JP5193445B2 - 高圧放電灯点灯装置及び照明器具 - Google Patents

Description

本発明は高圧放電灯点灯装置及びこれを用いた照明器具に関するものである。

高圧放電灯は、その始動直後あるいは寿命末期を迎えると、放電が不安定になり、点灯装置が電源を供給しているにもかかわらず、ランプがちらついたり、最悪の場合は消弧してしまう現象がよく知られている。

この現象の原因のひとつとして、交流点灯される放電灯の一対の電極間の電子放出が図２１に示すように正負の各半サイクルで非対称となる整流放電が知られている。これは陰極サイクルにある片方の電極が、グロー放電からアーク放電に移行できないことにより引き起こされる、言わば電極輝点の不安定形成、換言すれば熱電子放出の不安定性に起因する問題であり、放電灯にはある程度不可避の現象といえる。図２１の場合、電極１がカソードサイクルになったときの電子放出能力が低下しているということになる。

電極の輝点形成が不安定になるきっかけとしては、電極や電子放射性物質の消耗、あるいは不純物などによるランプ放電自身の不安定性などが考えられる。

いずれにせよ、この状態では放電灯のランプインピーダンスが高くなり、点灯装置の電源能力が不足するため、そのままではちらつきや立ち消えなどの不具合を引き起こしてしまう。

一方、もうひとつの原因として、一旦ランプが点灯するものの過渡的に放電灯のインピーダンスが急激に高くなってしまう現象がある。これは、とくに金属ハロゲン化合物を発光物質として放電灯の発光管に封入する所謂メタルハライドランプに顕著で、点灯初期のほか安定点灯時にも見られる。

これらの現象を、まずメタルハライドランプの挙動から説明する。本ランプは、点灯初期は前記発光物質と同時に発光管に封入されている希ガス−水銀蒸気からなるガスの絶縁破壊により起動する。このとき、金属ハロゲン化合物自体は蒸気圧が低く、放電には殆ど寄与していない。

その後数分をかけて発光管に電力が注入され、温度が上昇してくると、前記発光物質は遊離し、金属蒸気圧が急速に上昇していき、ランプ電圧も増加する。

本過程において予期できないことは、前記発光物質が不安定な場所、例えば高温の電極付近にあってそれらが接触した場合、金属蒸気圧が一瞬急激に上昇することである。このような場合、商用電源により電圧供給能力が変動する銅鉄式安定器では、安定器の出力よりランプ電圧が上回り、ランプが消弧してしまうことになる。これは、商用電源が瞬時停電、瞬時降電圧したときにも同様な現象となる。

一方、矩形波交流出力で点灯させる所謂インバータ回路を用いた電子安定器においては、ランプ電力を略一定に制御しており、上記のようなランプ電圧変動をした場合にはランプ電流を引き下げることで、図２２のように過渡的にランプインピーダンスが上昇し、やはりランプが消弧してしまうことがある。図２２では、一方の半サイクルで動作点１から動作点２へとランプ電圧の急上昇が起こっていることを示している。

また、これらは正常ランプでも起こり得る現象であるが、ランプ電圧が上昇する他の一つの原因として寿命中の経年変化によるランプ電圧上昇という現象がある。これはランプ内部の封入物質の化学反応や、不純物のリリースなどによるものであり、基本的に不可避のものであるが、これにおいても上記と同様な現象を引き起こす。

次に、安定器の挙動から説明する。交流出力で点灯させる放電灯の安定器においては、半サイクル毎の極性反転時にランプ電流が一旦消弧する。それを、次の半サイクルで再点灯させる際には安定器の供給するランプ電圧が先行し、電極の熱電子放出であるランプ電流の立ち上がりが遅れるため、やはり図２３のように過渡的にインピーダンスが増加することになる。図では、一方の半サイクルにおける白丸の点が過渡的に通る高インピーダンスの動作点を示している。

このときに、波形の立ち上がりの遅いサイン波の商用周波点灯であると、ランプ電圧はゼロクロス以降急激に立ち上がる所謂再点弧電圧を生じ、これが供給電源電圧に余裕がなくなると立ち消えする原因になる。

一方、波形の立ち上がりの早い矩形波インバータ回路の場合は、出力電圧も一定制御できるため有利であるが、ランプ電力が略一定となるような制御をしている場合にはランプ電圧の増加とは逆にランプ電流が絞られることになり、図２４のようにランプの過渡的なインピーダンスが高くなり、やはり立ち消えすることになる。図では、一方の半サイクルにおける動作点２’が理想的な電源（たとえば定電流源）であったときのランプ電圧増加時の動作点であるが、実際には定電力の出力線に沿って動作点２を取り、高インピーダンスになってしまう。

特許文献１には、限流特性を有するＤＣ−ＤＣコンバータと、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力を矩形波交流に変換する矩形波インバータとを備え、矩形波インバータの出力を高圧パルス重畳回路を介して高圧放電灯に印加する放電灯点灯装置において、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電流と管電圧の検出値に応じて限流特性が制御される構成が開示されているが、立ち消えしやすいときに、ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング素子に流れる電流を毎スイッチング周期について所定のピーク値まで流す制御を行うものではない。
特開昭６０−２５０５９９号公報

以上をまとめると、放電灯の点灯を不安定にさせ、消弧させるような現象にはランプ側と安定器側にそれぞれ好ましくない点があり、次のような原因が挙げられる。

（１）ランプが非対称放電を生じること。
（２）ランプが過渡的な挙動、あるいは寿命中の経年変化によりインピーダンスを増加させること。
（３）安定器が十分な出力（あるいは電源能力）を有しないこと。

ここで、放電灯の電気モデルについて考えてみる。
図２５は始動から安定点灯までのランプの電圧−電流特性を示したものである。ここでは便宜上半サイクルのみでの電圧−電流特性で示している。

まず、動作点（ａ）で外部から与えられた高圧パルスで電圧ブレークダウンする。このときはランプはまだグロー放電からアーク放電への遷移領域のため、インピーダンスは高い。

次に適当な安定器出力が与えられれば、ランプは準安定状態の動作点（ｂ）に移行する。この状態ではすでに電流ブレークダウンしているが、ランプ電圧はいまだ高く、インピーダンスは完全には低下していない。

次に、略定格電流を流せる安定器出力が与えられれば、低ランプ電圧でランプ電流の大きい低インピーダンス状態の動作点（ｃ）に完全移行する。

その後、ランプ電圧は、安定器の出力曲線にしたがって徐々に上昇し、今度はインピーダンスを増加させながら、定格動作点となる（ｄ）で安定する。

ランプの寿命初期は、点灯ごとに（ｄ）の動作点で安定するが、寿命中の点灯時間を経るにしたがって（ｄ’）→（ｄ”）→（ｄ”’）のようにランプ電圧が徐々に上昇する。

この図では（ｄ）〜（ｄ”）までが正常なランプ電圧範囲、（ｄ”’）は異常なランプ電圧として表している。

また、この間のランプのインピーダンスは点線で示したように、低インピーダンスから高インピーダンスの間を変動する。

なお、この図での動作点（ｃ）〜（ｄ”’）間は定電流動作しているものとして記してある。

以上において、上述の好ましくない点を解決するためには、始動過程から寿命末期に至るまでに通る各動作点（ａ）→（ｂ）→（ｃ）→（ｄ）→（ｄ’）→（ｄ”）→（ｄ”’）において、それぞれ最適な安定器出力を与えることが必要である。

本発明はこのような点に鑑みてなされたもので、放電灯の始動過程から寿命末期に至るまでに発生する放電灯の不安定点灯、主に立ち消えに対する対策として安定性の優れた高圧放電灯点灯装置を提供することを課題とする。

本発明は、上記の課題を解決するために、図１に示すように、複数のスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ６とインダクタンス素子Ｌ２を備え、直流電源２からの入力を電力変換し、矩形波交流出力として高圧放電灯ＤＬに供給する電力変換回路３と、電力変換回路３のスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ６を制御する制御回路９とからなる点灯装置であって、前記制御回路９は、電力変換回路３のスイッチング素子Ｑ２を毎スイッチング周期決められたピーク値まで電流を流すように制御する第１の点灯制御と、高圧放電灯ＤＬの安定点灯時に所望の電力を供給する第２の点灯制御とを有し、これら第１及び第２の点灯制御を高圧放電灯ＤＬの点灯状態に応じて切り換えるものであって、高圧放電灯の点灯を検出した直後は第１の点灯制御とし、所定時間内のランプ電圧増加量が所定の傾きに達したことを検出すると、第２の点灯制御に切り換えることを特徴とするものである。

本発明によれば、放電灯の始動過程から寿命末期に至るまでに発生する放電灯の不安定点灯の状態においても毎スイッチング周期ごとに必要な電流を供給できるので、安定点灯させることができる。また、供給電流不足による立ち消えの恐れが少ないので、直流電源の出力電圧を低めに設定して部品耐圧を下げることも可能となる。

前出のランプの動作点の考え方を用いて、本発明の特徴を説明する。放電灯の点灯を不安定にさせ、消弧させるような現象には、上述のように３つの好ましくない点があるが、発明者らは安定器の出力特性をアクティブに制御することで、その解決手段を見出した。

例えば図２６に示すような出力特性の場合だと、ランプのインピーダンスが若干の変動をしただけで安定点（ｂ）が低電流側（ｂ’）に引き下げられるか、あるいは交点を持たなくなり、立ち消えに至る。なお、ここでの安定器の出力特性は、開放電圧Ｖ０２および短絡電流Ｉｓを結ぶ安定器の電圧−電流特性を示している。

上述のように、ランプの挙動が予測しがたいことを考慮すれば、動作点（ｂ）は安定器の出力特性で安定させることが有利である。具体的には、より安定した動作領域で交点を持つような、例えば図２７のように（ｂ”）に移行させるような特性を持たせればよい。

なお、発明者らの検証によれば、（ｂ）の動作点で要する最低電流はランプの種類によらず６００ｍＡ以上あればよいことが分っている（図２８参照）。図中の白丸は様々なランプ、横軸は定格動作電流、縦軸は始動時に要する最低電流（ｍＡ）である。

次に、動作点（ｂ）→（ｃ）に至る過程においては、電力を一定に保つような制御であれば、一度グロー放電からアーク放電への遷移領域を越えたランプを、再び不安定に引き戻してしまうから、図２９の出力特性Ａのように確実に動作点を持つようにし、ランプの低インピーダンス状態を維持させることが必要である。

さらに、動作点（ｃ）→（ｄ”）に至る過程においては、ランプが不安定な領域を脱したことが明確になれば、図２９の出力特性Ｂのように一定の電流、あるいは電力制御を行ってもよい。ここでは、（ｃ）→（ｄ）に至る過程では一定の電流制御、（ｄ）→（ｄ”）に至る過程では一定の電力制御としている。

最後に、寿命末期に至る（ｄ”）→（ｄ”’）の過程においては、ランプのインピーダンスが増加しており、不要な電力を注入することは、ランプや安定器の破損、過熱の原因となる可能性があり、好ましくない。よって、図２９の出力特性Ｃのように一定の電圧以上の出力をカットオフするか、電力を略一定以上注入しないようにして自然に立ち消えさせることが有効である。

以上の動作を実現する具体的な実施形態について以下に説明する。
（実施形態１）
図１に本発明の実施形態１の点灯装置の回路図を示す。図中、１は交流電源、２は直流電源回路、３は電力変換回路である。直流電源回路２は、交流電源１を全波整流する整流器ＤＢと、インダクタＬ１とスイッチング素子Ｑ１とダイオードＤ１とコンデンサＣ１よりなる昇圧チョッパ回路と、その制御回路５とからなり、商用の交流電源１からの交流入力を直流出力に変換して電力変換回路３へ供給すると共に、入力電流と入力電圧の位相がずれないように回路に抵抗性を持たせる力率改善制御を行っている。例えば市販のｏｎ−ｓｅｍｉ製ＭＣ３３２６２などをスイッチング素子Ｑ１の制御回路５として用いることで実現可能である。

電力変換回路３は、降圧チョッパ回路６とインバータ回路７とイグナイタ回路８と制御回路９とからなっている。降圧チョッパ回路６は、スイッチング素子Ｑ２とダイオードＤ２とインダクタＬ２とコンデンサＣ２とからなり、入力電圧を降圧した直流電圧を出力する。ここで降圧チョッパ回路６の動作については一般的な技術であるので説明を省略するが、スイッチング素子Ｑ２のオン／オフを制御することで放電灯ＤＬへの供給電力を調節する安定器として用いられている。

インバータ回路７は、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ６からなるフルブリッジ回路を構成している。このインバータ回路７は、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ６のペアとＱ４，Ｑ５のペアが制御回路９からの制御信号により数十〜数百Ｈｚの低周波で交互にオンされることで、放電灯ＤＬに矩形波交流電力を供給する。

イグナイタ回路８は、パルストランスＰＴとコンデンサＣ３とスイッチング素子Ｑ７（例えばサイダックのような電圧応答素子）と抵抗Ｒ１とからなっている。このイグナイタ回路８の動作について簡単に説明する。インバータ回路７より生成された矩形波電圧を受け、抵抗Ｒ１とコンデンサＣ３の時定数によりコンデンサＣ３は徐々に充電されていく。無負荷時において、コンデンサＣ３の電圧Ｖｃ３がスイッチング素子Ｑ７のブレークオーバー電圧Ｖｂｏに達するとスイッチング素子Ｑ７はＯＮし、コンデンサＣ３に蓄積された電荷をコンデンサＣ３→スイッチング素子Ｑ７→パルストランスＰＴの１次巻線Ｎ１を介して放電させる。この時パルストランスＰＴの１次巻線Ｎ１に発生したパルス電圧が昇圧され、パルストランスＰＴの２次巻線Ｎ２に高圧パルス電圧（数ＫＶ）を発生させる。そして、この高圧パルス電圧により放電灯ＤＬが放電を開始し、点灯状態に移行する。

制御回路９は、ランプＤＬのランプ電圧Ｖｌａ、ランプ電流Ｉｌａ、スイッチング素子Ｑ２のピーク電流Ｉｐ、インダクタＬ２に流れる電流のゼロクロス信号（ＺＣＳ）を検出し、これらの検出結果に応じてスイッチング素子Ｑ２のオン／オフ制御を行ない、所望の電流または電力をランプＤＬに供給するように降圧チョッパ回路６のスイッチング素子Ｑ２の制御と、インバータ回路７のスイッチング素子Ｑ３〜Ｑ６の制御を行なう。

放電灯ＤＬはメタルハライドランプや高圧水銀ランプのような高輝度高圧放電灯（ＨＩＤランプ）である。

この回路を用いて高圧放電灯が不点状態から安定点灯に至るまでには、点灯装置は大きく分けて図２で示す３つの過程を通る。

無負荷モード：ランプは不点状態にあり、前記イグナイタ回路８で生成するパルス電圧をトランスＰＴの１次巻線Ｎ１から２次巻線Ｎ２へ向けて昇圧し、矩形波電圧に重畳してランプ電極間へ印加することでランプを絶縁破壊して始動モードへと移行させる。

始動モード：パルス電圧によりランプが絶縁破壊すると、グロー放電を経てアーク放電に至る。アーク放電が開始してから発光管内温度が均一化されて安定するまでの過程においては、ランプ電圧は数Ｖから安定電圧まで数分かけて徐々に上昇する。

安定点灯モード：ランプ点灯後、数分経過してランプの発光管内温度が上昇し、安定した状態となり、ランプ電圧はほぼ一定となる。

始動モードまたは安定点灯モードにおける各部の動作波形を図３に示す。降圧チョッパ回路６では、制御回路９からのＰＷＭ信号でスイッチング素子Ｑ２のオン／オフを制御する。スイッチング素子Ｑ２のチョッピングにより、図３に示すような三角波Ｉ_L2を生成し、負荷回路へはコンデンサＣ２により平滑化された電流Ｉｌａを供給する。三角波Ｉ_L2はインダクタＬ２に流れる電流であり、スイッチング素子Ｑ２のオン時には漸増し、オフ時には漸減する。

インバータ回路７では、制御回路９からの制御信号によりスイッチング素子Ｑ３，Ｑ６のペアとスイッチング素子Ｑ４，Ｑ５のペアが交互にオンすることで、ランプＤＬには図３の矩形波電流Ｉｌａが供給され、ランプ両端には図３の電圧Ｖｌａが印加される。なお、極性反転動作は無負荷モードから安定点灯モードまで同じであるが、極性反転周波数は無負荷時と点灯時とで異ならせても良い。

図４にランプの絶縁破壊から安定点灯までの過程を横軸を時間軸として表しており、この図を用いて以下詳細に説明する。

《定電流制御》：ランプ電圧Ｖｌａとランプ電流Ｉｌａの検出値を演算して得られたランプ電力Ｗｌａを図４の点灯判別点Ａとして検出することでランプが点灯したと判断し、この時点より図５の電流カーブの目標値である電流量ＴＩｐがスイッチング素子Ｑ２の毎スイッチング周期ごとに確実に流れるように電流ピークを一定とする制御を行なう。

具体的には、制御回路９の命令でスイッチング素子Ｑ２をＯＮすると、インダクタＬ２に電流が流れ始める。抵抗Ｒ２から検出したスイッチング素子Ｑ２の電流検出値Ｉｐが図５の電流目標値ＴＩｐに到達するとスイッチング素子Ｑ２をＯＦＦする。その後、インダクタＬ２の２次巻線によりゼロクロス信号ＺＣＳがゼロになるのを検出すると、スイッチング素子Ｑ２のＯＮ信号を出力し、以後、上記と同じ動作を繰り返す。

図６に極性反転動作毎のランプの電圧Ｖｌａと電流Ｉｌａの関係を示している。この図６を上述の図３と照らし合わせて分かるとおり、特にランプ封入物の状態が不安定である始動時には、極性反転直後の電圧ＶＸが高く、電流Ｉｌａが流れにくい過程を通過する。

この電流が流れにくい極性反転直後においても、定電流制御であれば、所定のピーク値まで電流を流すようにするので、ランプの立ち消えをなくすことが可能である。

《定電力制御》：ランプ電圧が上昇し、図４の予め設定された電圧Ｖｌａ１に到達すると、制御モードを第２の制御である定電力制御へと切換える。定電力制御では、定格点灯電圧の領域内で所望の電力でランプを点灯するために、図５のＶｌａ−ＴＷｌａカーブにもとづき、ランプ電圧Ｖｌａの検出値毎に予め決められたＯＮ幅でスイッチング素子Ｑ２のチョッピングを制御する。

本実施形態によれば、ランプ始動過程において、ランプガス封入物の状態が不安定で、特に極性反転直後にランプインピーダンスが増加してランプに電流が流れにくい状態になっても、必要な電流を供給できるので、ランプを毎極性反転毎に確実に安定点灯させることができ、且つ昇圧チョッパ回路の出力電圧を低めに設定して部品耐圧を下げることも可能な高圧放電灯点灯装置を提供できる。

（実施形態２）
図７に本発明の実施形態２の回路図を示す。本実施形態では、電力変換回路３としてハーフブリッジインバータ回路を用いている。このハーフブリッジインバータ回路は、電解コンデンサＣ１，Ｃ２の直列回路と、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３の直列回路を直流電源回路２の出力に並列接続し、コンデンサＣ１，Ｃ２の接続点とスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３の接続点の間に、電流検出抵抗Ｒ２を介してインダクタＬ２とコンデンサＣ４の直列回路を接続し、コンデンサＣ４と並列に、パルストランスＰＴの２次巻線Ｎ２を介して放電灯ＤＬを接続したものであり、実施形態１の降圧チョッパ回路６とインバータ回路７の機能を兼用している。インダクタＬ２とコンデンサＣ４の直列回路は降圧チョッパ用のローパスフィルタ回路を構成しており、制御回路９の制御信号によりスイッチング素子Ｑ２が数十〜数百ｋＨｚの高周波でオン／オフする期間Ｔ１と、スイッチング素子Ｑ３が数十〜数百ｋＨｚの高周波でオン／オフする期間Ｔ２とを、数十〜数百Ｈｚの低周波で交番させることにより、コンデンサＣ４の両端に低周波の矩形波電圧を得ている。

制御回路９は、ランプ電圧検出回路１１によりランプ電圧Ｖｌａを検出し、チョッパ電流検出回路１２によりスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３に流れる電流の瞬時値Ｉｐを検出し、ゼロクロス検出回路１３によりインダクタＬ２に流れる電流のゼロクロス信号（ＺＣＳ）を検出し、これらの検出結果に基づいて、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３を制御する。なお、イグナイタ回路８の構成は実施形態１と同様であるが、制御回路９の制御信号により開閉制御されるスイッチ素子Ｑ８を介して直流電源回路２の出力に接続した点が異なる。

本実施形態においても、高圧放電灯が不点状態から安定点灯に至るまでには、点灯装置は大きく分けて図２で示す無負荷モード、始動モード、安定点灯モードの３つの過程を通る。

図９にランプ絶縁破壊から安定点灯までの過程を横軸を時間軸として表しており、この図を用いて以下詳細に説明する。

《定電流制御》：ランプ絶縁破壊後、ランプ電圧Ｖｌａの下降を検出し、その電圧が予め設定された閾値以下となる点灯判別点Ａを検出するとランプ点灯と判断し、その時点より図５の電流カーブの目標値である電流量ＴＩｐがスイッチング素子Ｑ２（またはＱ３）の毎スイッチング周期において確実に流れるように電流ピークを一定に制御する。その動作を図８に示す。

期間Ｔ１では、制御回路９の命令でスイッチング素子Ｑ２をＯＮするとインダクタＬ２に電流が流れ始める。電流検出抵抗Ｒ２からチョッパ電流検出回路１２により検出したチョッパ電流Ｉｐの検出値が図５の電流目標値ＴＩｐに到達するとスイッチング素子Ｑ２をＯＦＦする。その後、インダクタＬ２の２次巻線によりゼロクロス信号ＺＣＳがゼロになるのを検出すると、スイッチング素子Ｑ２のＯＮ信号を出力し、以後、上記と同じ動作を繰り返す。

期間Ｔ２では、制御回路９の命令でスイッチング素子Ｑ３がＯＮするとインダクタＬ２に逆方向に電流が流れ始める。電流検出抵抗Ｒ２からチョッパ電流検出回路１２により検出したチョッパ電流Ｉｐの検出値が図５の電流目標値ＴＩｐに到達するとスイッチング素子Ｑ２をＯＦＦする。その後、インダクタＬ２の２次巻線によりゼロクロス信号ＺＣＳがゼロになるのを検出すると、スイッチング素子Ｑ３のＯＮ信号を出力し、以後、上記と同じ動作を繰り返す。

以上の期間Ｔ１、Ｔ２の高周波スイッチング動作を低周波で交番することでランプ両端には図８のような矩形波のランプ電圧Ｖｌａが印加され、矩形波のランプ電流Ｉｌａが流れる。

《定電力制御》：ランプ点灯検出後、予め設定された時間ｔ１が経過すると、制御モードを第２の制御である定電力制御へと切換える。定電力制御では定格点灯電圧の領域内で所望の電力でランプを点灯するために、図５のＶｌａ−ＴＷｌａカーブにもとづき、ランプ電圧Ｖｌａの検出値毎に予め決められたＯＮ幅でスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３のチョッピングを制御する。

本実施形態においても、ランプ始動過程において、ランプガス封入物の状態が不安定で、特に極性反転直後にランプインピーダンスが増加してランプに電流が流れにくい状態になっても、必要な電流を供給できるので、ランプを毎極性反転毎に確実に安定点灯させることができ、且つ昇圧チョッパ回路２ａの出力電圧を低めに設定して部品耐圧を下げることも可能な高圧放電灯点灯装置を提供できる。

（実施形態３）
図１０に本発明の実施形態３の回路図を示す。本実施形態では、電力変換回路としてフルブリッジインバータ回路７を用いており、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ６を巧妙に制御することで、実施形態１の降圧チョッパ回路６とインバータ回路７とイグナイタ回路８の機能を１つの回路で兼用している。すなわち、無負荷時にはスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４が高周波で交互にオン・オフすることで、トランスＰＴとトランスＰＴの中間タップとグランド間に挿入されたコンデンサＣ３とからなる共振昇圧回路８が高電圧を発生し、放電灯ＤＬを絶縁破壊する。始動時〜安定点灯時には、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４は低周波で交互にオン・オフすることで共振昇圧回路８は高電圧の発生を停止し、スイッチング素子Ｑ４がオンである期間Ｔ１にスイッチング素子Ｑ５が高周波でオン・オフする動作と、スイッチング素子Ｑ３がオンである期間Ｔ２にスイッチング素子Ｑ６が高周波でオン・オフする動作とを低周波で交番することにより、低周波の矩形波電圧を放電灯ＤＬに供給する。このとき、インダクタＬ２とコンデンサＣ２は降圧チョッパ回路のローパスフィルタとして機能する。

制御回路９は、ランプ両端電圧Ｖｌａ１，Ｖｌａ２からランプ電圧Ｖｌａを検出し、電流検出抵抗Ｒ２によりスイッチング素子Ｑ５，Ｑ６に流れるチョッパ電流の瞬時値Ｉｐを検出する。また、インダクタＬ２に流れる電流のゼロクロス信号ＺＣＳを検出し、これらの検出結果から決定される所望の電流または電力をランプに供給するようにスイッチング素子Ｑ３〜Ｑ６の制御を行なう。

上記回路を用いて高圧放電灯が不点状態から安定点灯に至るまでには、点灯装置は大きく分けて図１１で示す３つの過程を通る。

無負荷モード：ランプは不点状態にあり、前記共振昇圧回路８を構成するトランスＰＴの１次巻線とコンデンサＣ３のＬＣ共振周波数付近でスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４を交互にオン／オフして生成する共振パルス電圧をトランスＰＴの巻数比で昇圧してランプ電極間に印加することでランプを絶縁破壊して始動モードへ移行させる。

始動モード：共振パルス電圧によりランプが絶縁破壊すると、グロー放電を経てアーク放電に至る。アーク放電が開始してから発光管内温度が均一化されて安定するまでの過程においては、ランプ電圧は数Ｖから安定電圧まで数分かけて徐々に上昇する。

安定点灯モード：ランプ点灯後、数分経過してランプの発光管内温度が上昇し、安定した状態となり、ランプ電圧はほぼ一定となる。

始動モードまたは安定点灯モードにおける各部の動作波形を図１２に示す。インバータ回路７では制御回路９によりスイッチング素子Ｑ３〜Ｑ６を以下のように制御する。数十〜数百Ｈｚの低周波で交番するＴ１期間とＴ２期間を設け、Ｔ１期間には、スイッチング素子Ｑ５を数十〜数百ｋＨｚでオン／オフし、スイッチング素子Ｑ４をずっとオンさせる。Ｔ２期間には、スイッチング素子Ｑ６を数十〜数百ｋＨｚでオン／オフし、スイッチング素子Ｑ３をずっとオンさせる。スイッチング素子Ｑ５，Ｑ５のチョッピングにより、図１２に示すような三角波Ｉ_L2を生成し、負荷回路へはコンデンサＣ２により平滑化された電流Ｉｌａを供給する。三角波Ｉ_L2はインダクタＬ２に流れる電流であり、スイッチング素子Ｑ２のオン時には漸増し、オフ時には漸減する。

図１３にランプ絶縁破壊から安定点灯までの過程を横軸を時間軸として表しており、これを用いて以下詳細に説明する。

《定電流制御》：ランプ絶縁破壊後、ランプ電流Ｉｌａの上昇を検出し、その電流が予め設定された閾値Ｉｌａ１以上となる点灯判別点Ａを検出すると、ランプ点灯と判断し、その時点より図５の電流カーブの目標値である電流量ＴＩｐがスイッチング素子Ｑ５またはＱ６の毎チョッピング周期において確実に流れるように電流ピークを一定に制御する。

期間Ｔ１ではスイッチング素子Ｑ４をずっとオン状態に維持して、スイッチング素子Ｑ５を以下のように制御する。制御回路９の命令でスイッチング素子Ｑ５をオンするとインダクタＬ２に電流が流れ始める。電流検出抵抗Ｒ２から検出したチョッパ電流Ｉｐの検出値が図５の電流目標値ＴＩｐに到達するとスイッチング素子Ｑ５をオフする。スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６の接続点の電位でゼロクロス信号ＺＣＳを検出すると、スイッチング素子Ｑ５のオン信号を出力し、以後上記と同じ動作を繰り返す。

期間Ｔ２ではスイッチング素子Ｑ３をずっとオン状態に維持して、スイッチング素子Ｑ６を以下のように制御する。制御回路９の命令でスイッチング素子Ｑ６をオンするとインダクタＬ２に電流が流れ始める。電流検出抵抗Ｒ２から検出したチョッパ電流Ｉｐの検出値が図５の電流目標値ＴＩｐに到達するとスイッチング素子Ｑ６をＯＦＦする。スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６の接続点の電位でゼロクロス信号ＺＣＳを検出すると、スイッチング素子Ｑ６のオン信号を出力し、以後上記と同じ動作を繰り返す。

以上の期間Ｔ１、Ｔ２の動作を低周波で交番することでランプ両端には図１２のような矩形波のランプ電圧Ｖｌａが印加され、矩形波のランプ電流Ｉｌａが流れる。

《定電力制御》：ランプ電圧の上昇の傾きを検知し、予め設定された電圧上昇の傾き（Ｖ２／ｔ２）となると、制御切替点Ｂで制御モードを第２の制御である定電力制御へと切換える。この定電力制御では、定格点灯電圧の領域内で所望の電力でランプを点灯するために、図５のＶｌａ−ＴＷｌａカーブにもとづき、ランプ電圧Ｖｌａの検出値毎に予め決められたオン幅でスイッチング素子Ｑ５，Ｑ６のチョッピングを制御する。

本実施形態においても、ランプ始動過程において、ランプガス封入物の状態が不安定で、特に極性反転直後にランプインピーダンスが増加してランプに電流が流れにくい状態になっても、必要な電流を供給できるので、ランプを毎極性反転毎に確実に安定点灯させることができ、且つ昇圧チョッパ回路２ａの出力電圧を低めに設定して部品耐圧を下げることも可能な高圧放電灯点灯装置を提供できる。

（実施形態４）
図１４に実施形態４を示す。実施形態１〜３において、ランプ始動時の点灯が不安定な領域における定電流制御は、図１４のように極性反転の半周期毎に極性反転直後の期間ＴＡとその後次の極性反転までの期間ＴＢを設定し、ＴＡの期間のみを定電流制御としても同様の効果を得ることができる。

ランプの放電状態が最も不安定である極性反転直後のみ定電流制御できるから、ランプ始動過程において、ランプガス封入物の状態が不安定で、特に極性反転直後にランプインピーダンスが増加してランプに電流が流れにくい状態になっても、必要な電流を供給できるので、ランプを毎極性反転毎に確実に安定点灯させることができ、且つ昇圧チョッパ回路の出力電圧を低めに設定して部品耐圧を下げることも可能な高圧放電灯点灯装置を提供できる。

（実施形態５）
図１５に実施形態５を示す。実施形態１〜３において、定電流制御期間はランプの状態の変化（電圧上昇等）に応じて定電流制御する電流目標値を下げれるように複数段の目標値を持たせることも可能である。図示された例では、ランプ電圧の上昇に応じてＢ１、Ｂ２、Ｂ３の各点で目標値を低い値に切り換えていく。これにより、実施形態１〜３と同様に、ランプを毎極性反転毎に確実に安定点灯させることができるとともに、ランプヘの負荷を軽減することも可能である。

（実施形態６）
図１６、図１７に実施形態６を示す。実施形態１〜５において、図１６に示すように、定電流制御期間の直流電源電圧Ｖｂｕｓを点灯時よりも昇圧することで、極性反転直後にランプインピーダンスが増加し、ランプに電流が流れにくくなっても、回路の定電流供給能力を更に高めることが可能である。または、定電流制御期間の各極性反転直後のみ直流電源電圧Ｖｂｕｓを昇圧する図１７の制御でも同様の効果を得ることが可能である。直流電源電圧Ｖｂｕｓを図１６または図１７のように一時的に昇圧するには制御回路９から直流電源回路２の制御回路５に制御信号を与えれば良い。

（実施形態７）
図１８に実施形態７を示す。通常点灯時の最適極性反転速度はランプのワット数やランプ種により異なるが、通常３００μｓｅｃ以内の極性反転が良いとされている。特にランプの点灯状態が不安定な定電流制御期間では極性反転速度は速い方が良い（１００μｓｅｃ前後）。一方、安定点灯時においては極性反転速度が速すぎるとランプのステムが振動し、騒音の発生源となっているケースがあった。そこで、図１８のように始動時の定電流制御から安定点灯時の定電力制御へ切換えると同時に極性反転速度を切換えることで、始動時にはランプを確実に安定点灯まで移行させることが可能であり、安定点灯時には騒音の問題もない点灯が可能である。

（実施形態８）
図１９に実施形態８を示す。ランプの寿命末期にはランプ電圧が上昇し、図１９のＶｌａ−Ｗｌａカーブの点線部のようにランプへ供給する電流量を絞っているため、立ち消えしやすくなる。そこで、ランプ定格電圧の最高電圧近辺で点灯しているランプの安定点灯を確保するため、図１９のように高Ｖｌａ領域にも閾値Ｖｌａ２を設定し、この閾値以上の定格電圧領域内で点灯するランプについては定電流制御とする。以上により長時間点灯して、ランプ電圧が定格点灯電圧範囲の上限値付近にあるランプでも立ち消えなく点灯させることができる。

（実施形態９）
図２０は本発明の高圧放電灯点灯装置を用いた照明器具の構成例を示す。（ａ）、（ｂ）はそれぞれスポットライトにＨＩＤランプを用いたトラックライト対応器具、（ｃ）はダウンライトにＨＩＤランプを用いた例であり、図中、１５は点灯装置の回路を格納した電子バラスト、１６は高圧放電灯を装着した灯体、１７は配線である。これらの照明器具を複数組み合わせて照明システムを構築しても良い。これらの点灯装置として前述の実施形態１〜８の高圧放電灯点灯装置を用いることで立ち消えなく、毎回確実に高圧放電灯を安定点灯することが可能な照明器具を提供することができる。

本発明の実施形態１の回路図である。 本発明の実施形態１の無負荷時から安定点灯時までの過程を示す説明図である。 本発明の実施形態１の定電流制御時の各部の波形図である。 本発明の実施形態１の絶縁破壊から安定点灯に至るまでのランプ電圧の変化と制御切替点を示す説明図である。 本発明の実施形態１のランプ電圧に対するランプ電力とランプ電流の制御目標値を示す特性図である。 本発明の実施形態１の極性反転毎のランプ電圧とランプ電流の挙動を示す説明図である。 本発明の実施形態２の回路図である。 本発明の実施形態２の定電流制御時の各部の波形図である。 本発明の実施形態２の絶縁破壊から安定点灯に至るまでのランプ電圧の変化と制御切替点を示す説明図である。 本発明の実施形態３の回路図である。 本発明の実施形態３の無負荷時から安定点灯時までの過程を示す説明図である。 本発明の実施形態３の定電流制御時の各部の波形図である。 本発明の実施形態３の絶縁破壊から安定点灯に至るまでのランプ電圧の変化と制御切替点を示す説明図である。 本発明の実施形態４の定電流制御時の各部の波形図である。 本発明の実施形態５の絶縁破壊から安定点灯に至るまでのランプ電圧の変化と制御切替点を示す説明図である。 本発明の実施形態６の絶縁破壊から安定点灯に至るまでのランプ電圧の変化と直流電圧の切替ポイントを示す説明図である。 本発明の実施形態６の定電流制御期間における直流電圧の制御を示す波形図である。 本発明の実施形態７の極性反転速度の切換え制御を示す説明図である。 本発明の実施形態８のランプ電圧に対するランプ電力とランプ電流の制御目標値を示す特性図である。 本発明の実施形態９の照明器具の外観を示す斜視図である。 従来の高圧放電灯の整流放電波形を示す波形図である。 従来の過渡的なランプインピーダンス特性１を示す説明図である。 従来の過渡的なランプインピーダンス特性２を示す説明図である。 従来の過渡的なランプインピーダンス特性３を示す説明図である。 従来の始動から安定時、寿命末期までのランプインピーダンス特性を示す説明図である。 従来の安定器の出力特性１を示す説明図である。 従来の安定器の出力特性２を示す説明図である。 従来のランプ定格動作電流と最低始動電流の関係を示す説明図である。 従来の安定器の出力特性３を示す説明図である。

符号の説明

２ 直流電源回路
３ 電力変換回路
９ 制御回路
ＤＬ 高圧放電灯

Claims (10)

1. 複数のスイッチング素子とインダクタンス素子を備え、直流電源からの入力を電力変換し、矩形波交流出力として高圧放電灯に供給する電力変換回路と、電力変換回路のスイッチング素子を制御する制御回路とからなる点灯装置であって、
   前記制御回路は、
   電力変換回路のスイッチング素子を毎スイッチング周期決められたピーク値まで電流を流すように制御する第１の点灯制御と、
   高圧放電灯の安定点灯時に所望の電力を供給する第２の点灯制御とを有し、
   これら第１及び第２の点灯制御を高圧放電灯の点灯状態に応じて切り換えるものであって、高圧放電灯の点灯を検出した直後は第１の点灯制御とし、所定時間内のランプ電圧増加量が所定の傾きに達したことを検出すると、第２の点灯制御に切り換えることを特徴とする高圧放電灯点灯装置。
2. 請求項１において、前記制御回路は高圧放電灯が点灯したことを、ランプ電圧の減少、またはランプ電流の増加、またはランプ電圧とランプ電流の瞬時値の積によって検出することを特徴とする高圧放電灯点灯装置。
3. 請求項１または２において、第１の点灯制御は複数の目標値を有し、ランプ電圧の上昇に応じてこれら目標値を低い値に切り換えていくことを特徴とする高圧放電灯点灯装置。
4. 請求項１〜３のいずれかにおいて、前記制御回路は、高圧放電灯の点灯を検出した直後は第１の点灯制御とし、高圧放電灯の点灯検出後から予め設定された時間が経過した後に第２の点灯制御に切り換えることを特徴とする高圧放電灯点灯装置。
5. 請求項１〜３のいずれかにおいて、前記制御回路は、高圧放電灯の点灯を検出した直後は第１の点灯制御とし、高圧放電灯の点灯検出後、所定のランプ電圧に達するか、または、所定時間内のランプ電圧増加量が所定の傾きに達したことを検出すると、第２の点灯制御に切り換えることを特徴とする高圧放電灯点灯装置。
6. 請求項４または５において、高圧放電灯の点灯を検出した直後の第１の点灯制御に代えて、矩形波の極性反転直後から一定の期間は第１の点灯制御、その後、次の極性反転までの期間は第２の点灯制御とする動作を繰り返すことを特徴とする高圧放電灯点灯装置。
7. 請求項１〜６のいずれかにおいて、第１の点灯制御の期間中は、第２の点灯制御の期間中よりも直流電源の出力電圧を高くすることを特徴とする高圧放電灯点灯装置。
8. 請求項１〜６のいずれかにおいて、第１の点灯制御において、極性反転直後から一定の期間は直流電源の出力電圧を高くすることを特徴とする高圧放電灯点灯装置。
9. 請求項１〜８のいずれかにおいて、第１の点灯制御の期間中は、第２の点灯制御の期間中よりも極性反転の速度を速くすることを特徴とする高圧放電灯点灯装置。
10. 請求項１〜９のいずれかに記載の高圧放電灯点灯装置を具備したことを特徴とする照明器具。

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