JP5537565B2 - 電力機器用制御装置 - Google Patents

Description

本発明は電力機器の制御に関する。具体的には、例えば、ハイブリッド型ステッピングモータ、磁束切換機、同期リラクタンス機、およびブラシレス型永久磁石のモータや発電機などの同期機器の制御に関するが、これらに限定されるわけではない。

すべての同期モータおよび同期発電機では、固定子内において回転子を滑らかに回転させるために、相巻線に印加される励磁電流が回転子の位置と同期していなければならないことは理解できよう。さらに具体的には、相巻線に印加される励磁電流は、各相巻線において誘起される起電力に同期して切り換わらなければならない。

通常の運転条件では、電力機器の一相の端子電圧Ｖ_Ａは、次式によって与えられる。

この式は以下のように近似できる。

この式において、下付き文字Ａ、Ｂ、およびＣは、それぞれ第１の相巻線、第２の相巻線、および（存在するのであれば）これらに続く相巻線を表わす。Ｌ_Ａは相巻線Ａの自己インダクタンス、ｉ_Ａ、ｉ_Ｂ、およびｉ_Ｃはそれぞれ相巻線Ａ、相巻線Ｂ、およびこれらに続く相巻線を流れる電流である。Ｒ_Ａは相巻線Ａの抵抗値である。Ｍ_Ａｘは第１の相巻線とこれに続く（第ｘの）相巻線との相互インダクタンスである。ｅ_Ａは、回転によって相巻線において誘起される回転起電力である。回転起電力が発生する原因としては、次の（ｉ）〜（ｉｉｉ）があげられる。（ｉ）固定子のコイルを通過する、回転子上の磁石からの磁束鎖交の変化（永久磁石同期機器）、（ｉｉ）回転子のリラクタンスが回転とともに変化するにつれて生じる変化であり、１つ以上の固定子巻線の自己インダクタンスおよび／または相互インダクタンスの変化（同期リラクタンス機）、（ｉｉｉ）可変リラクタンス回転子が回転するにつれて生じる変化であり、定常界磁巻線と電機子巻線との間の磁束鎖交の変化（磁束切換機）である。

同期リラクタンスモータ、同期永久磁石モータ、磁束切換モータ、およびステッピングモータの制御を、位置センサを用いないで達成することは有益である。理論的には、式（１）において各相巻線（ｅ_Ａ）の回転起電力の項がその他の項から電子的に分離できれば、回転子の位置の情報が見つけられる。実際のセンサレス推定器法では、このプロセスは、相巻線のインダクタンスＬが相巻線を流れる電流ｉに非線形に依存し、さらに回転子の位置にも依存することによって複雑になる。また、相巻線の抵抗Ｒが温度に依存することによっても複雑になる。その上、モータが長いケーブルを用いて制御装置に接続されれば、またはモータの動作温度が変化すれば、抵抗Ｒは劇的に変化し得る。モータによっては、相巻線同士間の相互インダクタンスＭは非常に小さく、無視してもかまわないものもある。同期リラクタンスモータでは、自己インダクタンスおよび相互インダクタンスの大きな変化が起き、モータモデルに基づいたセンサレス法は実施困難である。

従来のセンサレス推定器法は、電流ｉに対する位相インダクタンスＬの依存性を無視して、その結果大きな誤差が生じていたか、あるいは、モータのコアの非線形な特性を記述する、電力機器に特異的なモデルの使用を必要として、その結果、実行するには演算量が非常に多くなり、しかもコミッショニングプロセスに長い時間がかかっていたかのいずれかである。

三相永久磁石同期モータでは、一般に、励磁サイクルの一部の間に、複数個ある相巻線のうちの電流が導通していない相巻線における回転起電力をモニタリングすることによって、回転子の位置を推定する。ただし、静かに運転するためには、電流が電気的なサイクル全体を通じて電力機器の三相すべてを流れる、より正弦的な励磁法を使用することが好ましい。この場合、簡単な逆起電力の検知は不可能であり、研究者は、機械的センサを使用せずにこのようなモータを制御する方法を模索してきた。

米国特許第６９１０３８９号明細書および米国特許第７２９９７０８号明細書では、磁束推定器を用いて第１の位置推定値を得て、無効電力を用いて補正用の第２の位置推定値を得る。このような磁束推定器は電圧の高精度な積算を利用している。積算器はいかなる誤差も蓄積してしまうので、このような磁束推定器は抵抗器による電圧降下を極めて高精度で推定することが必要である。

米国特許第５４２８２８３号明細書では、パークベクトルを用いて無効電力を決定および制御し、このようにして電力機器の力率を決定および制御する。所定の力率にて動作させれば、固定子の励磁に対する回転子の位置が制御できる。ただし、このような方式は、広い範囲の速度および負荷で動作させようとすると、設定が複雑になる。

米国特許第６８５００３１号明細書には、センサを使用せずにモータを制御する方法が記載されている。この方法によれば、無効電流はモータ電流および回転の位相から得られ、誤差電圧は無効電流および無効電流のコマンド値から得られ、こうすることによってモータの巻線に対する電圧の制御値が得られる。この方法の制約は、無効電流のコマンド値を決定する必要があるが、モータによっては予測が困難であることである。この方法は特に、インダクタンスが比較的高いモータ、および位置によって自己インダクタンスまたは相互インダクタンスが大きく変化するモータにおいて制約を受ける。

米国特許第６３０１１３６号明細書には、浮動座標系制御子法が記載されている。この方法によれば、基準座標系の位置（電圧ベクトルの位置）を調節することによって、直行相電流（つまり虚電流ベクトル）を所定の値（例えばゼロ）に制御する。この方法では、電流は電圧に対して既知の角度で維持されるが、回転子に対する励磁の位置は制御されない。

米国特許第７０７５２６４号明細書には、同期機器のための瞬間電力浮動座標系制御装置(Instantaneous Power Floating Frame Controller)が開示されている。実電力および無効電力を算出することによって、力率角が得られる。モータは力率角をゼロの近傍で維持するように制御される。この方法の適用は演算的に複雑である。推定位置は、２つの積分制御装置が応答を遅延させたことの結果である。

さらに、米国特許出願公開第２００７／００４０５２４号明細書には、同期および浮動基準座標系の考え方を用いて、同期機器の力率を単位量以外の値になるように制御する方法が記載されている。

これらの先行技術文献のいずれにも、全種類の同期モータまたは同期発電機を、センサを用いないで制御する、非常に高精度な測定または高精度なモータモデルに依存しない方法は記載されていない。

簡単に実現可能で、多種多様なモータおよび発電機において使用可能な、電力機器のためのセンサレス制御法を提供することが本発明の目的である。

本発明によれば、電力機器のための制御システムが提供される。上記電力機器は、回転子と、固定子とを備えており、上記固定子は、上記固定子に対する静止基準座標系において回転する固定子磁場を生成するための１つ以上の相巻線を有しており、上記制御システムは、上記相巻線のうちの少なくとも１つにおける電流をモニタリングするための検出手段と、上記静止基準座標系に対して回転する回転基準座標系において、電流ベクトルの少なくとも１つの成分（Ｉ_{ｓ＿ｒｅａｌ}、Ｉ_{ｓ＿ｉｍａｇ}）を表わす値を、上記モニタリングされた電流から決定するための第１の算出手段（１０４）と、上記回転基準座標系において回転している起電力ベクトルの少なくとも１つの成分（Ｅ_{ｓ＿ｒｅａｌ}、Ｅ_{ｓ＿ｉｍａｇ}）を表わす値を、上記モニタリングされた電流から決定するための第２の算出手段（１０５）と、上記回転起電力ベクトルの角度位置を表わす値を、上記少なくとも１つの成分（Ｅ_{ｓ＿ｒｅａｌ}、Ｅ_{ｓ＿ｉｍａｇ}）を表わす値から推定するための推定手段と、上記推定された角度位置の、所望の角度位置からの偏差を示す角度誤差信号を決定するための誤差手段と、上記角度誤差信号がゼロに収束するように上記電力機器を制御するための同期手段とを備えている。

前述の先行技術とは異なり、本発明は、数理的には非常に簡単に実行でき、したがって、インバータの各パルス幅変調サイクル内で実施され、帯域幅の広い回転子との同期を維持することができ、また、速度の広い範囲に亘って動作して全種類のモータおよび発電機を、電力機器のインダクタンス、抵抗、および起電力特性の詳細なモデルに依存せずに制御することができるセンサレス制御法を提供する。本発明に係る方法は測定誤差を取り除くのに特に効果的であり、低コストでの実施に適している。

本発明の一実施形態は、上記推定手段が、回転起電力の直交成分同士の比を決定するステップを備えた制御システムを含んでいてもよい。

本発明の一実施形態は、上記推定手段が、電流の直交成分同士の比を決定するステップを備えた制御システムを含んでいてもよい。

本発明の一実施形態は、上記推定手段が、直交電流ベクトル同士の比と直交起電力ベクトル同士の比との差を評価することによって電流ベクトルの角度と回転起電力ベクトルの角度との間の角度差を推定する制御システムを含んでいてもよい。上記誤差手段は、角度差の推定値と所望の角度差との間の誤差を算出し、上記同期手段においてこの誤差を用いて、上記誤差を最小化するように電圧ベクトルの位置を制御する。

第２の実施形態では、回転子と、回転する固定子磁場を生成するための１つ以上の相巻線を有する固定子とを備えた電力機器のための制御システムが提供される。本システムは、回転基準座標系に従った既知の角度にて実軸に沿った実成分（Ｉ_{ｓ＿ｒｅａｌ}）、および、この実成分（Ｉ_{ｓ＿ｒｅａｌ}）に対して直交する虚成分（Ｉ_{ｓ＿ｉｍａｇ}）を提供する相巻線のうちの少なくとも１つの電流をモニタリングする検出手段と、回転基準座標系に従った既知の角度にて軸に沿った回転起電力の実成分（Ｅ_{ｓ＿ｒｅａｌ}）の値、および、この実成分（Ｅ_{ｓ＿ｒｅａｌ}）に対して直交する虚成分（Ｅ_{ｓ＿ｉｍａｇ}）を決定するための算出手段と、起電力の推定された直交成分のうちの少なくとも１つを用いて、回転起電力ベクトルの角度位置を推定するための推定手段と、推定された角度位置の所望の位置からの偏差を示す角度誤差信号を決定し、さらに、実電流ベクトルＩ_{ｓ＿ｒｅａｌ}と実電流ベクトルの目標値との間の実電流の誤差を決定し、虚電流ベクトルＩ_{ｓ＿ｉｍａｇ}と虚電流ベクトルの目標値との間の虚電流の誤差を決定するための誤差手段と、実電流の誤差を最小化する実電圧ベクトルＶ_{ｓ＿ｒｅａｌ}が決定され、虚電流の誤差を最小化する虚電圧ベクトルＶ_{ｓ＿ｉｍａｇ}が決定される制御手段と、起電力ベクトルの推定された角度位置と起電力ベクトルの所望の角度位置との間の誤差を同時に用いて、回転基準座標系の角度位置を補正し、制御手段によって決定される、回転基準座標系の補正された角度位置に一致した実電圧ベクトルＶ_{ｓ＿ｒｅａｌ}および虚電圧ベクトルＶ_{ｓ＿ｉｍａｇ}を供給する同期手段とを備えている。

本発明についてよりよく理解できるように、例としての添付の図面を参照する。
固定子回転基準座標系におけるベクトル図を示している。 上記固定子回転基準座標系における別のベクトル図を示している。 上記固定子回転基準座標系における、本発明に係る機器の等価回路を示している。 本発明の一実施形態に係る電力機器の制御装置のブロック図を示している。 本発明の一実施形態に係る算出手順のフローチャートを示している。 本発明の一実施形態に係る電力機器の制御装置のブロック図を示している。 本発明の制御装置が適用可能な電力機器の例の断面図である。 本発明の制御装置が適用可能な電力機器の例の断面図である。 本発明の制御装置が適用可能な電力機器の例の断面図である。 本発明の制御装置が適用可能な電力機器の例の断面図である。

モータの動作を参照しながら、本発明の適用について説明する。ただし、本発明の方法は、電流ベクトルと起電力ベクトルとの間の位相関係が反転する発電機にも適用可能である。

電力機器を扱う際によく行われるように、電気的なサイクルおよび電気的な角度において電力機器を全体的に分析する。これが終了すれば、ここで得られる分析結果は、任意の種類および極数のすべての同期機器について同一である。このような分析では、通常、各固定子巻線の、静的に配向された(statically orientated)、時間変化する正弦的な量は、回転子の平均速度と同じ速度で回転する回転ベクトルからなる単一のシステムに変換される。

本発明に係るシステムを記述するために使用する数学では正弦的な量を仮定するが、本システムの動作は、正弦的な電流波形および電圧波形を用いなくてもリアルタイムで実行可能である。実際には、電気モータの電圧波形および電流波形はめったに完全な正弦波ではない。したがって、本発明を実行するために記載されている方法は、完全に有効である。

図１は、回転固定子基準座標系の実軸と一致する実成分Ｖ_{ｓ＿ｒｅａｌ}と、この実軸に直交する虚成分Ｖ_{ｓ＿ｉｍａｇ}とからなる固定子電圧ベクトルＶを示している。固定子回転基準座標系の実軸は、固定子静止基準座標系に対して角度θをなしている。

角度θの増加率によって、固定子場の角回転速度が決まる。固定子静止基準座標系におけるベクトルの１回転が、機器の１つの電気的なサイクルに対応する。ｐ個の回転子磁極を有する機器では、固定子の機械的な１回転がｐ／２個の電気的なサイクルに対応する。

本発明の一実施形態において、図２のベクトル図によって示されるように、固定子回転基準座標系の位置を固定子電圧ベクトルの位置に一致するように選択することは、既知の制御可能なパラメータであるので便利である。モータの通常の回転時には、モータの相巻線に印加される固定子電圧は、可変角度θで作用する単一の成分を有しているとみなしてよい。この例では、固定子電圧ベクトルＶを、角度θが時間とともに増加する左回りの回転ベクトルとみなす。固定子回転基準座標系における単一の電圧ベクトルは、多相インバータまたは電力制御手段を介して、モータの相巻線に可変電圧ベクトルとして印加される。電力制御手段では、インバータの切換えにおいてパルス幅変調を用いて、所望の電圧を各相巻線に印加する。

電力制御手段によって固定子電圧を印加すると、相電流が電力制御手段からモータの相巻線へ、およびモータの相巻線から電力制御手段へ流れる。時間変化する固定子電流は、回転固定子電流ベクトルＩ_ｓを発生させる。回転固定子基準座標系におけるこのベクトルの成分は、時間変化する相電流から、例えばパーク変換によって算出することができる。

回転起電力ベクトルＥ_ｓは、複数の相巻線における回転起電力の合成結果を回転固定子基準座標系にマッピングしたものである。回転起電力には、永久磁石モータ中の磁石の回転から生じる成分、または可変リラクタンス構造物を含んだ回転子のデザインにおけるリラクタンスの変化から生じる成分が含まれていてもよい。同期リラクタンスモータでは、回転子の回転にともなうリラクタンスの変化は、各相巻線の自己インダクタンスの変化および巻線間の相互インダクタンスの変化を引き起こす。したがって、本発明に係る回転起電力は、相巻線自身の電流（自己インダクタンス）、その他の巻線を流れる電流（相互インダクタンス）、または回転する永久磁石によって変化する磁束の任意の時間変化する合成結果であればよい。ある種類の内部永久磁石モータでは、回転起電力が、回転子の回転にともなう永久磁石の磁束およびリラクタンスの両方の変化から生じる成分を有する。磁束切換モータでは、回転起電力は、定常界磁巻線との相互結合の変化率によって誘起される。図１および図２は、ベクトルＥ_ｓと固定子電流ベクトルＩ_ｓとの間の関係を示している。

モータによって生成されるトルクは次式によって与えられる。

この式において、γは回転起電力ベクトルと固定子電流との間の角度であり、ωは力学的ラジアン／秒を単位とする回転子の回転速度である。また、バー付きのＩ_ｓおよびバー付きのＥ_ｓは、それぞれベクトルＩ_ｓおよびベクトルＥ_ｓを示している（以下、同様）。

γ＝０、かつ、ベクトルＥ_ｓおよびベクトルＩ_ｓが一致すれば、１アンペアあたりの最大トルクをともなうモータの動作が達成される、γ＝０のときに、回転起電力ベクトルＥ_ｓは固定子電流ベクトルと位相が一致し、トルクはここでも式（２）によって与えられる。このとき、式（２）は最大値をとり、次式に等しい。

したがって、固定子電流ベクトルに対する起電力ベクトルの角度位置によって、モータのトルク生成量が決まる。

モータのすべての相巻線の成分を含んだ固定子基準座標系における電気的な量を用いて、固定子基準座標系の等価回路が図３に図示されている。固定子基準座標系において、各相の固定子電圧の式は、次式によって与えられる。

この式において、ベクトルＶ_ｓ、ベクトルＥ_ｓ、およびベクトルＩ_ｓは、回転固定子基準座標系における固定子電圧、回転起電力、および固定子電流のベクトル量であり、Ｘ_ｓは固定子の相巻線のリアクタンスであり、Ｒ_ｓは固定子の相巻線の抵抗値である。Ｘ_ｓは実軸と虚軸とにおいて成分が異なる複素変数であってもよい。これは、回転子の回転にともなって生じるリラクタンスの変化が大きい（よって、固定子インダクタンスの変化が大きい）モータではよくあることである。リアクタンスＸ_ｓが実軸および虚軸において成分が異なるこのようなモータの一例としては、内部永久磁石同期モータまたは同期リラクタンスモータなどがあげられる。

本発明に係る機器の制御は、回転基準座標系におけるベクトルＥ_ｓおよびベクトルＩ_ｓの角度位置を示す値を単に算出し、角度位置の所望の位置からの偏差を示す１つ以上の誤差信号を決定し、電力制御手段における切換えの調整を制御して、誤差信号がゼロに収束するようにモータを制御することによって、磁束の推定を一切しなくても可能である。

モータの瞬間的な相電流は、任意の時点で測定可能である。モータが三相モータであれば、よく知られているように三相電流の合計はゼロになるので、三相電流のうち２つの電流だけを測定すればよい。三相から二相へのクラーク変換を使用した後に、例えばパーク変換を用いて二相定常電流を角度θで回転固定子基準座標系に変換してもよい。回転固定子基準座標系における固定子電流ベクトルＩ_ｓの２つの直交成分は、Ｉ_{ｓ＿ｒｅａｌ}およびＩ_{ｓ＿ｉｍａｇ}である。成分Ｉ_{ｓ＿ｒｅａｌ}は、回転固定子基準座標系に従った固定子電流の有効成分であり、Ｉ_{ｓ＿ｉｍａｇ}は、回転固定子基準座標系に対して直角をなす（直交する）固定子電流の有効成分である。これらの直交ベクトルは図２に示されている。

固定子電流を直軸および直交回転子軸にマッピングする必要がある、回転子向け制御装置との混同を避けるために、本記載においては、直軸および直交軸という用語は使用しない。

ベクトルＶ_ｓ、ベクトルＥ_ｓ、ベクトルＩ_ｓは、すべて実部および虚部を有するので、式（４）は、次式のように実部および虚部に分けて書き直すことができる。

上述のように、固定子のインダクタンスが実軸および直交軸において異なることがあり得るモータ（例えば同期リラクタンスモータまたは内部永久磁石モータ）を使用するのであれば、式（５）および式（６）におけるＸ_ｓの値は同一でなくてもかまわない。

図２に示されるように、回転基準座標系を固定子電圧ベクトルＶと一致するように選ぶのであれば、固定子電圧の虚成分はゼロになり、式（５）および式（６）は以下のようになる。

これらの式を変形すると、次式のように、起電力ベクトルＥ_ｓの実成分および虚成分を求める式が得られる。

Ｒ_ｓおよびＸ_ｓに対して適した値が与えられ、インバータを介して供給される電圧ベクトルの大きさがわかれば、これらの式の値はモータの回転中にリアルタイムで求められ、回転基準座標系における回転起電力ベクトルの実成分および虚成分が得られる。電圧ベクトルの大きさは、インバータにおける指令パルス幅変調デューティサイクルから推定され得るか、インバータの出力でモニタリングされ得る。

ここで、固定子基準座標系に対する電流ベクトルの角度は算出可能であり、次式によって与えられる。

固定子基準座標系に対する起電力ベクトルの角度も算出可能であり、次式によって与えられる。

したがって、電流ベクトルと起電力ベクトルとの間の角度差θは次式によって与えられる。

角度が小さければ、この式は次式のように近似できる。

式（１２）は、ベクトルＩ_ｓとベクトルＥ_ｓとの間の角度差を示す値の簡単な算出を示しており、デジタル型またはアナログ型の制御装置において容易に実行可能であって、モータの回転にともなってリアルタイムで動作する。

式（１１）または式（１２）の形態で角度差を算出することの効果は、比で表わされた量によって、起電力および電流の絶対値を相殺可能なことである。これによって、本方法は、速度および／または界磁電流をともなう起電力の大きさの変化から略独立しており、位置制御装置がモータの起電力の特徴について詳細な情報を有する必要がなくなる。

式（１１）および式（１２）において比で表わされた項を使用することも、実成分および虚成分の両方に、相殺される同様の誤差が含まれるので、電流測定値における測定誤差およびスケーリング誤差を相殺するのに役立つ。これによって、測定システムのコストが低減され、制御装置が簡単な電子部品を用いてより低いコストで実現できるようになる。本発明の１つの主な効果は、式（１２）が、大きな犠牲をともなわずに、式（１１）より低い演算要件で実行可能であることである。

角度誤差とは、式（１２）または式（１１）から算出される測定角度差と、角度差の具体的な所望の値との間の誤差である。例えば、１アンペアあたりのトルクを最大にするためには、電流ベクトルと起電力ベクトルとの間の角度差がなく、完全に位相が一致していることが望ましい。ただし、高速では、電気モータの制御において弱め界磁を実現するために、電圧ベクトルを進めて電流ベクトルを起電力ベクトルより進めることが一般的である。この場合、高速条件の下では、式（１１）または式（１２）によって算出される角度差が正の値を有し、したがって、角度差の所望の値が正の値であることが望ましい。

したがって、角度誤差が次式によって得られる。

電圧ベクトルを角度誤差が低減するような新しい位置に移動することによって、式（１３）によって算出された角度誤差を補正してもかまわない。正の角度誤差とは、誤差を補正するために、電圧ベクトルの位置を平均回転速度から算出される通常の角度増分よりも大きく移動させる必要があることを意味する。負の角度誤差とは、誤差を補正するために、電圧ベクトルの位置を平均回転速度から算出される通常の角度増分よりも小さく移動させる必要があることを意味する。これを達成する制御法では、比例積分制御装置(proportional plus integral controller)を角度誤差に適用して、電圧ベクトルの角速度の瞬間的な制御を実現してもかまわない。

本発明は、ベクトルＥ_ｓおよびベクトルＩ_ｓの外積を用いて、これらのベクトル間の角度の正弦を算出するために、適用されてもよい。

これは、小さい角度の場合、つまりＩ_{ｓ＿ｉｍａｇ}およびＥ_{ｓ＿ｉｍａｇ}がＩ_{ｓ＿ｒｅａｌ}およびＥ_{ｓ＿ｒｅａｌ}に比べて小さい場合、式（１２）と同じ式に近似できる。

したがって、本発明の一実施形態に係る同期機器の制御は、式（１２）および誤差方程式（１３）によって実行され得る。式（１２）は角度を求める実際の数式の近似式であるが、角度が大きく近似の精度があまりよくないときであっても機能することがわかっている。これは、なぜならば、式（１２）における近似は逆正接関数を表わす線形関数であるが、つねに正接関数の正しい勾配を表わしており、その結果、式（１３）によって算出される誤差はつねに正しい符号を有しているからである。電圧ベクトルの角速度を生成するために、制御装置はこの誤差の積算を利用するので、制御装置は正しい動作点に収束する。応答速度は、比例積分制御ループ(proportional and integral loop)の利得を用いて制御可能である。制御ループの利得は、逆正接関数によりよく近似するために非線形であってもよい。ただし、これは、実際の経験によれば、つねに必要であるというわけではない。

式（１３）をゼロの近傍で維持すると、電圧ベクトルの角速度を制御ループでの計算ごとに瞬間的に変化可能にすることによって、モータをつねにほぼ理想的な動作に保持できる。電圧ベクトルの平均角速度は、直接、角度誤差の積分に関連してくる。外部の制御ループによって、電圧ベクトルの平均角速度をモニタリングして電圧ベクトルの長さを増加または減少させ、モータを流れる電流を増加または減少させ、トルク出力を増加または減少させて、電圧ベクトルの回転速度を必要とされるモータの角速度に近づけてもよい。これが図４に示されている。

モータの起電力を高精度に推定する他のセンサレス制御方法とは異なり、本発明に係る方法は、小さな誤差は２つの起電力成分の比によって取り除かれるので、式（７）および式（８）中におけるモータのパラメータ（つまりＲ_ｓおよびＸ_ｓ）の厳密値がなくても実行可能である。誤差の符号が変わるには、成分値の誤差が相当大きくなる必要がある。それゆえ、本方法では近似を使用するにもかかわらず、制御装置は非常に安定した状態に保たれる。この堅牢性のおかげで、本発明に係る方法はパラメータの変化に対して高い許容性を有する。

本発明の一実施形態が図４においてブロック図によって図示されている。ここでは、制御ループを繰り返すごとに算出される角度誤差を用いて、次の算出時刻までに電圧ベクトルの回転の瞬間速度を設定する。外部の制御ループによって電圧ベクトルの大きさを決定する。パワーエレクトロニクスインバータ１０１およびモータまたは発電機１０２は、本発明の本態様に従って制御される。モータ１０２の入出力電流は、所定の時間間隔または回転子の角度の間隔でモニタリングされる（検出手段）。三相電流を、ブロック１０３によって静止固定子基準座標系における二相電流に変換してもかまわない。モータが二相モータ（例えばハイブリッド型ステッピングモータ）であれば、このステップ１０３は不要である。

ベクトル復調ブロック１０４（算出手段）が、電流を既知の角度において静止固定子基準座標系から回転固定子基準座標系に変換し、回転固定子基準座標系に沿った実電流ベクトルＩ_{ｓ＿ｒｅａｌ}およびこの回転固定子基準座標系に直交する虚電流ベクトルＩ_{ｓ＿ｉｍａｇ}を生成する。これらの電流は、電流ベクトルに対する起電力ベクトルの角度位置を推定するために、式（１２）を実行する起電力成分推定器１０５および角度算出器１０６（推定手段）によって使用される。誤差手段は式（１３）を用いて、所望の位置に対する角度位置の偏差の角度誤差を算出する。この角度誤差を補正するために、同期手段は電流ベクトルをもたらすための電圧ベクトルを起電力ベクトルに対して正しい位置に再配置し、必要な制御角を次の時間ステップにおいて提供する。同期手段の一部として、角度誤差の項が制御装置１１０に送信される。制御装置１１０は、比例積分制御装置(proportional and integral controller)を有し、電圧ベクトル変調器１０７のための更新された回転速度および新しい角度位置を生成してもよい。電圧ベクトル変調器１０７は、現在の速度および負荷に対する角度誤差を低減する傾向がある。角度誤差を積算して、次の角度位置の瞬間的な補正とともに平均速度を生成することは、位相ロックループと同様である。ブロック１１０からの速度の推定値は、ユーザの要求によって必要とされる速度と比較され、速度誤差が生成される。速度誤差はさらにＰＩ制御装置１１１を通って、ベクトル変調器１０７に送信される次の電圧ベクトルの大きさを再算出する。静止固定子基準座標系に対する電圧ベクトルおよび新しい角度位置は、次の時間ステップの間、インバータ１０１およびモータ１０２を駆動するように作用する。

本実施形態では、電圧ベクトルの大きさを設定するための速度制御ループを、外部の制御ループとみなしてよく、典型的に本発明に係る角度誤差によって駆動される角度制御ループよりも長い時間定数を有する。これにより、角度誤差に応じた固定子電圧ベクトルの迅速な再同期が可能になる。この結果、（実際の回転子の速度に追随している）固定子ベクトルの回転速度に小さな変動が起こる。この変動は、外部の制御ループにおいて電圧ベクトルの大きさを増加または減少させることによって補正される。

本発明の第２の実施形態では、上記方法を簡単に修正して、さらに算出方法を簡素化する。図１を再度参照すると、回転基準座標系は、固定子静止基準座標系に対して角度θで回転基準座標系の実軸となるように再び選択されるが、本実施形態では、固定子電圧が実成分Ｖ_{ｓ＿ｒｅａｌ}および虚成分Ｖ_{ｓ＿ｉｍａｇ}の両方を有していると仮定する（つまり、電圧の虚成分がもはやゼロではないと仮定する）。実軸および虚軸における電圧の式は、式（５）および式（６）により与えられる。これらの式を変形すると、起電力ベクトルＥ_ｓの（回転基準座標系に従った）実成分および（回転基準座標系に対して直交する）虚成分を与える式が得られる。

Ｒ_ｓおよびＸ_ｓ（複素成分を有してもよい）に対して適した値が与えられ、インバータによって印加されるＶ_{ｓ＿ｒｅａｌ}およびＶ_{ｓ＿ｉｍａｇ}を用いると、これらの式の値はモータの回転中にリアルタイムで求められ、回転基準座標系における回転起電力ベクトルの実成分および虚成分が得られる。

この第２の実施形態では、電流ベクトルの角度および起電力ベクトルの角度は、２つの別の制御ループにおいて決定および制御される。

まず、電流ベクトルの実成分および虚成分の目標値を設定することは有用である。２つの軸電流制御装置は本技術分野において周知である。実電流ベクトルおよび虚電流ベクトルの目標値が与えられれば、測定した実電流ベクトルおよび虚電流ベクトルの目標値からの偏差を最小化する実電圧ベクトルおよび虚電圧ベクトルが算出可能である。たいていの場合、虚電流ベクトルの目標値はゼロの近傍であり、実電流ベクトルの目標値は、モータまたは発電機のトルク要件によって設定される。このトルク要件は、目標速度を維持するために必要なトルクを決定する速度誤差信号によって順々に設定されてもよい。

高速では（先述のように）、電気モータの制御において弱め界磁を実現するために、起電力ベクトルの先に電流ベクトルを進めることが一般的である。本実施形態では、これは虚電流の目標値を正の値に設定することによって達成される。ただし、実際には、たいていの場合、虚電流の目標値はトルクを発生させる実電流の目標値よりも小さい。

発電機として動作する機器では、実電流の目標値は、実電流ベクトルが実軸の正の方向から１８０°ずれるような負の値である。

本実施形態では、実電圧および虚電圧の帯域幅および大きさが電流の誤差信号を最小化するために十分であれば、回転基準座標系に対する電流ベクトルの角度は、実電流需要および虚電流需要によって固定されている。したがって、式（９）により与えられる電流の角度を算出するステップは、この第２の実施形態の一部として不要である。

実軸回転基準座標系に対する起電力ベクトルの角度を、式（１０）を用いて第１の実施形態と同じように算出してもよく、より簡単に次式によって算出してもよい。

式（１７）は、回転基準座標系の実軸に対するベクトルＥ_ｓの角度位置を示す値の簡単な算出である。本実施形態では、電流は、実軸と主に同期するように、または、選択された進み角(advance angle)において主に同期するように予め制御されているので、回転基準座標系の実軸と一致する起電力ベクトルをもたらすために、式（１０）または式（１７）によって算出された角度をゼロにまで減らすようにインバータの電圧を制御することによって、機器の最適な動作が実現可能である。この動作は、機器の回転にともなってリアルタイムで動作するためのデジタル型またはアナログ型の制御装置において容易に実行可能である。制御装置の一実施としては、式（１０）または式（１７）によって算出された角度を最小化するための回転基準座標系の角速度の調整があげられる。制御装置のこの部分の目的は式（１０）または式（１７）をゼロにすることであり、また、ゼロである目標角度にはスケーリング誤差またはパラメータの変化がないので、本方法は、モータのパラメータの変化に対して極めて安定している。

Ｉ_{ｓ＿ｒｅａｌ}はＩ_{ｓ＿ｉｍａｇ}より大きいので、式１６によって算出されたＥ_{ｓ＿ｉｍａｇ}の抵抗項は小さい。Ｅ_{ｓ＿ｉｍａｇ}は温度に対してほぼ独立している。式（１５）によって算出されたＥ_{ｓ＿ｒｅａｌ}の項は、有意な抵抗項を含んでいる。しかし、たいていのモータおよび発電機では、この抵抗項は、式（１５）の他の電圧項より小さい。Ｅ_{ｓ＿ｒｅａｌ}の推定は確かに温度に依存するが、本発明に係る方法への影響は、実際的には角度制御装置の利得に小さな変化があるだけであり、これは角度制御装置の性能に影響を与えない。磁束を算出するための端子電圧の積算は正確な抵抗値に大きく依存するので、これは磁束の推定値に依存するすべての先行技術の方法とは好対照をなしている。したがって、本発明は、温度およびケーブルの長さのいずれかにともない抵抗が大きく変化するモータの制御における飛躍的な進歩である。

本発明のいくつかの実施では、Ｅ_{ｓ＿ｒｅａｌ}の算出は、式（１５）を用いるよりも簡素化することができる。ハイブリッド型ステッピングモータまたは永久磁石同期モータでは、起電力は磁気を有する回転子の回転に起因しており、また、実起電力Ｅ_{ｓ＿ｒｅａｌ}を回転子の速度の関数（Ｅ_{ｓ＿ｒｅａｌ}＝ｆ（Ｓｐｅｅｄ））に簡略化できる。永久磁石モータまたはハイブリッド型ステッピングモータの場合には、式（１７）は次式のように変形してよい。

この式において、ｆ（Ｓｐｅｅｄ）は、速度を伴う起電力の大きさの変化に対して起電力角度推定器を標準化する。

磁束切換モータでは、回転起電力が界磁電流および速度の両方に比例し、その結果、Ｅ_{ｓ＿ｒｅａｌ}は速度および界磁電流の積に関連した関数に簡略化できることが知られている。

本実施形態のいくつかの実施では、式（１７）をさらに簡素化して、Ｅ_{ｓ＿ｒｅａｌ}のいずれの算出も、Ｅ_{ｓ＿ｒｅａｌ}による除算も不要にするために、式（１７）をさらに簡素化することができる。式（１７）をさらに簡素化すると次式が得られる。

この式において、ｋは倍率または利得である。この倍率または利得は、制御装置のパラメータのいずれかの関数であってもよく、本技術分野において公知である制御ループを安定化させる方法のいずれかによって調節されてもよい。

この簡素化をするにふさわしい例の１つが、磁束切換機においてあげられる。このような機器では、起電力の大きさは速度および界磁電流の両方によって決定される。高速での動作は、弱め界磁を実現するために比較的小さな界磁電流と関連していることが多く、その結果、モータの動作範囲全体における起電力の大きさの変化は、（起電力が速度とともにつねに増加する永久磁石型の機器と比較すると）あまり重要でないかもしれない。この簡単な式（１９）を用いることは、起電力の角度の制御が、実起電力を算出することなく、起電力の虚成分の大きさを最小化することによって達成されていることを示している。磁束切換機における弱め界磁は界磁電流を用いて実現され得るので、電流ベクトルを進めるという要件は緩和される。したがって、式（１６）を用いた虚起電力の算出における抵抗項は非常に小さく、これにより、方法全体が巻線の抵抗からほぼ独立し、したがって、補償が必要になることなく、モータ温度の広い範囲に亘って非常に安定する。

θ_Ｅｓが正の値であれば、起電力ベクトルは基準座標系の位置より進んでいると考えてよく、式（１０）、式（１７）、式（１８）、または式（１９）によって算出される角度を最小化するために、誤差項を、例えば、回転基準座標系に対して新しくより速い角速度を算出するためのＰＩ制御装置と連動して使用してもよい。このような状況は、モータのトルクが負荷のトルクより大きく、かつ、回転子が回転基準座標系より進んで加速している加速モータにおいて発生し得る。

θ_Ｅｓが負の値であれば、起電力ベクトルは基準座標系の位置より遅れていると考えてよく、式（１０）、式（１７）、式（１８）、または式（１９）によって算出される角度を最小化するために、誤差項を、例えば、回転基準座標系に対して新しくより速い角速度を算出するためのＰＩ制御装置と連動して使用してもよい。このような状況は、モータのトルクが負荷のトルクより小さく、かつ、回転子が減速中で、その結果、起電力が回転基準座標系より遅れているモータにおいて発生し得る。回転基準座標系の速度の補正によって、モータは理想的な動作点において動作し続ける。

式（１０）、式（１７）、または式（１８）の形態で角度の算出を実行する利点は、比で表わされた量によって、起電力成分の絶対値を相殺できることである。これによって、本方法は、速度および／または界磁電流をともなう起電力の大きさの変化から完全に独立したのものになり、位置制御装置がモータの起電力の特徴について詳細な情報を有する必要がなくなる。速度をともなう角度制御装置の利得の大きな変化を有する必要もなくなり、その実施が簡素化され、算出ループが短縮され、本発明に係るシステムが超高帯域幅をともなって実施可能になる。

この第２の実施形態の簡単な実施が、図５のフローチャートを用いて図示されている。

（ｉ）モータまたは発電機における電流が測定され、電流ベクトルの実成分および虚成分が算出される。

（ｉｉ）次に、起電力ベクトルの実成分および虚成分が、式（１５）および式（１６）を用いて算出される。

（ｉｉｉ）回転固定子基準座標系の次の位置が算出され、回転固定子基準座標系の実軸に対する起電力ベクトルの角度位置を最小化する。

（ｉｖ）実電流ベクトルおよび虚電流ベクトルの目標値が設定される。回転固定子基準座標系の次の位置は、所望の位置より進んでいたり遅れていたりしてもよく、所望の速度より速く動いていたり遅く動いていてもよい。電流ベクトルの実成分および虚成分の目標値を設定するために、この情報を使用してもよい。

（ｖ）実電流と目標値との間の誤差および虚電流と目標値との間の誤差を算出する。

（ｖｉ）実軸および虚軸の電流制御ループによって、各軸の電流の誤差を最小化する実電圧ベクトルおよび虚電圧ベクトルが決定される。

（ｖｉｉ）実電圧ベクトルおよび虚電圧ベクトルが、ベクトル変調器を用いて、回転固定子基準座標系の新しい位置にてインバータに出力される。これと同時に、このステップでは、電圧の大きさが補正されて実電流の誤差および虚電流の誤差が低減し、回転固定子基準座標系の次の位置が移動されて回転固定子基準座標系の実軸の次の位置に対する起電力ベクトルの角度位置の偏差が最小化される。

本発明の実施のステップは複雑なモータモデルを必要とせず簡単であるので、図５によって図示されているステップは、低コストのマイクロ制御装置において非常に素早く実行可能である。本発明の実施によって、高帯域幅をともなった、極めて堅牢であり、簡単であり、そして低コストである機器制御システムが提供される。

図６は、第２の実施形態の実施を制御ブロック図として示している。パワーエレクトロニクスインバータ１０１およびモータまたは発電機１０２は、本発明のこの態様に従って制御される。モータ１０２の入出力電流は、検出手段を用いて所定の時間間隔または回転子の角度の間隔でモニタリングされる。検出手段は、モータ内の電流センサであってもよく、インバータ中の電流センサであってもよい。三相電流は足し合わせるとゼロになることが知られているので、三相モータでは、三相のうちの二相だけを測定してもよい。三相電流を、ブロック１０３によって静止固定子基準座標系における二相電流に変換してもよい。モータが二相モータ（例えばハイブリッド型ステッピングモータ）であれば、このステップ１０３は不要である。

ベクトル復調ブロック１０４が、算出手段の第１の部分を形成し、電流を既知の角度において静止固定子基準座標系から回転固定子基準座標系に変換し、回転固定子基準座標系に沿った電流ベクトルの実成分Ｉ_{ｓ＿ｒｅａｌ}およびこの回転固定子基準座標系に対して直交する電流ベクトルの虚成分Ｉ_{ｓ＿ｉｍａｇ}を生成する。

算出手段１０５の第２のブロックは、これらの電流成分を用いて起電力の成分を推定する。さらに別のブロック１２０が式（１０）、式（１７）、式（１８）、または式（１９）を実行して、回転固定子基準座標系に対する起電力ベクトルの角度の推定値を算出する。誤差手段が、起電力ベクトルの推定位置と起電力ベクトルの所望の位置との間の角度誤差信号を決定する。回転基準座標系の次の位置は、同期手段１２４によって使用される１２１において算出され、次の時間ステップにおいて起電力ベクトルが回転固定子基準座標系に対して正しい位置に近づけられるために、電圧ベクトルが新しい位置に移動させられる。

本実施形態では、誤差手段は、目標値に対する実電流ベクトルおよび虚電流ベクトルの誤差も決定する（１２２）。制御手段（１２３）は、実電流ベクトルおよび虚電流ベクトルの誤差を最小化するために、実電圧ベクトルおよび虚電圧ベクトルを決定する。これらの新しい電圧ベクトルは、ベクトル変調ブロックまたは同期手段において、１２１で算出された新しい角度位置とともに使用されて（１２４）、静止固定子基準座標系において電圧ベクトルＶαおよびＶβが生成される。三相モータの場合には、これらの２つの静止電圧ベクトルは、さらに二相から三相への変換１２５を経て、次の時間ステップの間、インバータ１０１およびモータ１０２を駆動する。

本発明の方法は、一般に２本、３本、および５本の相巻線とともに利用可能であるハイブリッド型ステッピングモータに適用可能である。どちらの実施形態も、相巻線の本数を合わせるようにブロック１０３およびブロック１２５を適切に選択すれば、このようなモータにふさわしい。本発明に係るレシオメトリック法の利点は、パラメータの変化に起因する誤差を低減するために特に有用である。さらに、電気的なサイクルは回転子の極の個数が多いために非常に短いので、各ｐｗｍサイクルにおいてベクトルの位置を算出および更新する能力は、ハイブリッド型ステッピングモータにおいて非常に重要である。したがって、本発明に係る方法は、位置センサがなくともこれらのモータの制御を可能にする。

他のブラシレス型永久磁石同期モータ（正弦タイプおよび台形タイプの両方）には、本発明の方法から得られる効果が大きい。本発明をブラシレス型永久磁石同期モータに適用すれば、このようなモータに用いる先行技術のセンサレス制御法に勝る、以下の効果が奏される。本方法はこの値の誤差に対して驚くべき許容性があるので、速度特性に対するモータの回転起電力の情報が一切不要であり、必要とされるのは巻線の抵抗の理論的な推定値だけである。ブラシレス型永久磁石モータおいて、リアクタンスは通常抵抗より小さく、式（７）および式（８）の無効電圧項を完全に無視しても、本発明の方法を非常にうまく適用することができる。

磁束切換機は、磁石または巻線がない回転子と、界磁巻線または永久磁石を担持する固定子と、１つ、２つ、３つ、および５つを含めた任意の数の電気的な電機子相を有する電機子巻線とを有する電力機器である。全ての同期モータに関して、電機子の回転起電力は、回転子の速度に比例する周波数で切り換わる。界磁巻線が固定子にある磁束切換機では、回転起電力の大きさは回転子の速度および界磁電流の大きさの両方に依存する。本発明に係る磁束切換モータの制御は、界磁電流を測定する必要性を完全に回避して、回転起電力と界磁電流との間の関係を確立する。本発明に係る方法によれば、各相巻線の電機子電流は、その相巻線の起電力と位相が一致するように制御されるが、この制御のために起電力の大きさを知る必要は全くない。本方法は、これを、電流を起電力の角度と同期状態に維持するために、機器に提供される電圧ベクトルの瞬間的な角度を制御することによって実現している。したがって、本発明において実行されるレシオメトリック算出法は、回転子に位置センサが設けられていない磁束切換モータの制御にとって飛躍的な進歩をもたらす。磁束切換モータの回転子の構造が簡単であるので、この算出法は高速での動作に適している。回転速度がより速くなると、電機子巻線のリアクタンスは抵抗よりはるかに大きくなってもよい。これらの条件の下では、式（７）および式（８）の抵抗項を無視してもよい。本発明の第２の実施形態を簡素化すれば、算出ループの更なる利点が得られる。

本発明に係る方法は、同期リラクタンスモータにおいて使用する際に特に有益である。これらのモータにおいてモータモデルは非常に複雑であり、先行技術のセンサレス手法は低コストのマイクロ制御装置においては実施が困難である。本発明に係る非常に簡単な方法は、わずか２つのパラメータ、巻線抵抗（ただし、これは高精度である必要はない）、およびインダクタンス値を要求するだけで機能する。なお、このインダクタンス値は、回転子が固定子巻線に関してトルクがピークになる位置にあるときの相巻線のインダクタンスを表わす。本発明に記載された基本的な原理の改良例として、インダクタンス値を相巻線におけるピーク電流の関数としてもよく、これにより、鋼鉄中において磁気飽和効果が表われる。

記載された本発明の２つの実施形態では、回転基準座標系の選択位置を使用して、ベクトルの直交成分の１つをゼロに等しいとするか、または直交ベクトルの１つがゼロになるように制御される。第１の実施形態では、回転基準座標系が電圧ベクトルに一致するように選択され、それ故、直交電圧ベクトルは不要であった。第２の実施形態では、回転基準座標系の位置が回転起電力の位置を密接にたどるように選択され、制御装置がこの基準座標系に対して起電力ベクトルの角度位置を最小化することを可能にした。式および目標値を適正に調整することによって、本発明をその他の任意の基準座標系に対して実行することは明らかに可能である。

４つの象限（原動機能／発電機能、右回り／左回り）における機器の動作は、主な量の正の符号および負の符号を正しく選択することによって実現される。本明細書では、ベクトルは左回りに回転していると仮定して、本発明について説明してきた。実際のモータの方向は機器の位相順序に依存する。ベクトルの回転方向を、ベクトルが右回りに回転するように反転させてもかまわない。固定子基準座標系の位置における負の角度増分（負の速度）を用いてこれを達成することは有益である。ベクトルＥ_ｓはできるだけ実軸の近くに維持されるが、Ｉ_{ｓ＿ｒｅａｌ}の値は負になり、電流は実軸に対して位相が１８０°ずれる。このように、式（２）または式（３）によって算出されるトルクは負になる。トルクが負の値を取ると負の速度が維持され、第３象限で回転するモータの要件が満足される。起電力ベクトルの推定された角度位置が正（θ_ＥＳ＞０）であれば、誤差は、固定子基準座標系における負の角度増分を遅らせる（負の大きさが小さくなる）ことによって補正される。誤差は負の角速度に加算され、誤差が補正される。これは正の方向において為された補正の向きと同じである。ベクトルＩ_{ｓ＿ｒｅａｌ}の方向を反転させることによって、機器を原動機能から発電機能に瞬間的に切り替えて、瞬間的な負のトルクを生成することも可能である。そして、機器は減速を開始し、θ_ＥＳはゼロ未満であるようにモニタリングされ、さらにＥ_ｓの位置の負の誤差によって固定子基準座標系における角度増分が減少し、固定子基準座標系が回転子の位置を密接に追随することが保証される。したがって、本方法を数理的に実行することは、動作の４つの象限間においてシームレスである。

本発明にしたがって制御することができる同期機器の実施が、図７、図８、図９、および図１０に示されている。

図７は、三相型磁束切換機を示している。固定子２００は、１２個の歯２０１およびこの歯と歯の間に１２個のスロット２０２を有する。固定子スロットは固定子巻線を担持している。上記スロットの６つは界磁巻線を担持し、各界磁スロットは次の界磁スロットと反対の方向に導電して６つの極磁界を生成する。残りの６つのスロットは、３つの相巻線または電機子巻線Ａ_１、Ａ_２およびＡ_３を担持する。本磁束切換機の回転子２１０は層状の鋼鉄からなり、巻線も永久磁石も担持していない。この例では、回転子は５つの歯２１１を有する。界磁電流が界磁巻線に供給されると、固定子内における回転子の回転によって１２０°ずつずれた３つの交流電圧が誘起される。３つの電機子相巻線が三相インバータに接続され、誘起起電力に同期して電機子電流が巻線に供給されると、連続的な原動または発電が達成される。

ハイブリッド型ステッピングモータは、同期モータのもう１つの例である。ハイブリッド型ステッピングモータは、通常２本、３本、または５本の相巻線を有する。図８は、典型的な二相式ハイブリッド型ステッピングモータの端部を通過する横断面を示している。

図８の二相式ハイブリッド型ステッピングモータは固定子２２１および回転子２２２からなる。この固定子２２１および回転子２２２は、どちらも電気的なグレード鋼鉄から成る積層構造物により構成されている。固定子は各位相について４つ、合計８つの極２２３を有する。なお、この極２２３は先端が広がり、複数の歯２２４を形成している。各固定子極２２３は、短ピッチ位相コイル２２５の形態の巻線を有する。これらのコイル２２５は（通常は直列に）接続されており、２つの電気的に独立したモータ相巻線ＡおよびＢを形成する。回転子は、各端部において径方向に配置された多数の歯２２６（典型的には５０個）を有し、機器の軸に沿って静的磁束を生成する永久磁石を含んでいる。これにより、機器の一方の端部での回転子の歯がすべてＮ極、回転子のもう一方の端部での回転子の歯がすべてＳ極になる。回転子２２２の一方の端部の歯２２６は、回転子２２２のもう一方の端部の歯２２６に対して、歯のピッチの半分の距離でオフセットされている。回転子の歯のピッチは、固定子２２１の歯のピッチと同じである。２つの固定子の相巻線において誘起される起電力は、回転子の回転から発生する。Ａに同期している起電力は、Ｂに同期している起電力に対して位相が９０°ずれている。

図９は、固定子２３１および回転子２３３を有する同期リラクタンスモータを示している。図示されている固定子は２４個のスロット２３２を有している。スロットの個数が１２個および３６個であることも一般的である。固定子スロットは分配されたの３本の相巻線を有している。回転子２３３は層状の鋼鉄製であり、磁束バリアとして作用するスロット部(slotting)を備えている。これにより、固定子巻線が４極磁場を生成すれば、回転子は磁束バリアと向きが揃い、その結果、固定子の磁束が低リラクタンスの経路をたどるように、高リラクタンスおよび低リラクタンスの軸を生成する。固定子場が回転すると、回転子はこの固定子場に同期しながら追随する。多種多様な回転子構造が使用可能であり、その目的は最大のリラクタンス変化率を提供することである。このモータには、起電力を誘起するための回転する磁石が固定子巻線に設けられていないが、トルクは、回転子の回転にともなう、固定子巻線の自己インダクタンスの変化、および相巻線同士間の相互インダクタンスの変化によって生成される。このようなモータは、同期の制御および維持が困難であることが知られている。本発明に係る方法によって、この問題に対する解決法が提供される。同期リラクタンスモータの改良として、永久磁石を回転子のスロット部に挿入して、さらに磁気突極性を増加させ、トルク生成量を増加させてもよい。このような機器は、内部永久磁石同期モータとして知られている。

図１０は、より一般的な永久磁石同期モータである。固定子２４１は、ここでも層状の鋼鉄製である。この例では、固定子は、９個のスロット２４２の間に分散された９個の歯を有する。固定子巻線は、典型的に短いピッチで巻かれており、各歯の周囲に１つのコイルが巻かれ、３つのコイルが互いに１２０°離れて相互接続されて３つの相巻線をそれぞれ形成する。回転子２４３は、永久磁石素材の層によって囲まれた鋼鉄製のコアを有する。この例では、永久磁石が径方向に磁化されて６極磁場を形成する。回転子の回転によって、固定子巻線において位相が１２０°（電気的な角度）ずれた３つの起電力が誘起される。モータとして動作するためには、各巻線において誘起される内部起電力に同期して、３つの交流電機子電流を供給するインバータが必要である。

これらのモータは構造が互いに大きく異なるが、どれも、モータまたは発電機として最適な動作を実現するためには、固定子電流を精度よく制御して回転子の位置との同期を維持する必要がある。これは、負荷または速度が急激に変化する際、速度および負荷の広い範囲に亘り、動的な条件の下で達成されなければならない。これらのモータは大きく異なる動作原理を有するが、本発明に係る方法は、これらの機器の全種類の制御に適しており、非常に効率的な算出時間を有し、低コストのマイクロ制御装置において実行可能であることが示された。

Claims (12)

1. 電力機器のための制御システムであって、
   上記電力機器は、
   回転子と、
   固定子と、
   を備えており、
   上記固定子は、上記固定子に対する静止基準座標系において回転する固定子磁場を生成するための１つ以上の相巻線を有しており、
   上記制御システムは、
   上記相巻線のうちの少なくとも１つにおける電流をモニタリングするための検出手段と、
   上記静止基準座標系に対して回転する回転基準座標系において、電流ベクトルの実成分および虚成分（Ｉ_{ｓ＿ｒｅａｌ}、Ｉ_{ｓ＿ｉｍａｇ}）を表わす値を、上記モニタリングされた電流から決定するための第１の算出手段（１０４）と、
   上記回転基準座標系において回転している起電力ベクトルの実成分および虚成分（Ｅ_{ｓ＿ｒｅａｌ}、Ｅ_{ｓ＿ｉｍａｇ}）を表わす値を、上記モニタリングされた電流から決定するための第２の算出手段（１０５）であって、上記起電力ベクトルの実成分および虚成分（Ｅ _{ｓ＿ｒｅａｌ} 、Ｅ _{ｓ＿ｉｍａｇ} ）の比を決定するように作用する第２の算出手段（１０５）と、
   上記回転起電力ベクトルの角度位置を表わす値を、上記比から推定するための推定手段と、
   上記推定された角度位置の、所望の角度位置であって、上記回転基準座標系の実軸と一致する所望の角度位置からの偏差を示す角度誤差信号を決定するための誤差手段と、
   上記角度誤差信号がゼロに収束するように上記電力機器を制御するための同期手段と、を備えている、
   ことを特徴とする制御システム。
2. 上記電流ベクトルの実成分（Ｉ_{ｓ＿ｒｅａｌ}）は、上記回転基準座標系において既知の角度にて、実軸に沿っており、上記電流ベクトルの虚成分（Ｉ_{ｓ＿ｉｍａｇ}）は、該実成分（Ｉ _{ｓ＿ｒｅａｌ} ）に対して直交する、
   ことを特徴とする請求項１に記載の制御システム。
3. 上記起電力ベクトルの実成分（Ｅ_{ｓ＿ｒｅａｌ}）は、上記回転基準座標系において既知の角度にて、実軸に沿っており、上記起電力ベクトルの虚成分（Ｅ_{ｓ＿ｉｍａｇ}）は、該実成分（Ｅ _{ｓ＿ｒｅａｌ} ）に対して直交する、
   ことを特徴とする請求項１または２に記載の制御システム。
4. 上記誤差手段は、上記電流ベクトルの上記実成分（Ｉ_{ｓ＿ｒｅａｌ}）と上記電流ベクトルの上記実成分の目標値との間の実電流の誤差、および、上記電流ベクトルの上記虚成分（Ｉ_{ｓ＿ｉｍａｇ}）と上記電流ベクトルの上記虚成分の目標値との間の虚電流の誤差を決定するように作用する、
   ことを特徴とする請求項１〜３のいずれか一項に記載の制御システム。
5. 上記実電流の誤差を最小化する電圧ベクトルの実成分（Ｖ_{ｓ＿ｒｅａｌ}）、および、上記虚電流の誤差を最小化する電圧ベクトルの虚成分（Ｖ_{ｓ＿ｉｍａｇ}）が決定される、
   ことを特徴とする請求項４に記載の制御システム。
6. 上記同期手段は、上記起電力ベクトルの上記推定された角度位置と上記起電力ベクトルの上記所望の角度位置との間の誤差を用いて、上記回転基準座標系の上記角度位置を補正し、上記回転基準座標系の補正された角度位置と一致した上記電圧ベクトルの上記実成分（Ｖ_{ｓ＿ｒｅａｌ}）および上記電圧ベクトルの上記虚成分（Ｖ_{ｓ＿ｉｍａｇ}）を供給する、
   ことを特徴とする請求項５に記載の制御システム。
7. 上記所望の角度位置を表わす上記値は、動作速度または動作負荷に従って変化する、
   ことを特徴とする請求項６に記載の制御システム。
8. 上記第１の算出手段（１０４）は、上記電流ベクトルの上記実成分および虚成分（Ｉ_{ｓ＿ｒｅａｌ}、Ｉ_{ｓ＿ｉｍａｇ}）の比を決定するように作用する、
   ことを特徴とする請求項１〜７のいずれか一項に記載の制御システム。
9. 上記推定手段は、上記電流ベクトルの直交成分（Ｉ_{ｓ＿ｒｅａｌ}、Ｉ_{ｓ＿ｉｍａｇ}）の上記比の関数と上記起電力ベクトルの直交成分（Ｅ_{ｓ＿ｒｅａｌ}、Ｅ_{ｓ＿ｉｍａｇ}）の上記比の関数との差を評価することによって、上記電流ベクトルの上記角度と上記起電力ベクトルの上記角度との間の角度差を表わす値を推定するように作用する、
   ことを特徴とする請求項１〜８のいずれか一項に記載の制御システム。
10. 上記誤差手段は、上記角度差を表わす上記値と所望の角度差を表わす値との間の上記誤差を決定するように作用する、
    ことを特徴とする請求項９に記載の制御システム。
11. 上記所望の角度差を表わす上記値は、略ゼロである、
    ことを特徴とする請求項１０に記載の制御システム。
12. 上記同期手段は、上記角度誤差信号に依存して固定子電圧の角度を制御するための手段を備えている、
    ことを特徴とする請求項９または１０に記載の制御システム。

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