JP6139130B2 - 電磁誘導負荷の制御装置 - Google Patents

電磁誘導負荷の制御装置 Download PDF

Info

Publication number
JP6139130B2
JP6139130B2 JP2012285019A JP2012285019A JP6139130B2 JP 6139130 B2 JP6139130 B2 JP 6139130B2 JP 2012285019 A JP2012285019 A JP 2012285019A JP 2012285019 A JP2012285019 A JP 2012285019A JP 6139130 B2 JP6139130 B2 JP 6139130B2
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
current
electromagnetic induction
relay
switching element
pwm control
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
JP2012285019A
Other languages
English (en)
Other versions
JP2014127953A (ja
Inventor
充晃 森本
充晃 森本
英一郎 大石
英一郎 大石
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Yazaki Corp
Original Assignee
Yazaki Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Yazaki Corp filed Critical Yazaki Corp
Priority to JP2012285019A priority Critical patent/JP6139130B2/ja
Priority to PCT/JP2013/082049 priority patent/WO2014103605A1/ja
Priority to EP13869847.7A priority patent/EP2940867B1/en
Priority to CN201380068250.2A priority patent/CN104885364A/zh
Publication of JP2014127953A publication Critical patent/JP2014127953A/ja
Priority to US14/748,317 priority patent/US9666396B2/en
Application granted granted Critical
Publication of JP6139130B2 publication Critical patent/JP6139130B2/ja
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • HELECTRICITY
    • H01ELECTRIC ELEMENTS
    • H01HELECTRIC SWITCHES; RELAYS; SELECTORS; EMERGENCY PROTECTIVE DEVICES
    • H01H47/00Circuit arrangements not adapted to a particular application of the relay and designed to obtain desired operating characteristics or to provide energising current
    • H01H47/22Circuit arrangements not adapted to a particular application of the relay and designed to obtain desired operating characteristics or to provide energising current for supplying energising current for relay coil
    • H01H47/32Energising current supplied by semiconductor device
    • H01H47/325Energising current supplied by semiconductor device by switching regulator
    • HELECTRICITY
    • H01ELECTRIC ELEMENTS
    • H01HELECTRIC SWITCHES; RELAYS; SELECTORS; EMERGENCY PROTECTIVE DEVICES
    • H01H50/00Details of electromagnetic relays
    • H01H50/16Magnetic circuit arrangements
    • HELECTRICITY
    • H03ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03KPULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/16Modifications for eliminating interference voltages or currents
    • H03K17/161Modifications for eliminating interference voltages or currents in field-effect transistor switches
    • H03K17/165Modifications for eliminating interference voltages or currents in field-effect transistor switches by feedback from the output circuit to the control circuit

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Electromagnetism (AREA)
  • Relay Circuits (AREA)
  • Electronic Switches (AREA)

Description

本発明は、リレーコイルや電磁クラッチ等の電磁誘導負荷を制御する装置に関する。
リレーコイルや電磁クラッチ等の電磁誘導負荷に対する電源からの電力供給においては、消費電力や発熱を低減する目的でPWM制御が用いられる。そして、電源から電磁誘導負荷への電力供給がオフされるPWM制御の通電オフ期間には、回生電流が電磁誘導負荷を流れる。この回生電流が、電磁誘導負荷の駆動に必要な電流の最低値を割り込む前に、PWM制御の通電オフを通電オンに切り替えて電源から電磁誘導負荷に対する電力供給を再開することで、電磁誘導負荷の駆動を維持しつつ消費電力や発熱の低減を図ることができる。
上述のようなPWM制御を行う際には、電源から電磁誘導負荷に対する電力供給をオフからオンに切り替える適切なタイミングを決定するために、電磁誘導負荷を流れる回生電流値の検出が欠かせない。そして、本発明者らは、ダイオードを介してシャント抵抗に回生電流を流れさせてシャント抵抗の両端の電位差から回生電流値を検出し、これに基づいてPWM制御の通電オンを制御するようにした電磁誘導負荷の制御装置を、過去に提案している。
この提案に係る制御装置では、ダイオードのアノード側の電位が電源の電位よりも高くなるので、シャント抵抗の両端に電圧降下用のドロップ回路をそれぞれ設けて、シャント抵抗の両端電位差の検出部分を高電位から保護するようにしている(例えば、特許文献1)。
特開2011−188226号公報
上述した提案の制御装置では、PWM制御による電源から電磁誘導負荷に対する電力供給のオンオフに遅れなく追従して、シャント抵抗を流れる電流の経路が切り替わるように、ダイオードとして逆回復時間(リカバリー時間)の短い高速ダイオードを用いる必要がある。また、電流検出回路には電源電圧以上の電圧が入力されるため、高電圧からの保護を目的として入力電圧を電源電圧以下にするドロップ回路を設ける必要もある。これらの要素は装置のコストを高騰させる原因となる。
また、上述した提案の制御装置において、電源からの電力供給のオフに伴い電磁誘導負荷の駆動を高速でオフさせる必要がある場合は、電源からの電力供給のオフと同時に、高速ダイオードと直列に接続したスイッチング素子をオフさせて、電磁誘導負荷から高速ダイオード及びシャント抵抗を経由して電磁誘導負荷に戻る回生電流の経路を開放することが望ましい。
上述した提案の制御装置において、PWM制御のオフ期間中のコイル電流は、PWM制御のオン期間にリレーコイルに蓄えられたエネルギーによる回生電流であり、高速ダイオードとスイッチング素子を経てリレーコイルに供給される。したがって、PWM制御のオフ期間には電源からの電流がリレーコイルに供給されず、電源からリレーコイルに供給される電流はパルス状となる。このようなパルス状の電流には高周波成分が含まれ、ノイズの発生要因となる。そのため、電源周りのEMI(電磁気妨害)について対策を講じる必要性が新たに生じる。
本発明は前記事情に鑑みなされたもので、本発明の目的は、電磁誘導負荷を流れる回生電流の検出を簡易な構成で可能とし、電磁誘導負荷のPWM制御による駆動中のノイズ発生を抑制することができる電磁誘導負荷の制御装置を提供することにある。
前記目的を達成するために、請求項1に記載した本発明の電磁誘導負荷の制御装置は、
電源からの電力が供給される電磁誘導負荷とアース間に接続されたPWM制御用スイッチング素子をオンオフ制御することで、前記電磁誘導負荷に対する電力供給をPWM制御する装置において、
前記PWM制御用スイッチング素子と並列に前記電磁誘導負荷とアース間に接続され、前記PWM制御用スイッチング素子のオフ期間に前記電磁誘導負荷からアースに放電される回生電流が順次流れる、該回生電流の流れる方向における上流側の高インピーダンスのサージ電圧吸収用抵抗及び下流側の低インピーダンスの回生電流検出用抵抗の直列回路と、
前記PWM制御用スイッチング素子と並列に前記電磁誘導負荷とアース間に接続され、前記直列回路の少なくとも前記サージ電圧吸収用抵抗を通過した前記回生電流がアースに向けて流れる箇所に直列に接続される回生電流制御用スイッチング素子と、
前記電磁誘導負荷に対する電力供給中に前記回生電流制御用スイッチング素子をオンさせ、前記電磁誘導負荷に対する電力供給の終了に伴い前記回生電流制御用スイッチング素子をオフさせるドライブ手段と、
を備えることを特徴とする。
請求項1に記載した本発明の電磁誘導負荷の制御装置によれば、電磁誘導負荷のPWM制御中には、PWM制御用スイッチング素子のオフと回生電流制御用スイッチング素子のオンに伴い、電磁誘導負荷から出力される回生電流が、サージ電圧吸収用抵抗と回生電流検出用抵抗の直列回路を経てアースに流れる。
そして、サージ電圧吸収用抵抗における電圧降下により、回生電流検出用抵抗側に印加される電圧がサージ電圧よりも大幅に下げられる。したがって、回生電流検出用抵抗の両端電位差に基づいて回生電流値を検出する回路素子が高電圧で損傷することが防止される。
また、PWM制御中の、回生電流が発生しないPWM制御用スイッチング素子のオン期間中には、回生電流が流れる直列回路に、電磁誘導負荷に対する電力供給に伴う電流が流入しない。また、回生電流が流れる直列回路は、電磁誘導負荷のローサイドに接続されているので、回生電流制御用スイッチング素子がオンされると接地電位となる。したがって、回生電流制御用スイッチング素子がオンされてもこれに短絡電流が流れることはない。このため、逆回復時間の短い高速ダイオードを直列回路に設ける必要がない。
このため、電磁誘導負荷を流れる回生電流を、アースに接続されるサージ電圧吸収用抵抗と回生電流検出用抵抗の直列回路という簡易な構成でアースに流すことができる。これにより、電流検出回路に入力される電圧は電源電圧以下となり入力電圧を電源電圧以下にするドロップ回路も必要なくなるため、誘導負荷の回路を安価に構成できる。
また、請求項2に記載した本発明の電磁誘導負荷の制御装置は、請求項1に記載した本発明の電磁誘導負荷の制御装置において、前記電磁誘導負荷はリレーコイルであり、前記ドライブ手段は、前記電磁誘導負荷に対する電力供給の開始によりリレーがオンされる際の前記PWM制御用スイッチング素子のDC駆動によるオン期間に同期して、前記回生電流制御用スイッチング素子をオンさせると共に、前記電磁誘導負荷に対する電力供給の終了により前記リレーがオフされる際の前記PWM制御用スイッチング素子のオフに同期して、前記回生電流制御用スイッチング素子をオフさせることを特徴とする。
請求項2に記載した本発明の電磁誘導負荷の制御装置によれば、請求項1に記載した本発明の電磁誘導負荷の制御装置において、電源からリレーコイルに対する電力供給をオフするのと同時に回生電流制御用スイッチング素子をオフさせると、リレーコイルからサージ電圧吸収用抵抗及び回生電流検出用抵抗を経る回生電流の経路が開放されて、リレーが高速でオフされる。
ここで、PWM制御中のリレーコイルからの回生電流は、サージ電圧吸収用抵抗及び回生電流検出用抵抗の直列回路を経てアースに流れ、充電電流となって電源に流れ込むことはない。そのため、PWM制御のオフ期間中でも、電源の放電はリレーコイルからの回生電流によって妨げられず、放電電流がほぼ一定に保たれる。したがって、電源の放電電流がノイズの発生要因となる高周波成分を含むように変動することが防止される。
よって、電源の放電電流がパルス状になり高周波成分を含むようになって、電源周りのEMI(電磁気妨害)について対策を講じる必要性が生じるのを、防ぐことができる。
本発明によれば、電磁誘導負荷を流れる回生電流の検出を簡易な構成で可能とし、電磁誘導負荷のPWM制御による駆動中のノイズ発生を抑制することができる。
本発明の一実施形態に係るスイッチング装置の原理的な構成を示す回路図である。 本発明の一実施形態の変形例に係るスイッチング装置の原理的な構成を示す回路図である。 (a)〜(g)は図1のスイッチング装置の各所における電位や電流、信号の状態を示すタイミングチャートである。 図1のスイッチング装置の各所における消費電力に関する説明図である。 PWM制御のオンデューティ期間における図1のリレー駆動回路の消費電力を計算する区間を示す説明図である。
以下、本発明の実施形態について図面を参照して説明する。図1は本発明の一実施形態に係るリレー制御装置の原理的な構成を示す回路図である。
本実施形態のリレー制御装置1(請求項中の電磁誘導負荷の制御装置に相当)は、例えば、車両のバッテリ等の電源Bから走行系や灯火系等の負荷(図示せず)に対する電力の供給をオンオフするリレー5のリレー接点5aを開閉させるリレーコイル5b(請求項中の電磁誘導負荷に相当)の通電制御に使用される。
そして、本実施形態のリレー制御装置1は、リレーコイル5bの通電をオンオフさせるNチャネル型の第1MOSFET(電界効果トランジスタ)FET1(請求項中のPWM制御用スイッチング素子に相当)と、コイルエネルギー吸収回路7と、リレー駆動回路9と、スイッチ駆動回路11と、電流検出回路13とを有している。
コイルエネルギー吸収回路7は、後述するリレー駆動回路9のPWM制御による通電オフ期間中にリレーコイル5bが発生する回生電流を、アースに向けて流れさせる経路を構成する回路であり、リレー5のローサイドに接続される。
このコイルエネルギー吸収回路7は、回生電流の経路上でリレー接点5aのオンオフに同期してオンオフするNチャネル型の第2MOSFET(電界効果トランジスタ)FET2(請求項中の回生電流制御用スイッチング素子に相当)と、回生電流の発生当初に生じるサージ電圧を電圧降下させてFET2を保護するコイルサージ吸収用抵抗Rsup(請求項中のサージ電圧吸収用抵抗に相当)と、リレーコイル5bを流れる電流Icoilを監視するためにシャント抵抗として用いられる電流検出抵抗Rsens(請求項中の回生電流検出用抵抗に相当)との直列回路で構成されている。
コイルサージ吸収用抵抗RsupはFET2のドレインに接続され、FET2のソースに電流検出抵抗Rsensの一端が接続される。電流検出抵抗Rsensの他端は接地されている。
リレー駆動回路9は、FET1のスイッチングを通じて、リレーコイル5bに対する通電を制御する回路である。リレー駆動回路9には、不図示のコントローラからリレー5をオン(駆動)させるリレーON信号とオフ(停止)させるリレーOFF信号とが入力される。
また、リレー駆動回路9には、後述する電流検出回路13からの電流検出信号が入力される。この電流検出信号は、リレーコイル5bを流れる電流Icoilがリレー接点5aをオンに維持するのに必要な最低駆動電流まで低下した際に電流検出回路13が出力するものである。そして、リレー駆動回路9は、Pull−in回路9aとPWM生成部9bとを有している。
Pull−in回路9aは、不図示のコントローラからリレーON信号が入力されると、FET1をオンさせるDC駆動信号(Pull−in)をFET1のゲートに一定期間出力する。DC駆動信号(Pull−in)を出力する一定期間は、リレーコイル5bへの通電開始によりリレー接点5aが閉成するのに十分な時間に設定される。
PWM生成部9bは、電流検出回路13から電流検出信号が入力されると、FET1をオンさせるPWM制御のオンデューティに応じた期間、FET1をオンさせるPWM駆動信号をFET1のゲートに出力する。
スイッチ駆動回路11(請求項中のドライブ手段に相当)には、FET2のスイッチングを通じて、リレーコイル5bの回生電流をコイルエネルギー吸収回路7に流れさせるのを制御する回路である。スイッチ駆動回路11には、不図示のコントローラからリレーON信号とリレーOFF信号とが入力される。
リレーON信号が入力されるとスイッチ駆動回路11は、コイルエネルギー吸収回路7のFET2をオンさせる吸収回路オン信号のFET2のゲートに対する出力を開始する。リレーOFF信号が入力されるとスイッチ駆動回路11は、吸収回路オン信号のFET2のゲートに対する出力を終了する。
電流検出回路13はコンパレータで構成されており、電流検出回路13の非反転入力端子には基準電位Vrefが入力され、反転入力端子には、コイルエネルギー吸収回路7におけるFET2のソースと電流検出抵抗Rsensとの接続点に現れる電位Vsensが入力される。この電位Vsensは、接地電位を基準とした電流検出抵抗Rsensの電位となる。そして、電流検出抵抗Rsensの電位Vsensが基準電位Vref以下となった場合に、電流検出回路13は電流検出信号を出力する。
なお、基準電位Vrefの値は、リレーコイル5bを流れる電流Icoilがリレー接点5aをオンさせる最低駆動電流Isetであるときの、電流検出抵抗Rsensの電位Vsens(=Iset×Rsens)に設定される。したがって、リレーコイル5bの電流Icoilが最低駆動電流Iset以下であると、電流検出回路13から電流検出信号が出力される。
ちなみに、リレー接点5aのオンからオフへの切り替わりに伴い発生するサージ電圧によって、コイルサージ吸収用抵抗Rsupのアース側の電位は電源電圧VBよりも高くなる。そこで、本実施形態では、ゲート−ソース間の電位差に応じた電流がドレイン−ソース間を流れるFET2を、コイルサージ吸収用抵抗Rsupと電流検出抵抗Rsensとの間に接続している。これにより、FET2のソースと電流検出抵抗Rsensとの接続点に反転入力端子を接続した電流検出回路13を、高電圧から保護している。
但し、電源電圧VBを上回る高電圧に対する十分な耐性が電流検出回路13にある場合は、図2の回路図に示すように、コイルサージ吸収用抵抗Rsupに電流検出抵抗Rsensを接続し、FET2を電流検出抵抗Rsensとアースの間に接続してもよい。
次に、図1のように構成された本実施形態のリレー制御装置1の動作(作用)を、図3(a)〜(g)のタイミングチャートに示すリレー制御装置1の各所における電位や電流、信号の状態を参照して説明する。
まず、不図示の負荷に対する電源Bからの電力供給を開始するのに伴って、図3(a)に示すリレーON信号の入力が開始されると、リレー駆動回路9のPull−in回路9aによりDC駆動信号(Pull−in)が、一定期間(図3中の(1)の期間)出力される。これにより、FET1がオンし、リレーコイル5bへの通電が一定期間行われて、リレー接点5aが確実に閉成される。
また、リレーON信号の入力が開始されると、スイッチ駆動回路11による吸収回路オン信号の出力が開始される。これにより、FET2がオンされる。
そして、FET1及びFET2が共にオンされる図3中の(1)の期間においては、リレーコイル5bからFET1を経てアースに至る回路と、リレーコイル5bからコイルエネルギー吸収回路7を経てアースに至る回路との並列回路が形成される。但し、コイルエネルギー吸収回路7(のコイルサージ吸収用抵抗Rsup)が高インピーダンスであることから、電源Bの放電電流IBはほとんどリレーコイル5bからFET1を経てアースに流れることになる。
したがって、図3中の(1)の期間においては、図1に示すリレーコイル5bとFET1のドレインとの接続点の電位VLが、図3(b)に示すように、電源電圧VBから接地電位(GND)に低下する。
また、Pull−in回路9aによるDC駆動信号の出力中には、図3(c)に示す電源Bの放電電流IBが0Aから徐々に上昇する。このため、リレーコイル5bを流れる電流IcoilとFET1のドレイン−ソース間を流れる電流IFET1も、図3(d),(e)に示すように、放電電流IBと同じく0Aから徐々に上昇する。
DC駆動信号の出力開始から一定期間が経過してDC駆動信号の出力が終了すると、FET1がオフされる(図3中の(2)の期間)。すると、FET1のオフによりリレーコイル5bに発生するサージ電圧によって、リレーコイル5bとFET1のドレインとの接続点の電位VLが、図3(b)に示すように、電源電圧VBよりも高い電位に上がる。
そして、DC駆動信号の出力終了後は、リレーコイル5bからコイルエネルギー吸収回路7を経てアースに回生電流が流れるようになる。この回生電流は、DC駆動信号の出力終了からの時間経過に伴い徐々に減少する(図3中の(2)の期間)。このため、図3(c),(e),(f)に示す、電源Bの放電電流IB、FET1のドレイン−ソース間を流れる電流IFET1、コイルエネルギー吸収回路7のコイルサージ吸収用抵抗Rsupを流れる電流Isupは、いずれも、回生電流の減少に伴い徐々に減少する。
そして、図3(d)に示すリレーコイル5bを流れる電流Icoilが最低駆動電流Isetまで低下して、図3(g)に示す電流検出抵抗Rsensの電位Vsensが基準電位Vref(=Iset×Rsens)まで低下すると、リレー駆動回路9のPWM生成部9bによりPWM駆動信号が、PWM制御のオンデューティに応じた期間(図3中の(3)の期間)出力される。
なお、図3を含む各図面では、乗算記号(×)を「*(アスタリスク)」に置き換えて表記している。
そして、図3中の(3)の期間においては、FET1及びFET2が共にオンされて、リレーコイル5bからFET1を経てアースに至る回路と、リレーコイル5bからコイルエネルギー吸収回路7を経てアースに至る回路との並列回路が形成される。但し、コイルエネルギー吸収回路7(のコイルサージ吸収用抵抗Rsup)が高インピーダンスであることから、電源Bの放電電流IBはほとんどリレーコイル5bからFET1を経てアースに流れることになる。
したがって、図3中の(3)の期間においては、図1に示すリレーコイル5bとFET1のドレインとの接続点の電位VLが、図3(b)に示すように、電源電圧VBよりも高い電位から接地電位(GND)に低下する。
また、PWM生成部9bによるPWM駆動信号の出力中(PWM制御のオンデューティ期間)には、図3(c)に示す電源Bの放電電流IBが、リレーコイル5bを流れる電流Icoilが最低駆動電流Isetであるときの電流値から徐々に上昇する。このため、リレーコイル5bを流れる電流Icoilが、図3(d)に示すように、最低駆動電流Isetから徐々に上昇する。同じく、FET1のドレイン−ソース間を流れる電流IFET1も、図3(e)に示すように、リレーコイル5bを流れる電流Icoilが最低駆動電流Isetであるときの電流値から徐々に上昇する。
PWM駆動信号の出力開始から一定期間が経過してPWM駆動信号の出力(PWM制御のオンデューティ期間)が終了すると、FET1がオフされる(図3中の(4)の期間)。すると、FET1のオフによりリレーコイル5bに発生するサージ電圧によって、リレーコイル5bとFET1のドレインとの接続点の電位VLが、図3(b)に示すように、電源電圧VBよりも高い電位に上がる。
また、PWM駆動信号の出力終了後は、リレーコイル5bからコイルエネルギー吸収回路7を経てアースに回生電流が流れるようになる。この回生電流は、PWM駆動信号の出力終了からの時間経過に伴い徐々に減少する(図3中の(4)の期間)。このため、図3(c),(e),(f)に示す、電源Bの放電電流IB、FET1のドレイン−ソース間を流れる電流IFET1、コイルエネルギー吸収回路7のコイルサージ吸収用抵抗Rsupを流れる電流Isupは、いずれも、回生電流の減少に伴い徐々に減少する。
そして、図3(d)に示すリレーコイル5bを流れる電流Icoilが最低駆動電流Isetまで低下して、図3(g)に示す電流検出抵抗Rsensの電位Vsensが基準電位Vrefまで低下すると、リレー駆動回路9のPWM生成部9bによりPWM駆動信号が、PWM制御のオンデューティに応じた期間(図3中の(3)の期間)、再び出力される。そして、図3中の(3)の期間と(4)の期間の動作が繰り返される。
なお、不図示の負荷に対する電源Bからの電力供給の終了に伴い、図3(a)に示すように、リレーON信号の入力が終了されると、リレー駆動回路9のPWM生成部9bによるPWM駆動信号の出力と、スイッチ駆動回路11による吸収回路オン信号の出力とがいずれも終了され、FET1及びFET2がいずれもオフされる。
これに伴い、図1に示すリレーコイル5bとFET1のドレインとの接続点の電位VLが、図3(b)に示すように、サージ電圧に一旦上昇した後に電源電圧VBに下がって安定する。また、図3(c)〜(f)に示す、電源Bの放電電流IB、リレーコイル5bを流れる電流Icoil、FET1のドレイン−ソース間を流れる電流IFET1、コイルエネルギー吸収回路7のコイルサージ吸収用抵抗Rsupを流れる電流Isupが、いずれも0Aとなる。さらに、図3(g)に示す電流検出抵抗Rsensの電位Vsensは接地電位となる(以上、図3中の(5)の期間)。
次に、上述した本実施形態のリレー制御装置1の消費電力について、図4の説明図を参照して説明する。
リレー制御装置1において電力を消費するのは、専ら、リレーコイル5b、コイルエネルギー吸収回路7、FET1である。特に、リレーコイル5bとコイルエネルギー吸収回路7は、PWM制御のオフデューティ期間においても電力を消費する。そこで、各電力消費要素別に消費電力を説明する。
(リレーコイル5bの消費電力)
リレーコイル5bの消費電力Pcoilは、
Pcoil=Icoil^2*Rcoil
となる。
(コイルエネルギー吸収回路7の消費電力)
コイルエネルギー吸収回路7は、回生電流が流れるPWM制御のオフデューティ期間(=1−ON_Duty)に、
Pabsorb=Psup+PFET2+Psens
の電力を消費する。そして、PWM制御のオフデューティ期間では、リレーコイル5bを流れる電流Icoilとコイルサージ吸収用抵抗Rsupを流れる電流Isupとが等しいので、
Psup =Isup^2*Rsup*(1−ON_Duty)
=Icoil^2*Rsup*(1−ON_Duty)
PFET2=Isup^2*RFET2*(1−ON_Duty)
=Icoil^2*RFET2*(1−ON_Duty)
Psens=Isup^2*Rsens*(1−ON_Duty)
=Icoil^2*Rsens*(1−ON_Duty)
となる。
(FET1の消費電力)
FET1は、PWM制御のオンデューティ期間(=ON_Duty)に、
PFET1=Pt1+Pt2+Pt3
の電力を消費する。ここで、t1〜t3は、PWM制御のオンデューティ期間を時系列に連続する3つの区間に区切った各区間を示す。
図5の説明図に示すように、PWM制御のオンデューティ期間には、FET1のドレイン−ソース間を流れる電流IFET1が、0Aとリレーコイル5bを流れる電流Icoilとの間で矩形波状に変化する。
一方、図1に示すリレーコイル5bとFET1のドレインとの接続点の電位VLは、PWM制御のオフデューティ期間からオンデューティ期間への移行からt1の区間では、PWM制御のオフデューティ期間の電位VL_PWM_OFFから、PWM制御のオンデューティ期間の電位に減少する。
また、区間t1に続くt2の区間では、接続点の電位VLは一定となり、それに続く、PWM制御のオンデューティ期間からオフデューティ期間への移行までのt3の区間では、接続点の電位VLは増加する。そこで、各区間t1〜t3別にリレー駆動回路9の消費電力を計算する。
(区間t1におけるFET1の消費電力)
区間t1では、接続点の電位VLが、PWM制御のオフデューティ期間の電位VL_PWM_OFFから、PWM制御のオンデューティ期間の電位に減少する。ここで、PWM制御のオンデューティ期間の電位は、
IFET1×RFET1(FET1のオン抵抗)
で表すことができる。
したがって、区間t1におけるFET1の消費電力Pt1は、PWM制御のオフデューティ期間とオンデューティ期間との電位差に、FET1を流れる電流IFET1を乗じた値の半分に、PWM制御の周期Tに対する区間t1の占める割合(t1/T)をさらに乗じた、
Pt1=0.5*IFET1*(VL_PWM_OFF−IFET1×RFET1)*(t1/T) 但し、t1<<T
の式によって求められる。
そして、PWM制御のオンデューティ期間では、FET1のドレイン−ソース間を流れる電流IFET1が、リレーコイル5bを流れる電流Icoilと等しくなる。また、PWM制御のオフデューティ期間の電位VL_PWM_OFFは、リレーコイル5bを流れる電流Icoilと、スイッチ駆動回路11の抵抗値(=Rsup+RFET2+Rsens)とで決まる。
このため、区間t1におけるFET1の消費電力Pt1は、
Pt1=0.5*Icoil^2*(Rsup+RFET2+Rsens−RFET1)*(t1/T) 但し、t1<<T・・・式(a)
となる。
なお、PWM制御のオンデューティ期間(図3の(3)の期間)において、リレーコイル5bを流れる電流Icoilは、図3(d)に示すように増加する。しかし、ここでは、区間t1におけるFET1の消費電力Pt1の計算を簡略にするために、PWM制御のオンデューティ期間におけるリレーコイル5bを流れる電流Icoilが一定であるものとする。
また、PWM制御のオフデューティ期間(図3の(2),(4)の期間)において、リレーコイル5bとFET1のドレインとの接続点の電位VL_PWM_OFFは、図3(b)に示すように減少する。しかし、ここでは、区間t1におけるFET1の消費電力Pt1の計算を簡略にするために、PWM制御のオフデューティ期間における接続点の電位VL_PWM_OFFが一定であるものとする。
以上に説明した、PWM制御のオンデューティ期間におけるリレーコイル5bを流れる電流Icoilと、PWM制御のオフデューティ期間における接続点の電位VL_PWM_OFFとを、それぞれ一定であるものとすることは、後述する区間t2,t3におけるFET1の消費電力Pt2,Pt3の計算に際しても、同様とする。
(区間t2におけるFET1の消費電力)
次に、区間t2におけるFET1の消費電力Pt2は、PWM制御のオンデューティ期間にFET1のドレイン−ソース間を流れる電流IFET1と、FET1のオン抵抗RFET1と、PWM制御の周期Tに対する区間t2の占める割合(t2/T)により、
Pt2=0.5*IFET1^2*RFET1*(t2/T) 但し、t2<<T
=0.5*Icoil^2*RFET1*(t2/T) 但し、t2<<T
・・・式(b)
(∵PWM制御のオンデューティ期間において、IFET1=Icoil)
の式によって求められる。
(区間t3におけるFET1の消費電力)
区間t3では、区間t1とは反対に、接続点の電位VLが、PWM制御のオンデューティ期間の電位IFET1×RFET1(=Icoil*RFET1)から、PWM制御のオフデューティ期間の電位VL_PWM_OFFに増加する。
このため、区間t3におけるFET1の消費電力Pt3は、区間t1におけるリレー駆動回路9の消費電力Pt1と同様にして、
Pt3=0.5*Icoil^2*(Rsup+RFET2+Rsens−RFET1)*(t3/T) 但し、t3<<T・・・式(c)
の式によって求められる。
そして、式(1)〜(3)におけるFET1やFET2のオン抵抗RFET1,RFET2はいずれも、コイルエネルギー吸収回路7のコイルサージ吸収用抵抗Rsupや電流検出抵抗Rsensに比べて遙かに低い。したがって、リレー制御装置1においては、コイルサージ吸収用抵抗Rsupと電流検出抵抗Rsensが大半の電力を消費する。
以上に説明したように、本実施形態のリレー制御装置1によれば、リレーコイル5bからの回生電流が、リレーコイル5bのローサイドに接続されたコイルエネルギー吸収回路7を経てアースに向けて流れる構成とした。そして、コイルエネルギー吸収回路7のコイルサージ吸収用抵抗Rsupよりもアース側に、シャント抵抗である電流検出抵抗Rsensを接続し、その電位Vsensを電流検出回路13で基準電位Vrefと比較する構成とした。さらに、電流検出回路13の比較結果に基づいて、リレーコイル5bを流れる電流Icoilが最低駆動電流Iset以下となる前に、PWM制御のオフデューティ期間を終了させる構成とした。
このため、回生電流発生時のサージ電圧が、コイルサージ吸収用抵抗Rsupにおいて電圧降下されてからシャント抵抗である電流検出抵抗Rsensに印加されるようになる。よって、従来の制御装置のようなドロップ回路を設けなくても、電流検出抵抗Rsensの一端(電位Vsens)が反転入力端子に入力される電流検出回路13を、電源Bの電圧を上回る高電圧から保護することができる。
また、回生電流が流れるコイルエネルギー吸収回路7が、PWM制御のオンデューティ期間にオンして電源からの放電経路となるFET1と区別して並列に設けられているので、FET1のオン中にリレーコイル5bに蓄えられたエネルギーをFET1のオフ中に回生電流として放電させることができる。このため、従来の制御装置のように、高速ダイオードを不要にすることができ、電流検出抵抗Rsensの電位Vsensと基準電位Vrefとの比較を通じて、リレーコイル5bを流れる電流Icoilが最低駆動電流Iset以下とならないように回生電流を検出するための構成を、簡易なものとすることができる。
さらに、電源Bは、回生電流がコイルエネルギー吸収回路7を流れるPWM制御のオフデューティ期間にも放電を続けるので、回生電流(PWM制御のオフデューティ期間にリレーコイル5bを流れる電流Icoil)が、図3(e)に示すように、パルス状に立ち上がったり立ち下がったりする高周波成分を含まない。このため、電源Bからの放電電流による伝導ノイズ発生を抑制して、電源周りのEMI対策を不要にすることができる。
また、従来の制御装置のリレーコイル下流を高速ダイオードとスイッチング素子を介して電源に直列接続する場合は、電源に向かって高速ダイオードやスイッチング素子を回生電流が流れるので、スイッチング素子にFETを用いる場合は、そのソース電位は電源電圧よりも高電圧となる。そのため、ゲート−ソース間に電位差を与えてソース−ドレイン間に回生電流を流れさせるためには、逆バイアスのPチャネルFETを用いるか、それとも、NチャネルのFETのゲート電位をチャージポンプでバイアスする必要があり、装置コストが高騰化してしまう。
これに対し、本実施形態のリレー制御装置1では、コイルエネルギー吸収回路7をリレーコイル5bのローサイドに接続したことから、FET2のゲート−ソース間に電位差を与えてFET2に回生電流を流れさせるために、ゲート電圧を低いレンジに設定することができる。このため、FET2を安価なNチャネルFETで構成することができる。
さらに、本実施形態のリレー制御装置1では、電力消費のほとんどがコイルサージ吸収用抵抗Rsupと電流検出抵抗Rsensとによるものとなり、コイルエネルギー吸収回路7のFET2の電力消費はわずかなものとなる。このため、FET2を安価な低電力対応品で構成することができる。
一方、仮に、カレントミラー回路を用いてリレーコイルの電流を最低駆動電流以下にならないように制御すると、リレーコイルと直列接続してカレントミラー回路の一部を構成するトランジスタが、電源からの電力のうちリレーコイル5bで消費される電力を除く全ての電力を消費することになる。したがって、リレーコイルの電流をPWM制御により省電力制御するのに用いるスイッチング素子(トランジスタ)を低消費電力として、集積回路化を図ることができない。
よって、上述したようにFET2を低電力対応品で構成できる本実施形態のリレー制御装置1によれば、複数チャネルのFET2を集積化して集積回路として構成することが可能となり、装置の小型化を図ることができる。
また、上述した実施形態では、リレーコイル5bを制御する際を例に取って説明したが、本発明は、電磁クラッチ等、通電により電磁誘導が発生する負荷を制御する際に広く適用可能である。
本発明は、リレーコイルや電磁クラッチ等の電磁誘導負荷を制御する際に用いて極めて有用である。
1 リレー制御装置(電磁誘導負荷の制御装置)
5 リレー
5a リレー接点
5b リレーコイル(電磁誘導負荷)
7 コイルエネルギー吸収回路
9 リレー駆動回路
9a Pull−in回路
9b PWM生成部
11 スイッチ駆動回路(ドライブ手段)
13 電流検出回路
B 電源
FET1 第1MOSFET(PWM制御用スイッチング素子)
FET2 第2MOSFET(回生電流制御用スイッチング素子)
IB 放電電流
Icoil リレーコイルを流れる電流
Iset 最低駆動電流
Isup コイルサージ吸収用抵抗を流れる電流
Rsens 電流検出抵抗(回生電流検出用抵抗)
Rsup コイルサージ吸収用抵抗(サージ電圧吸収用抵抗)
T 周期
VB 電源電圧
リレーコイルと第1MOSFETのドレインとの接続点の電位
Vref 基準電位
Vsens 電流検出抵抗の電位

Claims (2)

  1. 電源からの電力が供給される電磁誘導負荷とアース間に接続されたPWM制御用スイッチング素子をオンオフ制御することで、前記電磁誘導負荷に対する電力供給をPWM制御する装置において、
    前記PWM制御用スイッチング素子と並列に前記電磁誘導負荷とアース間に接続され、前記PWM制御用スイッチング素子のオフ期間に前記電磁誘導負荷からアースに放電される回生電流が順次流れる、該回生電流の流れる方向における上流側のサージ電圧吸収用抵抗及び下流側の回生電流検出用抵抗の直列回路と、
    前記PWM制御用スイッチング素子と並列に前記電磁誘導負荷とアース間に接続され、前記直列回路の少なくとも前記サージ電圧吸収用抵抗を通過した前記回生電流がアースに向けて流れる箇所に直列に接続される回生電流制御用スイッチング素子と、
    前記電磁誘導負荷に対する電力供給中に前記回生電流制御用スイッチング素子をオンさせ、前記電磁誘導負荷に対する電力供給の終了に伴い前記回生電流制御用スイッチング素子をオフさせるドライブ手段と、
    を備えることを特徴とする電磁誘導負荷の制御装置。
  2. 前記電磁誘導負荷はリレーコイルであり、前記ドライブ手段は、前記電磁誘導負荷に対する電力供給の開始によりリレーがオンされる際の前記PWM制御用スイッチング素子のDC駆動によるオン期間に同期して、前記回生電流制御用スイッチング素子をオンさせると共に、前記電磁誘導負荷に対する電力供給の終了により前記リレーがオフされる際の前記PWM制御用スイッチング素子のオフに同期して、前記回生電流制御用スイッチング素子をオフさせることを特徴とする請求項1記載の電磁誘導負荷の制御装置。
JP2012285019A 2012-12-27 2012-12-27 電磁誘導負荷の制御装置 Active JP6139130B2 (ja)

Priority Applications (5)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2012285019A JP6139130B2 (ja) 2012-12-27 2012-12-27 電磁誘導負荷の制御装置
PCT/JP2013/082049 WO2014103605A1 (ja) 2012-12-27 2013-11-28 電磁誘導負荷の制御装置
EP13869847.7A EP2940867B1 (en) 2012-12-27 2013-11-28 Electromagnetic inductive load control device
CN201380068250.2A CN104885364A (zh) 2012-12-27 2013-11-28 电磁感应负载的控制装置
US14/748,317 US9666396B2 (en) 2012-12-27 2015-06-24 Electromagnetic inductive load control device

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2012285019A JP6139130B2 (ja) 2012-12-27 2012-12-27 電磁誘導負荷の制御装置

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JP2014127953A JP2014127953A (ja) 2014-07-07
JP6139130B2 true JP6139130B2 (ja) 2017-05-31

Family

ID=51020699

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2012285019A Active JP6139130B2 (ja) 2012-12-27 2012-12-27 電磁誘導負荷の制御装置

Country Status (5)

Country Link
US (1) US9666396B2 (ja)
EP (1) EP2940867B1 (ja)
JP (1) JP6139130B2 (ja)
CN (1) CN104885364A (ja)
WO (1) WO2014103605A1 (ja)

Families Citing this family (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP6492672B2 (ja) * 2015-01-14 2019-04-03 株式会社デンソー 負荷駆動装置
JP6387872B2 (ja) * 2015-03-16 2018-09-12 株式会社オートネットワーク技術研究所 リレー制御装置
DE102015104211A1 (de) * 2015-03-20 2016-09-22 Pilz Gmbh & Co. Kg Sicherheitsschaltgerät zum fehlersicheren Abschalten einer elektrischen Last
CN107851537B (zh) * 2015-07-23 2020-05-01 日立汽车系统株式会社 车载控制装置、车载控制系统
JP6625668B2 (ja) * 2016-01-29 2019-12-25 日立オートモティブシステムズ株式会社 電磁負荷駆動装置、車載制御システム
US10770882B2 (en) * 2016-04-06 2020-09-08 Shindengen Electric Manufacturing Co., Ltd. Power module
JP2019216519A (ja) * 2018-06-12 2019-12-19 日立オートモティブシステムズ株式会社 電磁コイル駆動装置および半導体集積回路装置
KR20200116764A (ko) * 2019-04-02 2020-10-13 삼성에스디아이 주식회사 릴레이의 동작 상태를 유지시키는 장치
US20230016629A1 (en) * 2019-12-26 2023-01-19 Hitachi Astemo, Ltd. Load drive device
JP7417079B2 (ja) * 2020-03-02 2024-01-18 日新電機株式会社 クランプ回路
CN114284103A (zh) * 2021-11-12 2022-04-05 国网浙江省电力有限公司平湖市供电公司 一种基于电磁感应的移动发电车零停电感知接入开关装置

Family Cites Families (20)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH01203667A (ja) 1988-02-05 1989-08-16 Toyota Autom Loom Works Ltd 可変容量コンプレッサにおける電磁弁駆動装置
US5012381A (en) * 1989-09-13 1991-04-30 Motorola, Inc. Motor drive circuit with reverse-battery protection
US5195016A (en) * 1989-10-03 1993-03-16 Dark To Light, Inc. Photoelectric load control system
JPH09100938A (ja) * 1995-10-05 1997-04-15 Denso Corp 電磁弁駆動装置
DE69731438T2 (de) * 1996-07-31 2005-11-24 Matsushita Electric Works, Ltd., Kadoma Elektromagnet-Ansteuervorrichtung
JP3058869B1 (ja) * 1999-01-29 2000-07-04 株式会社タクミナ ソレノイド駆動回路
JP4289745B2 (ja) * 1999-11-08 2009-07-01 東京計器株式会社 電磁切換弁の駆動回路
JP2001263531A (ja) * 2000-03-16 2001-09-26 Unisia Jecs Corp 電磁弁制御装置
JP4207365B2 (ja) * 2000-06-19 2009-01-14 株式会社明電舎 介護用電動リフトの昇降制御装置
GB2368210A (en) * 2000-10-21 2002-04-24 Trw Ltd Controllable current decay rate for hydraulic brake system solenoids
JP4792636B2 (ja) * 2001-01-11 2011-10-12 日本テキサス・インスツルメンツ株式会社 誘導性負荷駆動回路
WO2002086919A1 (fr) * 2001-04-20 2002-10-31 Sanken Electric Co., Ltd. Appareil de commande a solenoide et procede de commande
US6674628B1 (en) * 2002-01-25 2004-01-06 Credence Systems Corporation Pulse-width modulated relay
JP2004335656A (ja) * 2003-05-06 2004-11-25 Sankyo Seiki Mfg Co Ltd アクチュエータ駆動回路
JP2005150550A (ja) * 2003-11-18 2005-06-09 Sanken Electric Co Ltd ソレノイド駆動装置
DE102004032721A1 (de) * 2004-07-07 2006-02-16 Robert Bosch Gmbh Vorrichtung und Verfahren zur Ansteuerung einer Induktivität
CN201054012Y (zh) * 2007-05-17 2008-04-30 中科华核电技术研究院有限公司北京分公司 电压监测装置
JP5162335B2 (ja) * 2008-05-30 2013-03-13 矢崎総業株式会社 リレー制御装置
JP5303495B2 (ja) * 2010-03-09 2013-10-02 矢崎総業株式会社 電磁誘導負荷の制御装置
JP5505351B2 (ja) * 2011-03-30 2014-05-28 アイシン・エィ・ダブリュ株式会社 誘導性負荷の駆動回路

Also Published As

Publication number Publication date
US20150294822A1 (en) 2015-10-15
JP2014127953A (ja) 2014-07-07
US9666396B2 (en) 2017-05-30
EP2940867B1 (en) 2017-11-01
EP2940867A4 (en) 2016-08-24
CN104885364A (zh) 2015-09-02
WO2014103605A1 (ja) 2014-07-03
EP2940867A1 (en) 2015-11-04

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP6139130B2 (ja) 電磁誘導負荷の制御装置
US10122255B2 (en) Devices, systems and processes for average current control
US20210160985A1 (en) Average current and frequency control
JP5786281B2 (ja) 駆動回路
US20110044079A1 (en) Circuit and Method for Controlling the Power Supply of a Consumer with Current Pulses Having Steep Flanks
JP5811237B1 (ja) Dc−dcコンバータ
WO2011111720A1 (ja) 電磁誘導負荷の制御装置
EP2339749B1 (en) Solid-state alternating current (AC) switch
JP2011040673A (ja) Led駆動回路
US20200064893A1 (en) Power supply system with pulse mode operation
US9748948B2 (en) Methods for overdriving a base current of an emitter switched bipolar junction transistor and corresponding circuits
WO2012011357A1 (ja) 電源装置
US9184742B2 (en) High side driver with power supply function
JP5504541B2 (ja) イオナイザ
JP2013093669A (ja) 誘導性負荷駆動装置
EP2843831A2 (en) Motor drive unit
US8593830B2 (en) Reverse current limit protection for active clamp converters
JP2018129908A (ja) Dc/dcコンバータおよびその制御回路、制御方法および車載電装機器
KR20130044979A (ko) 전원 공급 장치
JP6071596B2 (ja) 昇圧型スイッチングレギュレータおよび半導体装置
JP2012170232A (ja) 直流電圧変換装置及びその制御方法
JP2013046490A (ja) 過電流保護回路及びこれを用いた降圧型スイッチング電源装置
JP2018019131A (ja) 負荷駆動装置
KR20140054938A (ko) 펄스폭 변조 제어 장치
JP2009189142A (ja) 放電装置

Legal Events

Date Code Title Description
A621 Written request for application examination

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621

Effective date: 20151119

A131 Notification of reasons for refusal

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131

Effective date: 20170131

A521 Request for written amendment filed

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523

Effective date: 20170315

TRDD Decision of grant or rejection written
A01 Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01

Effective date: 20170418

A61 First payment of annual fees (during grant procedure)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61

Effective date: 20170427

R150 Certificate of patent or registration of utility model

Ref document number: 6139130

Country of ref document: JP

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

S531 Written request for registration of change of domicile

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313531

R350 Written notification of registration of transfer

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R350

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250