音増幅器入力部を保護することによって高電圧ピークに対する保護を行うために入力静電気放電（ＥＳＤ）保護及びクランプ回路の一部とすることもできる。低雑音増幅器は、超音波センサからの信号を予め増幅し、全体の雑音指数を特定する。低雑音増幅器２１３としての役割を果たすことができる低雑音増幅器の回路図の一例を、O.Vermesan等によるIEEE JOURNAL OF SOLID-STATE CIRCUITS, VOL. 41, No.7, JULY 2006のpp1638-1647の論文"A Mixed-Signal BiMOS Front-End Signal Processor for High-Temperature Applications"の図６の中で見つけることができる。

周波数応答は、低雑音増幅器２１３に対して重大でない。その理由は、この増幅器が重大な選択性を何も取り入れないからである。一実施の形態において、この増幅器２１３の利得帯域幅（ＧＢＷ）は、例えば、約４０〜４５ｄＢに等しい直流電流（ＤＣ）利得及び約８０ｋＨｚの遮断周波数のときに１２ＭＨｚである。換言すれば、増幅器２１３の利得は、最初の極に出くわす約８０ｋＨｚの周波数までほぼ一定である。要約すると、低雑音増幅器は、少量の雑音を取り入れた入力電気信号を増幅する。

その後、増幅器信号がバンドパスフィルタ２１４に供給される。バンドパスフィルタは、送信された音響信号と同一周波数の信号を通過させる役割を果たし、したがって、あらゆるエコーを表す電気信号を通過させることができる。しかしながら、他の周波数は、種々の程度まで減衰される。しかしながら、従来のエコー検出回路とは異なり、バンドパスフィルタ２１４は、主要な選択性素子ではない。したがって、バンドパスフィルタ２１４の品質を低品質とすることができる。本来、エコーでない周辺雑音に起因する電気信号のために下流回路が飽和されないようにバンドパスフィルタ２１４が提供される。一部の実施の形態において、発振子２０１の選択性が下流回路を飽和しないという十分な確信を与えるのに足りる場合、バンドパスフィルタ２１４を完全に除去することができる。一実施の形態において、バンドパスフィルタ２１４は、（分周器によって行われる所定の周波数分割とともに）マスタクロック２４１を用いることによって動作し、マスタクロック２４１は、（同一の周波数分割とともに実行される）送信を行い、アナログ−デジタルコンバータのサンプリングレートを操作し、かつ、混合を行うのに用いられる。低いＱのＢＰＦの精度は重要でないので、低いＱのＢＰＦ２１４の他の例を、連続的な時間ドメインで実現することができ、この場合、クロックディバイダ２４２を省略することができる。

その後、フィルタ処理されたアナログ電気信号が、アナログ−デジタルコンバータのダイナミックレンジに適合するためにアナログ利得が６ビットＧＡＩＮ［５：０］によって設定される可変利得増幅器２１５に供給される。可変利得増幅器２１５としての役割を果たすことができる適切な可変利得増幅器の一例は、O.Vermesan等によるIEEE JOURNAL OF SOLID-STATE CIRCUITS, VOL. 41, No.7, JULY 2006のpp1638-1647の論文"A Mixed-Signal BiMOS Front-End Signal Processor for High-Temperature Applications"の図７に示されている。

可変利得増幅器２１５の主要な機能は、デジタルインタフェースを通じて制御されるような可変利得を提供することである。この可変利得は、全体に亘るフロントエンドゲインを変更するとともにそれを特定の発振器の選択性に適合させる役割を果たす。一実施の形態において、バンドパスフィルタ２１４は、可変利得増幅器２１５に組み込まれる。重要でないとしても、Ｑは、一実施の形態において３に等しい。一実施の形態において、バンドパスフィルタの中心周波数は、以下の式１に従う最大エコー周波数と最小エコー周波数の積の平方根となる。

この場合、f_BPFは、バンドパスフィルタの中心周波数であり、f_echo_maxは、最大エコー周波数であり、f_echo_minは、最小エコー周波数である。

最大エコー周波数及び最小エコー周波数は、エコー周波数が予測される窓を規定する。例えば、エコー周波数が５０ｋＨｚ付近に中心がある場合、エコー周波数は、その中心周波数から数パーセント増減しうる。

その後、フィルタ処理されたアナログ信号は、可変利得増幅器の第２の段２１６に供給される。一実施の形態において、バンドパスフィルタは、２０ｄＢの利得を有し、第２の段の増幅器は、８ｄＢの利得を有し、可変利得増幅器２１５は、ビットＧＡＩＮ［５：０］で表されるような可変利得を有する。

その後、増幅された信号は、アンチエイリアシングフィルタ２１７に供給される。フィルタ２１７は、送信された信号の変調帯域に変換されるエイリアジング周波数を抑制する。例えば、送信された音響信号の搬送周波数が５０ｋＨｚであり、アナログ−デジタルコンバータのサンプル−ホールド周波数は、４００ｋＨｚである場合、３５０ｋＨｚ，４５０ｋＨｚ，７５０ｋＨｚ，８５０ｋＨｚ等の帯域に反射が存在しうる。アンチエイリアシングフィルタ２１７は、ローパスフィルタの機能を果たすことによってこれらの反射した帯域を減衰する。図２のアンチエイリアシングフィルタ２１７として機能するローパスフィルタの一例は、Chunlei Shi等によるISCAS 2000 IEEE International Symposium on Circuits and Sysmtes, May 28-31, Geneva, Switzerlandの論文"A low-power high-linearity CMOS baseband filter for wideband CDMA applications"で与えられる。

本例に関しては、これは、サンプリングのためにアナログ−デジタルコンバータ２２１に信号を供給する前にアナログ信号の前処理を完了する。アナログ処理回路２１０は、説明のためだけに設けられており、本発明の原理を限定するために設けられるものではない。

アナログ−デジタルコンバータ２２１は、特定のオーバーサンプリングレートでアナログ信号をサンプリングする。一実施の形態において、サンプリングは、マスタクロック２４１によって制御され、マスタクロック２４１は、音響信号の送信、バンドパスフィルタ２１４及びミキサ２３１Ａ，２３１Ｂも制御する。また、これによって、回路を再設計するのではなくマスタクロック２４１を置換し又は調整することによってエコー信号の全周波数を変更することができる。アナログ−デジタルコンバータ２２１の「オーバーサンプリングレート」は、送信された音響信号の搬送周波数に対するコンバータ２２１のサンプリング周波数の比として規定される。オーバーサンプリングレートを、周知のナイキスト基準を満たすために少なくとも２とする必要がある。一実施の形態において、オーバーサンプリングレートは８である。例えば、送信される音響信号の搬送周波数が５０ｋＨｚである場合、アナログ−デジタルコンバータのサンプリングレートは、８のオーバーサンプリングレートを支持するために４００ｋＨｚとなる。８のオーバーサンプリングレートの選択は、後に更に説明するある有用な利益を提供する。

説明した実施の形態において、アナログ−デジタルコンバータは、各サンプリング時に検出されたアナログ信号を、８ビットの符号付の１の相補的コードに変換する。符号付の１の相補的コードを、アナログ−デジタル構造を用いて迅速に生成することができる。その理由は、入力信号の極性を簡単に識別することによって符号ビットが生成されるからである。ビットの残りは、大きさを表し、ビットの残りを、極性に関係なく同様に決定することができる。唯一の違いは、正の数に対して生成されるあらゆる符号無しのビットが負の数を取得するために反転されることである。

アナログ−デジタルコンバータがエコー検出器の用途に対して十分高速であるのが望ましい。十分高速であるあらゆるアナログ−デジタルコンバータで十分である。さらに、一つの補数において符号付の値を生成するものとしてアナログ−デジタルコンバータを説明するが、２以上の共通の補数を用いた符号付の値でも十分である。説明したように、アナログ−デジタルコンバータ２２１は、８ビットのＡＤＣ＿Ｄａｔａ［７：０］の形式のデジタル出力を生成し、このビットは、デジタル処理の余弦分岐及びデジタル処理の正弦分岐を編成するために対応するミキサ２３１Ａ，２３１Ｂに供給される。

正弦分岐のミキサ２３１Ｂは、５０ｋＨｚで動作するデジタルクロック信号が供給される（マスタクロック２４１とミキサ２３１Ａ，２３１Ｂとの間に分周器２４３が存在することに注意されたい。）が、入力波形の周期ごとに８の乗算を行うためにその入力の乗算を４００ｋＨｚごとに行う。したがって、ミキサ２３１Ｂは、（周波数分散を有する）５０ｋＨｚのデジタル信号と５０ｋＨｚのデジタル信号とを乗算する。その結果、直流及び低周波数値を有するとともに１００ｋＨｚの更に高い周波数値を有するデジタル信号となる。直流及び低周波数値は、送信された音響信号の搬送周波数の周辺で検出された音圧で伝送された情報を表すベースバンド信号を表す。結果的に混合された信号は、図２においてＩＦ＿Ｓｉｎで表される。

ミキサ２３１Ａは、ミキサ２３１Ｂと同様に構成され、かつ、ミキサ２３１Ｂと同様に動作することができる。唯一の違いは、デジタルクロック信号が９０°移相器を通過することである。結果的に混合された信号は、図２においてＩＦ＿Ｃｏｓで表される。また、混合された信号は、周波数が互いに近接する二つの信号を混合することに起因する直流電流及び低周波数成分を有する。また、信号は、搬送周波数の２倍である１００ｋＨｚの調和振動数を有する。

図３は、４００ｋＨｚで乗算を行うデジタルミキサに５０ｋＨｚのクロック信号を供給するために生成されるデジタル値を表す。正弦分岐ミキサ２３１Ｂに供給されるクロック信号を、図３においてＬＯ＿ｓｉｎ及び３００Ｂとして表す。バブルは、各乗算に対してミキサ２３１Ｂに供給されるクロック信号の値を表す。余弦分岐ミキサ２３１Ａに供給されるクロック信号を、図３においてＬＯ＿ｃｏｓ及び３００Ａとして表す。バブルは、各乗算に対してミキサ２３１Ａに供給されるクロック信号の値を表す。

例えば、１番目の乗算において、ポイント３０１Ａによって表される値ｃｏｓｉｎｅ（０°）すなわち１が余弦ミキサ２３１Ａに供給され、ポイント３０１Ｂによって表される値ｓｉｎｅ（０°）すなわち０が正弦ミキサ２３１Ｂに供給される。

２番目の乗算において、ポイント３０２Ａによって表される値ｃｏｓｉｎｅ（４５°）すなわちｓｑｒｔ（１／２）が余弦ミキサ２３１Ａに供給され、ポイント３０２Ｂによって表される値ｓｉｎｅ（４５°）すなわちｓｑｒｔ（１／２）が正弦ミキサ２３１Ｂに供給される。

３番目の乗算において、ポイント３０３Ａによって表される値ｃｏｓｉｎｅ（９０°）すなわち０が余弦ミキサ２３１Ａに供給され、ポイント３０３Ｂによって表される値ｓｉｎｅ（９０°）すなわち１が正弦ミキサ２３１Ｂに供給される。

４番目の乗算において、ポイント３０４Ａによって表される値ｃｏｓｉｎｅ（１３５°）すなわち−ｓｑｒｔ（１／２）が余弦ミキサ２３１Ａに供給され、ポイント３０４Ｂによって表される値ｓｉｎｅ（１３５°）すなわちｓｑｒｔ（１／２）が正弦ミキサ２３１Ｂに供給される。

５番目の乗算において、ポイント３０５Ａによって表される値ｃｏｓｉｎｅ（１８０°）すなわち−１が余弦ミキサ２３１Ａに供給され、ポイント３０５Ｂによって表される値ｓｉｎｅ（１８０°）すなわち０が正弦ミキサ２３１Ｂに供給される。

６番目の乗算において、ポイント３０６Ａによって表される値ｃｏｓｉｎｅ（２２５°）すなわち−ｓｑｒｔ（１／２）が余弦ミキサ２３１Ａに供給され、ポイント３０６Ｂによって表される値ｓｉｎｅ（２２５°）すなわち−ｓｑｒｔ（１／２）が正弦ミキサ２３１Ｂに供給される。

７番目の乗算において、ポイント３０７Ａによって表される値ｃｏｓｉｎｅ（２７０°）すなわち０が余弦ミキサ２３１Ａに供給され、ポイント３０７Ｂによって表される値ｓｉｎｅ（２７０°）すなわち−１が正弦ミキサ２３１Ｂに供給される。

８番目の乗算において、ポイント３０８Ａによって表される値ｃｏｓｉｎｅ（３１５°）すなわちｓｑｒｔ（１／２）が余弦ミキサ２３１Ａに供給され、ポイント３０８Ｂによって表される値ｓｉｎｅ（３１５°）すなわち−ｓｑｒｔ（１／２）が正弦ミキサ２３１Ｂに供給される。

８個の値３０１Ｂ〜３０８Ｂが正弦ミキサ２３１Ｂに供給されるのと同時に、８個の値３０１Ａ〜３０８Ａが余弦ミキサ２３１Ａに供給され、これらが５０ｋＨｚの周波数で何度も繰り返される。

同一の値がミキサに繰り返し供給されることに注意されたい。特に、値１，ｓｑｒｔ（１／２），０，−ｓｑｒｔ（１／２）及び−１が繰り返し用いられる。したがって、クロックは、各４００ｋＨｚクロック周期を検出する際にどの値がミキサに供給されるかを識別するための論理を用いるルックアップテーブルとして実現することができる。ルックアップテーブル論理が前の状況に応答して適切な符号に変換できる場合には、ルックアップテーブルは、３個の値、すなわち、１，ｓｑｒｔ（１／２）及び０まで減少させることができる。

図４は、そのようなルックアップテーブル４００を表す。０°の角度において、正弦ミキサに対する理想値は０となり、これを、０００００００として８ビットの符号付きの１の補数で表すことができる。４５°の角度において、正弦ミキサに対する理想値は、１／ｓｑｒｔ（２）又は１／ｓｑｒｔ（１／２）となる。その数を理想的に表すことができない。８ビットの符号付きの１の補数において、その数を０１０１１１００として近似することができる。９０°の角度において、正弦ミキサの理想値は１となり、これを、０１１１１１１１として８ビットの符号付きの１の補数で表すことができる。ＲＯＭに格納された正弦サンプル及び余弦サンプルを有するデジタル発振子の一例は、Loke Kun等によるIEEE JOURNAL OF SOLID-STATE CIRCUITS, VOL. 30, NO.3, MARCH 1995, pp193-200の論文"A 200 MHz Quadrature Digital Synthesizer/Mixer in 0.8 pm CMOS"で与えられる。

周波数ドメインで評価すると、混合された余弦信号ＩＦ＿Ｃｏｓ及び混合された正弦信号ＩＦ＿Ｓｉｎは、直流成分を有し、又は、直流低周波成分に近くなる。また、信号ＩＦ＿Ｃｏｓ及びＩＦ＿Ｓｉｎは、（二つの５０ｋＨｚの信号がミキサに供給されたと仮定すると）約１００ｋＨｚの周波数を有する。高周波成分を除去するために、信号ＩＦ＿Ｃｏｓ及びＩＦ＿Ｓｉｎの各々は、対応するローパスフィルタ２３３Ａ，２３３Ｂに供給される。

ローパスフィルタ２３３Ａ，２３３Ｂは、エコー検出回路２００の全体の主要な選択性を規定する役割も果たす。例えば、フィルタ２３３Ａ，２３３Ｂが１０ｋＨｚの遮断周波数を有する場合、それは、エコー信号が出現しうる４０〜６０ｋＨｚの窓を規定する。フィルタ２３３Ａ，２３３Ｂが２ｋＨｚの遮断周波数を有する場合、それは、エコー信号が出現しうる４８〜５２ｋＨｚの窓を規定する。この窓のサイズの選択は、ローパスフィルタ２３３Ａ，２３３Ｂの遮断周波数の関数であり、エコー検出を行う従来の離散フーリエ変換（ＤＦＴ）法におけるようなオーバーサンプリングレートの関数ではない。従来のＤＦＴ法において、エコー検出周波数窓は、アナログ−デジタルコンバータのオーバーサンプリングレートが増大するに従って小さくなる。

一実施の形態において、ローパスフィルタ２３３Ａ，２３３Ｂの遮断周波数は設定で変えることができ、これによって、エコー検出窓を設定で変えることができる。これは、エコー検出の全てのアプリケーションが同一のエコー検出窓の使用を通じて利益を得ないので有益である。例えば、重大なドップラー効果が存在しうるエコー検出は、更に大きなエコー検出窓を必要としうる。その理由は、エコー信号の周波数偏移が音響信号が最初に送信される周波数より高速になるからである。一部の実施の形態は、遮断周波数を時間的に変化させることができ、したがって、障害物距離に基づく可変の選択性を提供する。これによって、短い距離の障害物の向上した検出が可能となり、この場合、受信されるエコーのＳＮＲ（信号対雑音比）は０ｄＢ未満となる。さらに、一部の実施の形態において、送信回路及び／又はエコー検出回路それ自体又は発振子の経年劣化によって生じる周波数偏移がありうる。

図５は、図２のローパスフィルタ２３３Ａ，２３３Ｂを実現するのに用いることができるデジタルローパスフィルタ５００の一例を示す。遮断周波数を設定で変えることができるデジタルローパスフィルタ５００は、１次のローパスフィルタとして表される１次の無限インパルス応答（ＩＩＲ）フィルタ５０１及び１次のＩＩＲフィルタ５０２の直列の組合せとして実現される。ＩＩＲフィルタは従来知られている。それにもかかわらず、特定例を説明する際に完全を期すために、図６は、図５のＩＩＲフィルタ５０１と５０２のいずれかとしての役割を果たすことができる１次のＩＩＲフィルタ６００を示す。ＩＩＲフィルタ６００のようなＩＩＲフィルタが従来周知であるので、ＩＩＲフィルタ６００の詳細な動作を説明しない。ＩＩＲフィルタ６００が（ｘｎとして表される）ｎビット入力値を受信するとともに（ｙｎとして表される）ｎビット出力値を生成すると言えば十分である。本実施の形態において、フィルタ処理が８ビット値に適用されるので、ｎは８である。一実施の形態において、ｋの値は５である。

この形態において、ＩＩＲフィルタの式は、以下の式２となる。

単一のＩＩＲフィルタの周波数応答は、以下の式３によって近似的に与えられる。

サンプリング周波数が４００ｋＨｚに等しく、かつ、ｋが５である本例において、遮断周波数ｆ-3dBは２ｋＨｚである。選択性の窓を、ｋを６に等しくする場合の１／２とすることができる。ｋが１ずつ増加する度に、選択性の窓のサイズは半分に減少する。それに対し、選択性の窓を２倍にするために、ｋを１ずつ減少することができる。したがって、選択性の窓は、ＩＩＲフィルタにおいてｋを適切な値に選択することによって設定で変えることができる。したがって、エコー検出処理の選択性を、ローパスフィルタ２３３Ａ，２３３Ｂによって支配することができる。

余弦ローパスフィルタ２３３Ａ及び正弦ローパスフィルタ２３３Ｂからの出力信号は、複素ベクトルを形成する。このベクトルの大きさは、近似的にエコー信号の振幅となる。複素ベクトルの大きさは、以下の式４によって規定される。

この場合、Ａcosは、ミキサ２３３Ａによって生じた信号の振幅であり、Ａsinは、ミキサ２３３Ｂによって生じた信号の振幅である。

理想的には、大きさを特定のしきい値に対して検出する。値が特定のしきい値より大きい場合、エコーが検出される。すなわち、ベクトルが「エコーしきい値」半径を有する円の範囲外に到達する場合、エコーが検出される。図７は、半径EchoThを有する円７００を示すベクトル図を表す。しかしながら、式４を厳密に評価するために、多量のチップエリアを必要とする。

したがって、一実施の形態において、円７００第１象限は、切断角を有する正方形として更に単純な幾何学的対象物によって近似される。その対象物は、正弦しきい値７０２、余弦しきい値７０３及び斜め線しきい値７０４によって規定される。

そこから、比較がデジタルで十分に行われる。正弦成分及び余弦成分はそれぞれ、フィルタ２３３Ｂ及びフィルタ２３３Ａからのデジタル値によって表される。更に演算量の少ないしきい値検出は、図８のフローチャートの方法８００で表される以下のステップを実行する。

先ず、正弦信号及び余弦信号の絶対値が計算され（動作８０１）、したがって、あり得る全てのベクトルが第１象限に転換される。信号が１の補数によって表されるので、最上位ビット（符号ビット）を簡単に切り捨てることができ、その結果、数の絶対値が直接得られる。数が負である場合、残りのビットが簡単に反転される。

しきい値の比較に利用できるデジタルコンパレータが一つしか存在しない場合、動作８０２の残りを、図８に示すように順次実行することができる。しきい値７０２，７０３，７０４のそれぞれに対する３個のコンパレータが存在する場合、動作８０２の残りを並行して実行することができる。

しきい値検出は、ベクトルの正弦部分（すなわち、フィルタ２３３Ｂから受信したデジタル値の絶対値）が正弦しきい値７０２より上であるか否かを検出する（決定ブロック８０２）。順次に実行され、正弦成分がしきい値を超える（決定ブロック８０２のＹｅｓ）場合、エコーが検出される（動作８０５）。

そうでない場合（決定ブロック８０２のＮｏ）、ベクトルの余弦部分（すなわち、フィルタ２３３Ａから受信したデジタル値の絶対値）が余弦しきい値７０３より上であるか否か決定する（決定ブロック８０３）。順次に実行され、余弦成分がしきい値を超える（決定ブロック８０３のＹｅｓ）場合、エコーが検出される（動作８０５）。

そうでない場合（決定ブロック８０３のＮｏ）、値（「余弦部分」／ｓｑｒｔ（２）＋「正弦部分」／ｓｑｒｔ（２））が斜め線エコーしきい値７０４を超えるか否か決定する（決定ブロック８０４）。そうである場合（決定ブロック８０４のＹｅｓ）、エコーが検出される（動作８０５）。そうでない場合（決定ブロック８０４のＮｏ）、エコーが検出されない（動作８０６）。

動作８０２〜８０４が並列に行われる場合、しきい値検出の一つ以上が真であると評価されたことを表すために、しきい値比較の結果の論理和を求めることができる。この結果、エコーが検出される。

円７０１を用いるのではなくこれら三つのしきい値７０２，７０３，７０４を用いてエコー検出を近似することによって、しきい値比較回路のサイズを大幅に減少することができ、同時に、しきい値検出の速度を増大する。この近似によって生じる誤差は、非常に小さく（約０．７ｄＢ）、全体に亘る感度に重大な影響を及ぼさない。図２を参照すると、ベクトル大きさ素子２３４は、フィルタ２３３Ａ，２３３Ｂからそれぞれ受信した正弦成分及び余弦成分の絶対値を決定することができる。しきい値比較回路２３５は、図８のしきい値比較アルゴリズムを実行する。

最後の事項として、しきい値選択データThreshold_Selection[2:0]に依存する（９ビット数のThreshold_Level[8:0]によって表される）種々のしきい値を提供するルックアップテーブル２３６が存在することに注意されたい。これは、音響信号が送信されてからの時間が経過するに従ってエコー信号が弱くなると予測されることを認識する。この理由は、エコーまでの時間が短くなることはエコーが近接物体から反射して更に大きなエコーを予測することができることを意味するからである。一方、エコーまでの時間が長くなることは、エコーが更に離れた物体から反射して更に弱くなることを予測することができることを意味する。したがって、元の送信からの時間が経過するに従って、エコー検出のしきい値レベルが徐々に低下する。ある時点において、エコーが検出されない場合、音響信号を再送信することができ、エコー検出が再度実行される。

本発明を、その精神又は本質的特徴を逸脱することなく他の特別な形態で実施することができる。上述した実施の形態を、あらゆる点で実例としてのみ考察すべきであり、限定するものとして考察すべきでない。したがって、本発明の範囲は、これまでの説明ではなく添付した特許請求の範囲によって示される。特許請求の範囲の等価物の意味及び範囲内にある全ての変更は、本発明の範囲内に含まれる。

米国特許証によって保証される特許請求の範囲は、次の通りである。

Claims (5)

1. 検知された音圧を前処理されたアナログ電気信号に変換するように構成された音響センサと、
   前記前処理されたアナログ信号を、アナログ−デジタルコンバータに供給するのに適切な後処理されたアナログ電気信号に変換するように構成されたアナログ処理回路であって、前記アナログ処理回路は、エコーが検出される送信された音響信号の搬送波とほぼ同一周波数の電気信号を通過させる役割を果たすバンドパスフィルタを含むアナログ処理回路であって、
   第１の入力部、第２の入力部、第１の出力部及び第２の出力部を有する低雑音増幅器と、
   前記低雑音増幅器の第１の入力部に結合した第１のコンデンサ及び前記低雑音増幅器の第２の入力部に結合した第２のコンデンサと、
   第１の入力部、第２の入力部、第１の出力部及び第２の出力部を有するバンドパスフィルタであって、前記バンドパスフィルタの第１の入力部は、前記低雑音増幅器の第１の出力部に結合し、前記バンドパスフィルタの第２の入力部は、前記低雑音増幅器の第２の出力部に結合したバンドパスフィルタと、
   第１の入力部、第２の入力部、第１の出力部及び第２の出力部を有する可変利得増幅器であって、前記可変利得増幅器の第１の入力部は、前記バンドパスフィルタの第１の出力部に結合し、前記可変利得増幅器の第２の入力部は、前記バンドパスフィルタの第２の出力部に結合した可変利得増幅器と、
   第１の入力部、第２の入力部、第１の出力部及び第２の出力部を有する可変利得増幅器の第２の段であって、前記可変利得増幅器の第２の段の第１の入力部は、前記可変利得増幅器の第１の出力部に結合し、前記可変利得増幅器の第２の段の第２の入力部は、前記可変利得増幅器の第２の出力部に結合した可変利得増幅器と、
   第１の入力部、第２の入力部、第１の出力部及び第２の出力部を有するアンチエイリアシングフィルタであって、前記アンチエイリアシングフィルタの第１の入力部は、前記可変利得増幅器の第２の段の第１の出力部に結合し、前記アンチエイリアシングフィルタの第２の入力部は、前記可変利得増幅器の第２の段の第２の出力部に結合したアンチエイリアシングフィルタと、
   を備えるアナログ処理回路と、
   送信された音響信号の搬送波の周波数に比例するオーバーサンプリング比で前記後処理されたアナログ電気信号をデジタル信号に変換するように構成され、前記アンチエイリアシングフィルタの第１の出力部に結合した第１の入力部と、前記アンチエイリアシングフィルタの第２の出力部に結合した第２の入力部と、を有するアナログ−デジタルコンバータと、
   前記アナログ−デジタルコンバータによって供給された前記デジタル信号と、エコーが検出される送信された音響信号の搬送波とほぼ同一周波数の正弦波とをデジタル的に混合するように構成された正弦ミキサと、
   前記アナログ−デジタルコンバータによって供給された前記デジタル信号と、エコーが検出される送信された音響信号の搬送波とほぼ同一周波数の余弦波とをデジタル的に混合するように構成された余弦ミキサと、
   前記正弦ミキサから受信した信号の少なくとも派生物及び前記余弦ミキサから受信した信号の少なくとも派生物によって表されるベクトルの大きさを検出するベクトル大きさ検出機構と、
   前記ベクトル大きさ検出機構に結合され、エコー信号の検出を決定するように構成されているしきい値比較回路と、
   音響送信器の送信周波数の搬送波の周波数、前記アナログ−デジタルコンバータによって供給されたデジタル信号にデジタル的に混合される正弦波の周波数、前記アナログ−デジタルコンバータによって供給されたデジタル信号にデジタル的に混合される余弦波の周波数、及び、前記アナログ−デジタルコンバータの変換のオーバーサンプリング比を制御するクロックと、
   を備えるエコー検出回路。
2. 前記正弦ミキサと前記ベクトル大きさ検出機構との間に配置された正弦ローパスフィルタであって、前記正弦ローパスフィルタは、一つ又はそれより多い直列の１次の無限インパルス応答（ＩＩＲ）フィルタとして構成されている正弦ローパスフィルタと、
   前記余弦ミキサと前記ベクトル大きさ検出機構との間に配置された余弦ローパスフィルタであって、前記余弦ローパスフィルタは、二つの直列の１次の無限インパルス応答（ＩＩＲ）フィルタとして構成されている余弦ローパスフィルタと、
   を更に備えた請求項１に記載のエコー検出回路。
3. 前記しきい値比較回路は、
   前記ベクトルの正弦成分が正弦しきい値より上であるか否かを決定する動作と、
   前記ベクトルの余弦成分が余弦しきい値より上であるか否かを決定する動作と、
   前記ベクトルが斜め線のしきい値を超えているか否かを決定する動作と、
   を実行することによって、前記ベクトルの大きさと一つ以上のしきい値とを比較する請求項１に記載のエコー検出回路。
4. 前記しきい値比較回路は、前記決定の動作のいずれかの結果として対応するしきい値を超える場合にはエコーを検出する請求項３に記載のエコー検出回路。
5. 発振子と、
   特定の周波数で音響信号を送信するように構成された音響送信器と、
   検出された音圧を変換するとともに、そのような音圧を、前記音響送信器によって送信された前記音響信号からエコーを検出するために用いることができるアナログ信号に変換するために、前記発振子を使用し、第１の入力部、第２の入力部、第１の出力部及び第２の出力部を有する低雑音増幅器と、前記低雑音増幅器の第１の入力部に結合した第１のコンデンサ及び前記低雑音増幅器の第２の入力部に結合した第２のコンデンサと、第１の入力部、第２の入力部、第１の出力部及び第２の出力部を有するバンドパスフィルタであって、前記バンドパスフィルタの第１の入力部は、前記低雑音増幅器の第１の出力部に結合し、前記バンドパスフィルタの第２の入力部は、前記低雑音増幅器の第２の出力部に結合したバンドパスフィルタと、第１の入力部、第２の入力部、第１の出力部及び第２の出力部を有する可変利得増幅器であって、前記可変利得増幅器の第１の入力部は、前記バンドパスフィルタの第１の出力部に結合し、前記可変利得増幅器の第２の入力部は、前記バンドパスフィルタの第２の出力部に結合した可変利得増幅器と、第１の入力部、第２の入力部、第１の出力部及び第２の出力部を有する可変利得増幅器の第２の段であって、前記可変利得増幅器の第２の段の第１の入力部は、前記可変利得増幅器の第１の出力部に結合し、前記可変利得増幅器の第２の段の第２の入力部は、前記可変利得増幅器の第２の出力部に結合した可変利得増幅器と、第１の入力部、第２の入力部、第１の出力部及び第２の出力部を有するアンチエイリアシングフィルタであって、前記アンチエイリアシングフィルタの第１の入力部は、前記可変利得増幅器の第２の段の第１の出力部に結合し、前記アンチエイリアシングフィルタの第２の入力部は、前記可変利得増幅器の第２の段の第２の出力部に結合したアンチエイリアシングフィルタと、を備えるアナログ処理回路であって、前記バンドパスフィルタが、エコーが検出される送信された音響信号の搬送波とほぼ同一周波数の電気信号を通過させる役割を果たすアナログ処理回路と、送信された音響信号の搬送波の周波数に比例するオーバーサンプリング比で前記後処理されたアナログ電気信号をデジタル信号に変換するように構成され、前記アンチエイリアシングフィルタの第１の出力部に結合した第１の入力部と、前記アンチエイリアシングフィルタの第２の出力部に結合した第２の入力部と、を有するアナログ−デジタルコンバータと、前記アナログ−デジタルコンバータによって供給された前記デジタル信号と、エコーが検出される送信された音響信号の搬送波とほぼ同一周波数の正弦波とをデジタル的に混合するように構成された正弦ミキサと、前記アナログ−デジタルコンバータによって供給された前記デジタル信号と、エコーが検出される送信された音響信号の搬送波とほぼ同一周波数の余弦波とをデジタル的に混合するように構成された余弦ミキサと、前記正弦ミキサから受信した信号の少なくとも派生物及び前記余弦ミキサから受信した信号の少なくとも派生物によって表されるベクトルの大きさを検出するベクトル大きさ検出機構と、前記ベクトル大きさ検出機構に結合され、エコー信号の検出を決定するように構成されているしきい値比較回路と、を備えたエコー検出回路と、
   前記音響送信器の送信周波数の搬送波の周波数、前記アナログ−デジタルコンバータによって供給されたデジタル信号にデジタル的に混合される正弦波の周波数、前記アナログ−デジタルコンバータによって供給されたデジタル信号にデジタル的に混合される余弦波の周波数、及び、前記アナログ−デジタルコンバータの変換のオーバーサンプリング比を制御するクロックと、
   を備えたエコー回路。

Images