CN101247083B - 开关稳压器 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及能根据负载状态切换PWM控制和PFM控制或VFM控制的开关稳压器。电流检测电路(10)在电感器电流为零期间，输出低电平信号(CMPout)，电容器(C11)通过PMOS型晶体管(M11)，以从定电流源(11)供给的定电流在由PMOS型晶体管(M13)及(M14)构成的电流反射镜电路折返的电流充电，信号(CMPout)为高电平时，电容器(C11)通过NMOS型晶体管(M12)放电，若从切换信号生成电路部输入一次或一次以上连续的低电平切换信号(Sc)，则PFM/PWM控制电路(2)将控制模式从PWM控制切换为PFM控制。提供不使用输出电流检测用电阻、能正确设定根据负载状态切换PWM控制以及PFM控制或VFM控制时的输出电流的开关稳压器。

Description

开关稳压器
技术领域
本发明涉及能根据负载状态切换PWM控制，以及PFM控制或VFM控制的开关稳压器(switching regulator)。
背景技术
近年，考虑环境问题，要求电子设备省电力化。尤其，在电池驱动的电子设备中，这种倾向很明显。一般，为了省电力化，重要的是，减少在电子设备中消耗的电力，以及提高电源电路自身效率抑制电力消耗浪费。
作为用于小型电子设备中的高效电源电路，广泛使用设有电感器的非绝缘型的开关稳压器。开关稳压器的控制方法大体上有三种方法。
一种方法是使得一定频率的时钟脉冲的占空比变化，将输出电压控制为一定的脉冲宽度调制(pulse width modulation，以下简记为“PWM”)控制。另一种方法是使得脉冲宽度一定，时钟周期变化，将输出电压控制为一定的脉冲频率调制(pulse frequency modulation，以下简记为“PFM”)控制，又一种方法是根据输出电压误差控制脉冲宽度为一定的时钟输出，将输出电压控制为一定的可变频率调制(variable frequency modulation，以下简记为“VFM”)控制。PFM控制有使得频率无级变化的方式，以及拉大在PWM控制中使用频率的时钟，模拟地使得频率变化的方式。
PWM控制即使在轻负载状态下也以一定周期控制开关晶体管的接通/截止，在向负载输出电流小的轻负载状态下，效率恶化。与此相反，PFM控制及VFM控制根据连接负载开关上述开关晶体管的信号频率变化，对设备来说，噪音或波动影响大，但对轻负载状态，比PWM控制效率好。
这样，以往，根据负载条件，切换PWM控制和PFM控制，或PWM控制和VFM控制，提高从轻负载到重负载的电源效率。
作为检测上述负载条件的方法，一般，将输出电流检测用电阻插入从形成输入电压的电源电压到输出端之间，检测从该输出端的输出电流。但是，在这种方法中，输出电流越大，输出电流检测用电阻引起的电力损失增加，不适合以电池为电源的小型电子电器。因此，作为不使用输出电流检测用电阻的方法，有使用误差放大电路的电压电平，间接检测负载状态的方法(例如参照专利文献1)。
[专利文献1]日本专利第3647811号公报
但是，误差放大电路附属用于除去叠合在输出电压上的波动成份影响的积分电路，该积分电路通常作为位相补偿电路被附加在误差放大电路上。该积分电路通常与PWM控制时的动作频率一致，被最优化，因此，若如PFM控制时那样，比PWM控制时动作频率低(或从PWM控制用的脉冲信号拉大脉冲)，积分电路输出也是差动误差输出，开关刚动作后功能有效，但在从PWM控制用的脉冲信号拉大脉冲等开关动作停止状态中，误差放大电路的输出电压成为0V或电源电压电平，作为检测输出电流的信号不能有效保持功能。因此，PFM控制时，误差放大电路的输出电压相对输出电流不能维持一定电压，误差放大电路的输出电压和输出电流的关系成为不一定。因此，与使用输出电流检测用电阻测定输出电流的方法相比，存在不能正确设定控制方法切换时的输出电流的问题。
发明内容
本发明就是为解决上述先有技术所存在的问题而提出来的，本发明的目的在于，提供不使用输出电流检测用电阻、能正确设定根据负载状态切换PWM控制以及PFM控制或VFM控制时的输出电流的开关稳压器。
为了实现上述目的，本发明提出以下方案：
(1)一种开关稳压器，将输入电压输入到输入端，变换成所设定的定电压，从输出端输出，其特征在于：
所述开关稳压器包括：
开关晶体管，根据来自控制电路部的控制信号进行开关；
电感器，通过该开关晶体管开关，由上述输入电压进行充电；
切换信号生成电路部，从所述开关晶体管和电感器的连接部电压，检测流过该电感器的电感器电流，若检测到该电感器电流为零，经过随所述输入电压的增大而变长、随所述输入电压的减小而变短的时间后，生成低电平的切换信号输出；
所述控制电路部，对所述开关晶体管，根据来自该切换信号生成电路部的切换信号是高电平还是低电平，实行PWM控制或PFM控制，使得从所述输出端输出的输出电压成为上述所设定的定电压；
若从所述切换信号生成电路部输入一次或一次以上连续的上述低电平的切换信号，所述控制电路部实行PFM控制。
(2)一种开关稳压器，将输入电压输入到输入端，变换成所设定的定电压，从输出端输出，其特征在于：
所述开关稳压器包括：
开关晶体管，根据来自控制电路部的控制信号进行开关；
电感器，通过该开关晶体管开关，由上述输入电压进行充电；
切换信号生成电路部，从所述开关晶体管和电感器的连接部电压，检测流过该电感器的电感器电流，若检测到该电感器电流为零，经过随所述输入电压的增大而变长、随所述输入电压的减小而变短的时间后，生成低电平的切换信号输出；
所述控制电路部，对所述开关晶体管，根据来自该切换信号生成电路部的切换信号是高电平还是低电平，实行PWM控制或VFM控制，使得从所述输出端输出的输出电压成为上述所设定的定电压；
若从所述切换信号生成电路部输入一次或一次以上连续的上述低电平的切换信号，所述控制电路部实行VFM控制。
(3)在上述(1)或(2)所述的开关稳压器中，其特征在于，上述切换信号生成电路部包括：
电流检测电路，从所述开关晶体管和电感器的连接部电压，检测流过该电感器的电感器电流，若检测到该电感器电流为零，生成所定的二值检测信号输出；
信号生成电路，若从该电流检测电路输出上述所定的二值检测信号，则使得该检测信号经过随所述输入电压的增大而变长、随所述输入电压的减小而变短的时间后，作为上述低电平的切换信号输出。
(4)在上述(3)所述的开关稳压器中，其特征在于：
上述输入电压越大，所述信号生成电路的上述延迟时间越长。
(5)在上述(4)所述的开关稳压器中，其特征在于，所述信号生成电路包括：
反相器，输入来自上述电流检测电路的上述检测信号；
定电流电路，以上述输入电压为电源，向该反相器供给定电流；
电容器，通过上述反相器的输出信号进行充电及放电；
二值化电路，将该电容器电压二值化，生成上述切换信号。
(6)在上述(5)所述的开关稳压器中，其特征在于：
上述定电流电路供给上述反相器的定电流值设定为可变。
(7)在上述(5)所述的开关稳压器中，其特征在于：
上述控制电路部对上述定电流电路根据控制方式切换，使得供给上述反相器的定电流值变化。
下面说明本发明的效果。
按照本发明的开关稳压器，切换信号生成电路部从所述开关晶体管和电感器的连接部电压，检测流过该电感器的电感器电流，若检测到该电感器电流为零，经过与所述输入电压相对应的时间后，生成所定的切换信号输出，控制电路部对所述开关晶体管，根据来自该切换信号生成电路部的切换信号，实行PWM控制或PFM控制，使得从所述输出端输出的输出电压成为上述所定的定电压，若从所述切换信号生成电路部输入一次或一次以上连续的上述所定的切换信号，所述控制电路部实行PFM控制。这样，在与输入电压无关、从输出端输出的输出电流中，能以一定的电流值进行PWM控制和PFM控制或VFM控制的切换，不使用输出电流检测用电阻，能根据负载状态正确设定切换PWM控制和PFM控制或VFM控制时的负载电流。
附图说明
图1表示本发明第一实施例的开关稳压器的电路例。
图2表示图1所示开关稳压器在连续模式及不连续模式中各信号的时间图。
图3表示本发明第一实施例的开关稳压器的另一电路例。
图4表示本发明第一实施例的开关稳压器的又一电路例。
图5表示本发明第二实施例的开关稳压器的电路例。
具体实施方式
下面参照附图，详细说明本发明实施例。
第一实施例
图1表示本发明第一实施例的开关稳压器的电路例。
在图1中，开关稳压器1是使用电感器的非绝缘型的开关稳压器，将输入电压Vin输入到输入端IN，将该输入电压Vin变换成所设定的定电压，作为输出电压Vout从输出端OUT向负载7输出。
开关稳压器1设有由PMOS型晶体管构成的用于实行输入电压Vin的输出控制的开关动作的开关晶体管M1，由NMOS型晶体管构成的同步整流用晶体管M2，PFM/PWM控制电路2，生成用于切换PFM/PWM控制电路2动作的切换信号Sc输出的切换信号生成电路3，电容器C1，电感器L1。
切换信号生成电路3设有：检测到电流没有流过电感器L1期间，输出低电平信号的电流检测电路10；用于形成反相器的PMOS型晶体管M11及NMOS型晶体管M12；定电流源11；用于形成电流反射镜电路的PMOS型晶体管M13及M14；电容器C11；反相器12。
PFM/PWM控制电路2构成控制电路部，切换信号生成电路3构成切换信号生成电路部，定电流源11，反相器12，电容器C11，PMOS型晶体管M11，M13，M14及NMOS型晶体管M12构成反相器，定电流源11及PMOS型晶体管M13，M14构成定电流电路，反相器12构成双值化电路。在开关稳压器1中，可以将除电感器L1及电容器C1的各电路集成在-IC中，也可以根据情况，将除开关晶体管M1，同步整流用晶体管M2，电感器L1及电容器C1的各电路集成在-IC中。
开关晶体管M1和同步整流用晶体管M2串联连接在输入端IN和接地电压GND之间，将开关晶体管M1和同步整流用晶体管M2的连接部设为Lx。电感器L1连接在连接部Lx和输出端OUT之间，电容器C1连接在输出端OUT和接地电压GND之间。
开关晶体管M1和同步整流用晶体管M2的各栅极分别与PFM/PWM控制电路2连接。
输出电压Vout输入PFM/PWM控制电路2，对在PFM/PWM控制电路2内生成的所定的基准电压和对输出电压Vout进行分压的分压电压进行电压比较，分别控制开关晶体管M1和同步整流用晶体管M2的开关，使得该分压电压成为该基准电压。这时，PFM/PWM控制电路2根据从切换信号生成电路3输入的切换信号Sc，选择PFM控制或PWM控制，根据所选择的控制方法，向开关晶体管M1的栅极输出控制信号PHSIDE，向同步整流用晶体管M2的栅极输出控制信号NLSIDE。
在切换信号生成电路3中，连接部Lx的电压VLx输入电流检测电路10，从电流检测电路10输出的二值信号CMPout分别输入PMOS型晶体管M11及NMOS型晶体管M12的各栅极。PMOS型晶体管M13及M14的各源极分别与输入电压Vin连接，PMOS型晶体管M13及M14的各栅极连接，该连接部与PMOS型晶体管M13的漏极连接，PMOS型晶体管M13及M14形成电流反射镜电路。定电流源11连接在PMOS型晶体管M13的漏极和接地电压GND之间，PMOS型晶体管M11和NMOS型晶体管M12串联连接在PMOS型晶体管M14的漏极和接地电压GND之间。电容器C11与NMOS型晶体管M12并联连接，PMOS型晶体管M11和NMOS型晶体管M12的连接部与反相器12的输入端连接，从反相器12的输出端输出切换信号Sc。
在这种构成中，作为开关稳压器1的动作模式，有连续模式和不连续模式。
在连续模式中，开关晶体管M1接通时，在电感器L1中流过大电流，从输出端OUT向负载7输出的输出电流iout大。蓄积在电感器L1中的能量大，因此，开关晶体管M1断开期间，能从电感器L1向负载7持续供给电流iout。
图2表示控制信号NLSIDE及PHSIDE，电压VLx，CMPout信号，电压Vc11，以及开关信号Sc的脉冲波形，其中电压Vc11是由蓄积在电容器C11中的电荷量决定的电压。
先说明连续模式。
在连续模式时，控制信号PHSIDE和控制信号NLSIDE是同相信号，因此，开关晶体管M1接通或断开场合(控制信号PHSIDE为低电平或高电平)，同步整流用晶体管M2断开或接通(控制信号NLSIDE为低电平或高电平)。当开关晶体管M1接通场合，在连接点Lx的电压VLx成为正电压(开关为高电平)。若开关晶体管M1断开，则因电感器L1的逆电力，电压VLx低下到负电压(低电平)。但是，由于同步整流用晶体管M2接通，电压VLX以稍低于接地电压GND的电压被固定。在这种状态下，到开关晶体管M1接通前，蓄积在电感器L1的能量从接地电压GND通过电感器L1供给输出端OUT。于是，输出电流iout通过电感器L1连续流向负载7。
下面，说明不连续模式时的动作。
若输出电流iout变小，则流过电感器L1的电感器电流iL1也变小。于是，蓄积在电感器L1的能量也变少。因此，开关晶体管M1断开后到接通前，蓄积在电感器L1的能量全部释放，电压VLx成为零。当电压VLx成为零时，蓄积在与输出端OUT连接的电容器C1中的电荷可以通过电感器L1及同步整流用晶体管M2发生向接地电压GND放电。于是，开关稳压器1的效率极端低下。
在此，若电压VLx为零，则电流检测电路10检测到因电压VLx为零导致电感器电流iL1为零。电流检测电路10使得信号CMPout的脉冲电平反转，成为低电平。当PFM/PWM控制电路2接收到来自电流检测电路10的低电平信号CMPout时，PFM/PWM控制电路2使得控制信号NLSIDE为低电平，以便截止同步整流用晶体管M2。结果，蓄积在电容器C1中的电荷不能通过电感器L1及同步整流用晶体管M2向接地电压放电，于是，能防止开关稳压器1因逆电流导致效率低下。
从电感器电流iL1为零后到开关晶体管M1下一次接通期间设为空载(idle)期间。在不连续模式时，开关稳压器1的一框架(frame)期间动作由开关晶体管M1的接通期间+同步整流用晶体管M2的接通期间+空载期间构成。不连续模式开始时刻由输出电流iout决定，空载期间长短根据输入电压Vin及输出电流iout变化。
当开关晶体管M1接通时，电感器电流iL1与(Vin-Vout)成正比，当开关晶体管M1截止时，电感器电流iL1的倾斜度与-Vout成正比。由此，输入电压Vin越大时，越能在短时间内将能量蓄积在电感器L1中。结果，同步整流用晶体管M2接通后到电感器电流iL1成为零的时间(同步整流用晶体管M2接通时间)变长。即，空载期间变短。另一方面，当输出电流iout变大或变小时，空载期间变短或变长。如上所述，根据空载期间长短因输入电压Vin及输出电流iout而变化，切换开关稳压器1的控制模式。
电流检测电路10在电感器电流iL1为零期间，即，上述空载期间，输出低电平信号CMPout，电感器电流iL1不为零时，输出高电平信号CMPout。在图1中，若信号CMPout成为低电平，则PMOS型晶体管M11接通处于导通状态，同时，NMOS型晶体管M12断开成为截止状态。因此，电容器C11通过PMOS型晶体管M11，从定电流源11供给的定电流在由PMOS型晶体管M13和NMOS型晶体管M14构成的电流反射镜电路折返，以定电流充电。
与此相反，信号CMPout成为高电平时，即电感器电流iL1不为零时，PMOS型晶体管M11断开成为截止状态，同时，NMOS型晶体管M12接通成为导通状态。因此，蓄积在电容器C11的电荷通过NMOS型晶体管M12放电。若由蓄积在电容器C11中的电荷量决定的电压VC11超过反相器12的阈值Vth，则反相器12将低电平的切换信号Sc向PFM/PWM控制电路2输出。电压VC11不超过阈值Vth场合，反相器12输出高电平的切换信号Sc。
低电平切换信号Sc一次或一次以上持续输入，则PFM/PWM控制电路2将开关稳压器1的控制模式从PWM控制切换为PFM控制。例如，反相器12的阈值电压Vth为Vin/2场合，且以定电流对电容器C11充电，输入电压Vin增大，电压VC11超过阈值Vth所需时间变长。也就是说，信号CMPout被切换为低电平后到切换信号Sc成为低电平的时间变长。与此相反，输入电压Vin减小，信号CMPout成为低电平后到切换信号Sc成为低电平的时间变短。
更具体地说，如图2所示，在框架A，空载期间不太长，以便对电容器C11充电，超过阈值电压Vth。于是，切换信号Sc不切换为低电平。在框架B或C，空载期间较长，以便对电容器C11充电，超过阈值电压Vth，切换信号Sc切换为低电平。或者即使空载期间如框架A那样短，当阈值电压Vth设为较低，或输入电压Vin低，电容器C11也可以在与框架A相同的空载期间，以相同的定电流被充电，超过阈值电压Vth，且切换信号可以切换为低电平。与此相反，即使空载期间如框架B或C那样长，当阈值电压Vth设为较高，或输入电压Vin高，电容器C11也不能在与框架B或C相同的空载期间，以相同的定电流被充电以超过阈值电压Vth，且切换信号Sc没有切换为低电平。而且，如上所述，空载期间长短根据输入电压Vin及输出电流iout变化。结果，即使控制信号PHSIDE的脉冲宽度被预先设定，PFM/PWM控制电路2将开关稳压器1的控制模式从PWM控制模式改变为PFM控制模式的时间可以根据输入电压Vin及输出电流iout以定电流变化。因此，在与输入电压Vin无关，从输出端OUT输出一定电压的开关稳压器1中，开关稳压器1的控制模式能以一定电流值从PWM控制切换为PFM控制。
开关稳压器1的控制模式从PFM控制模式切换为PWM控制模式的时间可以根据开关稳压器1的使用目的确定。例如，当低电平的切换信号Sc没有在下一框架中被检测到时，当低电平的切换信号Sc在所定的框架次数之间没有被检测到时，或者当检测到切换信号Sc的低电平脉冲后所定数框架期间禁止检测该低电平脉冲，此后检测到上述低电平脉冲时，PFM/PWM控制电路可以将开关稳压器1的控制模式从PFM控制模式切换到PWM控制模式。
在此，在图1的切换信号生成电路3中，也可以使用比较器代替反相器12，这种场合，图1的切换信号生成电路3成为如图3所示。在图2中，与上述图1相同部分标以同一符号，说明从略，在此仅说明与图1不同点。
图3与图1的不同点在于，使用电阻R11，R12及比较器14，代替图1的反相器12。
在图3中，连接PMOS型晶体管M11，NMOS型晶体管M12及电容器C11的连接部与比较器14的反转输入端连接。电阻R11和R12串联连接在输入电压Vin和接地电压GND之间，电阻R11和R12的连接部与比较器14的非反转输入端连接。定电流源11，比较器14，电阻R11，R12，电容器C11，PMOS型晶体管M11，M13，M14及NMOS型晶体管M12构成信号生成电路，比较器14及电阻R11和R12构成二值化电路。
比较器14对电容器C11的电压，和用电阻R11，R12对输入电压Vin进行分压的分压电压进行电压比较，将表示该比较结果的二值信号作为切换信号Sc输出。比较器14的反转阈值电压由电阻R1和R2的电阻比决定，若电阻R1和R2的各电阻值设为r1，r2，则成为Vin×r1/(r1+r2)。该反转阈值电压形成图1的反相器12中的阈值电压，图3的切换信号生成电路3实行与图1场合相同的动作。
在此，通过PMOS型晶体管M11以所定的定电流对电容器充电，也可以使得该定电流值与变更电感器L1的电感或输出电压Vout的设定值一起变更，这种场合，图1成为如图4所示。在图4中，与上述图1相同部分标以同一符号，说明从略，在此仅说明与图1不同点。
图4与图1的不同点在于，在图1的切换信号生成电路3中，追加PMOS型晶体管M15-M17以及熔断器F15-F17。
在图4中，PMOS型晶体管M15和熔断器F15串联连接，PMOS型晶体管M16和熔断器F16串联连接，PMOS型晶体管M17和熔断器F17串联连接，该各串联电路分别与PMOS型晶体管M14并联连接。PMOS型晶体管M15-M17的各栅极分别与PMOS型晶体管M13及M14的各栅极的连接部连接，PMOS型晶体管M13-M17形成电流反射镜电路。定电流源11，反相器12，电容器C11，PMOS型晶体管M11，M13-M17，NMOS型晶体管M12以及熔断器F15-F17构成信号生成电路，定电流源11，PMOS型晶体管M13-M17以及熔断器F15-F17构成定电流电路。
开关晶体管M1接通时的电感器电流的倾斜度为(Vin-Vout)/L，开关晶体管M1断开时的电感器电流的倾斜度为-Vout/L。由此，若输入电压Vin及电感L不同，相同时间能蓄积在电感器L1中的能量不同，电感器电流成为零的时间也不同。这样，通过可选地调整断开熔断器F15-F17，能变更对电容器C11充电时的定电流值，能使得切换PWM控制及PFM控制的输出电流值成为所希望的值。
在图4中，串联连接PMOS型晶体管和熔断器形成三个串联电路，将该三个串联电路分别与PMOS型晶体管M14并联连接，以该场合为例说明，但这不过是一例，也可以串联连接PMOS型晶体管和熔断器形成一个或一个以上串联电路，将该一个或多个串联电路与PMOS型晶体管M14并联连接。
这样，在本第一实施例的开关稳压器中，电感器电流为零期间，电流检测电路10输出低电平信号CMPout，电感器电流流过时，电流检测电路10输出高电平信号CMPout，以定电流对充电器C11充电场合，输入电压Vin越大时，信号CMPout成为低电平后到切换信号Sc成为低电平的时间变得越长，输入电压Vin越小时，信号CMPout成为低电平后到切换信号Sc成为低电平的时间变得越短。这样，与输入电压Vin无关，在从输出端OUT输出的输出电流中，能以一定的电流值实行PWM控制及PFM控制的切换，不使用输出电流检测用电阻，能根据负载状态正确地设定切换PWM控制和PFM控制时的输出电流。
第二实施例
在上述第一实施例中，通过PMOS型晶体管M11以所定的定电流对充电器C11进行充电，但是，当PFM/PWM控制电路2进行PFM控制时及PWM控制时，也可以改变通过PMOS型晶体管M11对充电器C11进行充电的定电流值，将其作为本发明的第二实施例。
图5表示本发明第二实施例的开关稳压器的电路例。在图5中，与上述图1相同部分标以同一符号，说明从略，在此仅说明与图1不同点。
图5与图1的不同点在于，在图1的切换信号生成电路3中，追加PMOS型晶体管M15以及开关15，由此，图1的切换信号生成电路3成为切换信号生成电路3a，图1的开关稳压器1成为开关稳压器1a。
在图5中，开关稳压器1a是使用电感器的非绝缘型的开关稳压器，将输入电压Vin输入到输入端IN，将该输入电压Vin变换成所设定的定电压，作为输出电压Vout从输出端OUT向负载7输出。
开关稳压器1a设有开关晶体管M1，同步整流用晶体管M2，PFM/PWM控制电路2，生成用于切换PFM/PWM控制电路2动作的切换信号Sc输出的切换信号生成电路3a，电容器C1，电感器L1。
切换信号生成电路3a设有电流检测电路10，PMOS型晶体管M11及NMOS型晶体管M12，定电流源11，用于形成电流反射镜电路的PMOS型晶体管M13-M15，电容器C11，反相器12，开关15。
切换信号生成电路3a构成切换信号生成电路部，定电流源11，反相器12，开关15，电容器C11，PMOS型晶体管M11，M13-M15及NMOS型晶体管M12构成信号生成电路，定电流源11，开关15及PMOS型晶体管M13-M15构成定电流电路。在开关稳压器1a中，可以将除电感器L1及电容器C1的各电路集成在一个IC中，也可以根据情况，将除开关晶体管M1，同步整流用晶体管M2，电感器L1及电容器C1的各电路集成在一个IC中。
PMOS型晶体管M15和开关15的串联电路与PMOS型晶体管M14并联连接，PMOS型晶体管M15的栅极与PMOS型晶体管M13和M14的各栅极连接部连接，PMOS型晶体管M13-M15形成电流反射镜电路。PFM/PWM控制电路2实行开关15的开关控制，进行PWM控制时，使得开关15接通处于导通状态，进行PFM控制时，使得开关15断开处于截止状态。这样，可以在PWM控制及PFM控制时改变流入电容器C11的定电流值。
在图5中，串联连接PMOS型晶体管和开关形成一个串联电路，将该串联电路与PMOS型晶体管M14并联连接，以该场合为例说明，但这不过是一例，也可以串联连接PMOS型晶体管和开关形成多个串联电路，将该多个串联电路与PMOS型晶体管M14并联连接。
这样，在本第二实施例的开关稳压器中，PFM/PWM控制电路2进行PFM控制时以及PWM控制时，改变通过PMOS型晶体管M11对充电器C11进行充电的定电流值，能得到与上述本发明第一实施例相同的效果，同时，可以分别设定从PWM控制切换到PFM控制时从输出端输出的输出电流值，以及从PFM控制切换到PWM控制时的该输出电流值。
在上述第一实施例和第二实施例中，例示同步整流型开关稳压器，但本发明也可以适用使用例如二极管那样的非同步方式的开关稳压器代替同步整流用晶体管M2。这种场合，在图1，图3-图5中，可以将二极管阴极与连接部Lx连接，阳极与接地电压GND连接，使用该二极管代替同步整流用晶体管M2，其他构成相同，说明省略。
在上述第一实施例和第二实施例中，例示PFM/PWM控制电路2进行切换PFM控制和PWM控制，但本发明也可以实行VFM控制，以代替PFM控制。
上面参照附图说明了本发明的实施例，但本发明并不局限于上述实施例。在本发明技术思想范围内可以作种种变更，它们都属于本发明的保护范围。

Claims (6)

1.一种开关稳压器，将输入电压输入到输入端，变换成所设定的定电压，从输出端输出，其特征在于：
所述开关稳压器包括：
开关晶体管，根据来自控制电路部的控制信号进行开关；
电感器，通过该开关晶体管开关，由上述输入电压进行充电；
切换信号生成电路部，从所述开关晶体管和电感器的连接部电压，检测流过该电感器的电感器电流，若检测到该电感器电流为零，经过随所述输入电压的增大而变长、随所述输入电压的减小而变短的时间后，生成低电平的切换信号输出；
所述控制电路部，对所述开关晶体管，根据来自该切换信号生成电路部的切换信号是高电平还是低电平，实行PWM控制或PFM控制，使得从所述输出端输出的输出电压成为上述所设定的定电压；
若从所述切换信号生成电路部输入一次或一次以上连续的上述低电平的切换信号，所述控制电路部实行PFM控制。
2.一种开关稳压器，将输入电压输入到输入端，变换成所设定的定电压，从输出端输出，其特征在于：
所述开关稳压器包括：
开关晶体管，根据来自控制电路部的控制信号进行开关；
电感器，通过该开关晶体管开关，由上述输入电压进行充电；
切换信号生成电路部，从所述开关晶体管和电感器的连接部电压，检测流过该电感器的电感器电流，若检测到该电感器电流为零，经过随所述输入电压的增大而变长、随所述输入电压的减小而变短的时间后，生成低电平的切换信号输出；
所述控制电路部，对所述开关晶体管，根据来自该切换信号生成电路部的切换信号是高电平还是低电平，实行PWM控制或VFM控制，使得从所述输出端输出的输出电压成为上述所设定的定电压；
若从所述切换信号生成电路部输入一次或一次以上连续的上述低电平的切换信号，所述控制电路部实行VFM控制。
3.根据权利要求1或2中所述的开关稳压器，其特征在于，上述切换信号生成电路部包括：
电流检测电路，从所述开关晶体管和电感器的连接部电压，检测流过该电感器的电感器电流，若检测到该电感器电流为零，生成所定的二值检测信号输出；
信号生成电路，若从该电流检测电路输出上述所定的二值检测信号，则使得该检测信号经过随所述输入电压的增大而变长、随所述输入电压的减小而变短的时间后，作为上述低电平的切换信号输出。
4.根据权利要求3中所述的开关稳压器，其特征在于，所述信号生成电路包括：
反相器，输入来自上述电流检测电路的上述检测信号；
定电流电路，以上述输入电压为电源，向该反相器供给定电流；
电容器，通过上述反相器的输出信号进行充电及放电；
二值化电路，将该电容器电压二值化，生成上述切换信号。
5.根据权利要求4中所述的开关稳压器，其特征在于：
上述定电流电路供给上述反相器的定电流值设定为可变。
6.根据权利要求4中所述的开关稳压器，其特征在于：
上述控制电路部对上述定电流电路根据控制方式切换，使得供给上述反相器的定电流值变化。
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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
TWI483522B (zh) * 2012-12-10 2015-05-01 On Bright Electronics Shanghai System controller and method for adjusting output of power conversion system

Families Citing this family (45)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8030910B2 (en) 2008-01-04 2011-10-04 Synopsys, Inc. DC-DC converter
JP5091027B2 (ja) * 2008-06-25 2012-12-05 株式会社リコー スイッチングレギュレータ
US8305776B2 (en) 2008-07-30 2012-11-06 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Systems and methods for primary-side regulation in off-line switching-mode flyback power conversion system
JP5195182B2 (ja) 2008-09-04 2013-05-08 株式会社リコー 電流モード制御型スイッチングレギュレータ
JP2010088218A (ja) 2008-09-30 2010-04-15 Ricoh Co Ltd Ｄｃ／ｄｃコンバータ
US9350252B2 (en) 2008-10-21 2016-05-24 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Systems and methods for protecting power conversion systems based on at least feedback signals
US8526203B2 (en) 2008-10-21 2013-09-03 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Systems and methods for constant voltage mode and constant current mode in flyback power converter with primary-side sensing and regulation
US8488342B2 (en) 2008-10-21 2013-07-16 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Systems and methods for constant voltage mode and constant current mode in flyback power converters with primary-side sensing and regulation
JP5504685B2 (ja) 2009-04-27 2014-05-28 株式会社リコー スイッチングレギュレータ及びその動作制御方法
US8330439B2 (en) * 2009-06-23 2012-12-11 Intersil Americas Inc. System and method for PFM/PWM mode transition within a multi-phase buck converter
US9088217B2 (en) 2009-08-20 2015-07-21 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Systems and methods for load compensation with primary-side sensing and regulation for flyback power converters
JP5560682B2 (ja) * 2009-12-08 2014-07-30 株式会社リコー スイッチングレギュレータ
CN102097935B (zh) * 2009-12-10 2013-06-19 宏碁股份有限公司 降压式电源转换器与其方法
CN101711081B (zh) * 2009-12-21 2013-04-03 Bcd半导体制造有限公司 Led驱动电路
KR101699772B1 (ko) 2010-06-17 2017-01-26 삼성전자주식회사 전력 변환기 및 전력 변환 방법
JP5581971B2 (ja) * 2010-10-27 2014-09-03 ミツミ電機株式会社 スイッチングレギュレータ
CN102624237B (zh) 2011-02-01 2015-09-16 昂宝电子（上海）有限公司 用于反激式电源变换器的动态阈值调节的系统和方法
US8970196B2 (en) * 2011-02-08 2015-03-03 Infineon Technologies Ag Mode control circuit for DC-DC converter
US8698470B2 (en) * 2011-02-28 2014-04-15 Texas Instruments Incorporated Control for switching between PWM and PFM operation in a buck converter
CN102801325B (zh) * 2011-05-23 2015-02-04 广州昂宝电子有限公司 用于电源变换器的开关频率和峰值电流调节的系统和方法
CN102916586B (zh) 2011-08-04 2014-04-02 昂宝电子（上海）有限公司 用于开关电源变换器的系统和方法
CN102916698A (zh) * 2011-08-05 2013-02-06 奇景光电股份有限公司 箝位电路以及共模电压产生电路
JP2013153585A (ja) * 2012-01-25 2013-08-08 Asahi Kasei Electronics Co Ltd Ｄｃ−ｄｃコンバータ
JP2013165537A (ja) 2012-02-09 2013-08-22 Ricoh Co Ltd スイッチングレギュレータとその制御方法及び電源装置
US9537390B2 (en) * 2012-03-07 2017-01-03 Optis Ciircuit Technology, Llc Control circuit, control method, DC-DC converter and electronic device
CN103368400B (zh) 2012-03-31 2015-02-18 昂宝电子（上海）有限公司 用于恒压控制和恒流控制的系统和方法
JP2014050308A (ja) 2012-09-04 2014-03-17 Ricoh Co Ltd スイッチングレギュレータとその制御方法
CN102946197B (zh) 2012-09-14 2014-06-25 昂宝电子（上海）有限公司 用于电源变换系统的电压和电流控制的系统和方法
CN102868297B (zh) * 2012-09-20 2014-09-10 电子科技大学 一种固定截止时间pfm模式开关电源控制器
CN102891596B (zh) * 2012-09-27 2015-02-25 成都芯源系统有限公司 控制电路、开关变换器及其控制方法
JP6209022B2 (ja) * 2013-08-27 2017-10-04 リコー電子デバイス株式会社 スイッチングレギュレータ
CN104518689B (zh) * 2013-09-26 2018-02-23 天钰科技股份有限公司 零电流侦测电路及直流转换器
CN104518690B (zh) * 2013-09-26 2017-11-14 天钰科技股份有限公司 零电流侦测电路及直流转换器
CN103618292B (zh) 2013-12-06 2017-01-11 昂宝电子（上海）有限公司 用于保护电源变换系统免受热失控的系统和方法
TWI550379B (zh) * 2014-03-14 2016-09-21 瑞昱半導體股份有限公司 漣波控制切換式穩壓器以及漣波控制切換式穩壓方法
JP6329648B2 (ja) * 2015-01-06 2018-05-23 日立オートモティブシステムズ株式会社 故障検出装置
CN104638917B (zh) * 2015-02-02 2017-09-19 成都芯源系统有限公司 一种用于开关转换器的控制电路
US10126792B2 (en) * 2015-11-03 2018-11-13 Texas Instruments Incorporated Power converter load current control
US9804617B2 (en) 2015-11-20 2017-10-31 Texas Instruments Incorporated Detecting an inductor coupled to a power control circuit
US9876429B1 (en) * 2016-09-16 2018-01-23 Apple Inc. Reconfigurable on time circuit for current mode control of buck converter
US10630165B2 (en) * 2017-09-08 2020-04-21 General Electric Company Systems and methods for synchronous power conversion
CN111146768B (zh) * 2018-11-05 2022-08-02 瑞昱半导体股份有限公司 稳压装置及其控制方法
CN109768709B (zh) 2018-12-29 2021-03-19 昂宝电子（上海）有限公司 基于功率变换器中的负载条件的电压补偿系统和方法
CN111416505B (zh) * 2020-04-14 2021-05-11 上海顺久电子科技有限公司 一种开关电源转换器
CN112600416B (zh) * 2021-03-03 2021-06-08 珠海智融科技有限公司 降低压差的方法、存储介质、电路结构及电源装置

Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3647811B2 (ja) * 2002-01-22 2005-05-18 東北パイオニア株式会社 Ｄｃ−ｄｃコンバータ回路

Family Cites Families (14)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5568044A (en) * 1994-09-27 1996-10-22 Micrel, Inc. Voltage regulator that operates in either PWM or PFM mode
US6229289B1 (en) * 2000-02-25 2001-05-08 Cadence Design Systems, Inc. Power converter mode transitioning method and apparatus
JP4106979B2 (ja) * 2002-06-25 2008-06-25 ソニー株式会社 電子装置
JP2004229398A (ja) 2003-01-22 2004-08-12 Nagano Japan Radio Co 電源装置
WO2005085969A1 (en) * 2004-02-05 2005-09-15 Monolithic Power Systems Inc. A dc/dc voltage regulator with automatic current sensing selectability for linear and switch mode operation utilizing a single voltage reference
CN101015112B (zh) * 2004-08-13 2011-01-12 Nxp股份有限公司 具有自适应切换参数调整的dc-dc转换器
JP4611109B2 (ja) 2005-05-18 2011-01-12 ローム株式会社 降圧型スイッチングレギュレータおよびその制御回路ならびにそれを用いた電子機器
US7446519B2 (en) * 2005-08-19 2008-11-04 Broadcom Corporation PWM/burst mode switching regulator with automatic mode change
TWI330775B (en) * 2007-01-23 2010-09-21 Richtek Technology Corp Quick response switching regulator and control method thereof
US7598715B1 (en) * 2007-04-04 2009-10-06 National Semiconductor Corporation Apparatus and method for reverse current correction for a switching regulator
US7800352B2 (en) * 2007-05-16 2010-09-21 Intersil Americas Inc. Controller having comp node voltage shift cancellation for improved discontinuous conduction mode (DCM) regulator performance and related methods
US7652453B2 (en) * 2007-10-26 2010-01-26 Broadcom Corporation Topology for a positive buck-boost switching regulator
US7876080B2 (en) * 2007-12-27 2011-01-25 Enpirion, Inc. Power converter with monotonic turn-on for pre-charged output capacitor
JP5195182B2 (ja) * 2008-09-04 2013-05-08 株式会社リコー 電流モード制御型スイッチングレギュレータ

Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3647811B2 (ja) * 2002-01-22 2005-05-18 東北パイオニア株式会社 Ｄｃ−ｄｃコンバータ回路

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
TWI483522B (zh) * 2012-12-10 2015-05-01 On Bright Electronics Shanghai System controller and method for adjusting output of power conversion system

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KR100945437B1 (ko) 2010-03-05
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