JP2005287274A

JP2005287274A - 降圧型ｄｃ−ｄｃコンバータ

Info

Publication number: JP2005287274A
Application number: JP2004102143A
Authority: JP
Inventors: Toshiki Inagawa; 敏規稲川; Motohisa Shimizu; 元寿清水; Kenji Kamimura; 健二上村
Original assignee: Honda Motor Co Ltd
Current assignee: Honda Motor Co Ltd
Priority date: 2004-03-31
Filing date: 2004-03-31
Publication date: 2005-10-13
Also published as: CN1677822A; CN1677822B; US7068020B2; US20050219862A1

Abstract

【課題】入力電圧よりも高い特別な電圧回路を設けることなくＮチャネル型ＭＯＳトランジスタを使用して良好な特性のＤＣ−ＤＣコンバータを構成する。
【解決手段】
直流電源のマイナス側と出力用コンデンサ８のマイナス側との間にＮチャネル型ＭＯＳトランジスタ１１およびチョークコイル１２を直列接続する。抵抗９，１０による入力電圧の分圧に基づいてＭＯＳトランジタ１１のゲートにパルス信号を加えるＰＷＭ回路１４を備える。ＭＯＳトランジスタ１１のゲートに加えるパルス信号の電源を、直流電源のプラス側とマイナス側との間で供給する。ＰＷＭ回路１４のパルス信号が、出力用コンデンサ８の出力電圧に対応する電圧で形成され、このパルス信号はフォトカプラ１６を介してＮチャネル型ＭＯＳトランジスタ１１のゲートに入力される。
【選択図】図１

Description

本発明は、降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータに関し、特に、広い入力電圧範囲において安定した電圧を取り出すことができる降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータに関する。

入力電圧をスイッチング素子で断続させて入力電圧より低い直流電圧に変換する降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータが知られる。例えば、特開平５−９１７３２号公報に開示された降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータは、スイッチング素子としてＮチャネル型ＦＥＴを使用し、このＦＥＴのオフ期間中にリアクトルに蓄積したエネルギによる電圧を入力電圧に加算してＦＥＴ駆動用のＰＷＭドライブ回路に供給する。

また、特開平８−３３３２２号公報に開示された降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータは、過電圧を確実に防止できるように、半導体スイッチとしてのＰチャネル型ＦＥＴのオン・オフに対応して充放電する回路を設け、この充放電回路の充電電圧が異常値を示したときに出力を停止する。
特開平５−９１７３２号公報特開平８−３３３２２号公報

上述のように、従来、降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング素子としてＮチャネル型もしくはＰチャネル型ＦＥＴが使用されている。Ｎチャネル型ＦＥＴを駆動する場合、電源電圧であるドレイン電圧よりも高い電圧をゲートに加えるために、特許文献１に記載されたようなブーストラップ回路が必要となる。

これに対してＰチャネル型ＦＥＴは、ソースに対してゲート電圧を低くすれば駆動できるので回路構成が比較的簡易である。

しかし、ＦＥＴの構造上、Ｐチャネル型ＦＥＴはＮチャネル型ＦＥＴと比較してオン特性やスイッチング特性のよいものを作りにくく、かつ耐圧や電流容量が低い傾向にあるため、良好な特性の回路を作ることができない。

特に、入力電圧が変動する用途で良好な動作が望まれるときに不十分である。例えば、リコイルスタータを用いて始動操作されるエンジン発電機に使用される降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、低回転領域でエンジン制御を開始しなければならないし、始動後は高いエンジン回転数による発生電力にも対応しなければならない。一例として、降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータに対する入力電圧は５〜４５０ボルト（Ｖ）の範囲で変動するが、Ｎチャネル型ＦＥＴを用いた回路では、このような電圧範囲の入力に基づいてエンジン発電機の制御電源を構成することは非常に困難である。

また、エンジン回転数が低くてＤＣ−ＤＣコンバータが最大の電圧を出力できない早い時期から発電機の出力電圧を最大限取り出すために、ＦＥＴはオン状態（実質的に１００％デューティ）にすることが要求される。しかし、従来のＮチャネルＦＥＴ駆動方式では、ＦＥＴがオフの期間にブーストラップ回路を充電するのでＦＥＴのオフ期間が必要であり、１００％デューティで駆動することができない。

本発明の目的は、安定した出力電圧を確保することができ、かつ構成が簡単で出力電圧の立ち上がり特性の良好な降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータを提供することにある。

上記目的を達成するための本発明は、直流電源を接続された少なくとも一つのＭＯＳトランジスタからなるスイッチ手段と、前記ＭＯＳトランジスタがオンの期間に前記直流電源で充電される少なくとも一つのリアクトルと、前記直流電源に前記ＭＯＳトランジスタおよび前記リアクトルを介して接続されていて、負荷に電流を供給する出力用コンデンサの出力電圧に対応する電圧を入力されて予定デューティのパルス信号を前記ＭＯＳトランジスタのゲートに加えるパルス幅変調回路を備える降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記ＭＯＳトランジスタがＮチャネル型であり、前記直流電源のマイナス側と前記出力用コンデンサのマイナス側との間に前記Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタおよび前記リアクトルを順に直列接続し、前記Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタのゲートに加えるパルス信号の電源を、前記直流電源のプラス側とマイナス側との間で供給するようにした点に第１の特徴がある。

また、本発明は、前記パルス幅変調回路のパルス信号が、前記出力用コンデンサの出力電圧に対応する電圧で形成され、前記パルス信号が、絶縁回路を介して前記Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタのゲートに入力される点に第２の特徴がある。

第１の特徴によれば、良好なオン特性やスイッチング特性のものが得られやすいＮチャネル型ＭＯＳトランジスタを使用して良好な特性の回路を作ることができる。そして、このＮチャネル型ＭＯＳトランジスタを直流電源のマイナス側に設けたので、入力電圧より高い駆動電圧をゲートに加えるための回路を必要としない。

また、入力電圧が要求出力電圧よりも低い時には、ＭＯＳトランジスタを１００％デューティで駆動することが可能であり、入力電圧に対する出力電圧の立ち上がり特性を大幅に改善することができる。

第２の特徴によれば、Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタのドレイン側と、出力用コンデンサと、Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタのソース側との電位の違いを、例えば、フォトカプラ等の絶縁回路で調整することができる。

以下に図面を参照して本発明の一実施形態を詳細に説明する。図１は本発明の一実施形態に係るＮチャネル型ＭＯＳＦＥＴを含む電源装置を使用したエンジン発電装置の構成を示すブロック図である。エンジン発電装置としては、例えば、バッテリを備えていないか、バッテリを備えていてもバッテリが過放電であった場合等に手動で始動できるリコイルスタータを有するものが好適である。このエンジン発電機は、発電機１、整流回路２、ＤＣ−ＤＣダウンコンバータ回路３、自励発振型コンバータ（ＲＣＣ）４、およびＥＣＵ５を有する。発電機１はエンジンで駆動されて、例えば定格運転状態において交流３２０Ｖの３相交流を出力する。この３相交流は整流回路２で整流されて、例えば直流４５０Ｖの電圧となって降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ回路（以下、単に「ダウンコンバータ」という）３に入力される。ダウンコンバータ３は、入力された交流を半導体スイッチのスイッチングによるデューティ制御で所定の直流電圧、例えば４０Ｖに降圧する。

ダウンコンバータ３の出力側はＲＣＣ４の一次側に接続され、ＲＣＣ４の二次側は発電機１を駆動するエンジンの制御装置つまりＥＣＵ５に接続される。こうして、発電機１で発生した３相交流は整流され、ダウンコンバータ３で例えば４０Ｖに降圧され、さらにＲＣＣ４で例えば１５Ｖの安定した電圧の制御電源としてＥＣＵ５に供給される。

図２はダウンコンバータ３の基本回路構成を示す図である。このダウンコンバータ３はトランスを有しない非絶縁型である。図中、前記整流回路２の出力側（電圧Ｖｉｎ）のプラス側およびマイナス側間には、入力用コンデンサ６と、フライホイルダイオード７と、出力用コンデンサ８と、出力電圧検出用の抵抗９，１０とが設けられる。

直流電源のマイナス側と出力用コンデンサ８のマイナス側との間に、Ｎチャネル型ＭＯＳ−ＦＥＴ１１とステップダウン用のチョークコイル（リアクトル）１２とが直列接続される。ＦＥＴ１１のゲートに電圧を印加するためにドライブ回路１３が設けられる。ドライブ回路１３は、ＦＥＴ１１を導通・非導通（オン・オフ）させるための駆動信号を出力する。ドライブ回路１３から出力される駆動信号のデューティ（オン時間比）を決定するＰＷＭ信号（パルス信号）を形成するためのＰＷＭ回路１４が設けられる。ＰＷＭ回路１４は、ＰＷＭ信号のデューティを決定する基準電圧（三角波）Ｖｒｅｆを発生する発振回路（詳細は図３参照）２３を有する。この基準電圧Ｖｒｅｆと抵抗９，１０で分圧された電圧とを比較する比較器１５が設けられる。

抵抗９，１０で分圧された電圧が基準電圧Ｖｒｅｆより小さいとき、ＰＷＭ回路１４はＦＥＴ１１のオン状態を維持するため、１００％のデューティでＰＷＭ信号を出力する。一方、抵抗９，１０で分圧された電圧が基準電圧Ｖｒｅｆより大きいときには、ＰＷＭ回路１４は基準電圧Ｖｒｅｆと抵抗９，１０の分圧とで決定される１００％未満のデューティでＰＷＭ信号を出力する。

ＰＷＭ回路１４から出力されるＰＷＭ信号に従ってドライブ回路１３はＦＥＴ１１のゲートに駆動信号を供給し、出力用コンデンサ８はＦＥＴ１１のオン時間比に応じた電圧で充電される。出力用コンデンサ８で平滑された平均充電電圧が出力電圧Ｖｏｕｔである。出力電圧ＶｏｕｔはＲＣＣ４の一次側に接続される。

図３は整流回路２およびダウンコンバータ３の回路図、図４はＲＣＣ４の具体的な回路図例を示しており、図１，図２と同符号は同一または同等部分を示す。図３において、整流回路２はダイオードブリッジ回路からなる。入力用コンデンサ６は整流回路２で整流された発電機１の出力を充電、平滑して入力直流電圧を形成する。ドライブ回路１３は、フォトカプラ１６とインバータバッファ１７とインバータバッファ１７の電源電圧を形成するツェナーダイオード１８およびコンデンサ１９を含む。インバータバッファ１７に電源電圧が供給されると、インバータバッファ１７の出力がＦＥＴ１１のゲートに供給されてＦＥＴ１１はオンになる。ＦＥＴ１１のオン期間中のみ出力用コンデンサ８が充電される。

フォトカプラ１６は、発光ダイオード２０とフォトトランジスタ２１を備えており、発光ダイオード２０のカソードはＰＷＭ回路１４の比較器１５の出力側と接続されている。従って、ＰＷＭ回路１４からのＰＷＭ信号がオンの間、発光ダイオード２０は駆動され、フォトトランジスタ２１が導通してインバータバッファ１７の入力が反転すると、ＦＥＴ１１はオフになる。

フォトカプラ１６の発光ダイオード２０は、ＰＷＭ回路１４からのＰＷＭ信号によって付勢され、このＰＷＭ信号のデューティに基づいてフォトトランジスタ２１のオン時間比、つまりＦＥＴ１１のデューティが決定される。

ＰＷＭ回路１４は、出力電圧Ｖｏｕｔを代表する電圧（抵抗９，１０による分圧）が、発振回路２３で形成される基準電圧Ｖｒｅｆを超えた時に、１００％未満のデューティでＰＷＭ信号を出力する。抵抗９，１０による分圧は、出力電圧Ｖｏｕｔが所定値（例えば４０Ｖ）を超えたときに前記１００％デューティのＰＷＭ信号を出力するように設定し、常に出力電圧が４０Ｖに制限されるようにデューティ比が決定される。

図４において、ＲＣＣ４は、一次側コイル２４，２５と二次側コイル２６，２７とからなるトランス２８を有する。一次側コイル２４，２５は、ＦＥＴ２９、トランジスタ３０、およびフォトトランジスタ３１を有する自励発振回路に接続される。フォトトランジスタ３１は二次側のツェナーダイオード３２および発光ダイオード３３とともに、二次側を定電圧に制御するフィードバック回路を構成する。

ＲＣＣ４の一次側に接続されるダウンコンバータ３の出力用コンデンサ８の充電電圧つまり出力電圧Ｖｏｕｔは抵抗３４ａと、３４ｂおよび３４ｃとで分圧されてＦＥＴ２９のゲートに印加される。ＦＥＴ２９がオンになると、コイル２４に電流が流れてコイル２５には巻線比に応じた電圧が発生する。コイル２５で発生する電圧によってコンデンサ３５の電圧が上昇し、トランジスタ３０がオンになる。トランジスタ３０がオンになることによってＦＥＴ２９はオフになる。

ＦＥＴ２９がオフになることにより、二次側のコイル２６，２７に、それぞれの巻線比に応じた電圧が発生し、出力用コンデンサ３６，３７が充電される。出力コンデンサ３７の電圧が所定値（例えば１５Ｖ）を超えると、発光ダイオード３３が付勢されてフォトトランジスタ３１がオンになる。そうすると、トランジスタ３０がオンになってＦＥＴ２９のゲート電圧が低下し、ＦＥＴ２９がオフになる。その結果、一次コイル２４に電流が流れなくなり、二次側に発生する電圧が低下する。こうして、二次側コイル２７の出力電圧が所定値つまり１５Ｖに保持される。二次側コイル２６からは、コイル２７の出力電圧と異なる出力電圧（例えば１７Ｖ）を得ることができる。

二次側コイル２６，２７の出力電圧はエンジン発電機を始動・制御するための電源として利用される。

上記動作をフローチャートによって説明する。図５において、ステップＳ１で発電が開始されて電力が入力される。ステップＳ２では、ＰＷＭ回路１４のデューティを１００％に設定する。なお、ここでいう１００％とは、実質的にＦＥＴ１１をオン状態に維持するためのデューティをいい、例えば、デューティ９５％程度も含むものとする。ＰＷＭ回路１４を１００％デューティに設定することによってＦＥＴ１１が実質的にオンになると発電機の出力電圧の上昇に伴って出力電圧Ｖｏｕｔが増大する。出力電圧が所定値（例えば４０ｖ）以上になるまではステップＳ１を維持し、出力電圧Ｖｏｕｔが所定値以上になったならば、ステップＳ３が肯定になり、ステップＳ４に移行する。ステップＳ４では、ＰＷＭ回路１４がデューティ１００％未満のＰＷＭ信号を出力し、ドライブ回路１３はこのＰＷＭ信号に従ってＦＥＴ１１をスイッチングする。すなわち、出力電圧Ｖｏｕｔが４０Ｖに維持されるようにスイッチングのデューティ比を制御する。

図６は、発電機１の回転数と電圧との関係を示す。図中、電圧Ｖｉｎは発電機１の出力電圧を示し、電圧Ｖｏｕｔはダウンコンバータ３の出力電圧を示し、電圧ＶＲＣＣはＲＣＣ４の二次側コイル２７の出力電圧を示す。図のように、発電機１の回転数の上昇に伴って電圧Ｖｉｎは増大するが、電圧Ｖｏｕｔは発電機１の回転数増大に拘わらず、所定値（例えば、４０Ｖ）でデューティ制御により制限され、上昇が抑制される。また、電圧ＶＲＣＣはＲＣＣ４の自励発振作用により、所定値（例えば、１５Ｖ）で安定化される。

電圧Ｖｏｕｔが所定値つまり４０Ｖに到達する以前にＲＣＣ４が動作を開始して電圧ＶＲＣＣが所定値つまり１５Ｖを発生するようにＦＥＴ２９のゲート電圧が設定される。図６に示すように、電圧ＶＲＣＣは電圧Ｖｏｕｔが４０Ｖに到達する回転数以下の低い回転数域で１５Ｖの安定した電圧を発生する。このように、自励発振型コンバータは、トランスによる昇圧機能を有しているので、この昇圧機能によって低回転数域で電圧Ｖｉｎを超えた安定した出力電圧ＶＲＣＣを得ることができる。

本実施形態によれば、リコイルスタータでエンジンの始動操作を行った時等のように、エンジンの低回転領域において発電機で誘起される低電圧によっても十分な出力電圧が得られ、ＥＣＵを立ち上げるための安定した電源を確保することができる。

一方、エンジンが始動した後に回転数の上昇に伴って、発電機から高い出力電圧が発生した後もＮチャネルＦＥＴの高速スイッチングにより出力電圧を制限することで小型の自励発振型コンバータで高効率運転を行うことができる。

なお、本発明のダウンコンバータを含む制御電源は、エンジン発電機のＥＣＵの他、エンジンのチョーク開度制御用モータ、点火装置、バッテリ充電用、エンジンのスタータモータ用電源等、種々の電源装置として使用することができる。

本発明の一実施形態に係る電源装置を含むエンジン発電機の要部構成を示すブロック図である。ダウンコンバータの基本構成を示す回路図である。ダウンコンバータの具体的な回路図である。ＲＣＣの具体的な回路図である。電源回路の動作を示すフローチャートである。発電機回転数と発電機出力電圧およびダウンコンバータの出力電圧およびＲＣＣの出力電圧との関係を示す図である。

符号の説明

１…発電機、３…ダウンコンバータ（非絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ）、４…ＲＣＣ（自励発振型コンバータ）、８…出力用コンデンサ、１１…ＦＥＴ、１２…チョークコイル（リアクトル）、１４…ＰＷＭ回路、１５…比較器、２３…発振回路

Claims

直流電源を接続された少なくとも一つのＭＯＳトランジスタからなるスイッチ手段と、
前記ＭＯＳトランジスタがオンの期間に前記直流電源で充電される少なくとも一つのリアクトルと、
前記直流電源に前記ＭＯＳトランジスタおよび前記リアクトルを介して接続されていて、負荷に電流を供給する出力用コンデンサの出力電圧に対応する電圧を入力されて予定デューティのパルス信号を前記ＭＯＳトランジスタのゲートに加えるパルス幅変調回路を備える降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記ＭＯＳトランジスタがＮチャネル型であり、
前記直流電源のマイナス側と前記出力用コンデンサのマイナス側との間に前記Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタおよび前記リアクトルを順に直列接続し、
前記Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタのゲートに加えるパルス信号の電源を、前記直流電源のプラス側とマイナス側との間で供給するようにしたことを特徴とする降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
前記パルス幅変調回路のパルス信号が、前記出力用コンデンサの出力電圧に対応する電圧で形成され、
前記パルス信号が、絶縁回路を介して前記Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタのゲートに入力されることを特徴とする請求項１記載の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ。