CN101978606A

CN101978606A - 回波检测

Info

Publication number: CN101978606A
Application number: CN2009801065299A
Authority: CN
Inventors: 伊万·蔻达
Original assignee: AMI Semiconductor Belgium BVBA
Current assignee: Semiconductor Components Industries LLC
Priority date: 2008-02-26
Filing date: 2009-02-26
Publication date: 2011-02-16
Anticipated expiration: 2029-02-26
Also published as: CN101978606B; KR20100130184A; WO2009108786A1; EP2255446B1; HK1154437A1; EP2255446A4; US7656750B2; KR101630465B1; JP2011513733A; JP2015129752A; JP6181635B2; EP2255446A1; US20090213696A1

Abstract

一种回波检测电路通过检测所接收声信号与参考正弦和余弦信号的经数字混频的表示的大小来检测回波。该大小随后被与回波阈值相比较以核实回波信号存在与否。具有可配置截止频率的低通滤波器可用来定义回波检测器的选择性。

Description

回波检测

背景技术

回波检测(echo detection)涉及声信号的创建以及检测反射回的声回波。经反射的声信号(称为“回波信号”或“回波”)被转换为电信号，电信号随后可被处理以提取信息。回波检测的一种常见应用是对象和位置检测。例如，高级车辆常常使用回波检测来获取与车辆外面的对象的位置有关的信息。例如，回波检测可用来向正在倒车的驾驶员告知车辆后面有对象，由此避免伤害该对象或者外部对象。无论对象是无生命的、动物或者甚至是人，对象检测都工作，这是很重要的。回波检测还可用来辅助自动停车协助。

回波检测已被使用了一段时间。陶瓷谐振器是用来发送并接收声信号的典型元件。具体地，发送通道首先使用谐振器来生成声信号。然后，接收通道使用谐振器来检测该声信号的任何反射。

在一种传统实现方式中，回波检测是通过使陶瓷谐振器生成与所感测到的声压相对应的电信号来完成的。电信号随后经过低噪声放大器(LNA)，并且随后经过高品质带通滤波器。滤波器用来允许回波信号通过，同时将由环境中的周围声响引起的不想要的噪声量中的大多数滤掉。这种不想要的噪声甚至可以使下游电路中的一些饱和。基本上，传统方法基于经由模拟比较器将放大的回波包络与阈值电平相比较的直接比较。

信号随后可以经过可变增益放大器以准备用于提供给模数转换器(ADC)。因此，声信号或其衍生物(derivative)被转换为数字信号。该数字信号随后被处理以判断该声信号是否真正是从原始发送信号接收的回波的表示。传统上，这可以利用采用了平坦或更复杂的频率整形窗口的离散傅里叶变换(DFT)函数来完成的。在平坦窗口的情况中，DFT选择性由于其边频带纹波而是不精确的。在更复杂窗口(例如，Hann窗口)的情况中，边频带纹波得到显著改善，然而这样的变换实现方式非常复杂并且涉及大规模电路。

发明内容

这里描述的实施例涉及高效回波电路，并且更具体地涉及该回波电路中称为回波检测电路的部分。回波电路通常用来检测回波电路外面的对象的位置。例如，回波电路包括利用谐振器发送声信号的发送通道。声信号可以是(但不是必须是)超声波声信号。

回波检测电路检测来自该被发送的声信号的任何反射回波。基于声信号的发送与对来自该信号的经反射部分的回波的检测之间的定时，可以推导出与反射该声信号的外部对象的距离和位置有关的某些信息。因此，与不表示来自所发送声信号的回波的其它周围声响相区别地对所发送声信号的有效回波进行检测是很重要的。回波检测电路可以使用(但不是必须使用)与发送器相同的声谐振器。

简要概述，在一个实施例中，为了检测回波，谐振器将任何所检测到的声压转换为相对应的模拟电信号。随后使该模拟电信号经受一些放大并且潜在地经受在所发送声信号的频率周围的一些低选择性滤波。经处理的信号随后利用模数转换器被转换为数字值序列(即，数字信号)。模数转换器的过采样率至少为2，然而在一个示例中为8。该数字信号随后利用数字时钟信号被混频为数字信号的正弦和余弦序列。来自每个分支的数字信号随后可以由低通数字滤波器进行滤波以提供独立于模数转换器的过采样率的选择性。这种选择性可以是可调节的，从而容易调节整个回波检测处理的带宽。由经组合的正弦和余弦经滤波数字信号表示的移相器的幅度随后可用来判断是否检测到有效的回波。

在一个实施例中，可以利用同一主时钟来得到驱动声信号的发送、模数转换器的采样以及混频器的时钟。因此，可以通过简单地改变主时钟的频率来更改回波检测处理的频率。另外，这种时钟共享的另一重要结果是无论温度老化等如何，所接收的回波频率都处于以数字形式创建的带通滤波器的中部。这与传统方法的情况不同，在传统方法中，难以使所接收回波频率精确地跟踪高Q带通滤波器的中心频率。在这样失配的情况中，结果是灵敏度降低。

将在下面的描述中阐述另外的实施例，并且从说明书将部分地清楚另外的实施例，或者可以通过实践本发明而得知另外的实施例。可以通过在权利要求中指出的手段及组合来实现并获得本发明的实施例。将从下面的描述和权利要求更全面地清楚本发明的这些以及其它实施例，或者可以通过如下面阐述的那样来实践本发明从而得知这些以及其它实施例。

附图说明

为了描述可以获得上面叙述的以及其它的本发明的优点和特征的方式，将通过参考附图中所示出的本发明的具体实施例来呈现对上面简要描述的本发明的更具体描述。将明白，这些图仅描绘了本发明的典型实施例，因此不被认为是对本发明范围的限制，将利用附图通过其它具体方面和细节来描述和说明本发明，在附图中：

图1图示出了包括都使用谐振器并且利用同一主时钟操作的声发送电路和回波检测电路的回波电路；

图2示意性地图示出了使用频域中的向量来检测回波的示例性回波检测电路；

图3图示出了正弦和余弦数字振荡器的各个离散数值点；

图4图示出了可用来构造图3的正弦和余弦振荡器的查找表；

图5图示出了由可用来定义对回波检测处理的选择的两个一阶无限冲击响应(IIR)滤波器构成的低通滤波器；

图6图示出了可用于图5的两个一阶IIR滤波器的每个的一阶IIR滤波器；

图7图示出了根据一个实施例用来执行阈值检测的向量阈值比较图解；以及

图8图示出了用于通过阈值比较检测回波的方法的流程图。

具体实施方式

本发明的实施例涉及高效回波电路，更具体地，涉及该回波电路中称为回波检测电路的部分。回波电路通常用来检测回波电路外面的对象的位置。例如，回波电路包括利用谐振器发送声信号的发送通道。声信号可以是(但不是必须是)超声波声信号。

在一个实施例中，可以利用同一主时钟来得到驱动声信号的发送、模数转换器的采样以及混频器的时钟。因此，可以通过简单地改变主时钟的频率来更改回波检测处理的频率。另外，这种时钟共享的另一重要结果是无论温度老化等如何，所接收的回波频率都处于以数字形式创建的带通滤波器的中部。这与传统方法的情况不同，在传统方法中，难以使所接收的回波频率精确地跟踪高Q带通滤波器的中心频率。在这样失配的情况中，结果是灵敏度降低。

已简要概括了回波电路的示例操作，通过参考图1及后续附图描述的示例回波电路的更详细描述，将阐明回波检测的另外的特征和优点。在阅读了本说明书之后，本领域技术人员将清楚其它特征和优点。

图1以简化形式图示出了回波电路100。该回波电路包括由发送器101和回波检测电路102共享的谐振器104，尽管这里描述的更广范原理并不局限于共享谐振器配置。发送器101和接收器102实际上可以具有它们自己的专用谐振器。在一个实施例中，发送器101和接收器102由同一主时钟103驱动。

发送器101利用谐振器104发送声信号，并且随后进入休眠状态(dormant)一短暂时段，同时所发送声信号被给予传播到环境中的机会。如果在该谐振器104的某个范围内存在对象，则可以通过让回波检测电路102分析已利用谐振器104被转换为电信号的声信号来检测该发送的回波。基于发送与对所发送信号的回波(下面也称为“回波”)的检测之间的时间，可以推导出与环境对象的位置有关的信息。发送电路101不是图2及后续附图所描述的详细实施例的关注点。相反，图1仅被提供来提供回波电路的整体环境，并且示出发送器101和回波检测电路102可以共享同一主时钟104。

图2图示出了示例性回波检测电路200的更详细示意图。回波检测电路200包括谐振器201。如果回波检测电路200是图1的回波检测电路102的实施例的话，则谐振器201是图1的谐振器104的示例。谐振器201例如可以是陶瓷谐振器。谐振器201用来将碰撞在谐振器201上的动态声压(即，如果在可听见范围内则是声音，或者可听见范围之外的其它声音)转换为相对应的电信号。谐振器201可以具有与其相关联的某种频率选择性。换言之，与其它频率处的声压相比，谐振器201可以将某些频率的声压更高效地转换为电信号。然而，谐振器201应当能够转换所发送声信号的载波频率处的声压。

谐振器201可以在如下特定环境中操作，其中，谐振器201可以感测到不是因所发送声信号的反射回波引起的声压。例如，如果谐振器操作为车辆位置传感器的一部分，则谐振器可能拾取交通噪声、人的谈话、狗叫、喇叭鸣响等。另外，也可能存在表示来自所发送声信号的回波的声响。回波检测器200就是要检测这样的回波的存在(尽管周围声响存在)。

在回波与周围声响之间进行区分的能力依赖于所发送声信号是以特定频率发送的知识。该频率可以是超声波。在这里描述的示例实施例中，通常使用的示例频率是50千赫兹。即是说，这里描述的一些实施例的益处之一是在多种频率处进行同样地操作而无需对电路进行大量改变。因此，50千赫兹频率的使用应当被解释为仅仅是示例。

再参考图2，由谐振器201产生的电信号被提供给模拟处理电路210。模拟处理电路210用来适当地放大输入电信号，并且可选地还提供对周围声响的进一步的低选择性滤波。模拟处理电路210的细节被提供来仅作为可以如何实现模拟处理的示例。然而，模拟处理电路210的细节应当仅被看作示例，而不是对如这里描述和要求保护的更广泛原理的限制。

首先，输入模拟电信号是经由电容器211A和211B被耦合到处理电路其余部分的交流电流(AC)。此外，电阻器212A和212B被提供用于匹配到低噪声放大器213的适当阻抗。这些电阻器212A和212B还可以是输入静电放电(ESD)保护和钳位电路的一部分以保护灵敏低噪声放大器输入，从而对高电压峰值进行防护。低噪声放大器对来自超声波传感器的信号进行预放大，并且指定总的噪声图。可用作低噪声放大器213的低噪声放大器的示例性示意图可在如下论文的图6中找到：O.Vermesan等人的“A Mixed-Signal BiCMOS Front-End Signal Processor for High-Temperature Applications”，pp 1638-1647 of IEEE JOURNAL OF SOLID-STATE CIRCUITS，VOL.41，No.7，JULY 2006。

频率响应对于低噪声放大器213来说并不重要，因为该放大器不引入任何重要的选择性。在一个实施例中，该放大器213的增益带宽(GBW)例如为12兆赫兹，其中，直流(DC)增益等于约40dB至45dB，并且截止频率为大约80kHz。换言之，放大器213的增益直到大约80kHz的频率都明显是恒定的，在其中遇到了第一极点。总而言之，低噪声放大器在引入少量噪声的情况下放大输入电信号。

放大器信号随后被提供给带通滤波器214。该带通滤波器正是用来使与所发送声信号的频率相同频率的信号通过，因此允许表示任何回波的电信号通过。然而，其它频率可以得到不同程度的衰减。但是，与传统回波检测电路不同，带通滤波器214不依赖于主要的选择性分量。因此，带通滤波器214的品质可以是低品质的。实质上，带通滤波器214被提供来使得下游电路不会因从不是回波的周围噪声得到的电信号而饱和。在一些实施例中，带通滤波器214完全可以被去除，如果谐振器201的选择性足以充分保证不会使下游电路饱和的话。在一个实施例中，带通滤波器214使用与用来进行如下动作的时钟相同的主时钟241(尽管经过了由分频器242执行的某种频率分割)来进行操作：发送(也通过相同的频率分割来执行)、驱动模数转换器的采样率、以及执行混频。因为低Q BPF的精确性并不重要，所以低Q BPF 214的另一实施例可以在连续的时域中来实现，在该情况中，时钟驱动器242可以省略。

经滤波的模拟电信号随后可被提供给可变增益放大器215，其中，模拟增益通过六位GAIN[5:0]来设置以符合模数转换器动态范围。可用作可变增益放大器215的合适的可变增益放大器的示例在如下论文的图7中示出：O.Vermesan等人的“A Mixed-Signal BiCMOS Front-End Signal Processor for High-Temperature Applications”，pp 1638-1647 of IEEE JOURNAL OF SOLID-STATE CIRCUITS，VOL.41，NO.7，JULY 2006。

可变增益放大器215的主要功能是提供如经由数字接口进行控制的可变增益。该可变增益用来修改整体前端增益并且使其适应于特定谐振器灵敏度。在一个实施例中，带通滤波器214被包括在可变增益放大器215中。尽管不是很重要，然而在一个实施例中，Q等于3。在一个实施例中，根据下面的等式1，带通滤波器中心频率是最大回波频率乘以最小回波频率的乘积的平方根：

f_BPF＝sqrt(f_echo_max*f_echo_min) (1)

其中，

f_BPF是带通滤波器中心频率，

f_echo_max是最大回波频率，并且

f_echo_min是最小回波频率。

最大和最小回波频率定义了希望回波频率位于其中的窗口。例如，如果回波频率以大约50千赫兹为中心，则回波频率可能在该中心频率之上或之下的数个百分比变化。

经滤波的模拟信号随后被提供给可变增益放大器的第二级216。在一个实施例中，带通滤波器具有20dB的增益，第二级放大器具有8dB的增益，并且可变增益放大器215具有如由位GAIN[5:0]所指定的可变增益。

经放大的信号随后被提供给抗混叠滤波器217。滤波器217抑制将被变换到所发送信号的调制频带的混叠频率。例如，如果所发送声信号的载波频率为50千赫兹，模数转换器的采样和保持频率为400千赫兹，则在如下频带中可能存在反射：350、450、750、850千赫兹等。抗混叠滤波器217通过充当低通滤波器来衰减这些经反射的频带。可以用作图2的抗混叠滤波器217的低通滤波器的示例在如下论文中给出：Chunlei Shi等人的“A low-power high-linearity CMOS baseband filter for wideband CDMA applications”，pp II-152to II-155，ISCAS 2000IEEE International Symposium on Circuits and Systems，May 28-31，Geneva，Switzerland。

对于该示例，在信号被提供给模数转换器221以供采样之前，这完成了对模拟信号的预处理。模拟处理电路210仅被提供用于图示说明的目的，而不是为了限制本发明的原理而提供的。

模数转换器221以特定过采样率对模拟信号进行采样。在一个实施例中，采样由主时钟241控制，主时钟241还控制声信号的发送、带通滤波器214以及混频器231A和231B。再次地，这允许通过仅替换或调节主时钟241来改变回波信号的整体频率，而不用重新设计电路。模数转换器221的“过采样率”被定义为转换器221的采样频率与所发送声信号的载波频率的比率。为了满足公知的乃奎斯特定律，过采样率应当至少为2。在一个实施例中，过采样率为8。例如，如果所发送声信号的载波频率为50千赫兹，则模数转换器的采样速率将为400千赫兹以支持过采样率8。选择过采样率8提供了将在下面进一步说明的一些有用益处。

在所示实施例中，模数转换器将在每个采样时间处检测到的模拟信号转换为8位有符号第一(1^st)补码。有符号第一补码可以利用模数结构来快速地生成，因为符号位是通过简单地标识输入信号的极性来生成的。其余位表示大小并且可以以相同方式来确定而不考虑极性。唯一的不同是针对正数生成的无符号位要被反相以获得该数的负数。

对于回波检测器应用，希望模数转换器足够快。任何足够快的模数转换器都将够用。此外，尽管模数转换器被描述为以一补数生成有符号值，然而使用更常见的第二(2^nd)补数的有符号值也是满足的。如图所示，模数转换器221生成8位ADC_Data[7:0]形式的数字输出，这些位被提供给相对应的混频器231A和231B以形成数字处理的余弦分支以及数字处理的正弦分支。

正弦分支的混频器231B被提供有以50千赫兹操作的数字时钟信号(注意主时钟241与混频器231A和231B之间的分频器243的存在)，但是每400千赫兹执行对其输入信号的乘法，以在输入波形的每个周期中执行8次乘法。因此，混频器231B将50千赫兹信号(具有一定程度的频散)乘以50千赫兹的数字信号。其结果将是具有一些DC和低频值以及100千赫兹处的一些较高频值的数字信号。DC和低频值表示在所发送声信号的载波频率附近的基带信号，其表示在检测到的声压中传达的信息。得到的混频信号在图2中用IF_Sin表示。

混频器231A可以与混频器231B类似地来构成并且与其类似地操作。唯一的不同可能是数字时钟信号经过90度移相器(phase shifter)232。得到的混频信号在图2中用IF_Cos表示。同样，混频信号可以具有从混频频率接近的两个信号得到的DC和低频分量。此外，该信号将具有是载波频率两倍的100千赫兹处的较高频谐波。

图3图示出了可以被产生来向以400千赫兹执行乘法的数字混频器提供50千赫兹时钟信号的数字值。提供给正弦分支混频器231B的时钟信号在图3中被图示为LO_sin和300B。圆圈表示针对每次乘法提供给混频器231B的时钟信号的值。提供给余弦分支混频器231A的时钟信号在图3中被图示为LO_cos和300A。圆圈表示针对每次乘法提供给混频器231A的时钟信号的值。

例如，在第一次乘法中，由点301A表示的值cosine(0度)或1被提供给余弦混频器231A，并且由点301B表示的值sine(0度)或0被提供给正弦混频器231B。

在第二次乘法中，由点302A表示的值cosine(45度)或sqrt(1/2)被提供给余弦混频器231A，并且由点302B表示的值sine(45度)或sqrt(1/2)被提供给正弦混频器231B。

在第三次乘法中，由点303A表示的值cosine(90度)或0被提供给余弦混频器231A，并且由点303B表示的值sine(90度)或1被提供给正弦混频器231B。

在第四次乘法中，由点304A表示的值cosine(135度)或sqrt(1/2)被提供给余弦混频器231A，并且由点304B表示的值sine(135度)或sqrt(1/2)被提供给正弦混频器231B。

在第五次乘法中，由点305A表示的值cosine(180度)或负1被提供给余弦混频器231A，并且由点305B表示的值sine(180度)或0被提供给正弦混频器231B。

在第六次乘法中，由点306A表示的值cosine(225度)或负sqrt(1/2)被提供给余弦混频器231A，并且由点306B表示的值sine(225度)或负sqrt(1/2)被提供给正弦混频器231B。

在第七次乘法中，由点307A表示的值cosine(270度)或0被提供给余弦混频器231A，并且由点307B表示的值sine(270度)或负1被提供给正弦混频器231B。

在第八次乘法中，由点308A表示的值cosine(315度)或sqrt(1/2)被提供给余弦混频器231A，并且由点308B表示的值sine(315度)或负sqrt(1/2)被提供给正弦混频器231B。

这些相同的八个值301A至308A被提供给余弦混频器231A，同时相同的八个值301B至308B被提供给正弦混频器231B，以使得它们以50千赫兹的频率一次次地重复。

注意，相同的值被重复提供给混频器。具体地，值1、sqrt(1/2)、0、负sqrt(1/2)和-1被重复使用。一次时钟可被实现为查找表，其中，一些逻辑标识出当检测到每个400千赫兹时钟周期时哪个值将被提供给混频器。如果查找表逻辑能够响应于其先前的上下文来认出适当符号，则查找表可以被缩小为仅3个值；即，1、sqrt(1/2)和0。

图4图示出了这样的查找表400。在0度角时，用于正弦混频器的理想值为0，其可以用8位有符号第一补数表示为00000000。在45度角时，用于正弦混频器的理想值为1/sqrt(2)或sqrt(1/2)。该数不能被理想地表示。在8位有符号第一补数中，该数可以被近似为01011100。在90度角时，用于正弦混频器的理想值为1，其可以用8位有符号第一补数表示为01111111。具有存储在ROM中的正弦和余弦样本的数字振荡器的示例在如下论文中给出：Loke Kun等人的“A 200MHz Quadrature Digital Synthesizer/Mixer in 0.8pm CMOS”，IEEE JOURNAL OF SOLID-STATE CIRCUITS，VOL.30，NO.3，MARCH 1995，pp 193-200。

在频域中进行评估，经混频的余弦信号IF_Cos和经混频的正弦信号IF_Sin包括DC分量或者接近DC的低频分量。信号IF_Cos和IF_Sin还包括大约100千赫兹处的频率(假设两个50千赫兹信号被提供给混频器)。为了滤除较高频分量，信号IF_Cos和IF_Sin中的每个被提供给相对应的低通滤波器233A和233B。

低通滤波器233A和233B还用来定义整个回波检测电路200的主要选择性。例如，如果滤波器233A和233B具有10千赫兹的截止频率，则这将定义出回波信号可能出现的40到60千赫兹的窗口。如果滤波器233A和233B具有2千赫兹的截止频率，则这将定义出回波信号可能出现的48到52千赫兹的窗口。该窗口大小的选择是低通滤波器233A和233B的截止频率的函数，并且不像用于执行回波检测的传统离散傅里叶变换(DFT)中那样是过采样率的函数。在该传统DFT方法中，回波检测频率窗口随着模数转换器的过采样率的增大而变小。

在一个实施例中，低通滤波器233A和233B的截止频率是可配置的，从而使得回波检测窗口是可配置的。这是有用的，因为不是所有回波检测应用都可以通过使用同一回波检测窗口而受益。例如，可能存在显著的多普勒效应的回波检测可能需要较大的回波检测窗口，因为与声信号最初被发送的频率相比，较高的速度可能导致回波信号在一定程度上的频移。一些实施例还可以随着时间来更改截止频率，因此提供了基于障碍物距离的可变选择性。这使得能够改进对短距离障碍物的检测，其中，所接收回波SNR(信噪比)小于0dB。此外，在一些实施例中，可能存在由发送电路和/或回波检测电路本身导致的或者可能由老化的谐振器导致的一些频移。

图5图示出了可用来实现图2的低通滤波器233A和233B的数字低通滤波器500的示例。可配置的截止数字低通滤波器500被实现为一阶无限冲击响应(IIR)滤波器501(其表示第一低通滤波器)和一阶IIR滤波器502的相组合序列。IIR滤波器是本领域公知的。然而，出于描述具体示例的完整性，图6图示出了可用作图5的IIR滤波器501和502中的任一个的一阶IIR滤波器600。由于诸如IIR滤波器600之类的IIR滤波器是本领域公知的，因此，将不描述IIR滤波器600的详细操作。只要说IIR滤波器600接收n位输入值(表示为x_n)并生成n位输出值(表示为y_n)就足够了。在示例实施例中，n为8，因为滤波是向8位值施加的。在一个实施例中，k的值为5。

在此配置中，IIR滤波器的式子如下面的式2：

y_{n + 1} = y_{n} \cdot (1 - \frac{1}{2^{k}}) + x_{n} \cdot \frac{1}{2^{k}} - - - (2)

单个IIR滤波器的频率响应由下面的式3近似地给出：

f_{- 3 dB} &cong; \frac{f_{s} \cdot 2^{- k}}{2 π} | - - - (3)

在采样频率fs等于400千赫兹并且k为5的示例中，截止频率f_-3dB为2千赫兹。注意，可以通过使k等于6来使选择性窗口变为两倍窄。随着k每次递增1，选择性窗口的大小减小一半。另一方面，为了使选择性窗口增倍，可以将k减小1。因此，可通过为IIR滤波器中的k选择适当值来配置选择性窗口。因此，回波检测处理的选择性可以由低通滤波器233A和233B来主导。

来自余弦和正弦低通滤波器233A和233B的输出信号形成了复向量。该向量的幅度近似为回波信号的幅度。复向量的幅度由下面的式4来定义：

A = \sqrt{{A_{\sin}}^{2} + {A_{\cos}}^{2}} - - - (4)

其中，

A_cos是由滤波器233A提供的信号的幅度，并且

A_sin是由滤波器233B提供的信号的幅度。

理想地，随后将相对于特定阈值来检测该幅度。如果值大于该阈值，则检测到回波。换言之，如果向量伸出了以“回波阈值”为半径的圆圈之外，则将检测到回波检测。图7图示出了具有半径EchoTh的圆圈700的向量图。然而，为了严格地评估等式4，将需要大量的芯片面积。

因此，在一个实施例中，圆圈701的一个象限用如具有割角(cut corner)的正方形之类的较简单几何对象来近似。该对象由正弦阈值702、余弦阈值703和对角线阈值704来定义。

据此，完全以数字形式来进行比较。正弦和余弦分量分别由来自滤波器233B和233A的数字值来表示。在计算上不太密集的阈值检测执行下面如图8的流程图的方法800表示的步骤。

首先，计算正弦和余弦信号的绝对值(动作801)，由此将所有可能的向量变换到第一象限。由于信号用第一补数表示，因此最高有效位(符号位)可简单地被丢弃，直接得到数的绝对值。如果数为负数，则其余位将简单地被反相。

如果仅有一个数字比较器可用于阈值比较的话，则动作802的以后部分可以串行地执行，如图8所示。替代地，如果存在分别用于每个阈值702、703和704的三个比较器，则它们可以被并行地执行。

阈值检测检测向量的正弦部分(即，从滤波器233B接收到的数字值的绝对值)是否高于正弦阈值702(判决块802)。如果串行地执行，并且正弦分量超过阈值(判决块802中的“是”)，则检测到回波(动作805)。

否则(判决块802中的“否”)，判断向量的余弦部分(即，从滤波器233A接收的数字值的绝对值)是否高于余弦阈值703(判决块803)。如果串行地执行，并且余弦分量超过阈值(判决块803中的“是”)，则检测到回波(动作805)。

否则(判决块803中的“否”)，判断值(″cos部分”/sqrt(2)+“sin部分”/sqrt(2))是否高于对角线回波阈值704(判决块804)。如果高于(判决块804中的“是”)，则检测到回波(动作805)。否则(判决块804中的“否”)，未检测到回波(动作806)。

如果动作802至804改为并行执行，则可以对阈值比较的结果进行逻辑或(OR)，以使得得到的1将表示一次或多次阈值检测被评估为真。这将得出检测到回波的结论。

通过利用三个阈值702、703和704而不利用圆圈701来近似回波检测，可以显著减小阈值比较电路的大小，同时增大阈值检测的速度。由该近似引起的误差非常小(大概0.7dB)，其不会显著地影响整体灵敏度。参考图2，向量幅度组件234可以确定分别从滤波器233B和233A接收的正弦和余弦分量的绝对值。阈值比较电路235执行图8的阈值比较算法。

最后，注意查找表236的存在，其根据阈值选择数据Threshold_Selection[2:0]来提供不同的阈值(由9位数的Threshold_Level[8:0]表示)。这认识到了这样的事实：随着从声信号被发送时起的时间的过去，可以预期回波信号越来越弱。这是因为回波的时间越短意味着回波是被较近的对象反射的，因此可被预期为较大声的回波。另一方面，回波的时间越长意味着回波是被较远的对象反射的，因此可被预期为较弱。因此，随着从最初发送时起的时间的过去，用于回波检测的阈值电平稳定地变小。在某点处，如果未检测到回波，则可重新发送声信号，并且再次执行回波检测。

在不脱离本发明的精神或本质特性的情况下可以以其它具体形式来体现本发明。所描述的实施例在所有方面都将被认为仅仅是说明性的而非限制性的。因此，本发明的范围由权利要求而非前面的描述来限定。落在权利要求的等同物的含义和范围内的所有改变将被包括在其范围内。

由美国专利特许证保护的并希望获得的内容见权利要求。

Claims

1.一种回波检测电路，包括：

声传感器，被配置为将感测到的声压转换为经预处理的模拟电信号；

模拟处理电路，被配置为将所述经预处理的模拟电信号变换为适合提供给模数转换器的经后处理的模拟电信号；

模数转换器，被配置为将所述经后处理的模拟电信号转换为数字信号；

正弦混频器，被配置为将由所述模数转换器提供来的所述数字信号和具有与其回波正被检测的所发送声信号的载波大致相同的频率的正弦波进行数字式混频；

余弦混频器，被配置为将由所述模数转换器提供来的所述数字信号和具有与其回波正被检测的所发送声信号的载波大致相同的频率的余弦波进行数字式混频；

向量大小检测机构，其检测由至少从所述正弦混频器接收到的信号的衍生物以及至少从所述余弦混频器接收到的信号的衍生物表示的向量的大小；以及

阈值检测电路，其将所述向量的大小与一个或多个阈值相比较以判断是否检测到回波。

2.根据权利要求1所述的回波检测电路，还包括：

正弦低通滤波器，位于所述正弦混频器与所述向量大小检测机构之间；以及

余弦低通滤波器，位于所述余弦混频器与所述向量大小检测机构之间。

3.根据权利要求2所述的回波检测电路，其中，所述正弦低通滤波器和所述余弦低通滤波器各自被配置为一个或多个一阶无限冲击响应(IIR)滤波器的序列。

4.根据权利要求3所述的回波检测电路，其中，所述正弦低通滤波器和所述余弦低通滤波器各自被配置为两个一阶无限冲击响应(IIR)滤波器的序列。

5.根据权利要求2所述的回波检测电路，其中，所述向量大小检测机构检测由从所述正弦混频器接收的经滤波信号以及从所述余弦混频器接收的经滤波信号表示的向量的大小。

6.根据权利要求2所述的回波检测电路，其中，所述正弦低通滤波器具有可配置截止频率。

7.根据权利要求6所述的回波检测电路，其中，所述余弦低通滤波器具有可配置截止频率。

8.根据权利要求7所述的回波检测电路，其中，所述正弦低通滤波器的截止频率被配置为近似与所述余弦低通滤波器的截止频率相同。

9.根据权利要求1所述的回波检测电路，其中，所述余弦波表示数字信号，该数字信号表示由查找表生成的数字值。

10.根据权利要求1所述的回波检测电路，其中，所述阈值检测电路通过执行下面的动作来将所述向量的大小与一个或多个阈值相比较：

判断所述向量的正弦分量是否高于正弦阈值的动作；

判断所述向量的余弦分量是否高于余弦阈值的动作；

判断所述向量是否超过对角线阈值的动作。

11.根据权利要求10所述的回波检测电路，其中，所述三个判断动作被并行地执行。

12.根据权利要求10所述的回波检测电路，其中，如果判断动作中的任一个导致相对应的阈值被超过，则所述阈值检测电路检测到回波。

13.根据权利要求1所述的回波检测电路，其中，与所发送声信号的频率相比，所述模数转换器以过采样率8来对所述经后处理的模拟电信号进行采样。

14.根据权利要求1所述的回波检测电路，其中，由所述阈值检测电路使用的一个或多个阈值是可配置的。

15.一种回波电路，包括：

谐振器；

声发送器，被配置为以特定频率发送声信号；

回波检测电路，其使用所述谐振器来转换检测到的声压并且将这些压力转换为可用来检测来自由所述声发送器发送的声信号的回波的模拟信号，所述回波检测电路包括：

模数转换器，被配置为至少将所述模拟电信号的衍生物转换为数字信号；

正弦混频器，被配置为将由所述模数转换器提供来的所述数字信号与数字正弦波进行数字式混频；

余弦混频器，被配置为将由所述模数转换器提供来的所述数字信号与数字余弦波进行数字式混频；

阈值检测电路，其将所述向量的大小与一个或多个阈值相比较以判断是否检测到回波；以及

时钟，被配置为控制所述声发送器的发送频率、所述模数转换器的过采样率以及所述正弦混频器和所述余弦混频器的混频速率。

16.根据权利要求15所述的回波电路，其中，所述谐振器由所述声发送器和所述回波检测电路共享。