JP5535154B2 - 基準信号発生回路 - Google Patents

Description

本発明の実施形態は基準信号発生回路に関する。

基準電流発生回路として、ダイオードと抵抗を組み合わせて温度特性を補償するＢＧＲ（Ｂａｎｄ Ｇａｐ Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ）回路が用いられることがある。このＢＧＲ回路では、その出力電流を制御するパラメータの値を調整することにより、温度特性を校正することができる。

特開２０００−１８８３０５号公報

本発明の一つの実施形態の目的は、温度特性の校正に必要なパラメータの可変範囲を小さくすることが可能な基準信号発生回路を提供することである。

実施形態の基準信号発生回路によれば、第１の非線形素子と、第２の非線形素子と、電流制御回路と、Ｎ（Ｎは２以上の整数）個の温度特性調整素子とが設けられている。第１の非線形素子は、第１の基準電圧を発生する。第２の非線形素子は、第２の基準電圧を発生する。電流制御回路は、自己の出力電圧に基づいて前記第１の非線形素子および前記第２の非線形素子に流れる電流を制御する。Ｎ個の温度特性調整素子は、前記電流制御回路の出力電圧の温度特性を別個に調整する。前記温度特性調整素子は、前記第２の非線形素子に直列に接続された第１の可変抵抗と、前記第２の非線形素子と前記第１の可変抵抗との直列回路に並列に接続された第２の可変抵抗と、前記第１の非線形素子に並列に接続された第３の可変抵抗を備える。前記出力電流が供給される発振器の温度に対する周波数特性が前記第２の可変抵抗と前記第３の可変抵抗の調整範囲内で平坦になるように前記第１の可変抵抗の値を調整する。

図１は、第１実施形態に係る基準信号発生回路の概略構成を示す回路図である。 図２（ａ）は、図１の基準信号発生回路にＰＴＡＴ特性を持たせた時の温度と出力電流との関係を示す図、図２（ｂ）は、図１の基準信号発生回路にＣｏｎｓｔ特性を持たせた時の温度と出力電流との関係を示す図、図２（ｃ）は、図１の基準信号発生回路にＮＴＡＴ特性を持たせた時の温度と出力電流との関係を示す図である。 図３（ａ）は、図１の基準信号発生回路の可変抵抗Ｒ３の値を減少させた時において可変抵抗Ｒ１、Ｒ２の値の可変範囲における発振器の発振周波数と温度との関係を示す図、図３（ｂ）は、図１の基準信号発生回路の可変抵抗Ｒ３の値を増大させた時において可変抵抗Ｒ１、Ｒ２の値の可変範囲における発振器の発振周波数と温度との関係を示す図である。 図４は、図１の基準信号発生回路の可変抵抗Ｒ３の概略構成の一例を示す回路図である。 図５は、図１の基準信号発生回路をリング発振器に適用した時の概略構成の一例を示す回路図である。 図６は、第２実施形態に係る基準信号発生回路の概略構成を示す回路図である。 図７は、図６の基準信号発生回路の可変トランジスタＭ３´の概略構成の一例を示す回路図である。 図８は、第３実施形態に係る基準信号発生回路の概略構成を示す回路図である。 図９は、第４実施形態に係る基準信号発生回路の概略構成を示す回路図である。

以下、実施形態に係る基準信号発生回路について図面を参照しながら説明する。なお、これらの実施形態により本発明が限定されるものではない。

（第１実施形態）
図１は、第１実施形態に係る基準信号発生回路の概略構成を示す回路図である。
図１において、この基準信号発生回路１１には、非線形素子１、２、電流制御回路３、温度特性調整素子６−１、６−２および調整値記憶部４１、４２が設けられている。非線形素子１は、第１の基準電圧を発生させることができる。非線形素子２は、第２の基準電圧を発生させることができる。非線形素子１、２にはダイオードＤ１、Ｄ２がそれぞれ設けられている。ここで、第１の基準電圧および第２の基準電圧は、例えば、シリコンのバンドギャップエネルギーに起因して設定することができる。第１の基準電圧の値と第２の基準電圧の値を互いに異ならせるために、ダイオードＤ１、Ｄ２のサイズを互いに異ならせることができ、例えば、ダイオードＤ２のサイズをダイオードＤ１のサイズより大きくすることができる。なお、非線形素子１、２は、ダイオードＤ１、Ｄ２にてそれぞれ構成する方法以外にも、トランジスタ回路などにて構成するようにしてもよい。

温度特性調整素子６−１、６−２は、電流制御回路３の出力電圧Ｖｏの温度特性を別個に調整することができる。温度特性調整素子６−１には、可変抵抗Ｒ２、Ｒ３が設けられ、温度特性調整素子６−２には、可変抵抗Ｒ１が設けられている。なお、可変抵抗Ｒ２、Ｒ３は、その値を同時に可変することができ、温度に対する出力電圧Ｖｏの傾きを調整することができる。可変抵抗Ｒ１は、ダイオードＤ１、Ｄ２間の基準電圧の差分を吸収するとともに、温度に対する出力電圧Ｖｏの傾きを調整することができる。また、可変抵抗Ｒ１は、可変抵抗Ｒ２、Ｒ３よりも、抵抗値の調整範囲を狭くすることができる。

ここで、ダイオードＤ１と可変抵抗Ｒ３とは互いに並列に接続されている。そして、ダイオードＤ１のアノードと可変抵抗Ｒ３との接続点にはノードＮ１が設けられている。また、ダイオードＤ２と可変抵抗Ｒ１とは互いに直列に接続され、ダイオードＤ２と可変抵抗Ｒ１との直列回路には可変抵抗Ｒ２が並列に接続されている。そして、可変抵抗Ｒ１、Ｒ２の接続点にはノードＮ２が設けられている。

電流制御回路３は、その出力電圧Ｖｏに基づいて非線形素子１、２に流れる電流を制御することができる。この電流制御回路３には、オペアンプＥ１およびトランジスタＭ１、Ｍ２が設けられている。なお、トランジスタＭ１、Ｍ２としては、Ｐチャンネル電界効果トランジスタを用いることができる。そして、オペアンプＥ１の反転入力端子はノードＮ１に接続され、オペアンプＥ１の非反転入力端子はノードＮ２に接続されている。

また、トランジスタＭ１、Ｍ２のゲートにはオペアンプＥ１の出力端子が接続され、トランジスタＭ１、Ｍ２のソースには電源電位Ｖｄｄが接続されている。トランジスタＭ１のドレインにはノードＮ１が接続され、トランジスタＭ２のドレインにはノードＮ２が接続されている。

調整値記憶部４１には可変抵抗Ｒ１の調整値が記憶され、調整値記憶部４２には可変抵抗Ｒ２、Ｒ３の調整値が記憶されている。なお、調整値記憶部４１、４２はヒューズ素子を用いるようにしてもよいし、レジスタを用いるようにしてもよい。

そして、基準信号発生回路１１は、電流出力回路４を介して発振器５に接続されている。電流出力回路４は、電流制御回路３の出力電圧Ｖｏを出力電流Ｉｏに変換することができる。ここで、電流出力回路４にはトランジスタＭ３が設けられている。なお、トランジスタＭ３としては、Ｐチャンネル電界効果トランジスタを用いることができる。

そして、トランジスタＭ３のゲートにはオペアンプＥ１の出力端子が接続され、トランジスタＭ３のソースには電源電位Ｖｄｄが接続されている。トランジスタＭ３のドレインからは出力電流Ｉｏが出力される。

発振器５は、発振信号Ｓｏを生成することができる。ここで、発振器５は、出力電流Ｉｏに基づいて発振信号Ｓｏの発振周波数を変化させることができる。

そして、オペアンプＥ１においてノードＮ１、Ｎ２間の電位が比較される。そして、ノードＮ１、Ｎ２間の電位差がゼロに近づくようにオペアンプＥ１の出力電圧Ｖｏが制御され、トランジスタＭ１〜Ｍ３のゲートに印加される。そして、トランジスタＭ１、Ｍ２のゲートに出力電圧Ｖｏが印加されると、ノードＮ１を介してダイオードＤ１および可変抵抗Ｒ３に電流が供給されるとともに、ノードＮ２を介してダイオードＤ２および可変抵抗Ｒ１、Ｒ２に電流が供給される。

そして、ダイオードＤ１、Ｄ２は電流に対して正の温度特性（電圧に対しては負の温度特性）を有し、可変抵抗Ｒ１〜Ｒ３は電流に対して負の温度特性（電圧に対しては正の温度特性）を有している。このため、温度が上昇すると、ダイオードＤ１、Ｄ２の基準電圧が低下するとともに、可変抵抗Ｒ１〜Ｒ３による電圧降下が上昇する。そして、ダイオードＤ１、Ｄ２の基準電圧の低下は、ノードＮ１、Ｎ２の電位を低下させるように作用し、可変抵抗Ｒ１〜Ｒ３による電圧降下の上昇は、ノードＮ１、Ｎ２の電位を上昇させるように作用する。

そして、ダイオードＤ１、Ｄ２の基準電圧の低下に起因するノードＮ１、Ｎ２の電位の低下分が、可変抵抗Ｒ１〜Ｒ３による電圧降下の上昇に起因するノードＮ１、Ｎ２の電位の上昇分を上回ると、オペアンプＥ１の出力電圧Ｖｏが低下する。一方、ダイオードＤ１、Ｄ２の基準電圧の低下に起因するノードＮ１、Ｎ２の電位の低下分が、可変抵抗Ｒ１〜Ｒ３による電圧降下の上昇に起因するノードＮ１、Ｎ２の電位の上昇分を下回ると、オペアンプＥ１の出力電圧Ｖｏが上昇する。

そして、オペアンプＥ１の出力電圧Ｖｏが低下すると、電流出力回路４の出力電流Ｉｏは上昇し、オペアンプＥ１の出力電圧Ｖｏが上昇すると、電流出力回路４の出力電流Ｉｏは低下する。

また、温度が上昇すると、発振器５の発振信号Ｓｏの発振周波数が上昇する。そして、発振器５の発振信号Ｓｏの発振周波数の上昇分を出力電流Ｉｏが変化分で打ち消すことにより、温度変化による発振信号Ｓｏの発振周波数の変動を補償することができる。

ここで、温度変化による発振信号Ｓｏの発振周波数の変動の補償精度を向上させるために、温度変化による発振信号Ｓｏの発振周波数の変動の傾きが打ち消されるように、温度変化による出力電流Ｉｏの変動の傾きを設定することができる。

この時、可変抵抗Ｒ２、Ｒ３の値を増大すると、温度変化による出力電流Ｉｏの変動の傾きが大きくなる。一方、可変抵抗Ｒ１の値を増大すると、温度変化による出力電流Ｉｏの変動の傾きが小さくなる。

このため、可変抵抗Ｒ１〜Ｒ３の値を調整することより、温度変化による出力電流Ｉｏの変動の傾きを調整することができ、発振器５の発振信号Ｓｏの発振周波数の上昇分を出力電流Ｉｏの変化分で打ち消すことが可能となる。この時、調整済みの可変抵抗Ｒ１〜Ｒ３の値は調整値記憶部４１、４２に記憶することができる。

また、可変抵抗Ｒ２、Ｒ３を調整可能とするだけでなく、可変抵抗Ｒ１も調整可能とすることにより、可変抵抗Ｒ２、Ｒ３の可変範囲を小さくすることが可能となる。このため、可変抵抗Ｒ２、Ｒ３のみを調整可能とした場合に比べて、可変抵抗Ｒ２、Ｒ３による消費電力の増大を抑制するとともに、可変抵抗Ｒ２、Ｒ３のレイアウト面積を低減することができる。

図２（ａ）は、図１の基準信号発生回路にＰＴＡＴ（Ｐｒｏｐｏｒｔｉｏｎａｌ ｔｏ Ａｂｓｏｌｕｔｅ Ｔｅｍｐｅｒａｔｕｒｅ）特性を持たせた時の温度と出力電流との関係を示す図、図２（ｂ）は、図１の基準信号発生回路にＣｏｎｓｔ（Ｃｏｎｓｔａｎｔ ｔｏ Ａｂｓｏｌｕｔｅ Ｔｅｍｐｅｒａｔｕｒｅ）特性を持たせた時の温度と出力電流との関係を示す図、図２（ｃ）は、図１の基準信号発生回路にＮＴＡＴ（Ｎｅｇａｔｉｖｅ ｔｏ Ａｂｓｏｌｕｔｅ Ｔｅｍｐｅｒａｔｕｒｅ）特性を持たせた時の温度と出力電流との関係を示す図である。

図２（ａ）において、可変抵抗Ｒ２、Ｒ３の値を増大させると、可変抵抗Ｒ２、Ｒ３の温度特性の影響がダイオードＤ１、Ｄ２の温度特性の影響より大きくなる。このため、温度が上昇すると、ノードＮ１、Ｎ２の電位が上昇し、オペアンプＥ１の出力電圧Ｖｏが上昇する。この結果、電流出力回路４の出力電流Ｉｏは低下し、図１の基準信号発生回路はＮＴＡＴ特性Ｌ１を示す。

ここで、可変抵抗Ｒ１を増大させると、可変抵抗Ｒ１の電圧降下が大きくなり、ノードＮ１、Ｎ２の電位が上昇するため、オペアンプＥ１の出力電圧Ｖｏが上昇する。この結果、電流出力回路４の出力電流Ｉｏは低下し、ＰＴＡＴ特性Ｌ１の傾きが減少する。

また、図２（ｃ）において、可変抵抗Ｒ２、Ｒ３の値を減少させると、可変抵抗Ｒ２、Ｒ３の温度特性の影響がダイオードＤ１、Ｄ２の温度特性の影響より小さくなる。このため、温度が上昇すると、ノードＮ１、Ｎ２の電位が低下し、オペアンプＥ１の出力電圧Ｖｏが低下する。この結果、電流出力回路４の出力電流Ｉｏは上昇し、図１の基準信号発生回路はＰＴＡＴ特性Ｌ３を示す。

また、図２（ｂ）において、可変抵抗Ｒ２、Ｒ３の温度特性の影響とダイオードＤ１、Ｄ２の温度特性の影響とが等しくなるように可変抵抗Ｒ２、Ｒ３の値を設定すると、温度が変化しても、ノードＮ１、Ｎ２の電位が一定に維持され、オペアンプＥ１の出力電圧Ｖｏが一定に維持される。この結果、電流出力回路４の出力電流Ｉｏは一定に維持され、図１の基準信号発生回路はＣｏｎｓｔ特性Ｌ２を示す。

図３（ａ）は、図１の基準信号発生回路の可変抵抗Ｒ３の値を減少させた時において可変抵抗Ｒ１、Ｒ２の値の可変範囲における発振器の発振周波数と温度との関係を示す図、図３（ｂ）は、図１の基準信号発生回路の可変抵抗Ｒ３の値を増大させた時において可変抵抗Ｒ１、Ｒ２の値の可変範囲における発振器の発振周波数と温度との関係を示す図である。

図３（ａ）において、Ｐ１は、可変抵抗Ｒ２、Ｒ３の可変範囲の最小値に設定した時の室温Ｔｒにおける発振器５の発振周波数、Ｐ２は、可変抵抗Ｒ２、Ｒ３の可変範囲の最大値に設定した時の室温Ｔｒにおける発振器５の発振周波数、Ｐ３は、可変抵抗Ｒ２、Ｒ３の可変範囲の最小値に設定した時の高温Ｔｈにおける発振器５の発振周波数、Ｐ４は、可変抵抗Ｒ２、Ｒ３の可変範囲の最大値に設定した時の高温Ｔｈにおける発振器５の発振周波数を示す。この場合、可変抵抗Ｒ２、Ｒ３を可変範囲内でどのように調整しても、発振器５の周波数特性が一定に維持される値はない。

そして、可変抵抗Ｒ１の値を減少させると、図３（ｂ）に示すように、Ｐ１〜Ｐ４がＰ１´〜Ｐ４´にそれぞれ移動する。この場合、発振器５の周波数特性が一定に維持されるように、可変抵抗Ｒ２、Ｒ３を可変範囲内で調整することができる。

この時、発振器５の周波数特性が一定に維持される可変抵抗Ｒ１の可変範囲内において、図１の基準信号発生回路の消費電力が最小になるように可変抵抗Ｒ１の値を設定するようにしてもよいし、雑音または線形性などを考慮して可変抵抗Ｒ１の値を設定するようにしてもよい。

図４は、図１の基準信号発生回路の可変抵抗Ｒ１の概略構成の一例を示す回路図である。
図４において、可変抵抗Ｒ１には、トランジスタＭ１１〜Ｍ１３および抵抗Ｒ１０〜Ｒ１３が設けられている。なお、トランジスタＭ１１〜Ｍ１３としては、例えば、Ｎチャンネル電界効果トランジスタを用いることができる。そして、抵抗Ｒ１０〜Ｒ１３は直列接続され、抵抗Ｒ１１にはトランジスタＭ１１が並列接続され、抵抗Ｒ１２にはトランジスタＭ１２が並列接続され、抵抗Ｒ１３にはトランジスタＭ１３が並列接続されている。また、トランジスタＭ１１〜Ｍ１３のゲートには、切替信号Ａ１〜Ａ３が入力される。

ここで、切替信号Ａ１〜Ａ３にてトランジスタＭ１１〜Ｍ１３のオンされる個数が増えると、可変抵抗Ｒ１の抵抗値は減少する。また、切替信号Ａ１〜Ａ３にてトランジスタＭ１１〜Ｍ１３のオフされる個数が増えると、可変抵抗Ｒ１の抵抗値は増大する。このため、切替信号Ａ１〜Ａ３にてトランジスタＭ１１〜Ｍ１３のオンされる個数を増減させることにより、可変抵抗Ｒ１の抵抗値を増減させることができる。なお、この切替信号Ａ１〜Ａ３の値は、調整値記憶部４１に記憶させることができる。

なお、図４の例では、３個のトランジスタＭ１１〜Ｍ１３および４個の抵抗Ｒ１０〜Ｒ１３を設けることにより、可変抵抗Ｒ１の抵抗値を４段階に変化させる方法を例にとったが、可変抵抗Ｒ１の抵抗値はｋ（ｋは２以上の整数）段階に変化させるようにしてもよい。また、可変抵抗Ｒ２、Ｒ３についても可変抵抗Ｒ１と同様に構成することができる。

図５は、図１の基準信号発生回路をリング発振器に適用した時の概略構成の一例を示す回路図である。
図５において、リング発振器１３には基準電流発生回路１２が接続され、基準電流発生回路１２から出力電流Ｉｏがリング発振器１３に供給される。なお、基準電流発生回路１２は、図１の基準信号発生回路１１および電流出力回路４にて構成することができる。

また、リング発振器１３にはインバータＶ１〜Ｖ３が設けられている。そして、インバータＶ１〜Ｖ３は順次直列に接続され、最終段のインバータＶ３の出力は初段のインバータＶ１の入力に帰還されている。

ここで、リング発振器１３では、発振周波数ｆはインバータＶ１〜Ｖ３の伝播遅延時間τと段数Ｎに依存する（ｆ∝Ｎτ）。伝播遅延時間τは、インバータＶ１〜Ｖ３の負荷容量Ｃに比例し、動作電流Ｉと動作温度Ｔに反比例するので、発振周波数ｆと動作温度Ｔはｆ∝ＩＴ／Ｃの関係がある。

従って、出力電流ＩｏにＮＴＡＴ特性を持たせることにより、動作温度Ｔによる発振周波数ｆの変動を打ち消すことができ、リング発振器１３の温度特性を補償することができる。

（第２実施形態）
図６は、第２実施形態に係る基準信号発生回路の概略構成を示す回路図である。
図６において、この基準信号発生回路には、図１の電流出力回路４の代わりに電流出力回路４´が接続されている。電流出力回路４´は、電流制御回路３の出力電圧Ｖｏを出力電流Ｉｏに変換するとともに、基準信号発生回路１１の温度特性を調整することができる。ここで、電流出力回路４´には、可変トランジスタＭ３´および調整値記憶部４３が設けられている。可変トランジスタＭ３´は、出力電圧Ｖｏに対応した出力電流Ｉｏを変化させることができる。調整値記憶部４３には可変トランジスタＭ３´の調整値が記憶されている。なお、調整値記憶部４３はヒューズ素子を用いるようにしてもよいし、レジスタを用いるようにしてもよい。

ここで、温度変化による発振信号Ｓｏの発振周波数の変動の補償精度を向上させるために、温度変化による発振信号Ｓｏの発振周波数の変動の傾きが打ち消されるように、温度変化による出力電流Ｉｏの変動の傾きを設定することができる。

この時、出力電流Ｉｏの値を増減させることにより、温度変化による出力電流Ｉｏの変動の傾きを増減させることができる。このため、出力電流Ｉｏの値を調整することより、温度変化による出力電流Ｉｏの変動の傾きを調整することができ、発振器５の発振信号Ｓｏの発振周波数の変動分を出力電流Ｉｏの変化分で打ち消すことが可能となる。

また、可変抵抗Ｒ１〜Ｒ３を調整可能とするだけでなく、出力電流Ｉｏも調整可能とすることにより、可変抵抗Ｒ１〜Ｒ３の可変範囲を小さくすることが可能となる。このため、可変抵抗Ｒ１〜Ｒ３のみを調整可能とした場合に比べて、可変抵抗Ｒ１〜Ｒ３による消費電力の増大を低減するとともに、可変抵抗Ｒ１〜Ｒ３のレイアウト面積を低減することができる。

なお、図６の実施形態では、可変抵抗Ｒ１〜Ｒ３および可変トランジスタＭ３´を可変とする方法について説明したが、可変抵抗Ｒ２、Ｒ３および可変トランジスタＭ３´を可変とし、可変抵抗Ｒ１の代わりに固定抵抗を用いるようにしてもよい。

図７は、図６の基準信号発生回路の可変トランジスタＭ３´の概略構成の一例を示す回路図である。
図７において、可変トランジスタＭ３´には、トランジスタＭ２１〜Ｍ２３およびスイッチＷ１、Ｗ２が設けられている。なお、トランジスタＭ２１〜Ｍ２３としては、例えば、Ｐチャンネル電界効果トランジスタを用いることができる。そして、トランジスタＭ２１〜Ｍ２３は互いに並列接続されている。そして、トランジスタＭ２１のゲートには出力電圧Ｖｏが印加され、トランジスタＭ２２のゲートにはスイッチＷ１を介して出力電圧Ｖｏが印加され、トランジスタＭ２３のゲートにはスイッチＷ２を介して出力電圧Ｖｏが印加される。また、スイッチＷ１、Ｗ２は切替信号Ｂ１、Ｂ２にてオン／オフされる。

ここで、切替信号Ｂ１、Ｂ２にてスイッチＷ１、Ｗ２のオンされる個数が増えると、可変トランジスタＭ３´の出力電流Ｉｏは増大する。また、切替信号Ｂ１、Ｂ２にてスイッチＷ１、Ｗ２のオフされる個数が増えると、可変トランジスタＭ３´の出力電流Ｉｏは減少する。このため、切替信号Ｂ１、Ｂ２にてトランジスタＭ２１〜Ｍ２３のオンされる個数を増減させることにより、出力電流Ｉｏを増減させることができる。なお、この切替信号Ｂ１、Ｂ２の値は、調整値記憶部４３に記憶させることができる。

なお、図７の例では、３個のトランジスタＭ２１〜Ｍ２３および２個のスイッチＷ１、Ｗ２を設けることにより、出力電流Ｉｏを３段階に変化させる方法を例にとったが、出力電流Ｉｏはｍ（ｍは２以上の整数）段階に変化させるようにしてもよい。

（第３実施形態）
図８は、第３実施形態に係る基準信号発生回路の概略構成を示す回路図である。
図８において、この基準信号発生回路には、非線形素子２１、２２、電流制御回路２３、温度特性調整素子２４−１、２４−２および調整値記憶部５１、５２が設けられている。

非線形素子２１は、第１の基準電圧を発生させることができる。非線形素子２２は、第２の基準電圧を発生させることができる。非線形素子２１、２２にはダイオードＤ１１、Ｄ１２がそれぞれ設けられている。第１の基準電圧の値と第２の基準電圧の値を互いに異ならせるために、ダイオードＤ１１、Ｄ１２のサイズを互いに異ならせることができる。

温度特性調整素子２４−１、２４−２は、電流制御回路２３の出力電圧Ｖｏの温度特性を別個に調整することができる。温度特性調整素子２４−１には、可変抵抗Ｒ２１が設けられ、温度特性調整素子２４−２には、可変抵抗Ｒ２２が設けられている。なお、可変抵抗Ｒ２２は、温度に対する出力電圧Ｖｏの傾きを調整することができる。可変抵抗Ｒ２１は、ダイオードＤ１１、Ｄ１２間の基準電圧の差分を吸収するとともに、温度に対する出力電圧Ｖｏの傾きを調整することができる。

ここで、ダイオードＤ１１のアノードにはノードＮ１１が設けられている。また、ダイオードＤ１２と可変抵抗Ｒ２１とは互いに直列に接続され、ダイオードＤ１２と可変抵抗Ｒ２１との直列回路には可変抵抗Ｒ２２が並列に接続されている。そして、可変抵抗Ｒ２１、Ｒ２２の接続点にはノードＮ１２が設けられている。

電流制御回路２３は、その出力電圧Ｖｏに基づいて非線形素子２１、２２に流れる電流を制御することができる。この電流制御回路２３には、トランジスタＭ３１〜Ｍ３４が設けられている。なお、トランジスタＭ３１、Ｍ３２としては、Ｐチャンネル電界効果トランジスタ、トランジスタＭ３３、Ｍ３４としては、Ｎチャンネル電界効果トランジスタを用いることができる。そして、トランジスタＭ３１、Ｍ３３は互いに直列に接続され、トランジスタＭ３２、Ｍ３４は互いに直列に接続されている。トランジスタＭ３３、Ｍ３４のゲートはトランジスタＭ３３のドレインに接続され、トランジスタＭ３１、Ｍ３２のゲートはトランジスタＭ３２のドレインに接続されている。

トランジスタＭ３１、Ｍ３２のソースは電源電位Ｖｄｄが接続され、トランジスタＭ３３のソースはノードＮ１１に接続され、トランジスタＭ３４のソースにはノードＮ１２に接続されている。

調整値記憶部５１には可変抵抗Ｒ２１の調整値が記憶され、調整値記憶部５２には可変抵抗Ｒ２２の調整値が記憶されている。なお、調整値記憶部５１、５２はヒューズ素子を用いるようにしてもよいし、レジスタを用いるようにしてもよい。

そして、トランジスタＭ３１、Ｍ３２のカレントミラー動作により、トランジスタＭ３３、Ｍ３４のドレイン電流が互いに等しくなるように設定される。また、トランジスタＭ３３、Ｍ３４のカレントミラー動作により、ノードＮ１１、Ｎ１２を流れる電流が互いに等しくなるように設定され、ノードＮ１１、Ｎ１２間の電位差がゼロに近づくように調整される。そして、ノードＮ１１を介してダイオードＤ１１に電流が供給されるとともに、ノードＮ１２を介してダイオードＤ１２および可変抵抗Ｒ２１、Ｒ２２に電流が供給される。

そして、ダイオードＤ１１、Ｄ１２は電流に対して正の温度特性（電圧に対しては負の温度特性）を有し、可変抵抗Ｒ２１、Ｒ２２は電流に対して負の温度特性（電圧に対しては正の温度特性）を有している。このため、温度が上昇すると、ダイオードＤ１１、Ｄ１２の基準電圧が低下するとともに、可変抵抗Ｒ２１、Ｒ２２による電圧降下が上昇する。そして、ダイオードＤ１１、Ｄ１２の基準電圧の低下は、ノードＮ１１、Ｎ１２の電位を低下させるように作用し、可変抵抗Ｒ２１、Ｒ２２による電圧降下の上昇は、ノードＮ１１、Ｎ１２の電位を上昇させるように作用する。

そして、ダイオードＤ１１、Ｄ１２の基準電圧の低下に起因するノードＮ１１、Ｎ１２の電位の低下分が、可変抵抗Ｒ２１、Ｒ２２による電圧降下の上昇に起因するノードＮ１１、Ｎ１２の電位の上昇分を上回ると、電流制御回路２３の出力電圧Ｖｏが低下する。一方、ダイオードＤ１１、Ｄ１２の基準電圧の低下に起因するノードＮ１１、Ｎ１２の電位の低下分が、可変抵抗Ｒ２１、Ｒ２２による電圧降下の上昇に起因するノードＮ１１、Ｎ１２の電位の上昇分を下回ると、電流制御回路２３の出力電圧Ｖｏが上昇する。

このため、可変抵抗Ｒ１１、Ｒ１２の値を調整することより、温度変化による出力電圧Ｖｏの変動の傾きを調整することができる。この時、調整済みの可変抵抗Ｒ２１、Ｒ２２の値は調整値記憶部５１、５２に記憶することができる。

また、可変抵抗Ｒ２２を調整可能とするだけでなく、可変抵抗Ｒ２１も調整可能とすることにより、可変抵抗Ｒ２２の可変範囲を小さくすることが可能となる。このため、可変抵抗Ｒ２２のみを調整可能とした場合に比べて、可変抵抗Ｒ２２による消費電力の増大を低減するとともに、可変抵抗Ｒ２２のレイアウト面積を低減することができる。

（第４実施形態）
図９は、第４実施形態に係る基準信号発生回路の概略構成を示す回路図である。
図９において、この基準信号発生回路では、図８の基準信号発生回路の電流制御回路２３、温度特性調整素子２４−２および調整値記憶部５２の代わりに電流制御回路３１、温度特性調整素子２４−３および調整値記憶部５３が設けられている。

電流制御回路３１には、電流制御回路２３にトランジスタＭ３５が追加されている。なお、トランジスタＭ３５としては、Ｎチャンネル電界効果トランジスタを用いることができる。また、温度特性調整素子２４−３には、可変抵抗Ｒ２３が設けられている。ここで、図８の構成では可変抵抗Ｒ２２はノードＮ１２に接続されていたが、図９の構成では可変抵抗Ｒ２３はノードＮ１３に接続されている。また、調整値記憶部５３には可変抵抗Ｒ２３の調整値が記憶されている。なお、調整値記憶部５３はヒューズ素子を用いるようにしてもよいし、レジスタを用いるようにしてもよい。

そして、トランジスタＭ３５のドレインはトランジスタＭ３４のドレインに接続され、トランジスタＭ３５のソースはノードＮ１３に接続され、トランジスタＭ３５のゲートはトランジスタＭ３４のゲートに接続されている。

ここで、図８の構成では、ダイオードＤ１１、Ｄ１２の非直線性の差に応じて可変抵抗Ｒ２２に流れる電流の温度特性に基づいて負の２次温度係数が生成される。また、図９の構成では、ダイオードＤ１１、Ｄ１２の非直線性の差に応じて可変抵抗Ｒ２３に発生する電圧の温度特性に基づいて正の２次温度係数が生成される。このため、正の２次温度係数を有する基準電流を生成させることができ、基準信号発生回路の２次温度係数を容易に補償することができる。

なお、上述した実施形態では、ＢＧＲ回路の温度特性を校正するために、ＢＧＲ回路の出力電流を制御するパラメータの具体例について説明したが、一般化すると、出力信号ｙにおけるＮ（Ｎは２以上の整数）個のパラメータｘ１、ｘ２、・・・、ｘｎを変数とする関数ｙ＝ｆ（ｘ１、ｘ２、・・・、ｘＮ）がある時、これらのパラメータｘ１、ｘ２、・・・、ｘＮのうち２個以上のパラメータを用いてＢＧＲ回路の温度特性を校正することができる。これにより、パラメータｘ１、ｘ２、・・・、ｘＮのうち１個のパラメータのみを用いてＢＧＲ回路の温度特性を校正する方法に比べてパラメータｘ１、ｘ２、・・・、ｘＮの可変範囲を狭くすることができ、ＢＧＲ回路の消費電力を低減したり、ＢＧＲ回路のレイアウト面積を低減したりすることができる。

本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。

１、２、２１、２２ 非線形素子、３、２３、３１ 電流制御回路、４、４´ 電流出力回路、５ 発振器、６−１、６−２、２４−１、２４−２、２４−３ 温度特性調整素子、１１ 基準信号発生回路、Ｄ１、Ｄ２、Ｄ１１、Ｄ１２ ダイオード、Ｒ１〜Ｒ３、Ｒ２２〜Ｒ２３ 可変抵抗、Ｍ１〜Ｍ３、Ｍ１１〜Ｍ１３、Ｍ２１〜Ｍ２３、Ｍ３１〜Ｍ３５ トランジスタ、Ｅ１ オペアンプ、Ｒ１０〜Ｒ１３ 抵抗、Ｍ３´ 可変トランジスタ、１２ 基準電流発生回路、１３ リング発振器、Ｖ１〜Ｖ３ インバータ、Ｗ１、Ｗ２ スイッチ、４１〜４３、５１〜５３ 調整値記憶部

Claims (5)

1. 第１の基準電圧を発生する第１の非線形素子と、
   第２の基準電圧を発生する第２の非線形素子と、
   自己の出力電圧に基づいて前記第１の非線形素子および前記第２の非線形素子に流れる電流を制御する電流制御回路と、
   前記電流制御回路の出力電圧の温度特性を別個に調整するＮ（Ｎは２以上の整数）個の温度特性調整素子とを備え、
   前記温度特性調整素子は、
   前記第２の非線形素子に直列に接続された第１の可変抵抗と、
   前記第２の非線形素子と前記第１の可変抵抗との直列回路に並列に接続された第２の可変抵抗と、
   前記第１の非線形素子に並列に接続された第３の可変抵抗を備え、
   前記出力電流が供給される発振器の温度に対する周波数特性が前記第２の可変抵抗と前記第３の可変抵抗の調整範囲内で平坦になるように前記第１の可変抵抗の値を調整することを特徴とする基準信号発生回路。
2. 第１の基準電圧を発生する第１の非線形素子と、
   第２の基準電圧を発生する第２の非線形素子と、
   自己の出力電圧に基づいて前記第１の非線形素子および前記第２の非線形素子に流れる電流を制御する電流制御回路と、
   前記電流制御回路の出力電圧の温度特性を別個に調整するＮ（Ｎは２以上の整数）個の温度特性調整素子とを備え、
   前記温度特性調整素子は、
   前記第２の非線形素子に直列に接続された第１の可変抵抗と、
   前記第２の非線形素子と前記第１の可変抵抗との直列回路に並列に接続された第２の可変抵抗と、
   前記第１の非線形素子に並列に接続された第３の可変抵抗を備え、
   前記出力電流が供給される発振器の温度に対する周波数特性が前記第１の可変抵抗の調整範囲内で平坦になるように前記第２の可変抵抗および前記第３の可変抵抗の値を調整することを特徴とする基準信号発生回路。
3. 第１の基準電圧を発生する第１の非線形素子と、
   第２の基準電圧を発生する第２の非線形素子と、
   自己の出力電圧に基づいて前記第１の非線形素子および前記第２の非線形素子に流れる電流を制御する電流制御回路と、
   前記電流制御回路の出力電圧の温度特性を別個に調整するＮ（Ｎは２以上の整数）個の温度特性調整素子とを備え、
   前記温度特性調整素子は、
   前記第２の非線形素子に直列に接続された第１の可変抵抗と、
   前記第２の非線形素子と前記第１の可変抵抗との直列回路に並列に接続された第２の可変抵抗とを備え、
   前記出力電流が供給される発振器の温度に対する周波数特性が前記第１の可変抵抗と前記第２の可変抵抗の調整範囲内で平坦になるように前記第１の可変抵抗および前記第２の可変抵抗の値を調整することを特徴とする基準信号発生回路。
4. 第１の基準電圧を発生する第１の非線形素子と、
   第２の基準電圧を発生する第２の非線形素子と、
   自己の出力電圧に基づいて前記第１の非線形素子および前記第２の非線形素子に流れる電流を制御する電流制御回路と、
   前記電流制御回路の出力電圧の温度特性を別個に調整するＮ（Ｎは２以上の整数）個の温度特性調整素子とを備え、
   前記温度特性調整素子は、
   前記第２の非線形素子に直列に接続された第１の可変抵抗と、
   前記電流制御回路にて制御された電流が供給される第２の可変抵抗とを備え、
   前記出力電流が供給される発振器の温度に対する周波数特性が前記第１の可変抵抗と前記第２の可変抵抗の調整範囲内で平坦になるように前記第１の可変抵抗および前記第２の可変抵抗の値を調整することを特徴とする基準信号発生回路。
5. 前記出力電圧を出力電流に変換する電流出力回路をさらに備えることを特徴とする請求項１から４のいずれか１項に記載の基準信号発生回路。

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