CN104885364A - 电磁感应负载的控制装置 - Google Patents

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CN104885364A
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    • H03K17/161—Modifications for eliminating interference voltages or currents in field-effect transistor switches
    • H03K17/165—Modifications for eliminating interference voltages or currents in field-effect transistor switches by feedback from the output circuit to the control circuit

Abstract

在实施方式所涉及的继电器控制装置(1)中，来自设在继电器(5)中的继电器线圈(5b)的再生电流经过与继电器线圈(5b)的低压侧连接的线圈能量吸收电路(7)流向地线。而且，与线圈能量吸收电路(7)的线圈浪涌吸收用电阻(Rsup)相比在接地侧连接有作为并联电阻的电流检测电阻(Rsens)，用电流检测电路(13)将电流检测电阻(Rsens)的电位(Vsens)与基准电位(Vref)比较。并且，基于电流检测电路(13)的比较结果，在流过继电器线圈(5b)的电流(Icoil)成为最低驱动电流(Iset)以下之前，结束PWM控制的断开占空比期间。

Description

电磁感应负载的控制装置
技术领域
本发明涉及用于控制继电器线圈、电磁离合器等电磁感应负载的装置。
背景技术
出于降低耗电功率、发热的目的，在从电源对继电器线圈、电磁离合器等电磁感应负载供电时使用PWM控制。而且，在从电源向电磁感应负载的供电断开的PWM控制的通电断开期间，再生电流会流过电磁感应负载。通过在该再生电流跌到电磁感应负载的驱动所需的电流的最低值之前，将PWM控制的通电断开切换至通电接通而重新开始从电源对电磁感应负载供电，从而能够在维持电磁感应负载的驱动的同时实现耗电功率、发热的降低。
在进行如上所述的PWM控制时，为了决定将从电源对电磁感应负载的供电从断开切换为接通的适当时机，对流过电磁感应负载的再生电流值的检测是必不可少的。而且，本发明的发明人过去提出了如下的电磁感应负载的控制装置，经由二极管在使再生电流流过并联电阻，从并联电阻的两端的电位差检测出再生电流值，基于此来控制PWM控制的通电接通(参照专利文献1)。
在该提案所涉及的控制装置中，由于二极管的阳极侧的电位比电源的电位高，因此在并联电阻的两端分别设有电压下降用的下降电路，保护并联电阻的两端电位差的检测部分以免受高电位影响。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开2011-188226号公报(JP 2011-188226A)
发明内容
在上述提案所涉及的控制装置中，需要使用反向恢复时间短的高速二极管作为二极管，使得没有延迟地跟随PWM控制所导致的从电源对电磁感应负载的供电的接通断开，切换流过并联电阻的电流的路径。另外，由于向电流检测电路输入电源电压以上的电压，因此出于进行保护以免受高电压影响的目的，还需要设有使输入电压为电源电压以下的下降电路。这些要素成为使装置的成本高涨的原因。
在上述提案所涉及的控制装置中，在需要随着断开来自电源的供电而以高速断开电磁感应负载的驱动的情况下，希望在断开来自电源的供电的同时，使与高速二极管串联连接的开关元件断开，开放从电磁感应负载经由高速二极管和并联电阻返回电磁感应负载的再生电流的路径。
在上述提案所涉及的控制装置中，PWM控制的断开期间中的线圈电流是PWM控制的接通期间储存在继电器线圈中的能量所产生的再生电流，经过高速二极管和开关元件供给至继电器线圈。所以，在PWM控制断开期间来自电源的电流不会供给至继电器线圈，从电源供给至继电器线圈的电流为脉冲状。这样的脉冲状的电流包含高频分量，是产生噪声的主要原因。因此，产生了对于电源周围的EMI(电磁干扰)采取措施的新的必要性。
本发明是鉴于上述情况而完成的，本发明的目的在于提供一种电磁感应负载的控制装置，能够以简易的构成来检测流过电磁感应负载的再生电流，能够抑制电磁感应负载的PWM控制所导致的驱动中的噪声产生。
为达到上述目的，本发明的第1形态所涉及的电磁感应负载的控制装置用于通过对与被供给来自电源的电力的电磁感应负载的低压侧连接的PWM控制用开关元件进行接通断开控制，来PWM控制对电磁感应负载的供电，包括：高阻抗的浪涌电压吸收用电阻和低阻抗的再生电流检测用电阻的串联电路，该串联电路与PWM控制用开关元件并联连接在电磁感应负载的低压侧，来自电磁感应负载的再生电流依次流过该浪涌电压吸收用电阻和再生电流检测用电阻；再生电流控制用开关元件，其与通过了串联电路的至少浪涌电压吸收用电阻的再生电流所流过的部位串联连接；及驱动电路，其在对电磁感应负载的供电中使再生电流控制用开关元件接通，随着对电磁感应负载的供电的结束而使再生电流控制用开关元件断开。
利用这样的构成，在电磁感应负载的PWM控制中，随着PWM控制用开关元件的断开和再生电流控制用开关元件的接通，从电磁感应负载输出的再生电流经过浪涌电压吸收用电阻和再生电流检测用电阻的串联电路流向地线。
而且，由于浪涌电压吸收用电阻的电压降，从而施加在再生电流检测用电阻侧的电压比浪涌电压大幅下降。所以，防止用于基于再生电流检测用电阻的两端电位差来检测再生电流值的电路元件因高电压而损坏。
另外，在PWM控制中的、不产生再生电流的PWM控制用开关元件的接通期间中，与对电磁感应负载的供电相伴的电流不会向再生电流所流过的串联电路不会流入。另外，由于再生电流所流过的串联电路与电磁感应负载的低压侧连接，因此再生电流控制用开关元件接通时会成为接地电位。所以，即使接通再生电流控制用开关元件，也不会在该串联电路中流过短路电流。因此，不需要将反向恢复时间短的高速二极管设在串联电路中。
因此，能够用与地线连接的浪涌电压吸收用电阻和再生电流检测用电阻的串联电路这样的简易的构成，将流过电磁感应负载的再生电流流向地线。由此，由于输入至电流检测电路的电压为电源电压以下，不需要使输入电压为电源电压以下的下降电路，因此能够低廉地构成感应负载的电路。
也可以是，电磁感应负载是设在继电器中的继电器线圈，也可以是，驱动电路与因对电磁感应负载的供电的开始而接通继电器时的PWM控制用开关元件的DC驱动所导致的接通期间同步地，接通再生电流控制用开关元件，并且与因对电磁感应负载的供电的结束而断开继电器时的PWM控制用开关元件的断开同步地，断开再生电流控制用开关元件。
利用这样的构成，在断开从电源对继电器线圈的供电的同时断开再生电流控制用开关元件时，从继电器线圈经过浪涌电压吸收用电阻和再生电流检测用电阻的再生电流的路径开放，高速地断开继电器。
此处，PWM控制中的来自继电器线圈的再生电流经过浪涌电压吸收用电阻和再生电流检测用电阻的串联电路流向地线，不会成为充电电流而流入电源。因此，即使在PWM控制的断开期间中，电源的放电也不会被来自继电器线圈的再生电流妨碍，放电电流保持大致一定。所以，防止电源的放电电流以包含成为噪声的产生主要原因的高频分量的方式变动。
因此，能够防止电源的放电电流成为脉冲状而包含高频分量，能够防止产生对于电源周围的EMI(电磁干扰)采取措施的必要性。
根据本发明的第1形态所涉及的电磁感应负载的控制装置，能用简易的构成检测流过电磁感应负载的再生电流，能够抑制电磁感应负载的PWM控制所导致的驱动中的噪声产生。
附图说明
图1是示出实施方式所涉及的继电器控制装置的原理的构成的电路图。
图2是示出实施方式的变形例所涉及的继电器控制装置的原理的构成的电路图。
图3是示出图1的继电器控制装置的各处的电位、电流、信号的状态的时序图。
图4是图1的继电器控制装置的各处的与耗电功率相关的说明图。
图5是示出计算PWM控制的接通占空比期间的图1的继电器驱动电路的耗电功率的区间的说明图。
具体实施方式
下面，参照附图说明本发明的实施方式。图1是示出实施方式所涉及的继电器控制装置1的原理的构成的电路图。
实施方式所涉及的继电器控制装置(电磁感应负载的控制装置)1例如用于使继电器5的继电器触点5a通断的继电器线圈(电磁感应负载)5b的通电控制，该继电器5使从车辆的电池等电源B对行驶系统、灯光系统等负载(未图示)的供电接通断开。
继电器控制装置1包括：使继电器线圈5b的通电接通断开的N沟道型的第1MOSFET(场效应晶体管)(PWM控制用开关元件)即FET1；线圈能量吸收电路7；继电器驱动电路9；开关驱动电路11；及电流检测电路13。
线圈能量吸收电路7是构成使再生电流向地线流动的路径的电路，与继电器5的低压侧连接，该再生电流是在继电器驱动电路9的PWM控制所决定的通电断开期间中继电器线圈5b产生的再生电流。
线圈能量吸收电路7由串联电路构成，该串联电路包括：在再生电流的路径上与继电器触点5a的接通断开同步地接通断开的N沟道型的第2MOSFET(场效应晶体管)(再生电流控制用开关元件)即FET2；使在再生电流的产生最初产生的浪涌电压下降以保护FET2的线圈浪涌吸收用电阻(浪涌电压吸收用电阻)Rsup；及为了监视流过继电器线圈5b的电流Icoil而被用作并联电阻的电流检测电阻(再生电流检测用电阻)Rsens。
线圈浪涌吸收用电阻Rsup与FET2的漏极连接，在FET2的源极连接有电流检测电阻Rsens的一端。电流检测电阻Rsens的另一端接地。
继电器驱动电路9是通过FET1的开关来控制对继电器线圈5b的通电的电路。从继电器驱动信号源(未图示)向继电器驱动电路9输入使继电器5接通(驱动)的继电器接通信号、和断开(停止)的继电器断开信号。
向继电器驱动电路9输入来自电流检测电路13的电流检测信号。电流检测信号是在流过继电器线圈5b的电流Icoil下降到将继电器触点5a维持接通所需的最低驱动电流时，电流检测电路13所输出的电流检测信号。继电器驱动电路9包括拉入(pull in)电路9a和PWM生成部9b。
拉入电路9a在从继电器驱动信号源(未图示)输入继电器接通信号时，将使FET接通1的DC驱动信号(拉入)在预定期间输出至FET1的栅极。输出DC驱动信号(拉入)的预定期间设定为对于继电器触点5a因开始向继电器线圈5b通电而闭合而言充分的时间。
PWM生成部9b在从电流检测电路13输入电流检测信号时，在与接通FET1的PWM控制的接通占空比相应的期间，将使FET1接通的PWM驱动信号输出至FET1的栅极。
开关驱动电路(驱动电路)11是用于通过FET2的开关来进行控制，以使继电器线圈5b的再生电流流过线圈能量吸收电路7的电路。从继电器驱动信号源(未图示)向开关驱动电路11输入继电器接通信号和继电器断开信号。
输入继电器接通信号时，开关驱动电路11开始对FET2的栅极输出使线圈能量吸收电路7的FET2接通的吸收电路接通信号。输入继电器断开信号时，开关驱动电路11结束对FET2的栅极的吸收电路接通信号的输出。
电流检测电路13包括比较器。向电流检测电路13的非反相输入端子输入基准电位Vref。向电流检测电路13的反相输入端子输入在线圈能量吸收电路7的FET2的源极与电流检测电阻Rsens的连接点出现的电位Vsens。电位Vsens是以接地电位为基准的电流检测电阻Rsens的电位。在电流检测电阻Rsens的电位Vsens为基准电位Vref以下的情况下，电流检测电路13输出电流检测信号。
基准电位Vref的值设定为流过继电器线圈5b的电流Icoil为使继电器触点5a接通的最低驱动电流Iset时的、电流检测电阻Rsens的电位Vsens(＝Iset×Rsens)。所以，继电器线圈5b的电流Icoil是最低驱动电流Iset以下时，从电流检测电路13输出电流检测信号。
顺便提及，在随着继电器触点5a从接通切换为断开而产生的浪涌电压的作用下，线圈浪涌吸收用电阻Rsup的接地侧的电位变得比电源电压VB高。因此，在实施方式中，将使与栅极-源极间的电位差相应的电流流过漏极-源极间的FET2连接在线圈浪涌吸收用电阻Rsup与电流检测电阻Rsens之间。由此，保护在FET2的源极与电流检测电阻Rsens的连接点连接有反相输入端子的电流检测电路13免受高电压影响。
但是，在电流检测电路13中具有对于比电源电压VB高的高电压充分的耐性的情况下，如图2的电路图所示，也可以在线圈浪涌吸收用电阻Rsup上连接电流检测电阻Rsens，将FET2连接在电流检测电阻Rsens与接地之间。
接下来，参照图3的各图(a)～(g)所示的继电器控制装置1的各处的电位、电流、信号的状态，说明如图1所示构成的继电器控制装置1的动作(作用)。
首先，随着从电源B对负载(未图示)开始供电，开始图3的图(a)所示的继电器接通信号的输入时，利用继电器驱动电路9的拉入电路9a在预定期间(图3中的期间(1))输出DC驱动信号(拉入)。由此，FET1接通，在预定期间向继电器线圈5b进行通电，可靠地闭合继电器触点5a。
另外，开始继电器接通信号的输入时，开始开关驱动电路11所进行的吸收电路接通信号的输出。由此，接通FET2。
而且，在FET1和FET2都接通的图3中的期间(1)中，形成从继电器线圈5b经过FET1到达地线的电路、与从继电器线圈5b经过线圈能量吸收电路7到达地线的电路的并联电路。但是，由于线圈能量吸收电路7(的线圈浪涌吸收用电阻Rsup)是高阻抗，因此电源B的放电电流IB几乎都从继电器线圈5b经过FET1流向地线。
所以，在图3中的期间(1)中，图1所示的继电器线圈5b与FET1的漏极的连接点的电位VL如图3的图(b)所示，从电源电压VB下降至接地电位(GND)。
另外，在拉入电路9a所进行的DC驱动信号的输出中，图3的图(c)所示的电源B的放电电流IB从0A缓缓上升。因此，流过继电器线圈5b的电流Icoil和流过FET1的漏极-源极间的电流IFET1也如图3的图(d)、(e)所示，与放电电流IB相同从0A缓缓上升。
从DC驱动信号的输出开始经过预定期间而DC驱动信号的输出结束时，断开FET1(图3中的期间(2))。这样，在由于FET1的断开而在继电器线圈5b中产生的浪涌电压的作用下，继电器线圈5b与FET1的漏极的连接点的电位VL如图3的图(b)所示，提高至比电源电压VB高的电位。
而且，DC驱动信号的输出结束后，再生电流从继电器线圈5b经过线圈能量吸收电路7流向地线。该再生电流随着从DC驱动信号的输出结束起的时间经过而缓缓减少(图3中的期间(2))。因此，如图3的图(c)、(e)、(f)所示，电源B的放电电流IB、流过FET1的漏极-源极间的电流IFET1、流过线圈能量吸收电路7的线圈浪涌吸收用电阻Rsup的电流Isup都随着再生电流的减少而缓缓减少。
而且，图3的图(d)所示的流过继电器线圈5b的电流Icoil下降至最低驱动电流Iset，图3的图(g)所示的电流检测电阻Rsens的电位Vsens下降至基准电位Vref(＝Iset×Rsens)。这样，利用继电器驱动电路9的PWM生成部9b，在与PWM控制的接通占空比相应的期间(图3中的期间(3))输出PWM驱动信号。
而且，在图3中的期间(3)中，FET1和FET2都接通，形成从继电器线圈5b经过FET1到达地线的电路、与从继电器线圈5b经过线圈能量吸收电路7到达地线的电路的并联电路。但是，由于线圈能量吸收电路7(的线圈浪涌吸收用电阻Rsup)是高阻抗，因此电源B的放电电流IB几乎都从继电器线圈5b经过FET1流向地线。
所以，在图3中的期间(3)中，继电器线圈5b与FET1的漏极的连接点的电位VL如图3的图(b)所示，从比电源电压VB高的电位下降至接地电位(GND)。
另外，在PWM生成部9b所进行的PWM驱动信号的输出中(PWM控制的接通占空比期间)，图3的图(c)所示的电源B的放电电流IB从流过继电器线圈5b的电流Icoil是最低驱动电流Iset时的电流值缓缓上升。因此，流过继电器线圈5b的电流Icoil如图3的图(d)所示，从最低驱动电流Iset缓缓上升。同样，流过FET1的漏极-源极间的电流IFET1也如图3的图(e)所示，从流过继电器线圈5b的电流Icoil是最低驱动电流Iset时的电流值缓缓上升。
从PWM驱动信号的输出开始经过预定期间而PWM驱动信号的输出(PWM控制的接通占空比期间)结束时，断开FET1(图3中的期间(4))。这样，在由于FET1的断开而在继电器线圈5b中产生的浪涌电压的作用下，继电器线圈5b与FET1的漏极的连接点的电位VL如图3的图(b)所示，提高至比电源电压VB高的电位。
另外，PWM驱动信号的输出结束后，再生电流从继电器线圈5b经过线圈能量吸收电路7流向地线。该再生电流随着从PWM驱动信号的输出结束起的时间经过而缓缓减少(图3中的期间(4))。因此，如图3的图(c)、(e)、(f)所示，电源B的放电电流IB、流过FET1的漏极-源极间的电流IFET1、流过线圈能量吸收电路7的线圈浪涌吸收用电阻Rsup的电流Isup都随着再生电流的减少而缓缓减少。
而且，图3的图(d)所示的流过继电器线圈5b的电流Icoil下降至最低驱动电流Iset，图3的图(g)所示的电流检测电阻Rsens的电位Vsens下降至基准电位Vref。这样，利用继电器驱动电路9的PWM生成部9b，在与PWM控制的接通占空比相应的期间(图3中的期间(3))再次输出PWM驱动信号。然后，重复图3中的期间(3)和期间(4)的动作。
此外，随着从电源B对负载(未图示)的供电的结束，如图3的图(a)所示，继电器接通信号的输入结束时，继电器驱动电路9的PWM生成部9b所进行的PWM驱动信号的输出、开关驱动电路11所进行的吸收电路接通信号的输出都结束，FET1和FET2都断开。
随此，继电器线圈5b与FET1的漏极的连接点的电位VL如图3的图(b)所示，暂时上升至浪涌电压后，下降至电源电压VB并稳定。另外，如图3的图(c)～(f)所示，电源B的放电电流IB、流过继电器线圈5b的电流Icoil、流过FET1的漏极-源极间的电流IFET1、流过线圈能量吸收电路7的线圈浪涌吸收用电阻Rsup的电流Isup都为0A。并且，图3的图(g)所示的电流检测电阻Rsens的电位Vsens为接地电位(以上，图3中的期间(5))。
接下来，参照图4的说明图说明实施方式所涉及的继电器控制装置1的耗电功率。
在继电器控制装置1中消耗电力的主要是继电器线圈5b、线圈能量吸收电路7、FET1。特别是，继电器线圈5b和线圈能量吸收电路7在PWM控制的断开占空比期间也消耗电力。因此，对各耗电功率要素分别说明耗电功率。
(继电器线圈5b的耗电功率)
继电器线圈5b的耗电功率Pcoil为Pcoil＝Icoil2×Rcoil。
(线圈能量吸收电路7的耗电功率)
线圈能量吸收电路7在流动再生电流的PWM控制的断开占空比期间(＝1-ON_Duty)，消耗Pabsorb＝Psup+PFET2+Psens的电力。而且，在PWM控制的断开占空比期间中，由于流过继电器线圈5b的电流Icoil和流过线圈浪涌吸收用电阻Rsup的电流Isup相等，因此
Psup＝Isup2×Rsup×(1-ON_Duty)＝Icoil2×Rsup×(1-ON_Duty)
PFET2＝Isup2×RFET2×(1-ON_Duty)＝Icoil2×RFET2×(1-ON_Duty)
Psens＝Isup2×Rsens×(1-ON_Duty)＝Icoil2×Rsens×(1-ON_Duty)。
(FET1的耗电功率)
FET1在PWM控制的接通占空比期间(＝ON_Duty)消耗PFET1＝Pt1+Pt2+Pt3的电力。
此处，t1～t3如图5所示，表示将PWM控制的接通占空比期间隔开为在时间序列中连续的3个区间的各区间。
在PWM控制的接通占空比期间，流过FET1的漏极-源极间的电流IFET1在0A与流过继电器线圈5b的电流Icoil之间以矩形波状变化。
另一方面，在从PWM控制的断开占空比期间向接通占空比期间的移动的t1的区间，继电器线圈5b与FET1的漏极的连接点的电位VL从PWM控制的断开占空比期间的电位VL_PWM_OFF减少为PWM控制的接通占空比期间的电位。
另外，在接着区间t1的t2的区间中，连接点的电位VL为一定，接着，在从PWM控制的接通占空比期间移动至断开占空比期间的t3的区间，连接点的电位VL增加。因此，对各区间t1～t3分别计算继电器驱动电路9的耗电功率。
(区间t1的FET1的耗电功率)
在区间t1中，连接点的电位VL从PWM控制的断开占空比期间的电位VL_PWM_OFF减少至PWM控制的接通占空比期间的电位。此处，PWM控制的接通占空比期间的电位能够表达为：
IFET1×RFET1(FET1的正向电阻)。
所以，区间t1的FET1的耗电功率Pt1是对PWM控制的断开占空比期间与接通占空比期间的电位差乘以流过FET1的电流IFET1的值的一半，并进一步乘以区间t1相对于PWM控制的周期T占据的比例(t1/T)，用下式求出：
Pt1＝0.5×IFET1×(VL_PWM_OFF-IFET1×RFET1)×(t1/T)
其中，t1＜＜T。
而且，在PWM控制的接通占空比期间中，流过FET1的漏极-源极间的电流IFET1与流过继电器线圈5b的电流Icoil相等。另外，PWM控制的断开占空比期间的电位VL_PWM_OFF由流过继电器线圈5b的电流Icoil、和开关驱动电路11的电阻值(＝Rsup+RFET2+Rsens)决定。
因此，区间t1的FET1的耗电功率Pt1为：
Pt1＝0.5×Icoil2×(Rsup+RFET2+Rsens-RFET1)×(t1/T)
其中，t1＜＜T···式(a)。
此外，在PWM控制的接通占空比期间(图3的期间(3))中，流过继电器线圈5b的电流Icoil如图3的图(d)所示增加。但是，此处，为了简化区间t1的FET1的耗电功率Pt1的计算，假定PWM控制的接通占空比期间的流过继电器线圈5b的电流Icoil是一定的。
另外，在PWM控制的断开占空比期间(图3的期间(2)、(4))中，继电器线圈5b与FET1的漏极的连接点的电位VL_PWM_OFF如图3的图(b)所示减少。但是，此处，为了简化区间t1的FET1的耗电功率Pt1的计算，假定PWM控制的断开占空比期间的连接点的电位VL_PWM_OFF是一定的。
另外，假定PWM控制的接通占空比期间的流过继电器线圈5b的电流Icoil、PWM控制的断开占空比期间的连接点的电位VL_PWM_OFF分别为一定，这在后述区间t2、t3的FET1的耗电功率Pt2、Pt3的计算时也同样。
(区间t2的FET1的耗电功率)
接下来，利用在PWM控制的接通占空比期间流过FET1的漏极-源极间的电流IFET1、FET1的正向电阻RFET1、区间t2相对于PWM控制的周期T占据的比例(t2/T)，由下式求出区间t2的FET1的耗电功率Pt2：
Pt2＝0.5×IFET12×RFET1×(t2/T)
其中，t2＜＜T
＝0.5×Icoil2×RFET1×(t2/T)
其中，t2＜＜T···式(b)
(在PWM控制的接通占空比期间中，IFET1＝Icoil)。
(区间t3的FET1的耗电功率)
在区间t3中，与区间t1相反，连接点的电位VL从PWM控制的接通占空比期间的电位IFET1×RFET1(＝Icoil×RFET1)增加至PWM控制的断开占空比期间的电位VL_PWM_OFF。
因此，区间t3的FET1的耗电功率Pt3与区间t1的继电器驱动电路9的耗电功率Pt1同样，由下式求出：
Pt3＝0.5×Icoil2×(Rsup+RFET2+Rsens-RFET1)×(t3/T)
其中，t3＜＜T···式(c)。
而且，式(1)～(3)的FET1的正向电阻RFET1、FET2的正向电阻RFET2都要远低于线圈能量吸收电路7的线圈浪涌吸收用电阻Rsup、电流检测电阻Rsens。所以，在继电器控制装置1中，线圈浪涌吸收用电阻Rsup和电流检测电阻Rsens消耗大部分的电力。
如以上说明，在实施方式所涉及的继电器控制装置1中，构成为来自继电器线圈5b的再生电流经过与继电器线圈5b的低压侧连接的线圈能量吸收电路7，流向地线。而且，构成为与线圈能量吸收电路7的线圈浪涌吸收用电阻Rsup相比在接地侧，连接有作为并联电阻的电流检测电阻Rsens，用电流检测电路13将其电位Vsens与基准电位Vref比较。并且，构成为基于电流检测电路13的比较结果，在流过继电器线圈5b的电流Icoil成为最低驱动电流Iset以下之前，结束PWM控制的断开占空比期间。
因此，再生电流产生时的浪涌电压在线圈浪涌吸收用电阻Rsup中电压下降之后，施加到作为并联电阻的电流检测电阻Rsens。因此，在实施方式所涉及的继电器控制装置1中，即使不设有以往的控制装置所使用的下降电路，也能够保护将电流检测电阻Rsens的一端(电位Vsens)输入到反相输入端子的电流检测电路13不受高于电源B的电压的高电压影响。
另外，由于再生电流流过的线圈能量吸收电路7与在PWM控制的接通占空比期间接通并作为来自电源的放电路径的FET1区别且并列地设置，因此能够使在FET1接通中储存在继电器线圈5b中的能量作为FET1断开中的再生电流进行放电。因此，在实施方式所涉及的继电器控制装置1中，能够不需要以往的控制装置所使用的高速二极管，通过电流检测电阻Rsens的电位Vsens与基准电位Vref的比较，能够将用于检测再生电流，使得流过继电器线圈5b的电流Icoil不会成为最低驱动电流Iset以下的构成简化。
并且，由于电源B在再生电流流过线圈能量吸收电路7的PWM控制的断开占空比期间也持续放电，因此再生电流(在PWM控制的断开占空比期间流过继电器线圈5b的电流Icoil)如图3的图(d)所示，不包含呈脉冲状立上升或下降的高频分量。因此，能够抑制来自电源B的放电电流所导致的传导噪声产生，不需要电源周围的EMI措施。
另外，在如以往的控制装置那样经由高速二极管和开关元件将继电器线圈下游与电源串联连接的情况下，由于再生电流向电源流过高速二极管、开关元件，因此，在对开关元件使用FET的情况下，其源极电位为比电源电压高的电压。因此，为了在栅极-源极间带来电位差以在源极-漏极间流过再生电流，需要使用反向偏置的P沟道FET，或者用电荷泵来偏置N沟道的FET的栅极电位，装置成本高涨化。
与之相对，在实施方式所涉及的继电器控制装置1中，由于将线圈能量吸收电路7与继电器线圈5b的低压侧连接，因此，为了在FET2的栅极-源极间带来电位差以使再生电流流过FET2，能够将栅极电压设定在低范围。因此，在实施方式所涉及的继电器控制装置1中，能够以低廉的N沟道FET构成FET2。
并且，在实施方式所涉及的继电器控制装置1中，耗电功率几乎都是线圈浪涌吸收用电阻Rsup和电流检测电阻Rsens导致的耗电功率，线圈能量吸收电路7的FET2的耗电功率很小。因此，在实施方式所涉及的继电器控制装置1中，能够以低廉的低电力对应品构成FET2。
另一方面，假设使用电流镜电路进行控制，使得继电器线圈的电流不会成为最低驱动电流以下，那么与继电器线圈串联连接并构成电流镜电路的一部分的晶体管会消耗来自电源的电力中的除了继电器线圈5b所消耗的电力以外的所有电力。所以，利用PWM控制对继电器线圈的电流进行的省电控制中所使用的开关元件(晶体管)不能作为低耗电功率元件来实现集成电路化。
因此，如上所述，根据能以低电力对应品构成FET2的实施方式所涉及的继电器控制装置1，能够将多个沟道的FET2集成化而构成为集成电路，能够实现装置的小型化。
另外，在实施方式所涉及的继电器控制装置1中，以控制继电器线圈5b时的例子进行了说明，但不限于此，能够广泛适用于电磁离合器等、利用通电来控制产生电磁感应的负载时。
工业上的实用性
本发明在用于控制继电器线圈、电磁离合器等电磁感应负载时极其有用。

Claims (2)

1.一种电磁感应负载的控制装置，用于通过对PWM控制用开关元件进行接通断开控制，来PWM控制对所述电磁感应负载的供电，所述PWM控制用开关元件与被供给来自电源的电力的电磁感应负载的低压侧连接，所述电磁感应负载的控制装置的特征在于，
包括：
浪涌电压吸收用电阻和再生电流检测用电阻的串联电路，所述串联电路与所述PWM控制用开关元件并联连接在所述电磁感应负载的低压侧，来自所述电磁感应负载的再生电流依次流过所述浪涌电压吸收用电阻和再生电流检测用电阻；
再生电流控制用开关元件，所述再生电流控制用开关元件与所述串联电路的至少通过了所述浪涌电压吸收用电阻的所述再生电流所流过的部位串联连接；及
驱动电路，所述驱动电路在对所述电磁感应负载的供电中使所述再生电流控制用开关元件接通，随着对所述电磁感应负载的供电的结束而使所述再生电流控制用开关元件断开。
2.如权利要求1所述的电磁感应负载的控制装置，其特征在于，
所述电磁感应负载是设在继电器中的继电器线圈，
所述驱动电路与因对所述电磁感应负载的供电的开始而接通所述继电器时的所述PWM控制用开关元件的DC驱动所导致的接通期间同步地，接通所述再生电流控制用开关元件，并且与因对所述电磁感应负载的供电的结束而断开所述继电器时的所述PWM控制用开关元件的断开同步地，断开所述再生电流控制用开关元件。
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