JP5112096B2

JP5112096B2 - 放電灯点灯回路

Info

Publication number: JP5112096B2
Application number: JP2008024112A
Authority: JP
Inventors: 友和鈴木; 知幸市川
Original assignee: Koito Manufacturing Co Ltd
Current assignee: Koito Manufacturing Co Ltd
Priority date: 2008-02-04
Filing date: 2008-02-04
Publication date: 2013-01-09
Anticipated expiration: 2028-02-04
Also published as: EP2086291A3; US20090195176A1; US8164270B2; EP2086291A2; JP2009187708A; EP2086291B1

Description

本発明は、放電灯の立ち消えを防止する放電灯点灯回路に関する。

従来、放電灯を交流点灯する場合、該放電灯の立ち消えを防止する為に、起動直後の一周期は点灯周波数を低下させることがなされている（以下、この一周期をＤＣ期間と称する）。放電灯の起動直後は、放電灯の電極温度が低いので、点灯の極性を切り替えた直後に電極からの電子放出性が悪い。そこで、定常点灯時よりも周波数を下げる事により電極の加熱時間を多くして電子放出性を上げ、初回の極性切り替わりを乗り越え易くしているのである。しかし、ＤＣ期間が長すぎると、放電灯の寿命に悪影響を及ぼすため、放電灯の定格としてＤＣ期間の電流と時間の積（以下、ＩＴ積という）の上限が決められている。ＤＣ期間の周期については、電源電圧や放電灯の状態、雰囲気温度に依存せず、常に一定とする方式と、このＩＴ積が一定となるように電流と時間を演算しつつＤＣ期間の周期を決める方式がある。例えば、特許文献１では、ＩＴ積が所定の閾値に達することによりＤＣ期間を定める放電灯点灯回路が開示されている。

特開２００２−２１６９８２号公報

しかしながら、前者の方式（ＤＣ期間の周期一定の方式）は、制御回路の規模は小型化できるが、放電灯に供給する電力に対してＤＣ期間の周期が短い場合は、放電灯の起動直後に立ち消えが生じる可能性がある。通常、ＤＣ期間は放電灯に供給する定格電力で決定するので、例えば放電灯点灯回路の電源電圧降下、放電灯点灯回路の温度が高い場合などで放電灯に供給する電力を定格電力よりも軽減している場合は、ＤＣ期間での電極加熱が不充分なため、初回の極性切り替えで立ち消えを起こす場合がある。

一方、後者の方式（ＩＴ積でＤＣ期間の周期を決定する方式）は、前述したような不具合を解消できるものの、ＩＴ積の演算を行う必要があるため、ＤＣ期間を決定する制御回路が大規模になり、コストアップをもたらす可能性がある。

そこで、本発明は、最小限の回路規模で、放電灯や放電灯点灯回路の状態に応じた最適なＤＣ期間を生成することで、放電灯の立ち消えを防止することを課題とする。

本発明の一の観点による放電灯点灯回路は、放電灯を点灯するもので、電源電圧を受け、該電源電圧を昇圧して交流変換し、前記放電灯に交流電力を供給する昇圧交流コンバータと、前記放電灯が起動すると、定常点灯時の周波数より長い周期の長周期信号を前記昇圧交流コンバータへ送出し、その後、前記定常点灯時の周波数である定常駆動信号を前記昇圧交流コンバータへ送出するものであり、前記長周期信号の周期を、前記電源電圧及び消灯時間により設定する制御回路とを備える。

従って、長周期信号の周期が、好適に設定され、放電灯の立ち消えが防止される。

この放電灯点灯回路においては、前記制御回路は、前記長周期信号の周期を、前記電源電圧が低くなるほど長く設定し、また、前記消灯時間が長くなるほど長く設定する。

請求項１の発明によれば、オープンループにより、最小限の回路規模で、放電灯や放電灯点灯回路の状態に応じた最適なＤＣ期間を生成することで、放電灯の立ち消えを防止する放電灯点灯回路を提供することができる。

さらに、長周期信号の周期を、前記電源電圧が低くなるほど長く設定することで、放電灯の立ち消えを防止することができる。

さらに、長周期信号の周期を、前記消灯時間が長くなるほど長く設定することで、放電灯の立ち消えを防止することができる。

請求項２の発明によれば、長周期信号の周期を、回路温度により設定し、回路温度が高くなるほど長く設定することで、放電灯の立ち消えを防止することができる。

請求項３の発明によれば、前記長周期信号の周期を、離散的に設定することで回路規模を最小限にし、放電灯の立ち消えを防止することができる。

以下、図面を参照して、本発明を実施するための最良の形態（以下、単に実施の形態と称する）について詳細に説明する。この一実施の形態に係る放電灯点灯回路（図１で後述）は、例えば自動車灯具に、好適には前照灯に用いられる放電灯点灯回路である。

また、この一実施の形態に係る放電灯点灯回路は、放電灯起動直後の一周期のみ点灯周波数を低下させる所謂ＤＣ期間の周期を、放電灯へ供給する電力、電源電圧、放電灯点灯回路の温度、放電灯の消灯時間の少なくともいずれかにに応じて変化させる（ＤＣ期間の周期を決定する）ことを特徴との一つとしている。

図１には本発明の一実施の形態に係る放電灯点灯回路の構成を示し説明する。

この図１に示されるように、放電灯点灯回路は、バッテリ等の直流電源１、直流−直流コンバータ２３、直流−交流インバータ２５、起動回路２４と、放電灯２１の点灯制御を行う制御部２２を備えている。直流−直流コンバータ２３は、直流電源１からの入力電圧を受けて所望の直流電圧に変換するものであり、本例では、フライバック式ＤＣ−ＤＣコンバータが採用されている。つまり、直流電源１の正極側に接続された点灯スイッチ２を介して供給される直流入力電圧が、インダクタ４を介してトランス６の一次側に供給されるようになっており、当該トランス６の一次側巻線６ａに接続されたスイッチング素子８及び当該トランス６の二次側巻線６ｂ側に設けられた整流平滑回路２６を用いて、直流−直流コンバータ２３が構成されている。尚、図１では、トランス６の各巻線６ａ，６ｂに対して黒丸印を付すことでそれらの巻き始めを明示している（巻線の極性を示す）。

トランス６の一次側巻線６ａの巻き始端側端子にはインダクタ４及びコンデンサ５が接続され、当該一次側巻線６ａの巻き終端側端子には、二次側巻線６ｂの一端（巻き始端側の端子）が接続されるとともに、スイッチング素子８が接続されている。スイッチング素子８には制御回路２２からの信号が供給されるようになっており、本例では、ＮチャンネルＭＯＳ形ＦＥＴ（電界効果トランジスタ）を用いている（当該ＦＥＴのドレインが巻線６ａ、６ｂの一端に接続され、そのソースが接地されていて、ゲートに制御信号が供給されてオン／オフ制御される）。コンデンサ３は、その一端が、インダクタ４のうち点灯スイッチ２側の端子に接続され、他端が直流電源１の負極側に接続されている。

トランス６の二次側には、上記整流平滑回路２６を構成する、整流ダイオード７及び平滑コンデンサ９が設けられている。つまり、トランス６の二次側巻線６ｂの巻き終端側端子が整流ダイオード７のアノードに接続され、当該ダイオード７のカソードがコンデンサ９の一端に接続されている。コンデンサ９の他端は接地されている。

直流−交流インバータ２５は、ブリッジドライバ１５，２０と、スイッチング素子１６乃至１９で構成されており、直流−直流コンバータ２３の出力電圧を交流電圧に変換した後で起動回路２４を介して放電灯２１に供給するために設けられている。

起動回路２４は、サイリスタ１０，ダイオード１４、トランス１１、コンデンサ１２、抵抗１３で構成され、放電灯２１に対する起動用の高電圧パルス信号（起動用パルス）を発生させて当該放電灯に起動をかけるために設けられており、当該信号は直流−交流インバータ２５の出力する交流電圧に重畳されて放電灯２１に印加される。

制御回路２２は、放電灯２１にかかる電圧や放電灯２１に流れる電流又はそれらに相当する電圧や電流についての検出信号を受けて放電灯２１に投入する電力を制御すると共に直流−直流コンバータ２３の出力を制御するものである。

例えば、直流−直流コンバータ２３の出力電圧や電流に係る検出信号を受けて、放電灯２１の状態に応じた供給電力を制御するために、直流−直流コンバータ２３のスイッチング素子８に対して制御信号を送出して、その出力電圧を制御する（スイッチング制御方式としては、ＰＷＭ方式、ＰＦＭ方式等が知られている）。また、制御回路２２は、直流−交流インバータ２５の駆動回路１５，２０に信号を送って、ブリッジ（本例ではフルブリッジ）の動作制御を行い、放電灯の点灯前に当該放電灯への供給電圧をあるレベルまで高めることで放電灯の点灯を確実にするための出力制御等を行う。尚、請求項に記載の昇圧交流コンバータとは、直流−直流コンバータ２３と直流−交流インバータ２５を組み合わせたもの等がこれに相当するが、これに限定されるものではない。

この実施の形態に係る放電灯点灯回路では、上記構成において、ＤＣ期間の周期を基本的には固定としつつ、放電灯への投入電力軽減に応じてＤＣ期間を伸ばす。即ち、この放電灯点灯回路では、電源電圧の低下や、回路の温度上昇（過熱）に応じて、放電灯点灯回路自身の保護目的で、放電灯への投入電力を軽減する。また、点灯終了後、すぐに起動（即ち再起動）する場合、放電灯起動直後における光出力オーバーシュート抑制のため、放電灯の消灯時間に応じて放電灯への投入電力を軽減する。この場合、前述の如く放電灯の電極加熱不足による立ち消えを生じる可能性がある。

そこで、放電灯への投入電力を定格電力よりも軽減する条件では、ＤＣ期間の周期を伸ばすことで、立ち消えを防止する。ここで、電源電圧の低下によってＤＣ期間の周期を伸ばす事のイメージを図２乃至５に示す。即ち、ＤＣ期間の周期を固定とする場合には、図２に示されるように、投入電圧の変化に関わらずＤＣ期間の周期は一定となる。尚、図２において、破線は投入電力の特性を示しており、横軸は電源電圧（Ｖ）、縦軸は放電灯への投入電力（Ｗ）となっている。一方、実線はＤＣ期間の周期の特性を示しており、横軸は同様に電源電圧（Ｖ）、縦軸はＤＣ期間の周期（秒）となっている。

これに対して、電源電圧の低下に応じてＤＣ期間の周期を伸ばす場合には、図３に示されるように、投入電力の低い時ほどＤＣ期間の周期は長くなり、投入電力が高い時ほどＤＣ期間の周期は短くなるように設定される。尚、図３において、破線は投入電力の特性を示しており、横軸は電源電圧（Ｖ）、縦軸は放電灯への投入電力（Ｗ）となっている。一方、実線はＤＣ期間の周期の特性を示しており、横軸は同様に電源電圧（Ｖ）、縦軸はＤＣ期間の周期（秒）となっている。ランプ電流の波形は、図４，５に示され、投入電力が低いときには図４に示されるようにＤＣ期間の周期が長く設定され、投入電力が高いときには図５に示されるようにＤＣ期間の周期が短く設定される。

ここで、放電灯への投入電力は、放電灯点灯回路や電源電圧の状態を監視して決定される。即ち、放電灯点灯回路の制御部回路２２は、電力を軽減する条件になった事の判断とその軽減量を演算しているため、電力軽減量は既知の値である。

前述の如く、ＤＣ期間はＩＴ積で規定されるため、電力の軽減量からＤＣ期間を決定することができる。即ち、ＩＴ積の演算をしつつＤＣ期間の周期を制御しなくても、最適なＤＣ期間を設定することが可能となる。この手法によれば、ＤＣ期間の周期をオープンループ制御で決定するので、比較的小規模な回路で始動性の優れた放電灯点灯回路を構成することができる。さらに、放電灯の再始動（ホットリスタート）では、消灯時間が短いほど起動直後の投入電力を軽減する為、寿命と始動性を両立する最適なＤＣ期間の周期がコールドスタートと異なる。そこで、ＤＣ期間の周期を消灯時間によって決定することにより、ホットリスタートにおける最適なＤＣ期間を設定できる。また、電源電圧、放電灯点灯回路の温度、消灯時間は、それぞれ独立な値である為、これら２つ以上のパラメータを組み合わせることで、より最適なＤＣ期間の周期を設定することができる。

ここで、図６は放電灯点灯回路の温度と投入電力、ＤＣ期間の周期との関係を示している。この図６に示されるように、放電灯点灯回路の温度が上昇するほどにＤＣ期間の周期が長く設定されることになる。また、図７には放電灯点灯回路の温度と投入電力、ＤＣ期間の周期、更には電源電圧値の関係を示している。この図７に示されるように、電源電圧値が低くなるほどにＤＣ期間の周期が長く設定されることになる。また、図８には消灯時間と投入電力、ＤＣ期間の周期との関係を示している。この図８に示されるように、放電灯の消灯時間が長くなるほど、ＤＣ期間の周期が長く設定されることになる。

また、最適なＤＣ期間の周期には、連続的にアナログ量で変化させる程の分解能は要求されず、離散的な値の変化で充分な場合が多い。また、ＤＣ期間の周期生成は、ディジタル回路或いはソフトウェアで構成することが多い。従って、ＤＣ期間の周期を離散的に変化するように構成すれば、回路規模とコストを抑えることができる。

次にＤＣ期間の周期を生成する回路構成を説明する。

図９は、ＤＣ期間の周期を生成する生成回路の概略構成を示している。

この図９に示されるように、この生成回路は、ラッチ部５０、カウンタ部５１、比較部５２で構成されている。ラッチ部５０は、放電灯が点灯しているか否かを示す点灯情報をラッチ（一時的に記憶）する機能を有し、２つのＡＮＤゲート１０１，１０２からなるＲＳフリップフロップで構成されており、放電灯が点灯している場合に“Ｌ”となる信号が前記点灯情報として入力され、一時的に記憶される。カウンタ部５１は、ＡＮＤゲート１０３、１１４〜１１９，１２１〜１２４とＪＫフリップフロップ１０４〜１１３、ＯＲゲート１２０、１２５〜１２７からなる同期カウンタとして構成されている。このＪＫフリップフロップ１０４〜１１３のリセット端子には、リセット信号が入力され、クロック端子には、一の入力がラッチ部５０の出力信号で他の入力が５ｋＨｚのクロック信号であるＡＮＤゲート１０３の出力信号が入力されるようになっている。比較部５２は、ＪＫフリップフロップ１０８〜１１０の出力信号が端子Ｐ0乃至Ｐ2に入力され、設定されたＤＣ期間に係る出力信号が端子Ｑ0乃至Ｑ2に入力され、両者が比較され、比較結果が出力されるようになっている。

ここで、ＤＣ期間の周期の設定は、図１０に示される回路により実施される。

図１０に示される回路は、３つのオペアンプ２００Ａ〜２００ＣとＮＯＴゲート２０１Ａ〜２０１Ｃ、ＡＮＤゲート２０２，２０３，２０５、ＯＲゲート２０４，２０６、ＮＯＴゲート２０７で構成されている。各オペアンプ２００Ａ〜２００Ｃの一の入力端子（非反転入力）には制御パラメータが入力され、他方の入力端子（反転入力）には基準電圧を抵抗Ｒ１乃至Ｒ４で分圧した値が入力される。ここで、「制御パラメータ」とは、この例においては、例えば電源電圧、放電灯点灯回路の温度、消灯時間等の関数をいう。

オペアンプ２００Ａ〜２００Ｃの出力信号は、ＮＯＴゲート２０１Ａ〜２０１Ｃを介して、ＡＮＤゲート２０２，２０３，２０５の各入力端子に供給される。そして、ＡＮＤゲート２０２の出力信号は、ＯＲゲート２０４の一の入力端子に供給され、ＡＮＤゲート２０３の出力信号は、ＯＲゲー２０４，２０６の他の入力端子にそれぞれ供給され、ＡＮＤゲート２０５の出力信号は、ＯＲゲート２０６の他の入力端子に供給される。

ＯＲゲート２０４の出力信号は比較部５２の端子Ｑ0に供給され、ＯＲゲート２０６の出力信号のＮＯＴゲート２０７を介した出力信号は比較部５２の端子Ｑ1に供給され、ＯＲゲート２０６の出力信号は比較部５２の端子Ｑ2に供給される。尚、各端子Ｑ0〜Ｑ2に供給される信号（Ｑ0〜Ｑ2）の状態とオペアンプ２００Ａ〜２００Ｃの出力信号（Ａ〜Ｃ）の関係は、例えば図１２の論理表に示される通りである。

そして、比較部５２の詳細な構成は、例えば図１１に示される。即ち、この比較部５２は、３つのＥｘＮＯＲゲート３００〜３０２とＡＮＤゲート３０３、ＮＯＴゲート３０４で構成されており、Ｇ入力が“Ｈ”レベルであり、かつ信号Ｑ0〜Ｑ2と信号Ｐ0〜Ｐ2の状態が完全に一致すると、端子（Ｐ＝Ｑ）からハイレベル“Ｈ”の信号が出力されるようになっている。

ここで、前述した図１０の回路では、制御パラメータが入力されるが、該制御パラメータは制御回路２２において設定される。より具体的には、各制御パラメータは、例えば図１３乃至図１５に示されるような回路構成により設定されることになる。

即ち、電源電圧情報については、図１３に示される電源電圧検出回路により、電源電圧を抵抗Ｒ10、Ｒ11により抵抗分圧して、分圧した電圧値を監視して、電源電圧の状態を検出する。電源電圧情報は、電源電圧が低いほど低い値となる。放電灯点灯回路の温度情報については、図１４に示される温度検出回路により、安定化電流源４００にダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３を直列に接続した構成により、該ダイオードの温度特性による電圧降下を監視して、当該放電灯点灯回路の温度情報を出力する。温度情報は、放電灯点灯回路の温度が高いほど低い値となる。そして、消灯時間情報については、図１５に示される消灯時間検出回路により、スイッチ５０１がオンされている場合に電源電圧５００の電荷がコンデンサ５０３に蓄積され、スイッチ５０１がオフされると自然放電されることに着目し、コンデンサ５０３の充電電圧を検出して、消灯時間情報を出力する。消灯時間情報は、消灯時間が長いほど低い値となる。但し、これら構成には限定されない。

以上のほか、放電灯の点灯で“Ｌ”レベルの信号を出力する回路の構成は、例えば図１６に示される通りである。即ち、オペアンプ６００の反転入力端子には図１のノードａの電圧が入力され、非反転入力端子には点灯／消灯の閾値となる一定電圧６０１が入力され、その結果、放電灯の点灯により“Ｌ”レベルの信号が出力されるようになっている。

以下、図１７のタイムチャートを参照して、ＤＣ期間の周期の設定に係る動作を説明する。この例では、基本クロックとして２００μｓｅｃ（＝５ｋＨｚ）が採用されており、ＤＣ期間の周期が最短で９．６ｍｓとなるように設定されている。放電灯の点灯で“Ｌ”レベルとなる信号が入力されると、ラッチ部５０によりラッチされ、ＪＫフリップフロップ１０４〜１１０が所定のカウントを開始する。尚、ＪＫフリップフロップ１１２，１１３はパワーオンリセットあるいは起動用の高電圧パルスが発生して再点灯するほどの立ち消えが起こるなど所定の条件によりクリアされている。

その後、ＪＫフリップフロップ１０４〜１０９のＱ端子からの出力信号が“Ｈ”レベルとなったタイミングで、同期クリアが実施され、１回目の極性切り替えが行われる。

比較部５２の端子（Ｐ＝Ｑ）から“Ｈ”レベルの信号が出力されると（イ）、２００μｓｅｃのｃｋが次の立下りのタイミングでＪＫフリップフロップ１１１のＱ端子から“Ｈ”レベルの信号が出力され（ロ）、ＪＫフリップフロップ１１１は“Ｈ”レベルの状態を保持する。

その後、再びＪＫフリップフロップ１０４〜１０９のＱ端子からの出力信号が“Ｈ”レベルとなったタイミングで、２回目の極性切り替えが行われる。

このとき、ＪＫフリップフロップ１１１は既に“Ｈ”レベルの状態に保持されているので、ＡＮＤゲート１１９より“Ｈ”レベルの信号がＪＫフリップフロップ１１２のＪ端子に出力され、その結果、該ＪＫフリップフロップ１１２のＱ端子より“Ｈ”レベルの信号が出力される。これにより、ＪＫフリップフロップ１１３は“Ｈ”レベルの状態を保持する。以降、定常点灯周波数での点灯制御に切り替えが行われる。

尚、本実施の形態では、電源電圧情報／温度情報／消灯時間情報の各値に応じてＱ0〜Ｑ2の各２進数デジタル値が変化し、ＤＣ期間の長さ（片波）は、図１２に示す通り９．６ｍｓｅｃ〜１９．２ｍｓｅｃの中の離散的な値となる。

以上、本発明の実施の形態について説明したが、本発明はこれに限定されることなくその趣旨を逸脱しない範囲で種々の改良・変更が可能であることは勿論である。

例えば、上記実施の形態では、ＤＣ周期の期間を設定する上で用いる制御パラメータとして電源電圧、放電灯点灯回路の温度、消灯時間を例にあげて説明したが、これらに限定されることなく、他のパラメータを加味するようにしてもよい。

本発明の一実施の形態に係る放電灯点灯回路の構成図。ＤＣ期間の周期を固定とする場合の特性図。ＤＣ期間の周期を電源電圧の低下に応じて可変とする場合の特性図。投入電力が低いときのランプ電流の波形を示す図。投入電力が高いときのランプ電流の波形を示す図。放電灯点灯回路の温度と投入電力、ＤＣ期間の周期との関係を示す図。放電灯点灯回路の温度と投入電力、ＤＣ期間の周期、更には電源電圧値の関係を示す特性図。消灯時間と投入電力、ＤＣ期間の周期との関係を示す特性図。ＤＣ期間の周期を生成する生成回路の概略構成図。ＤＣ期間の周期の設定を行う論理回路の構成図。比較部の詳細な構成図。図１０の構成の各端子Ｑ0〜Ｑ2に供給される信号（Ｑ0〜Ｑ2）の状態とオペアンプ２００Ａ〜２００Ｃの出力信号（Ａ〜Ｃ）の関係を示す論理表。電源電圧検出回路の構成図。温度検出回路の構成図。消灯時間検出回路の構成図。点灯検出回路の構成図。ＤＣ期間の周期の設定を説明するタイミングチャート。

符号の説明

１…直流電源、２…点灯スイッチ、３…コンデンサ、４…インダクタンス、５…コンデンサ、６…トランス、７…ダイオード、８…スイッチング素子、９…コンデンサ、１０…ダイオード、１１…トランス、１２…コンデンサ、１３…抵抗、１４…ダイオード、１５，２０…ブリッジドライバ、１６〜１９…スイッチング素子、２１…放電灯、２２…制御回路、２３…直流−直流コンバータ、２４…起動回路、２５…直流−交流インバータ

Claims

放電灯を点灯する放電灯点灯回路において、
電源電圧を受け、該電源電圧を昇圧して交流変換し、前記放電灯に交流電力を供給する昇圧交流コンバータと、
前記放電灯が起動すると、定常点灯時の周波数より長い周期の長周期信号を前記昇圧交流コンバータへ送出し、その後、前記定常点灯時の周波数である定常駆動信号を前記昇圧交流コンバータへ送出するものであり、前記長周期信号の周期を、前記電源電圧及び消灯時間により設定する制御回路とを備え、
前記制御回路は、前記長周期信号の周期を、前記電源電圧が低くなるほど長く、また、前記消灯時間が長くなるほど長く設定する
ことを特徴とする放電灯点灯回路。
前記制御回路は、
前記長周期信号の周期を、更に回路温度により設定し、前記回路温度が高くなるほど長く設定する
ことを特徴とする請求項１に記載の放電灯点灯回路。
前記制御回路は、
前記長周期信号の周期を、離散的に設定する
ことを特徴とする請求項１に記載の放電灯点灯回路。