JP4039014B2 - 放電灯点灯装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、車載用途のように電圧が比較的不安定な直流電源によって放電灯を点灯させる放電灯点灯装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
近年、自動車のヘッドライトやフォグランプの光源としてＨＩＤランプが普及してきている。この種の用途の放電灯点灯装置としては、図２７に示すように、カーバッテリのような電池１を電源とするＤＣ−ＤＣコンバータ３と、ＤＣ−ＤＣコンバータ３の出力電圧を矩形波交番電圧に変換するインバータ４と、ＨＩＤランプ（以下、「放電灯」と略称する）６を始動させるための高電圧パルスを印加するイグナイタ５とを備える構成が一般に採用されている。電池１とＤＣ−ＤＣコンバータ３とは、ヒューズ２１および点灯スイッチ２２を備える入力ハーネス２を介して接続されている。
【０００３】
ＤＣ−ＤＣコンバータ３はフライバック型であって、電池１の電圧が印加される平滑コンデンサ３１の両端間に、トランス３３の１次巻線ｎ１とＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子３２との直列回路を接続し、トランス３３の２次巻線ｎ２の両端間にダイオード３４と平滑コンデンサ３５との直列回路を接続した構成を有する。ダイオード３４の極性は、スイッチング素子３２のオン時にトランス３３に蓄積されたエネルギによって、スイッチング素子３２のオフ時にダイオード３４を通して平滑コンデンサ３５に充電電流を流すことができるように設定されている。図示例では、ダイオード３４のアノードと接続されている平滑コンデンサ３５の一端が平滑コンデンサ３５の低電位側（負極）になる。さらに、ＤＣ−ＤＣコンバータ３には平滑コンデンサ３５の正極とインバータ４との間に挿入された電流検出用の抵抗３６を備える。
【０００４】
インバータ４は一般には４個のスイッチング素子からなるブリッジ回路を用い、ＤＣ−ＤＣコンバータ３の出力電圧（つまり、平滑コンデンサ３５の両端電圧）を、放電灯６に音響共鳴現象が生じない程度の低周波で交番する矩形波交番電圧に変換する。
【０００５】
ＤＣ−ＤＣコンバータ３およびインバータ４は制御回路７により動作が制御される。制御回路７は、平滑コンデンサ３１の両端電圧（ＤＣ−ＤＣコンバータ３の入力電圧）を監視しており、点灯スイッチ２２の投入後には、平滑コンデンサ３１の両端電圧が所定電圧（たとえば、９Ｖ）に達するとスイッチング素子３２をオンオフさせる。また、制御回路７は、ＤＣ−ＤＣコンバータ３の平滑コンデンサ３５の両端電圧を低周波の矩形波交番電圧に変換するようにインバータ４を駆動するインバータ制御信号Ｄ２１，Ｄ２２を発生する。放電灯６の点灯前の無負荷状態では、インバータ４が駆動されるとイグナイタ５から高電圧パルスが発生し、放電灯６の電極間の絶縁破壊によって放電灯６が始動する。制御回路７では、平滑コンデンサ３１の両端電圧だけではなく平滑コンデンサ３５の両端電圧（ＤＣ−ＤＣコンバータ３の出力電圧）および抵抗３６の両端電圧も監視している。平滑コンデンサ３５の両端電圧は放電灯６に印加されるランプ電圧に相当し、抵抗３６の両端電圧は放電灯６に流れるランプ電流に相当する。したがって、制御回路７では平滑コンデンサ３５の両端電圧と抵抗３６の両端電圧とによって放電灯６への供給電力（ランプ電力に相当する）を監視することができ、放電灯６が始動した後に安定点灯状態に移行すると、供給電力を一定に保つようにスイッチング素子３２のオンオフのタイミングを制御することによって放電灯６を安定に点灯させる。
【０００６】
制御回路７のうち平滑コンデンサ３５の両端電圧Ｖ２および抵抗３６の両端電圧Ｉ２を監視してスイッチング素子３２のオンオフを制御するコンバータ制御信号Ｄ１を生成する部分は図２８のような構成になる。すなわち、電圧Ｖ２，Ｉ２はそれぞれ反転増幅回路４１，４２により増幅され、電圧Ｖ２を増幅する反転増幅回路４１の出力は目標電流演算回路４３に入力される。目標電流演算回路４３には出力電力設定回路４４から電力の目標値が与えられ、電力の目標値を反転増幅回路４１の出力で除算することにより、電力の目標値に応じてＤＣ−ＤＣコンバータ３から出力すべき電流値が求められる（実際には抵抗３６の両端電圧に相当する値が求められる）。この電流値を目標値として反転増幅回路４２の出力との誤差を誤差増幅回路４５により求めると、誤差増幅回路４５からは目標値と実際の値との誤差分に相当する出力が得られるから、発振器４６から出力される一定周波数の三角波ないし鋸歯状波と誤差増幅回路４５との出力をコンパレータ４７で比較することにより、発振器４６から出力された三角波ないし鋸歯状波の周波数を有し、誤差増幅回路４５の出力に対応したパルス幅を有するコンバータ制御信号Ｄ１を得ることができる。すなわち、ＤＣ−ＤＣコンバータ３の出力電力が出力電力設定回路４４で設定された電力の目標値に維持されるように、スイッチング素子３２のオンオフがＰＷＭ制御される。
【０００７】
この種の放電灯６として用いられるメタルハライドランプや超高圧水銀ランプのように水銀が封入されたＨＩＤランプは、安定点灯状態では定電圧特性を示し、安定点灯状態において一定の光量を保つために放電灯点灯装置には定電力の供給が要求される。また、この種の放電灯６はイグナイタ５からの高電圧パルスにより始動した直後には水銀蒸気圧が低くランプ電圧が定格電圧よりも大幅に低くなっており、短時間で安定点灯状態に移行させるには発光管の温度を短時間で上昇させることが要求される。そこで、この種の放電灯点灯装置では、始動直後にはランプ電流を大きくして放電灯６に投入する電力を大きくするのが一般的であるが、ランプ電流が大きくなれば放電灯６の電極の損耗が大きくなるから、定格電流の１．５倍程度のランプ電流を与えるように制御していることが多い。
【０００８】
いま、イグナイタ５からの高電圧パルスによって図２９の時刻０において放電灯６を始動させたとする。図示例では、放電灯６の始動直後には放電灯６の放電維持のために上限を制限して比較的大きい電流を時刻ｔａまでの短時間（通常は、１秒以下）流し、その後、時刻ｔｂまでの一定時間（一般に数秒）は安定点灯状態でのランプ電力（一般に定格電力であり、図示例では３５Ｗに設定してある）よりも大きい定電力（図示例では７５Ｗ）をＤＣ−ＤＣコンバータ３から出力する。こうして放電灯６のアーク放電が維持されるようになれば、安定点灯状態でのランプ電力まで出力電力が徐々に低減する。図示例においては放電灯６の始動から数十秒後の時刻ｔｃにおいて安定点灯状態に到達している。図２９に示す動作は放電灯６が冷えた状態での始動を表し、放電灯６が立ち消えするなどして放電灯６の管壁温度が高い状態での再始動の際には、図２９に示す動作の途中からの動作になる。上述のような制御によって、放電灯６の始動から安定点灯状態まで比較的短時間で光量を立ち上げることができる。
【０００９】
しかしながら、カーバッテリのような電池１は電圧が大きく変動するから、電池１の電圧が通常時よりも大幅に低くなっていることも考えられる。たとえば、通常はＤＣ−ＤＣコンバータ３への入力電圧（平滑コンデンサ３１の両端電圧）が１４Ｖであるのに対して入力電圧が９Ｖまで低下していることもある。このように入力電圧が低下しているときに、点灯スイッチ２２をオンにしたとすると、上述した時刻ｔａから時刻ｔｂの期間のような比較的大きい電力を出力しようとするときに、電池１からＤＣ−ＤＣコンバータ３に大きな電流を供給しなければならず、結果的に平滑コンデンサ３１の両端電圧が低下する。これは、主として、電池１の内部抵抗および入力ハーネス２のインピーダンス成分による電圧降下を原因としている。平滑コンデンサ３１の両端電圧が制御回路７に許容された動作可能電圧（たとえば、６Ｖ）よりも低下すると、制御回路７がスイッチング素子３２をオフにしてＤＣ−ＤＣコンバータ３の動作を停止させることになる。一方、スイッチング素子３２がオフになれば、平滑コンデンサ３１が充電されて平滑コンデンサ３１の両端電圧が上昇するから、制御回路７はスイッチング素子３２を再びオンオフさせることが可能になる。このように、スイッチング素子３２が動作状態と非動作状態とを交互に繰り返すことになり、いわゆる電源チャタリングを生じることになる。このような電源チャタリングが生じると、インバータ４に十分に大きい電力を出力することができないから、始動から定常点灯状態にすみやかに移行しなくなる。
【００１０】
この問題を解決するために、図３０に示すように、入力電圧が低下したときには、ＤＣ−ＤＣコンバータ３に許容される最大の出力電力を上述した時刻ｔａから時刻ｔｂにおける電力よりも引き下げるように設定することが考えられている。図示例では入力電圧がＶａ以上であれば時刻ｔａから時刻ｔｂにおける出力電力をＤＣ−ＤＣコンバータ３に許容された最大値（図示例では７５Ｗ）とし、入力電圧がＶｂ以下であれば時刻ｔａから時刻ｔｂにおける出力電力を最大値よりも十分に小さい定電力（たとえば、４０Ｗ）とし、入力電圧がＶｂを超えＶａよりも小さいときには、出力電力を入力電圧に応じて制限するのである。
【００１１】
図３０に示すように制御すれば、ＤＣ−ＤＣコンバータ３の最大出力電力が制限されることによって入力電流も制限されるから、入力ハーネス２での電圧降下が少なくなり、結果的に平滑コンデンサ３１の両端電圧（入力電圧）の低下によって制御回路７がスイッチング素子３２の動作を停止させる可能性が低減され、電源チャタリングが生じにくくなるのである。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、電池１が大きく劣化した場合、入力ハーネス２のインピーダンスが大きい場合、周囲温度が高くＤＣ−ＤＣコンバータ３やインバータ４での電力変換効率が低い場合などには、入力電圧に応じてＤＣ−ＤＣコンバータ３の最大出力電力を調節するだけでは、入力電流を低減させる効果が不十分になり、電源チャタリングがほとんど改善されないことがある。
【００１３】
この問題を解決するには入力電圧の低下時にＤＣ−ＤＣコンバータ３の最大出力電力をさらに大きく引き下げることが考えられるが、最大出力電力が大幅に引き下げられると、放電灯６の始動後において放電を維持するための電力を確保することができなくなり、結果的に始動後に安定点灯状態に移行する前に立ち消えしやすくなるという問題が生じる。
【００１４】
本発明は上記事由に鑑みて為されたものであり、その目的は、入力電圧が低下したときの電源チャタリングを抑制しながらも、放電灯の立ち消えをまねくことなく放電灯を始動から安定点灯状態に移行させることができる放電灯点灯装置を提供することにある。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
請求項１の発明は、直流電源により電力が供給され出力を制御可能なＤＣ−ＤＣコンバータと、ＤＣ−ＤＣコンバータから供給されるエネルギにより点灯する放電灯を含んだ負荷回路とを備え、ＤＣ−ＤＣコンバータへの入力電流の過大な上昇を抑制するようにＤＣ−ＤＣコンバータの入力側から出力側への伝達エネルギを制御する入力電流抑制手段を備え、前記ＤＣ−ＤＣコンバータにはオンオフ制御されかつオンデューティが大きいほど前記ＤＣ−ＤＣコンバータの入力側から出力側への伝達エネルギを大きくするスイッチング素子が設けられ、前記入力電流抑制手段が、前記ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧および出力電流をそれぞれ検出するとともに、あらかじめ設定されている出力電力の目標値と出力電圧とから求めた電流値を出力電流の目標値として検出された出力電流の誤差を求めて電流指令値とする指令値設定手段と、スイッチング素子に流れる電流を検出する電流検出手段と、スイッチング素子をオンオフさせる周期を設定するとともに電流検出手段により検出された電流に対応した電圧が電流指令値よりも低い期間をオン期間とするようにスイッチング素子への信号を生成する駆動信号生成手段と、指令値設定手段から出力された電流指令値が上限値を超えるときには駆動信号生成手段にこの上限値を電流指令値として与える上限規定手段とを備えることを特徴とする。
【００２２】
請求項２の発明は、請求項１の発明において、前記上限規定手段により設定される上限値が前記放電灯の点灯から安定点灯状態に移行するまでの間に経過時間に伴って上昇するように設定されていることを特徴とする。
【００２３】
請求項３の発明は、請求項２の発明において、前記上限規定手段により設定される上限値の初期値を、前記放電灯の初始動時よりも再始動時において高く設定していることを特徴とする。
【００２４】
請求項４の発明は、請求項２または請求項３の発明において、前記電流検出手段が前記スイッチング素子のオン時における両端電圧により前記スイッチング素子に流れる電流を検出し、スイッチング素子の温度を検出する温度検出手段を設けるとともに、温度検出手段による検出温度が高いほど前記上限値を高くするように補正することを特徴とする。
【００２５】
請求項５の発明は、請求項１ないし請求項４の発明において、前記ＤＣ−ＤＣコンバータの入力電圧が低いほど出力電力の目標値を低く設定する最大電力制限手段を備えることを特徴とする。
【００２６】
請求項６の発明は、請求項５の発明において、前記負荷回路が前記ＤＣ−ＤＣコンバータの出力を矩形波交番電圧に変換して前記放電灯に印加するインバータを備え、放電灯の点灯後に放電灯への印加電圧の極性を少なくとも１回反転させる間に放電灯の定常点灯状態よりも周期を長くするＤＣフェーズ期間を設定し、ＤＣフェーズ期間には最大電力制限手段の出力を用いないことを特徴とする。
【００２７】
請求項７の発明は、請求項６の発明において、前記ＤＣフェーズ期間において前記上限規定手段により電流指令値の上限値が制限されたときに、上限値が制限されていない場合よりも放電灯に印加する電圧の極性を反転させるまでの時間を延長する反転周期変更手段を設けたことを特徴とする。
【００２８】
請求項８の発明は、請求項６の発明において、前記ＤＣフェーズ期間において前記指令値設定手段から出力される前記電流指令値と前記上限規制手段の出力との差の積分値が規定値を超えたときに、規定値を超えていない場合よりも放電灯に印加する電圧の極性を反転させるまでの時間を延長する反転周期変更手段を設けたことを特徴とする。
【００２９】
請求項９の発明は、請求項６の発明において、前記ＤＣフェーズ期間において前記放電灯に印加する電圧の極性を反転させるタイミングが前記ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電流の電流時間積の大きさにより決定され、前記ＤＣフェーズ期間において前記上限規定手段により電流指令値の上限値が制限されたときに、規定値を超えていない場合よりも放電灯に印加する電圧の極性を反転させるまでの電流時間積を大きく設定する反転タイミング変更手段を設けたことを特徴とする。
【００３０】
請求項１０の発明は、請求項６の発明において、前記ＤＣフェーズ期間において前記放電灯に印加する電圧の極性を反転させるタイミングが前記ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電流の電流時間積の大きさにより決定され、前記ＤＣフェーズ期間において前記指令値設定手段から出力される前記電流指令値と前記上限規制手段の出力との差の積分値が規定値を超えたときに、規定値を超えていない場合よりも放電灯に印加する電圧の極性を反転させるまでの電流時間積を大きく設定する反転タイミング変更手段を設けたことを特徴とする。
【００３１】
請求項１１の発明は、請求項６ないし請求項１０の発明において、前記放電灯に印加する電圧の極性が反転する際の所定期間において前記ＤＣ−ＤＣコンバータにおける前記スイッチング素子のオンオフの周波数を他の期間よりも高くする周波数変更手段を備えることを特徴とする。
【００３２】
請求項１２の発明は、請求項１ないし請求項５の発明において、前記負荷回路が前記ＤＣ−ＤＣコンバータの出力を矩形波交番電圧に変換して前記放電灯に印加するインバータを備え、前記放電灯に印加する電圧の極性が反転する際の所定期間において前記ＤＣ−ＤＣコンバータにおける前記スイッチング素子のオンオフの周波数を他の期間よりも高くする周波数変更手段を備えることを特徴とする。
【００３３】
【発明の実施の形態】
（参考例１）
本例は、図１に示すように、図２７に示した従来構成との主な相違点は、制御回路７においてＤＣ−ＤＣコンバータ３の入力電流Ｉ１を監視する点にある。したがって、ＤＣ−ＤＣコンバータ３には電池１と平滑コンデンサ３１との間にカレントトランスのような電流検出手段８を設けてある。電流検出手段８により検出された入力電流Ｉ１は制御回路７に入力される。
【００３４】
制御回路７は、図２に示すように、図２８に示した構成に加えて電流検出手段８で検出した入力電流Ｉ１を増幅する増幅回路５１を備え、増幅回路５１の出力は誤差増幅回路５２に入力され、あらかじめ設定された基準電圧Ｖｒｅｆ１との誤差が出力される。ここで、誤差増幅回路４５と誤差増幅回路５２との出力はそれぞれダイオード５３，５４を介してコンパレータ４７の一方の入力となり、発振器４６の出力と比較される。各ダイオード５３，５４は、アノードが各誤差増幅回路４５，５２の出力端に接続され、カソードがコンパレータ４７の一方の入力端に共通に接続されている。
【００３５】
上記構成において、電池１の電圧が低下したときには出力電力設定回路４４で設定された電力値に対応する電流値よりも検出された電流Ｉ２のほうが小さくなるから、誤差増幅回路４５の出力は小さくなってコンパレータ４７から出力されるコンバータ制御信号Ｄ１のオン期間を長くしようとする。一方、電池１の電圧の低下によってＤＣ−ＤＣコンバータ３の入力電流Ｉ１が増加するから、入力電流Ｉ１に対応する増幅回路５１の出力電圧が基準電圧Ｖｒｅｆ１を超えるようになり誤差増幅回路５２の出力が大きくなれば、誤差増幅回路４５の出力に優先して誤差増幅回路５２の出力がコンパレータ４７に入力されることになる。つまり、電池１の電圧が低下すれば、誤差増幅回路４５の出力が小さくなり、誤差増幅回路５２の出力が大きくなるのであって両者は逆方向に変化するから、コンパレータ４７には誤差増幅回路５２の出力が入力されることになり、結果的に、発振器４６の出力が誤差増幅回路５２の出力を超える期間が短くなってコンバータ制御信号Ｄ１のオン期間が短くなる。要するに、スイッチング素子３２のオンデューティが小さくなってＤＣ−ＤＣコンバータ３の出力電力が抑制され入力電流Ｉ１が抑制される。つまり、スイッチング素子３２のオンデューティが小さくなることによって、ＤＣ−ＤＣコンバータ３の入力側から出力側への伝達エネルギが減少する。このように、主として誤差増幅回路５２、コンパレータ４７、発振器４６により出力調節手段が構成される。
【００３６】
上述のように入力電流Ｉ１を制限することによって、入力電流Ｉ１が過大になることによる入力電圧の低下を抑制することができ、電源チャタリングの発生を低減することができる。しかも、入力電流Ｉ１の制限値（つまり、基準電圧Ｖｒｅｆ１と増幅回路５１の出力との関係）を適正に設定し、入力電流Ｉ１が極端に小さくならないようにしておくことによって、ＤＣ−ＤＣコンバータ３の出力電流および出力電力をできるかぎり確保することができ、従来構成に比較して出力電力が極端に小さくなることがなく、放電灯６の立ち消えの発生を抑制することができる。なお、本例は誤差増幅回路５２を用いたことによって、入力電流Ｉ１の変化に応じてスイッチング素子３２のオンデューティが変化することになるが、誤差増幅回路５２に代えてコンパレータを用いるようにすれば、入力電流Ｉ１に対応する増幅回路５１の出力電圧が基準電圧Ｖｒｅｆ１を超えるときには、コンパレータ４７への入力が一定値になり、結果的にスイッチング素子３２のオンデューティを一定値に制限することが可能になる。他の構成および動作は従来構成と同様である。
【００３７】
（参考例２）
本例は、図３に示すように、図２８に示した従来構成の制御回路７に、ＤＣ−ＤＣコンバータ３の入力電流Ｉ１を検出する電流検出手段８の出力を増幅する増幅回路５１と、増幅回路５１の出力を基準電圧Ｖｒｅｆ２と比較するコンパレータ５５と、コンパレータ４７およびコンパレータ５５の出力を入力とする論理回路５６とを付加したものである。論理回路５６は、入力電流Ｉ１に相当する増幅回路５１の出力電圧が基準電圧Ｖｒｅｆ２よりも小さくコンパレータ５５の出力がＬレベルであるとコンパレータ４７の出力をコンバータ制御信号Ｄ１として出力し、コンパレータ５５の出力がＨレベルであるとコンパレータ４７の出力にかかわらずコンバータ制御信号Ｄ１をオフにする。ここに、コンバータ制御信号Ｄ１をオフにするタイミングは、コンパレータ５５の出力がＨレベルになった時点、またはコンパレータ４７の出力が次に立ち上がる時点からとする。この種の論理回路５６はＲＳラッチにより構成することができる。つまり、本例の構成では入力電流Ｉ１はスイッチング素子３２のオンオフに応じて増減するから、コンパレータ５５の基準電圧Ｖｒｅｆ２を適宜に設定すれば、スイッチング素子３２のオンオフに同期した矩形波信号を論理回路５６に与えることができるのであって、コンパレータ４７の出力でセット、コンパレータ５５の出力でリセットされるＲＳラッチを論理回路５６に用いればよい。
【００３８】
上述の構成によって、電池１の電圧低下などによって入力電流Ｉ１が増加すると、コンバータ制御信号Ｄ１の一部が欠落して間欠的に出力されることになり、入力電流Ｉ１の極端な増加を抑制することができる。つまり、コンパレータ５５と論理回路８とによって出力調節手段が構成される。このように、入力電流Ｉ１の増加を抑制することにより、入力電流Ｉ１が過大になることによる入力電圧の低下を抑制することができ、電源チャタリングの発生を低減することができる。しかも、入力電流Ｉ１の制限値を適正に設定し、入力電流Ｉ１が極端に小さくならないようにしておくことによって、ＤＣ−ＤＣコンバータ３の出力電流および出力電力をできるかぎり確保することができ、従来構成に比較して出力電力が極端に小さくなることがなく、放電灯６の立ち消えの発生を抑制することができる。他の構成および動作は従来構成と同様である。
【００３９】
（参考例３）
本例も参考例１、参考例２と同様に、ＤＣ−ＤＣコンバータ３の入力電流Ｉ１を監視することによって、入力電流Ｉ１の大小に応じてコンバータ制御信号Ｄ１を制御するものである。ただし、本例ではコンパレータ４７に入力する鋸歯状波の波形を入力電流Ｉ１に応じて変化させる構成を採用している。具体的には、入力電流Ｉ１が小さいときには図５（ａ）のように鋸歯状波の１周期内での休止期間Ｔ１を短くし、入力電流Ｉ１が大きくなると図５（ｂ）のように鋸歯状波の１周期内での休止期間Ｔ１を長くするのである。鋸歯状波のピーク値および半値幅は入力電流Ｉ１に依存しないが、休止期間Ｔ１のみが入力電流Ｉ１に応じて変化するようになっている。したがって、参考例１ではスイッチング素子３２のオンオフの周波数が一定であるのに対して、本例ではスイッチング素子３２のオンオフの周波数は入力電流Ｉ１に応じて変化する。
【００４０】
すなわち、図４に示すように、入力電流Ｉ１を増幅回路５１により増幅して誤差増幅回路５２により基準電圧Ｖｒｅｆ３との誤差を求める。誤差増幅回路５２の出力はＶ−ｆ変換回路５７に入力され、誤差増幅回路５２の出力電圧が大きいほど高い周波数の矩形波信号に変換される。Ｖ−ｆ変換回路５７から出力される矩形波信号はオンデューティが十分に大きい波形であって、ＲＳラッチ６１のリセット端子Ｒに入力される。ＲＳラッチ６１のセット端子Ｓには、コンパレータ６２の出力端が接続される。コンパレータ６２の一方の入力端にはコンデンサＣｓとスイッチング素子Ｑｓとの並列回路が接続され、さらにコンデンサＣｓにはスイッチング素子Ｑｓがオフである間にコンデンサＣｓに充電電流を流す定電流源Ｉｓが接続される。このコンデンサＣｓの両端電圧がコンパレータ４７に入力されるのであって、コンデンサＣｓの両端電圧が発振器４６の出力になる。スイッチング素子ＱｓはＲＳラッチ６１の出力によりオンオフが制御され、コンパレータ６２の他方の入力端には基準電圧Ｖｒｅｆ４が印加される。
【００４１】
したがって、入力電流Ｉ１に対応した増幅回路５１の出力に応じた周波数の矩形波信号の立ち上がりによってＲＳラッチ６１がリセットされＲＳラッチ６１の出力がＬレベルになるとスイッチング素子Ｑｓはオフになり、コンデンサＣｓの充電が開始される。この間には発振器４６の出力電圧は時間の経過に伴って上昇する。コンデンサＣｓの両端電圧が基準電圧Ｖｒｅｆ４に達すると、コンパレータ６２の出力がＬレベルからＨレベルに立ち上がるからＲＳラッチ６１がセットされ、ＲＳラッチ６１の出力がＨレベルになりスイッチング素子Ｑｓがオンになる。つまり、コンデンサＣｓは放電され、発振器４６の出力電圧はゼロになる。ここで、定電流源Ｉｓの出力電流とコンデンサＣｓの容量と基準電圧Ｖｒｅｆ４との関係を適宜に設定することにより、スイッチング素子ＱｓがオフになってからコンデンサＣｓの両端電圧が基準電圧Ｖｒｅｆ４に達してスイッチング素子Ｑｓがオンになるまでの時間を、Ｖ−ｆ変換回路５７から出力される矩形波信号のオン期間よりも短く設定してある。また、スイッチング素子Ｑｓがオフになってからオンになるまでの時間は、Ｖ−ｆ変換回路５７から出力される矩形波信号の最小の周期よりも短くなるように設定してある。その結果、Ｖ−ｆ変換回路５７から出力される矩形波信号の周期が長くなれば、発振器４６の出力の休止期間Ｔ１が長くなる。本例では、誤差増幅回路５２、Ｖ−ｆ変換回路５７、ＲＳラッチ６１、コンパレータ６２、コンデンサＣｓ、定電流源Ｉｓ、スイッチ要素Ｑｓなどにより出力調節手段が構成される。
【００４２】
上述したように、本例では発振器４６からの出力の休止期間Ｔ１を入力電流Ｉ１の大きさに応じて調節し、入力電流Ｉ１が大きくなると休止期間Ｔ１を長くすることによって、入力電流Ｉ１が増大すればＤＣ−ＤＣコンバータ３のスイッチング素子３２のオンデューティが減少するから、ＤＣ−ＤＣコンバータ３の出力が抑制されることになり、結果的に入力電流Ｉ１の増加が抑制されることになる。つまり、入力電流Ｉ１の増加を抑制することにより、入力電流Ｉ１が過大になることによる入力電圧の低下を抑制することができ、電源チャタリングの発生を低減することができる。本例では、入力電流Ｉ１とＶ−ｆ変換回路５７から出力される矩形波信号の周波数との対応関係を適正に設定し、入力電流Ｉ１が極端に小さくならないようにしておくことによって、ＤＣ−ＤＣコンバータ３の出力電流および出力電力をできるかぎり確保することができ、従来構成に比較して出力電力が極端に小さくなることがなく、放電灯６の立ち消えの発生を抑制することができる。他の構成および動作は従来構成と同様である。
【００４３】
（参考例４）
図１に示した参考例１ではＤＣ−ＤＣコンバータ３への入力電流Ｉ１を検出していたのに対して、本例は、図６に示すように、ＤＣ−ＤＣコンバータ３のスイッチング素子３２を通過する電流Ｉｑを検出する電流検出手段９を設け、電流検出手段９により検出した電流Ｉｑに基づいてスイッチング素子３２のオンオフを制御するものである。電流検出手段９にはここではカレントトランスを用いている。なお、図６に示すＤＣ−ＤＣコンバータ３は、図１に示したＤＣ−ＤＣコンバータ３とはトランス３３の２次巻線ｎ２およびダイオード３４の極性を変更してある。この変更によって電流検出用の抵抗３６は平滑コンデンサ３５の負極とインバータ４との間に挿入されるが、ＤＣ−ＤＣコンバータ３の２次側での基準電位が変化するだけであって動作は参考例１とほぼ同様である。
【００４４】
電流検出手段９により検出した電流Ｉｑはスイッチング素子３２のオンオフによって断続されるから、図７に示すように、制御回路７では電流検出手段９により検出された電流を増幅回路５１で増幅した後、平均化回路５８によって平均化している。つまり、増幅回路５１の出力電圧の平均電圧を平均化回路５８により求め、この平均電圧を参考例１と同様に誤差増幅回路５２に入力して基準電圧Ｖｒｅｆ５との誤差を求めている。誤差増幅回路５２の出力はダイオード５４を通してコンパレータ４７に入力されており、コンパレータ４７には誤差増幅回路４５の出力もダイオード５３を通して入力されている。ここにおいて、参考例１ではＤＣ−ＤＣコンバータ３の出力電圧を平滑コンデンサ３５の負極側で監視しているから、制御回路７において反転増幅回路４１を用いたが、本実施形態では平滑コンデンサ３５の正極側でＤＣ−ＤＣコンバータ３の出力電圧を監視するから、制御回路７において増幅回路（非反転）４８を用いている。
【００４５】
本例の構成は、電流検出手段９の位置と平均化回路５８を設けた点を除けば、実質的に参考例１と同様の構成を有している。また、平均化回路５８から出力される平均電圧は、ＤＣ−ＤＣコンバータ３への入力電流Ｉ１と等価であるから、本例の構成は参考例１と同様に機能し、同様に動作することになる。
【００４６】
（参考例５）
本例は、参考例２の構成を参考例４において示したＤＣ−ＤＣコンバータ３に適用したものであって、図８のように、電流検出手段９（図６参照）により検出したスイッチング素子３２に流れる電流Ｉｑを増幅回路５１により増幅し、増幅回路５１の出力電圧をコンパレータ５５で基準電圧Ｖｒｅｆ６と比較している。コンパレータ５５の出力は論理回路５６に入力される。また、論理回路５６にはコンパレータ４７の出力が入力され、論理回路５６の出力がスイッチング素子３２を制御するコンバータ制御信号Ｄ１として用いられる。論理回路５６は参考例２と同様にＲＳラッチを用いればよい。ここに、参考例４と同様に、ＤＣ−ＤＣコンバータ３の出力電圧は増幅回路（非反転）４８により増幅される。要するに、本例の基本的な構成は、電流検出手段９の位置を除けば参考例２と同様である。
【００４７】
この構成によれば、電流Ｉｑに対応する増幅回路５１の出力が基準電圧Ｖｒｅｆ６以下であれば、コンパレータ４７の出力が論理回路５６を通過するから、スイッチング素子３２のオンオフはコンパレータ４７の出力によって制御される。一方、電池１の電圧の低下などによってスイッチング素子３２に流れる電流Ｉｑが増加し、増幅回路５１の出力電圧が基準電圧Ｖｒｅｆ６を超えるとコンパレータ５５の出力がＨレベルになり、結果的に、コンパレータ５５の出力がＨレベルである期間にはコンパレータ４７の出力が論理回路５６を通過できなくなる。すなわち、スイッチング素子３２がオンになって電流Ｉｑが検出され、電流Ｉｑが規定した値よりも大きいときにはスイッチング素子３２がオフになるのであって、電流Ｉｑの立ち上がりの速さに応じてスイッチング素子３２のオン期間が調節されることになり、電流Ｉｑが大きいほどスイッチング素子３２のオン期間が短くなる。その結果、スイッチング素子３２に流れる電流ＩｑはＤＣ−ＤＣコンバータ３の入力電流Ｉ１と等価であるから、入力電流Ｉ１が増加すればスイッチング素子３２のオン期間が短くなってＤＣ−ＤＣコンバータ３の出力が抑制されることになり、参考例２と同様に機能する。ここに、電流Ｉｑはトランス３３の１次巻線ｎ１を流れるから、増幅回路５１の出力電圧が基準電圧Ｖｒｅｆ６を超える場合であっても、スイッチング素子３２がオンになってからコンパレータ５５の出力がＨレベルになるまでの時間は電流Ｉｑの大きさに応じて変化するのであって、電流Ｉｑがごく大きいときにはスイッチング素子３２はオンになると瞬時にオフになる。本例の他の構成および動作は参考例２と同様である。
【００４８】
（第１の実施の形態）
本実施形態は、図９に示す構成の制御回路７を用いるものであって、ＤＣ−ＤＣコンバータ３については参考例４と同様の構成を採用する。つまり、本実施形態ではＤＣ−ＤＣコンバータ３への入力電流Ｉ１に相当する電流をスイッチング素子３２を流れる電流Ｉｑとして電流検出手段９により検出する。制御回路７では、参考例と同様に、ＤＣ−ＤＣコンバータ３の出力電圧Ｖ２および出力電流Ｉ２をそれぞれ監視し、出力電圧Ｖ２を増幅回路（非反転）４８により増幅し、出力電流Ｉ２を反転増幅回路４２により増幅する。増幅回路４８の出力は目標電流演算回路４３に入力され、出力電力設定回路４４において設定された出力電力の目標値と増幅回路４８の出力とから、出力電力を目標値とするための出力電流の目標値を求める。出力電流Ｉ２に相当する電圧を出力する反転増幅回路４２の出力電圧と目標電流演算回路４３で求めた目標値との誤差が誤差増幅回路４５によって求められる。
【００４９】
本実施形態では、誤差増幅回路４５の出力値の上限を制限するための上限規定回路（上限規定手段）６４が設けられており、上限規定回路６４を通して誤差増幅回路４５の出力がコンパレータ４９に入力される。このコンパレータ４９にはスイッチング素子３２に流れる電流に相当する増幅回路５１の出力電圧を電圧重畳回路５９に通すことによって生成した電圧も入力され、上限規定回路６４の出力と上限規定回路５９の出力とがコンパレータ４９により比較される。コンパレータ４９の出力はＲＳラッチ６５のリセット端子Ｒに入力され、ＲＳラッチ６５のセット端子Ｓには発振器６３で生成した一定周波数の矩形波信号が入力される。発振器６３から出力される矩形波信号はオンデューティを十分に大きくとってある。
【００５０】
電圧重畳回路５９は、スイッチング素子３２に電流Ｉｑが流れる期間において（つまり、増幅回路５１の出力電圧が０Ｖではない期間において）、増幅回路５１の出力電圧に三角波状の電圧を重畳する回路であって、増幅回路５１の出力電圧が図１０にイで示すようになるとすれば、電圧重畳回路５９の出力電圧は図１０にロで示すようになる。電圧重畳回路５９を設けたことにより、スイッチング素子３２のオン後における電流Ｉｑの立ち上がり時間を、電圧重畳回路５９を設けない場合よりも短縮することができる。
【００５１】
まず、図１１に示すように上限規定回路６４を設けていない構成として動作を説明する。コンパレータ４９では誤差増幅回路４５の出力電圧と電圧重畳回路５９の出力電圧との大小を比較し、電圧重畳回路５９の出力電圧が誤差増幅回路４５の出力電圧よりも大きくなると出力をＨレベルに立ち上げる。したがって、ＲＳラッチ６５の出力が発振器６３からの矩形波信号の立ち上がりによってＨレベルになりスイッチング素子３２がオンになると電圧重畳回路５９の出力電圧が上昇し、電圧重畳回路５９の出力電圧が誤差増幅回路４５の出力電圧よりも大きくなるとコンパレータ４９の出力がＨレベルになってＲＳラッチ６５の出力がＬレベルになる。つまり、スイッチング素子３２のオン期間をスイッチング素子３２に流れる電流Ｉｑの大きさに応じて変化させることが可能になる。その結果、スイッチング素子３２に流れる電流Ｉｑのピーク値を制御することになり、いわゆる電流ピーク値制御が可能になる。ここに、電流Ｉｑのピーク値の検出値は電圧重畳回路５９の出力に相当し、電流Ｉｑのピーク値の指令値（以下、「電流指令値」と呼ぶ）は誤差増幅回路４５により与えられることになる。つまり、増幅回路４８、反転増幅回路４２、目標電流演算回路４３、出力電力設定回路４４、誤差増幅回路４５により指令値設定手段が構成される。また、増幅回路５１、電圧重畳回路５９、コンパレータ４９、ＲＳラッチ６５、発振器６３により駆動信号生成手段が構成される。
【００５２】
上述した電流ピーク値制御を行う際に電圧重畳回路５９が存在しないとすると、コンパレータ４９に入力される誤差増幅回路４５の出力電圧を増幅回路５１の出力電圧が超えずにＲＳラッチ６５がリセットされない場合がある。このような場合には、発振器６３の出力の１周期内でスイッチング素子３２がオフにならず、発振器６３の出力の次周期で増幅回路５１の出力が上昇することによりスイッチング素子３２がオフになることがある。このような動作ではスイッチング素子３２を発振器６３から出力される矩形波信号の周期でオンオフさせることができず、スイッチング素子３２のオンオフの周期が矩形波信号の２倍になってしまう。このような現象を周波数半減現象と呼ぶことがある。これに対して、コンパレータ４９への入力電圧の立ち上がりを補正する電圧重畳回路５９を設けていることによって、発振器６３から出力される矩形波信号の１周期内でスイッチング素子３２を確実にオンオフさせることが可能になるのである。ただし、電圧重畳回路５９を設けなくても上述した周波数半減現象が生じないように他の回路が設計されている場合には、電圧重畳回路６３は省略することが可能である。
【００５３】
ところで、本実施形態では図９に示すように、上限規定回路６４を設けていることによって、コンパレータ４９に入力される電流Ｉｑの電流指令値に上限が設定されている。その結果、ＤＣ−ＤＣコンバータ３の出力が比較的小さい場合でもＤＣ−ＤＣコンバータ３の入力電流Ｉ１を抑制することが可能になり、電源チャタリングの発生を抑制することができる。他の構成および動作は参考例４と同様である。
【００５４】
（第２の実施の形態）
本実施形態は、図９に示した第１の実施の形態と同様の構成を有し、第１の実施の形態では上限規定回路６４での上限値の設定が固定的であるのに対して、本実施形態は上限規定回路６４に設定された上限値を放電灯６の点灯後の時間経過に伴って変化させるものである。すなわち、放電灯６の始動後に安定点灯状態に移行するまでの間にはＤＣ−ＤＣコンバータ３の出力が放電灯６の状態に応じて変化するから、上限値を一定値に設定すると、始動直後の期間においてＤＣ−ＤＣコンバータ３の入力電流Ｉ１を十分に抑制できないか、あるいは入力電流Ｉ１を抑制しすぎることによって放電灯６が立ち消えしやすくなる可能性がある。そこで、本実施形態では、ＤＣ−ＤＣコンバータ３の出力に基づいて設定される電流Ｉｑの電流指令値の上限を、放電灯６の始動後から安定点灯状態に移行するまでの間に変化させることによって、この問題を解決している。
【００５５】
本実施形態では、上限規定回路６４により設定する上限値を、図１２（ａ）に示すように変化させる。図１２（ａ）において時刻０は電源投入時を示し、電源投入から一定時間は上限値を比較的低く設定することによって、入力電流Ｉ１の上昇を抑制し、結果的に電源チャタリングの発生を抑制している。その後、放電灯６のアーク放電が開始されてから安定点灯状態に移行するまでの間には上限値を徐々に上昇させ、放電灯６が安定点灯状態に移行すれば、過電流を保護できる程度の上限値に設定するのである。
【００５６】
上述した動作によって、電源投入からＤＣ−ＤＣコンバータ３の出力電力が最大値付近になる期間においては入力電流Ｉ１（もしくは、スイッチング素子３２に流れる電流Ｉｑのピーク値）を抑制し、放電灯６が始動してから安定点灯状態に移行する期間および安定点灯状態の期間においては、ＤＣ−ＤＣコンバータ３の出力電力が必要以上に抑制されないように、スイッチング素子３２のオンオフのタイミングを制御することが可能になる。ここにおいて、放電灯６の再始動のさいには、図１２（ｂ）のように、定常点灯状態よりもやや低い上限値に設定しておき、安定点灯状態に達するまでの間に上限値を徐々に上昇させるのが望ましい。
【００５７】
本実施形態は、図３０に示したようにＤＣ−ＤＣコンバータ３の最大の出力電力を入力電圧に応じて調節する構成と併用すれば、電池１の電圧低下に対してより適正な制御が可能になる。また、本実施形態では上限規定回路６４に設定する上限値を時間経過に伴って定率で上昇させた例を示したが、図１３（ａ）のように上限値をランプ関数状に上昇させたり、図１３（ｂ）のように上限値を複数段階で階段状に上昇させたり、図１３（ｃ）のように上限値を折れ線状に上昇させたりするなど、上限値の変化と時間との関係は放電灯６の特性、回路動作の特性、電池１の特性などに応じて適宜に設定することが可能である。他の構成および動作は第１の実施の形態と同様である。
【００５８】
（第３の実施の形態）
本実施形態は、図１４に示すように、ＤＣ−ＤＣコンバータ３のスイッチング素子３２のオン期間におけるスイッチング素子３２の端子電圧Ｖｄをスイッチング素子３２に流れる電流Ｉｑとして検出するものである。この構成では、スイッチング素子３２の端子電圧Ｖｄを検出しているから、スイッチング素子３２の温度特性を補償することが必要である。ここにおいて、本実施形態では、ＤＣ−ＤＣコンバータ３として、上述した実施形態において示したフライバック型のＤＣ−ＤＣコンバータとは異なる形態のＤＣ−ＤＣコンバータ３を用いているが、フライバック型やフォワード型のＤＣ−ＤＣコンバータ３であっても本実施形態の構成を適用することができる。
【００５９】
本実施形態で用いるＤＣ−ＤＣコンバータ３は、電池１の両端間に入力ハーネス２を介して接続した平滑コンデンサ３１を備え、平滑コンデンサ３１の両端間には、トランス３３の１次巻線ｎ１とスイッチング素子３２との直列回路が接続される。スイッチング素子３２はＭＯＳＦＥＴからなり、ドレインがトランス３３の１次巻線ｎ１の巻終端に接続される。トランス３３の２次巻線ｎ２の巻終端にはダイオード３４のアノードが接続され、ダイオード３４のカソードはスイッチング素子３２のソースに接続される。また、トランス３３の１次巻線ｎ１の巻終端と２次巻線ｎ２の巻始端との間にコンデンサ３７が接続される。２次巻線ｎ２とコンデンサ３７との接続点には、インダクタ３８を介して平滑コンデンサ３５の負極が接続され、平滑コンデンサ３５の正極はスイッチング素子３２のソースに接続される。平滑コンデンサ３５の正極とインバータ４との間には電流検出用の抵抗３６が挿入される。
【００６０】
このＤＣ−ＤＣコンバータ３は、定常状態であってコンデンサ３７が充電された状態では、スイッチング素子３２がオンであるときに電池１（平滑コンデンサ３１）からトランス３３の１次巻線ｎ１とスイッチング素子３２とを通る経路で電流が流れてトランス３３に電磁エネルギが蓄積されるとともに、コンデンサ３７の電荷がスイッチング素子３２と平滑コンデンサ３５とインダクタ３８とを通る経路で放出され、平滑コンデンサ３５が充電される。また、スイッチング素子３２がオフになれば、トランス３３に蓄積された電磁エネルギが放出されることにより、トランス３３の２次巻線ｎ２−ダイオード３４−電池１（平滑コンデンサ３１）−トランス３３の１次巻線ｎ１−コンデンサ３７のループ内で電流が流れ、コンデンサ３７が充電される。
【００６１】
つまり、ＤＣ−ＤＣコンバータ３は、電池１を電源としコンデンサ３７を負荷とする昇圧チョッパ回路として動作するとともに、コンデンサ３７を電源として平滑コンデンサ３５を負荷とする降圧チョッパ回路として動作するのであって、スイッチング素子３２は昇圧チョッパ回路と降圧チョッパ回路とに兼用された構成になっている。
【００６２】
ところで、制御回路７は、図１５に示すように、基本的な構成は図９に示した第１の実施の形態と同様の構成であるが、上限規定回路６４の上限値が温度検出回路（温度検出手段）６７により検出された温度によって設定される点が異なる。つまり、上述したように、スイッチング素子３２のオン時の両端電圧Ｖｄを検出し、スイッチング素子３２に流れる電流Ｉｑの代わりに用いるから温度補償が必要であって、この温度補償のために上限規定回路６４の上限値をスイッチング素子３２の温度に相当する温度によって変化させるのである。また、スイッチング素子３２のオン時の両端電圧Ｖｄを電流Ｉｑの代わりに用いるために両端電圧Ｖｄは電流検出回路６６に入力され、増幅回路５１の出力に相当する電圧になるように調節される。電流検出回路６６の出力電圧は電圧重畳回路５９により補正され、コンパレータ４９の一方の入力となる。
【００６３】
ＤＣ−ＤＣコンバータ３の出力電圧Ｖ２および出力電流Ｉ２は、それぞれ反転増幅回路４１，４２に入力され、目標電流演算回路４３において出力電力設定回路４４で設定した出力電力とＤＣ−ＤＣコンバータ３の出力電圧Ｖ２に対応する反転増幅回路４１の出力電圧とに基づいて出力電流の目標値が設定される。出力電流の目標値は誤差増幅回路４５に入力されてＤＣ−ＤＣコンバータ３の出力電流Ｉ２に対応する反転増幅回路４２の出力電圧との誤差が求められる。この誤差増幅回路４５の出力が上限値を制限する上限規定回路６４を通してコンパレータ４９の他方の入力になる。ここに、上述したように上限規定回路６４の上限値は温度検出回路６７により補正される。
【００６４】
温度検出回路６７は、スイッチング素子３２の温度またはスイッチング素子３２の温度に相当する温度を検出するように配置され、上限規定回路６４における上限値の補正量は、図１６に示すように、温度検出回路６７で検出された温度が高くなるほど大きくなるように設定されている。ただし、温度と補正量との関係はスイッチング素子３２の温度特性に応じて設定される。しかして、上限設定回路６４において設定される上限値は、図１７に示すように、温度検出回路６７で検出された温度が高いほど大きくなり、スイッチング素子３２のオン時の両端電圧によりスイッチング素子３２に流れる電流Ｉｑを検出する構成を採用しながらも、スイッチング素子３２の温度特性が補償され、スイッチング素子３２の温度特性によらず電流Ｉｑに対応するようにスイッチング素子３２のオンオフを制御することができる。
【００６５】
なお、図１７に示す例では放電灯６が安定点灯状態に移行した後も温度検出回路６７で検出した温度に応じて上限値を補正しているが、安定点灯状態においては過電流に対する保護のみを行えばよく温度補償は必ずしも必要ではないから、図１８に示すように、放電灯６が安定点灯状態に移行した後には上限値の温度補正を行わないようにしてもよい。他の構成および動作は第２の実施の形態と同様である。
【００６６】
なお、本実施形態の構成は、スイッチング素子３２にごく小さい抵抗を直列接続し、抵抗の両端電圧をスイッチング素子３２に流れる電流Ｉｑとして検出する場合にも適用可能である。
【００６７】
（第４の実施の形態）
本実施形態は、上述した各実施形態のいずれかに組み合わせて用いるものであって、放電灯６の点灯状態に応じて、ＤＣ−ＤＣコンバータ３の出力電力の最大値を制限する状態と、最大値を制限しない状態とを切り換えるようにしたものである。すなわち、従来構成として説明したように、ＤＣ−ＤＣコンバータ３の出力電力の最大値を電池１の電圧に応じて制限する構成を採用すれば、電池１の電圧が低下したときに出力電力を維持するために入力電流が増加してＤＣ−ＤＣコンバータ３の動作が停止してしまうという不都合をある程度は回避することができるが、最大出力電力を大幅に引き下げると放電灯６の始動後に放電を維持するための電力を確保することができなって立ち消えしやすくなるという問題が生じる。そこで、本実施形態では、放電灯６の始動後からアーク放電が持続する状態になるまでは出力電力の最大値を制限せず、アーク放電が維持されるようになってから出力電力の最大値を制限する動作を開始することによって、最大出力電力を引き下げながらも立ち消えを生じにくくしている。
【００６８】
つまり、図１９に示すように、出力電力設定回路４４には、ＤＣ−ＤＣコンバータ３の出力電圧Ｖ２の変化に基づいて放電灯６の点灯状態を判別するための点灯状態検出回路４４ａを設けてあり、点灯状態検出回路４４ａにおいては、始動（絶縁破壊）、点灯（アーク放電の開始）、安定点灯状態、立ち消えなどを検出することが可能になっている。制御回路７は、点灯状態検出回路４４ａで検出された放電灯６の点灯状態に応じてＤＣ−ＤＣコンバータ３のスイッチング素子３２を制御するのであって、ＤＣ−ＤＣコンバータ３の出力電力と始動からの経過時間との関係を規定した電力曲線設定回路４４ｂを通して放電灯６の点灯状態に応じた出力電力の目標値を与えるようにしてある。ここで、通常は電池１の電圧に応じて図２９に示したパターンで出力電力の最大値を制限する最大電力制限回路（最大電力制限手段）４４ｃによって出力電力の目標値について最大値を制限しているのであるが、本実施形態では、点灯状態検出回路４４ａにおいて始動が検出された後から所定の期間については最大値を制限しないように構成してある。つまり、点灯状態検出回路４４ａにおいて始動が検出された後から所定の期間については、電力曲線設定回路４４ｂの出力を出力電力の目標値とし、上記期間の経過後には最大電力制限回路４４ｃの出力を出力電力の目標値として採用する切換スイッチ４４ｄを設けてある。
【００６９】
ここに、切換スイッチ４４ｄを切り換えるタイミングは、点灯状態検出回路４４ａにおいて始動が検出された後にインバータ４の出力電圧の極性が２回反転するまでの期間としてタイミング設定回路４４ｅにより規定されている。ここに、インバータ４は放電灯６が始動した直後においては、安定点灯状態において放電灯６に印加する交番電圧よりも十分に大きい周期で極性を反転させるように制御回路７によって制御される。これは、放電灯６の始動直後では水銀の蒸気圧が十分に上昇しておらず、この段階で放電灯６に印加される電圧の極性が短時間で反転するとアーク放電を維持することができず立ち消えすることが多いからであって、アーク放電の開始直後には比較的大きい電力を供給するとともに極性を反転させずに実質的に直流電圧を印加することによって電極の温度を迅速に上昇させてアーク放電を維持させるのである。また、この期間においては電極に直流電圧が印加されることになるから、印加電圧の極性を２回反転させることによって一方の電極のみが損耗する可能性を低減することができる。以下では、この期間をＤＣフェーズ期間と呼ぶ。つまり、切換スイッチ４４ｄは、ＤＣフェーズ期間には電力曲線設定回路４４ｂの出力を出力電力の目標値として選択し、ＤＣフェーズ期間の終了後には最大電力制限回路４４ｃの出力を出力電力の目標値として選択するのである。
【００７０】
本実施形態の構成によれば、放電灯６の始動後であって放電灯６のアーク放電が安定するまでの間（ＤＣフェーズ期間）において、電池１の電圧の低下に伴う出力電力の制限を行わずスイッチング素子３２に流れる電流のピーク値のみを制限することによって、比較的大きい電力を放電灯６に供給してアーク放電を維持させて立ち消えを防止し、安定点灯状態に移行させることが可能になる。つまり、電池１の電圧が低下しても放電灯６の安定点灯状態に移行するまでの間で立ち消えが生じやすい期間においては出力電力の制限を行わないようにしたことにより、電池１の電圧が低下した場合でも放電灯６の光束を迅速に立ち上げることが可能になる。
【００７１】
（第５の実施の形態）
本実施形態は第１ないし第３の実施の形態に適用可能な構成であって、放電灯６を安定点灯状態に移行させるために、第４の実施の形態において説明したＤＣフェーズ期間における極性反転までの時間を調節するようにしたものである。言い換えると、ＤＣフェーズ期間においては極性反転までの時間が長いほどアーク放電を維持しやすいから、ＤＣ−ＤＣコンバータ３の出力電力が制限される程度が大きいほどＤＣフェーズ期間における極性反転までの時間を延長することによってアーク放電の維持を容易にし、結果的に立ち消えの発生を抑制するものである。
【００７２】
すなわち、制御回路７においてＤＣ−ＤＣコンバータ１の出力電力が制限される程度を上限規定回路６４の入力と出力との差に基づいて判断するのであって、図２０に示すように、上限規定回路６４の入力から出力を減算した差を減算回路７１により求め、減算回路７１の出力を積分回路７２により積分することによって、積分回路７２の出力によってＤＣ−ＤＣコンバータ１の出力電力の制限の程度を知るのである。積分回路７２の出力はコンパレータ７３により基準電圧Ｖｒｅｆ７と比較される。インバータ４を駆動するインバータ制御信号Ｄ２１，Ｄ２２を発生させるインバータ駆動回路７４は、コンパレータ７３の出力がＨレベルかＬレベルかに応じてＤＣフェーズ期間における極性反転までの時間を調節する。つまり、インバータ駆動回路７４が反転周期変更手段として機能する。
【００７３】
具体的には、コンパレータ７３の出力がＬレベルであって、ＤＣ−ＤＣコンバータ３の出力電力の制限の程度が小さいときには、図２１に示すように、ＤＣフェーズ期間Ｔｄｃにおける極性反転の周期Ｔｃを比較的短くし、コンパレータ７３の出力がＨレベルであって、ＤＣ−ＤＣコンバータ３の出力電力の制限の程度が大きいときには、図２２に示すように、ＤＣフェーズ期間Ｔｄｃにおける極性反転の周期Ｔｃ′をコンパレータ７３の出力がＬレベルである場合の１．５倍とする（つまり、Ｔｃ′＝１．５Ｔｃ）。
【００７４】
本実施形態の構成を採用すれば、ＤＣ−ＤＣコンバータ３のスイッチング素子３２に流れる電流のピーク値を制限する機能を有する場合において、上限規定回路６４の動作によって電流のピーク値が制限されると出力電力が低減されることになるが、このような場合でもＤＣフェーズ期間Ｔｄｃにおいては極性反転までの時間を延長することによってアーク放電を維持しやすくし、結果的にＤＣフェーズ期間Ｔｄｃにおける立ち消えの可能性を低減することが可能になる。
【００７５】
なお、本実施形態では上限規定回路６４の動作時に放電灯６に印加する電圧の極性を反転させる周期を通常時の１．５倍に設定したが、これは一例であって周期を延長する程度は適宜に設定すればよい。また、放電灯６に印加する電圧の極性を反転させるタイミングは上述のように時間のみで決定するのではなく、放電灯６に与えたエネルギに相当する電流時間積によって決定してもよい。つまり、通常時の１．５倍の電流時間積に達した時点で極性を反転させるなどしてもよい。この場合にインバータ駆動回路７４が反転タイミング変更手段として機能する。さらに、上限規定回路６４の入力と出力との差は、電池１の電圧を反映しているから入力電圧Ｖ１などの他の検出値を用いても同様に動作させることが可能である。
【００７６】
（第６の実施の形態）
本実施形態は、図２３（ａ）（ｂ）に示すように、インバータ４から放電灯６に印加する電圧の極性を反転させる際に、極性が反転する前後の一定期間Ｔｈにおいて、図２３（ｃ）に示すように、ＤＣ−ＤＣコンバータ３のスイッチング素子３２をオンオフさせる周波数を通常時よりも高くするものである。この制御は発振器６３の出力周波数を調節すればよい。すなわち、発振器６３が周波数変更手段として機能する。このように、スイッチング素子３２のオンオフの周波数を高くすればＤＣ−ＤＣコンバータ３からインバータ４に供給するエネルギを一時的に上昇させることができ、放電灯６への印加電圧の極性反転時において放電灯６に供給するエネルギを一時的に高め、結果として極性反転時における放電灯６の立ち消えを抑制することが可能になる。
【００７７】
ここにおいて、スイッチング素子３２のオンオフの周波数を高めるタイミングは、放電灯６への印加電圧の極性反転と同時でもよいが、極性反転の前から周波数を高めるようにするほうが、立ち消えの防止効果が高くなる。また、図１５に示した第３の実施の形態のように電圧重畳回路５９を備える場合には、スイッチング素子３２のオンオフの周波数が上昇した分だけ重畳分が減少し、結果的にＤＣ−ＤＣコンバータ３の出力の増大により高い効果が得られる。また、本実施形態の技術は、上述したＤＣフェーズ期間において採用すれば、立ち消えの防止効果が高くなる。ただし、本実施形態の技術は上述したいずれの実施形態においても適用可能である。
【００７８】
（第７の実施の形態）
本実施形態は、図２４に示すように、図１４および図１５に示した第３の実施の形態の構成を基本として、図１９に示した第４の実施の形態の技術を付加したものである。また、本実施形態では、制御回路７の主要部分はマイコン８０によって構成されている。本実施形態の基本的な構成は上述した各実施形態と同様であるから、以下では主として相違点について説明する。
【００７９】
本実施形態では、スイッチング素子３２のオン時の両端電圧を電流検出・電圧重畳回路８１に入力し、スイッチング素子３２を通過する電流Ｉｑに対応した電圧を相当する電圧に三角波状の電圧を加算した電圧を電流検出・電圧重畳回路８１から出力する。したがって、電流検出・電圧重畳回路８１は電流検出回路６６および電圧重畳回路５９の機能を備える。すなわち、電流検出・電圧重畳回路８１は、制御回路７の電源Ｖｒ１（たとえば、１２Ｖ）の両端間に接続した抵抗Ｒ２とコンデンサＣ１とスイッチ要素Ｑ３との直列回路を有しており、抵抗Ｒ２とコンデンサＣ１との接続点と電源Ｖｒ１の負極との間には２個のダイオードＤ１３，Ｄ１４とスイッチ要素Ｑ２との直列回路を接続してある。ダイオードＤ１３，Ｄ１４は順方向に接続され、抵抗Ｒ２とコンデンサＣ３との接続点にダイオードＤ１３のアノードが接続される。また、電流検出・電圧重畳回路８１はトランジスタＱ１を備え、トランジスタＱ１のコレクタ−ベースに抵抗Ｒ２が接続され、エミッタ−ベースにはコンデンサＣ１と抵抗Ｒ１との直列回路が接続される。つまり、抵抗Ｒ１の一端はスイッチ要素Ｑ３に接続される。また、コンデンサＣ１と抵抗Ｒ１との接続点にはダイオードＤ１１のアノードが接続され、このダイオードＤ１１のカソードがスイッチング素子３２のドレインに接続される。トランジスタＱ１のエミッタはダイオードＤ１２を介してコンパレータ４９に接続される。ダイオードＤ１２のカソードとコンパレータ４９との接続点には抵抗Ｒ３の一端が接続され、この抵抗Ｒ３の他端は電源Ｖｒ１の負極に接続される。上述したスイッチ要素Ｑ２，Ｑ３はスイッチング素子３２のオフ時にオンになるように、スイッチング素子３２に同期してオンオフが制御される。この構成については後述する。
【００８０】
しかして、スイッチング素子３２のオフ時にはスイッチ要素Ｑ２，Ｑ３がオンであるから、コンデンサＣ１の両端がダイオードＤ１３，Ｄ１４およびスイッチ要素Ｑ２，Ｑ３を介して短絡されることにより、コンデンサＣ１の電荷が放電される。この状態では、トランジスタＱ１はオフであって、コンパレータ４９の入力はＬレベルになっている。また、スイッチ要素Ｑ１，Ｑ２を理想スイッチとみなせば、トランジスタＱ１のベース電位は直列接続された２個のダイオードＤ１３，Ｄ１４の順方向電圧降下に相当する電圧になる。
【００８１】
一方、スイッチング素子３２のオン時にはスイッチ要素Ｑ２，Ｑ３がオフであって、コンデンサＣ１は電源Ｖｒ１から抵抗Ｒ２−コンデンサＣ１−ダイオードＤ１１−スイッチング素子３２の経路で充電される。ここで、コンデンサＣ１と抵抗Ｒ１との接続点の電位は、スイッチング素子３２のオン時の両端電圧にダイオードＤ１１の順方向電圧降下を加算した電位であり、抵抗Ｒ１の両端間の電位差は抵抗Ｒ２とコンデンサＣ１との接続点の電位からトランジスタＱ１のベース−エミッタ降下電圧を減算した電位になるから、抵抗Ｒ１とトランジスタＱ１のエミッタとの接続点の電位は、スイッチング素子３２の端子電圧ＶｄにコンデンサＣ１の両端電圧を加算し、ダイオードＤ１１やトランジスタＱ１による一定の電圧降下分を減算した電位になる。また、コンデンサＣ１の両端電圧はコンデンサＣ１と抵抗Ｒ２とにより決定される時定数によって時間経過とともに上昇するから、結局、コンパレータ４９の一方の入力端にはスイッチング素子３２のオン時の両端電圧に三角波状の電圧を加算した電圧が入力されることになる。
【００８２】
コンパレータ４９の他方の入力端には、スイッチング素子３２を流れる電流Ｉｑの電流指令値が入力される。この目標値は、ＤＣ−ＤＣコンバータ３の出力電圧Ｖ２および出力電流Ｉ２に基づいてマイコン８０で設定される。すなわち、ＤＣ−ＤＣコンバータ３の出力電圧Ｖ２および出力電流Ｉ２は、それぞれ反転増幅器４１，４２を通してマイコン８０に入力され、マイコン８０の内部においてＡ／Ｄ変換された後、出力電力の目標値と放電灯６の点灯状態とスイッチング素子３２の温度とに基づいて設定される。ここにおいて、放電灯６の点灯状態は、ＤＣ−ＤＣコンバータ３の出力電圧Ｖ２に基づいて放電灯６の点灯状態（アーク放電への移行）が検出された時点からの時間経過によって、擬似的に検出される。つまり、点灯状態検出回路４４ａは、抵抗Ｒ１１とスイッチ要素Ｑ４とコンデンサＣ１１との直列回路を制御回路７の電源Ｖｒ２の両端間に接続するとともに、コンデンサＣ１１に抵抗Ｒ１２を並列接続した構成を有する。ＤＣ−ＤＣコンバータ３の出力電圧Ｖ２に基づいてマイコン８０が放電灯６の点灯を検出すると、スイッチ要素Ｑ４がオンになってコンデンサＣ１１が充電される。ここで、コンデンサＣ１１の両端電圧はマイコン８０に入力され、マイコン８０の内部においてＡ／Ｄ変換される。コンデンサＣ１１の両端電圧は放電灯６が点灯してからの時間経過に対応するから、放電灯６の始動後から安定点灯状態に移行するまでの放電灯６の点灯状態に対応した制御が可能になる。
【００８３】
また、スイッチング素子３２の温度は、抵抗Ｒ１３とサーミスタＴｈとの直列回路を制御回路７の電源Ｖｒ３に接続した構成の温度検出回路６７において検出される。抵抗Ｒ１３とサーミスタＴｈとの接続点の電位はマイコン８０に入力され、マイコン８０の内部においてＡ／Ｄ変換される。サーミスタＴｈはスイッチング素子３２の温度に相当する温度を検出するように配置されており、マイコン８０では、マイコン８０により実現されている上限規定回路６４の上限値をスイッチング素子３２の温度に対応させて補正することができる。
【００８４】
上述のようにして、マイコン８０の内部ではスイッチング素子３２を流れる電流Ｉｑの電流指令値が入力され、コンパレータ４９では電流指令値と電流検出・電圧重畳回路８１の出力とが比較される。コンパレータ４９の出力はＲＳラッチ６５のリセット端子Ｒに入力され、ＲＳラッチ６５のセット端子Ｓにはマイコン８０で生成された所定周期の矩形波信号が入力される。このＲＳラッチ６５の出力によってスイッチング素子３２のオンオフを制御するのであって、ＲＳラッチ６５の反転出力をスイッチ要素Ｑ２，Ｑ３のオンオフの制御に用いることによって、上述したようにスイッチング素子３２のオン時にスイッチ要素Ｑ２，Ｑ３をオフにするように制御することができるのである。
【００８５】
以上説明したように、本実施形態は制御回路７における出力電力設定回路４４、目標電流演算回路４３、誤差増幅回路４５、上限規定回路６４、発振器６３、電力曲線設定回路４４ｂ、最大電力制限回路４４ｃ、切換スイッチ４４ｄ、タイミング設定回路４４ｅの機能がマイコン８０により実現されているものであるが、実質的な動作は第３の実施の形態および第４の実施の形態を組み合わせたものになる。
【００８６】
以下では、本実施形態に用いるマイコン８０の主な動作を説明する。図２５に示すように、点灯スイッチ２２が投入されて電池１から電源が供給されると、まずマイコン８０の初期化が行われる（Ｓ１）。次に、ＤＣ−ＤＣコンバータ３の入力電圧Ｖ１が取り込まれ、規定電圧（たとえば、９Ｖ）以上に達していれば（Ｓ２）、放電灯６を点灯する動作が開始される。次に、点灯状態検出回路４４ａおよび温度検出回路６７の状態を検出し（Ｓ３，Ｓ４）、その後、イグナイタ５を動作させる無負荷制御を行う（Ｓ５）。イグナイタ５の動作が開始されると、イグナイタ５から発生した高電圧パルスによって放電灯６の電極間で絶縁破壊されたか否かの点灯判別が行われ（Ｓ６）、規定した時間内に点灯が検出されなければ（Ｓ７）、回路動作を停止させる処理が行われる（Ｓ８）。
【００８７】
一方、放電灯６の点灯が検出されると（Ｓ６）、放電灯６の点灯状態に対応した電力曲線と目標電力とが設定される（Ｓ９）。ここで、ＤＣフェーズ期間か否かが判別され（Ｓ１０）、ＤＣフェーズ期間であれば入力電流に対する最大出力電力を規制せず、ＤＣフェーズ期間でなければ最大出力電力を制限する（Ｓ１１）。また、ＤＣ−ＤＣコンバータ３の出力電圧と目標電力とに基づいて出力電流の目標値を設定し（Ｓ１２）、出力電流の検出値と目標値との誤差を求める（Ｓ１３）。この誤差が電流指令値になるから、電流指令値の上限値を設定するとともに（Ｓ１４）、電流指令値と上限値とを比較し（Ｓ１５）、最終的な電流指令値を決定する（Ｓ１６）。ここに、上限値については適宜に温度補正を行う。
【００８８】
この時点でＤＣフェーズ期間であれば（Ｓ１７）、出力電流の検出値と目標値との誤差の累積値を求めて所定値と比較し（Ｓ１８）、所定値以上であればＤＣフェーズ期間における電流時間積に対するしきい値を大きくする（たとえば、通常時の１．５倍にする）（Ｓ１９）。また、ＤＣフェーズ期間におけるＤＣ−ＤＣコンバータ３の出力電流について電流時間積を求めてしきい値と比較し（Ｓ２０）、しきい値に達すると放電灯６に印加する電圧の極性が反転するようにインバータ４の出力反転フラグをオンにする（Ｓ２１）。出力反転フラグがオンであることは電流時間積がしきい値以上に達したことを意味する。
【００８９】
ＤＣフェーズ期間ではないか、ＤＣフェーズ期間であってインバータ４の極性を判定させるか、電流時間積がしきい値に達していないかのいずれかの場合には、放電灯６の点灯が維持されているか否かをＤＣ−ＤＣコンバータ３の出力電圧に基づいて検出し、点灯が維持されていれば（Ｓ２２）、入力電圧Ｖ１を監視し、入力電圧Ｖ１が規定電圧（たとえば、６Ｖ）以上であれば（Ｓ２３）、ステップＳ９に戻って上述の動作を繰り返す。また、点灯が維持されていなければ、回路動作を停止させる処理を行い（Ｓ２４）、点灯スイッチ２２の投入から規定時間に達していなければ（Ｓ２５）、ステップＳ１からの処理を繰り返す。また、ステップＳ２２において入力電圧Ｖ１が規定電圧よりも低いと判断されたときにも回路動作を停止させる処理を行い（Ｓ２６）、ステップＳ１からの処理を繰り返す。
【００９０】
図２３に示した第６の実施の形態のように、インバータ４から放電灯６に印加する電圧の極性を反転させる前後において、ＤＣ−ＤＣコンバータ３のスイッチング素子３２のオンオフの周波数を変化させる場合には、図２６に示すような割込処理を行う。ここでは、インバータ４の動作周波数はマイコン８０が管理しているから、極性が反転するタイミングはタイマによって知ることができる。そこで、タイマによる割り込みを行い、図２６のような処理を行うことによって、インバータ４を制御するインバータ制御信号Ｄ２１，Ｄ２２の反転のタイミングを制御するとともに、極性の反転の前後において周波数を高くするように制御する。なお、図２６においてＡはＤＣフェーズ期間における極性の反転回数を計数するためのカウンタであり、Ｔαは所定値に設定される。
【００９１】
【発明の効果】
請求項１の発明の構成によれば、直流電源の電圧が低下した場合でも電源チャタリングの発生を抑制することができ、また直流電源の電圧が低下したときであってもＤＣ−ＤＣコンバータの出力電力をできるだけ確保して放電灯の立ち消えを抑制することができる。また、電流指令値に上限値を設定することによってＤＣ−ＤＣコンバータの出力が所定出力に達しない場合でも入力電流を抑制して電源チャタリングの発生を抑制することができる。
【００９８】
請求項２の発明の構成によれば、放電灯の点灯状態に応じて電流指令値の上限値を適正に設定することができる。つまり、ＤＣ−ＤＣコンバータの入力電流を必要以上に抑制する可能性を低減することができ、とくに始動直後において放電灯が立ち消えしやすい期間において上限値を適正に設定することにより、放電灯を安定点灯に導きやすくし、かつ安定点灯状態では過電流の保護が可能な程度の比較的高い上限値を設定することができる。
【００９９】
請求項３の発明の構成によれば、初始動時と再始動時との放電灯の状態に合わせて上限値を適正に設定することができる。
【０１００】
請求項４の発明の構成によれば、スイッチング素子の両端電圧によってスイッチング素子の通過電流を検出するから、ＤＣ−ＤＣコンバータの入力電流に相当する情報を簡易に得ることができる。また、温度検出手段を設けて温度補償を行うから、入力電流を適正に検出することができる。
【０１０１】
請求項５の発明の構成によれば、入力電圧が低いときには出力電力を制限することによって入力電流を抑制する効果が高くなる。
【０１０２】
請求項６の発明の構成によれば、放電灯が立ち消えしやすいＤＣフェーズ期間には比較的大きい電力を供給することによって立ち消えの可能性を低減することができる。
【０１０３】
請求項７の発明の構成によれば、放電灯に供給できるエネルギが比較的小さいときに電圧の極性を反転することによる立ち消えを抑制し、結果的に安定点灯状態に移行しやすくなる。
【０１０４】
請求項８の発明の構成によれば、放電灯に供給できるエネルギが比較的小さいときに電圧の極性を反転することによる立ち消えを抑制し、結果的に安定点灯状態に移行しやすくなる。
【０１０５】
請求項９の発明の構成によれば、放電灯に供給できるエネルギが比較的小さいときに電圧の極性を反転することによる立ち消えを抑制し、結果的に安定点灯状態に移行しやすくなる。
【０１０６】
請求項１０の発明の構成によれば、放電灯に供給できるエネルギが比較的小さいときに電圧の極性を反転することによる立ち消えを抑制し、結果的に安定点灯状態に移行しやすくなる。
【０１０７】
請求項１１の発明の構成によれば、放電灯に印加される電圧の極性が反転するときにＤＣ−ＤＣコンバータからの供給エネルギを大きくすることによって、極性の反転時における立ち消えの可能性を抑制することができる。
【０１０８】
請求項１２の発明の構成によれば、放電灯に印加される電圧の極性が反転するときにＤＣ−ＤＣコンバータからの供給エネルギを大きくすることによって、極性の反転時における立ち消えの可能性を抑制することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 参考例１を示す回路図である。
【図２】 同上の要部ブロック図である。
【図３】 参考例２を示す要部ブロック図である。
【図４】 参考例３を示す要部ブロック図である。
【図５】 同上の動作説明図である。
【図６】 参考例４を示す回路図である。
【図７】 同上の要部ブロック図である。
【図８】 参考例５を示す要部ブロック図である。
【図９】 本発明の第１の実施の形態を示す要部ブロック図である。
【図１０】 同上の動作説明図である。
【図１１】 比較例を示す要部ブロック図である。
【図１２】 本発明の第２の実施の形態を示し、（ａ）は初始動時の動作説明図、（ｂ）は再始動時の動作説明図である。
【図１３】 同上の他の動作例を示す動作説明図である。
【図１４】 本発明の第３の実施の形態を示す回路図である。
【図１５】 同上の要部ブロック図である。
【図１６】 同上の動作説明図である。
【図１７】 同上の動作説明図である。
【図１８】 同上の動作説明図である。
【図１９】 本発明の第４の実施の形態を示す要部ブロック図である。
【図２０】 本発明の第５の実施の形態を示す要部ブロック図である。
【図２１】 同上の動作説明図である。
【図２２】 同上の動作説明図である。
【図２３】 本発明の第６の実施の形態を示す動作説明図である。
【図２４】 本発明の第７の実施の形態を示す回路図である。
【図２５】 同上の動作説明図である。
【図２６】 同上の動作説明図である。
【図２７】 従来例を示す回路図である。
【図２８】 同上の要部ブロック図である。
【図２９】 同上の動作説明図である。
【図３０】 同上の動作説明図である。
【符号の説明】
１ 電池
２ 入力ハーネス
３ ＤＣ−ＤＣコンバータ
４ インバータ
５ イグナイタ
６ 放電灯
７ 制御回路
８ 電流検出手段
９ 電流検出手段
２１ ヒューズ
２２ 点灯スイッチ
３１ 平滑コンデンサ
３２ スイッチング素子
３３ トランス
３４ ダイオードＤ
３５ 平滑コンデンサ
３６ 抵抗
３７ コンデンサ
３８ インダクタ
４１ 反転増幅回路
４２ 反転増幅回路
４３ 目標電流演算回路
４４ 出力電力設定回路
４４ａ 点灯状態検出回路
４４ｂ 電力曲線設定回路
４４ｃ 最大電力制限回路
４４ｄ 切換スイッチ
４４ｅ タイミング設定回路
４５ 誤差増幅回路
４６ 発振器
４７ コンパレータ
４８ 増幅回路
４９ コンパレータ
５１ 増幅回路
５２ 誤差増幅回路
５３，５４ ダイオード
５５ コンパレータ
５６ 論理回路
５７ Ｖ−ｆ変換回路
５８ 平均化回路
５９ 電圧重畳回路
６１ ＲＳラッチ
６２ コンパレータ
６３ 発振器
６４ 上限規定回路
６５ ＲＳラッチ
６６ 電流検出回路
６７ 温度検出回路
７１ 減算回路
７２ 積分回路
７３ コンパレータ
７４ インバータ駆動回路
８０ マイコン
８１ 電流検出・電圧重畳回路
Ｃｓ コンデンサ
Ｉｓ 定電流源
Ｑｓ スイッチ要素
【発明の属する技術分野】
本発明は、車載用途のように電圧が比較的不安定な直流電源によって放電灯を点灯させる放電灯点灯装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
近年、自動車のヘッドライトやフォグランプの光源としてＨＩＤランプが普及してきている。この種の用途の放電灯点灯装置としては、図２７に示すように、カーバッテリのような電池１を電源とするＤＣ−ＤＣコンバータ３と、ＤＣ−ＤＣコンバータ３の出力電圧を矩形波交番電圧に変換するインバータ４と、ＨＩＤランプ（以下、「放電灯」と略称する）６を始動させるための高電圧パルスを印加するイグナイタ５とを備える構成が一般に採用されている。電池１とＤＣ−ＤＣコンバータ３とは、ヒューズ２１および点灯スイッチ２２を備える入力ハーネス２を介して接続されている。
【０００３】
ＤＣ−ＤＣコンバータ３はフライバック型であって、電池１の電圧が印加される平滑コンデンサ３１の両端間に、トランス３３の１次巻線ｎ１とＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子３２との直列回路を接続し、トランス３３の２次巻線ｎ２の両端間にダイオード３４と平滑コンデンサ３５との直列回路を接続した構成を有する。ダイオード３４の極性は、スイッチング素子３２のオン時にトランス３３に蓄積されたエネルギによって、スイッチング素子３２のオフ時にダイオード３４を通して平滑コンデンサ３５に充電電流を流すことができるように設定されている。図示例では、ダイオード３４のアノードと接続されている平滑コンデンサ３５の一端が平滑コンデンサ３５の低電位側（負極）になる。さらに、ＤＣ−ＤＣコンバータ３には平滑コンデンサ３５の正極とインバータ４との間に挿入された電流検出用の抵抗３６を備える。
【０００４】
インバータ４は一般には４個のスイッチング素子からなるブリッジ回路を用い、ＤＣ−ＤＣコンバータ３の出力電圧（つまり、平滑コンデンサ３５の両端電圧）を、放電灯６に音響共鳴現象が生じない程度の低周波で交番する矩形波交番電圧に変換する。
【０００５】
ＤＣ−ＤＣコンバータ３およびインバータ４は制御回路７により動作が制御される。制御回路７は、平滑コンデンサ３１の両端電圧（ＤＣ−ＤＣコンバータ３の入力電圧）を監視しており、点灯スイッチ２２の投入後には、平滑コンデンサ３１の両端電圧が所定電圧（たとえば、９Ｖ）に達するとスイッチング素子３２をオンオフさせる。また、制御回路７は、ＤＣ−ＤＣコンバータ３の平滑コンデンサ３５の両端電圧を低周波の矩形波交番電圧に変換するようにインバータ４を駆動するインバータ制御信号Ｄ２１，Ｄ２２を発生する。放電灯６の点灯前の無負荷状態では、インバータ４が駆動されるとイグナイタ５から高電圧パルスが発生し、放電灯６の電極間の絶縁破壊によって放電灯６が始動する。制御回路７では、平滑コンデンサ３１の両端電圧だけではなく平滑コンデンサ３５の両端電圧（ＤＣ−ＤＣコンバータ３の出力電圧）および抵抗３６の両端電圧も監視している。平滑コンデンサ３５の両端電圧は放電灯６に印加されるランプ電圧に相当し、抵抗３６の両端電圧は放電灯６に流れるランプ電流に相当する。したがって、制御回路７では平滑コンデンサ３５の両端電圧と抵抗３６の両端電圧とによって放電灯６への供給電力（ランプ電力に相当する）を監視することができ、放電灯６が始動した後に安定点灯状態に移行すると、供給電力を一定に保つようにスイッチング素子３２のオンオフのタイミングを制御することによって放電灯６を安定に点灯させる。
【０００６】
制御回路７のうち平滑コンデンサ３５の両端電圧Ｖ２および抵抗３６の両端電圧Ｉ２を監視してスイッチング素子３２のオンオフを制御するコンバータ制御信号Ｄ１を生成する部分は図２８のような構成になる。すなわち、電圧Ｖ２，Ｉ２はそれぞれ反転増幅回路４１，４２により増幅され、電圧Ｖ２を増幅する反転増幅回路４１の出力は目標電流演算回路４３に入力される。目標電流演算回路４３には出力電力設定回路４４から電力の目標値が与えられ、電力の目標値を反転増幅回路４１の出力で除算することにより、電力の目標値に応じてＤＣ−ＤＣコンバータ３から出力すべき電流値が求められる（実際には抵抗３６の両端電圧に相当する値が求められる）。この電流値を目標値として反転増幅回路４２の出力との誤差を誤差増幅回路４５により求めると、誤差増幅回路４５からは目標値と実際の値との誤差分に相当する出力が得られるから、発振器４６から出力される一定周波数の三角波ないし鋸歯状波と誤差増幅回路４５との出力をコンパレータ４７で比較することにより、発振器４６から出力された三角波ないし鋸歯状波の周波数を有し、誤差増幅回路４５の出力に対応したパルス幅を有するコンバータ制御信号Ｄ１を得ることができる。すなわち、ＤＣ−ＤＣコンバータ３の出力電力が出力電力設定回路４４で設定された電力の目標値に維持されるように、スイッチング素子３２のオンオフがＰＷＭ制御される。
【０００７】
この種の放電灯６として用いられるメタルハライドランプや超高圧水銀ランプのように水銀が封入されたＨＩＤランプは、安定点灯状態では定電圧特性を示し、安定点灯状態において一定の光量を保つために放電灯点灯装置には定電力の供給が要求される。また、この種の放電灯６はイグナイタ５からの高電圧パルスにより始動した直後には水銀蒸気圧が低くランプ電圧が定格電圧よりも大幅に低くなっており、短時間で安定点灯状態に移行させるには発光管の温度を短時間で上昇させることが要求される。そこで、この種の放電灯点灯装置では、始動直後にはランプ電流を大きくして放電灯６に投入する電力を大きくするのが一般的であるが、ランプ電流が大きくなれば放電灯６の電極の損耗が大きくなるから、定格電流の１．５倍程度のランプ電流を与えるように制御していることが多い。
【０００８】
いま、イグナイタ５からの高電圧パルスによって図２９の時刻０において放電灯６を始動させたとする。図示例では、放電灯６の始動直後には放電灯６の放電維持のために上限を制限して比較的大きい電流を時刻ｔａまでの短時間（通常は、１秒以下）流し、その後、時刻ｔｂまでの一定時間（一般に数秒）は安定点灯状態でのランプ電力（一般に定格電力であり、図示例では３５Ｗに設定してある）よりも大きい定電力（図示例では７５Ｗ）をＤＣ−ＤＣコンバータ３から出力する。こうして放電灯６のアーク放電が維持されるようになれば、安定点灯状態でのランプ電力まで出力電力が徐々に低減する。図示例においては放電灯６の始動から数十秒後の時刻ｔｃにおいて安定点灯状態に到達している。図２９に示す動作は放電灯６が冷えた状態での始動を表し、放電灯６が立ち消えするなどして放電灯６の管壁温度が高い状態での再始動の際には、図２９に示す動作の途中からの動作になる。上述のような制御によって、放電灯６の始動から安定点灯状態まで比較的短時間で光量を立ち上げることができる。
【０００９】
しかしながら、カーバッテリのような電池１は電圧が大きく変動するから、電池１の電圧が通常時よりも大幅に低くなっていることも考えられる。たとえば、通常はＤＣ−ＤＣコンバータ３への入力電圧（平滑コンデンサ３１の両端電圧）が１４Ｖであるのに対して入力電圧が９Ｖまで低下していることもある。このように入力電圧が低下しているときに、点灯スイッチ２２をオンにしたとすると、上述した時刻ｔａから時刻ｔｂの期間のような比較的大きい電力を出力しようとするときに、電池１からＤＣ−ＤＣコンバータ３に大きな電流を供給しなければならず、結果的に平滑コンデンサ３１の両端電圧が低下する。これは、主として、電池１の内部抵抗および入力ハーネス２のインピーダンス成分による電圧降下を原因としている。平滑コンデンサ３１の両端電圧が制御回路７に許容された動作可能電圧（たとえば、６Ｖ）よりも低下すると、制御回路７がスイッチング素子３２をオフにしてＤＣ−ＤＣコンバータ３の動作を停止させることになる。一方、スイッチング素子３２がオフになれば、平滑コンデンサ３１が充電されて平滑コンデンサ３１の両端電圧が上昇するから、制御回路７はスイッチング素子３２を再びオンオフさせることが可能になる。このように、スイッチング素子３２が動作状態と非動作状態とを交互に繰り返すことになり、いわゆる電源チャタリングを生じることになる。このような電源チャタリングが生じると、インバータ４に十分に大きい電力を出力することができないから、始動から定常点灯状態にすみやかに移行しなくなる。
【００１０】
この問題を解決するために、図３０に示すように、入力電圧が低下したときには、ＤＣ−ＤＣコンバータ３に許容される最大の出力電力を上述した時刻ｔａから時刻ｔｂにおける電力よりも引き下げるように設定することが考えられている。図示例では入力電圧がＶａ以上であれば時刻ｔａから時刻ｔｂにおける出力電力をＤＣ−ＤＣコンバータ３に許容された最大値（図示例では７５Ｗ）とし、入力電圧がＶｂ以下であれば時刻ｔａから時刻ｔｂにおける出力電力を最大値よりも十分に小さい定電力（たとえば、４０Ｗ）とし、入力電圧がＶｂを超えＶａよりも小さいときには、出力電力を入力電圧に応じて制限するのである。
【００１１】
図３０に示すように制御すれば、ＤＣ−ＤＣコンバータ３の最大出力電力が制限されることによって入力電流も制限されるから、入力ハーネス２での電圧降下が少なくなり、結果的に平滑コンデンサ３１の両端電圧（入力電圧）の低下によって制御回路７がスイッチング素子３２の動作を停止させる可能性が低減され、電源チャタリングが生じにくくなるのである。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、電池１が大きく劣化した場合、入力ハーネス２のインピーダンスが大きい場合、周囲温度が高くＤＣ−ＤＣコンバータ３やインバータ４での電力変換効率が低い場合などには、入力電圧に応じてＤＣ−ＤＣコンバータ３の最大出力電力を調節するだけでは、入力電流を低減させる効果が不十分になり、電源チャタリングがほとんど改善されないことがある。
【００１３】
この問題を解決するには入力電圧の低下時にＤＣ−ＤＣコンバータ３の最大出力電力をさらに大きく引き下げることが考えられるが、最大出力電力が大幅に引き下げられると、放電灯６の始動後において放電を維持するための電力を確保することができなくなり、結果的に始動後に安定点灯状態に移行する前に立ち消えしやすくなるという問題が生じる。
【００１４】
本発明は上記事由に鑑みて為されたものであり、その目的は、入力電圧が低下したときの電源チャタリングを抑制しながらも、放電灯の立ち消えをまねくことなく放電灯を始動から安定点灯状態に移行させることができる放電灯点灯装置を提供することにある。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
請求項１の発明は、直流電源により電力が供給され出力を制御可能なＤＣ−ＤＣコンバータと、ＤＣ−ＤＣコンバータから供給されるエネルギにより点灯する放電灯を含んだ負荷回路とを備え、ＤＣ−ＤＣコンバータへの入力電流の過大な上昇を抑制するようにＤＣ−ＤＣコンバータの入力側から出力側への伝達エネルギを制御する入力電流抑制手段を備え、前記ＤＣ−ＤＣコンバータにはオンオフ制御されかつオンデューティが大きいほど前記ＤＣ−ＤＣコンバータの入力側から出力側への伝達エネルギを大きくするスイッチング素子が設けられ、前記入力電流抑制手段が、前記ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧および出力電流をそれぞれ検出するとともに、あらかじめ設定されている出力電力の目標値と出力電圧とから求めた電流値を出力電流の目標値として検出された出力電流の誤差を求めて電流指令値とする指令値設定手段と、スイッチング素子に流れる電流を検出する電流検出手段と、スイッチング素子をオンオフさせる周期を設定するとともに電流検出手段により検出された電流に対応した電圧が電流指令値よりも低い期間をオン期間とするようにスイッチング素子への信号を生成する駆動信号生成手段と、指令値設定手段から出力された電流指令値が上限値を超えるときには駆動信号生成手段にこの上限値を電流指令値として与える上限規定手段とを備えることを特徴とする。
【００２２】
請求項２の発明は、請求項１の発明において、前記上限規定手段により設定される上限値が前記放電灯の点灯から安定点灯状態に移行するまでの間に経過時間に伴って上昇するように設定されていることを特徴とする。
【００２３】
請求項３の発明は、請求項２の発明において、前記上限規定手段により設定される上限値の初期値を、前記放電灯の初始動時よりも再始動時において高く設定していることを特徴とする。
【００２４】
請求項４の発明は、請求項２または請求項３の発明において、前記電流検出手段が前記スイッチング素子のオン時における両端電圧により前記スイッチング素子に流れる電流を検出し、スイッチング素子の温度を検出する温度検出手段を設けるとともに、温度検出手段による検出温度が高いほど前記上限値を高くするように補正することを特徴とする。
【００２５】
請求項５の発明は、請求項１ないし請求項４の発明において、前記ＤＣ−ＤＣコンバータの入力電圧が低いほど出力電力の目標値を低く設定する最大電力制限手段を備えることを特徴とする。
【００２６】
請求項６の発明は、請求項５の発明において、前記負荷回路が前記ＤＣ−ＤＣコンバータの出力を矩形波交番電圧に変換して前記放電灯に印加するインバータを備え、放電灯の点灯後に放電灯への印加電圧の極性を少なくとも１回反転させる間に放電灯の定常点灯状態よりも周期を長くするＤＣフェーズ期間を設定し、ＤＣフェーズ期間には最大電力制限手段の出力を用いないことを特徴とする。
【００２７】
請求項７の発明は、請求項６の発明において、前記ＤＣフェーズ期間において前記上限規定手段により電流指令値の上限値が制限されたときに、上限値が制限されていない場合よりも放電灯に印加する電圧の極性を反転させるまでの時間を延長する反転周期変更手段を設けたことを特徴とする。
【００２８】
請求項８の発明は、請求項６の発明において、前記ＤＣフェーズ期間において前記指令値設定手段から出力される前記電流指令値と前記上限規制手段の出力との差の積分値が規定値を超えたときに、規定値を超えていない場合よりも放電灯に印加する電圧の極性を反転させるまでの時間を延長する反転周期変更手段を設けたことを特徴とする。
【００２９】
請求項９の発明は、請求項６の発明において、前記ＤＣフェーズ期間において前記放電灯に印加する電圧の極性を反転させるタイミングが前記ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電流の電流時間積の大きさにより決定され、前記ＤＣフェーズ期間において前記上限規定手段により電流指令値の上限値が制限されたときに、規定値を超えていない場合よりも放電灯に印加する電圧の極性を反転させるまでの電流時間積を大きく設定する反転タイミング変更手段を設けたことを特徴とする。
【００３０】
請求項１０の発明は、請求項６の発明において、前記ＤＣフェーズ期間において前記放電灯に印加する電圧の極性を反転させるタイミングが前記ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電流の電流時間積の大きさにより決定され、前記ＤＣフェーズ期間において前記指令値設定手段から出力される前記電流指令値と前記上限規制手段の出力との差の積分値が規定値を超えたときに、規定値を超えていない場合よりも放電灯に印加する電圧の極性を反転させるまでの電流時間積を大きく設定する反転タイミング変更手段を設けたことを特徴とする。
【００３１】
請求項１１の発明は、請求項６ないし請求項１０の発明において、前記放電灯に印加する電圧の極性が反転する際の所定期間において前記ＤＣ−ＤＣコンバータにおける前記スイッチング素子のオンオフの周波数を他の期間よりも高くする周波数変更手段を備えることを特徴とする。
【００３２】
請求項１２の発明は、請求項１ないし請求項５の発明において、前記負荷回路が前記ＤＣ−ＤＣコンバータの出力を矩形波交番電圧に変換して前記放電灯に印加するインバータを備え、前記放電灯に印加する電圧の極性が反転する際の所定期間において前記ＤＣ−ＤＣコンバータにおける前記スイッチング素子のオンオフの周波数を他の期間よりも高くする周波数変更手段を備えることを特徴とする。
【００３３】
【発明の実施の形態】
（参考例１）
本例は、図１に示すように、図２７に示した従来構成との主な相違点は、制御回路７においてＤＣ−ＤＣコンバータ３の入力電流Ｉ１を監視する点にある。したがって、ＤＣ−ＤＣコンバータ３には電池１と平滑コンデンサ３１との間にカレントトランスのような電流検出手段８を設けてある。電流検出手段８により検出された入力電流Ｉ１は制御回路７に入力される。
【００３４】
制御回路７は、図２に示すように、図２８に示した構成に加えて電流検出手段８で検出した入力電流Ｉ１を増幅する増幅回路５１を備え、増幅回路５１の出力は誤差増幅回路５２に入力され、あらかじめ設定された基準電圧Ｖｒｅｆ１との誤差が出力される。ここで、誤差増幅回路４５と誤差増幅回路５２との出力はそれぞれダイオード５３，５４を介してコンパレータ４７の一方の入力となり、発振器４６の出力と比較される。各ダイオード５３，５４は、アノードが各誤差増幅回路４５，５２の出力端に接続され、カソードがコンパレータ４７の一方の入力端に共通に接続されている。
【００３５】
上記構成において、電池１の電圧が低下したときには出力電力設定回路４４で設定された電力値に対応する電流値よりも検出された電流Ｉ２のほうが小さくなるから、誤差増幅回路４５の出力は小さくなってコンパレータ４７から出力されるコンバータ制御信号Ｄ１のオン期間を長くしようとする。一方、電池１の電圧の低下によってＤＣ−ＤＣコンバータ３の入力電流Ｉ１が増加するから、入力電流Ｉ１に対応する増幅回路５１の出力電圧が基準電圧Ｖｒｅｆ１を超えるようになり誤差増幅回路５２の出力が大きくなれば、誤差増幅回路４５の出力に優先して誤差増幅回路５２の出力がコンパレータ４７に入力されることになる。つまり、電池１の電圧が低下すれば、誤差増幅回路４５の出力が小さくなり、誤差増幅回路５２の出力が大きくなるのであって両者は逆方向に変化するから、コンパレータ４７には誤差増幅回路５２の出力が入力されることになり、結果的に、発振器４６の出力が誤差増幅回路５２の出力を超える期間が短くなってコンバータ制御信号Ｄ１のオン期間が短くなる。要するに、スイッチング素子３２のオンデューティが小さくなってＤＣ−ＤＣコンバータ３の出力電力が抑制され入力電流Ｉ１が抑制される。つまり、スイッチング素子３２のオンデューティが小さくなることによって、ＤＣ−ＤＣコンバータ３の入力側から出力側への伝達エネルギが減少する。このように、主として誤差増幅回路５２、コンパレータ４７、発振器４６により出力調節手段が構成される。
【００３６】
上述のように入力電流Ｉ１を制限することによって、入力電流Ｉ１が過大になることによる入力電圧の低下を抑制することができ、電源チャタリングの発生を低減することができる。しかも、入力電流Ｉ１の制限値（つまり、基準電圧Ｖｒｅｆ１と増幅回路５１の出力との関係）を適正に設定し、入力電流Ｉ１が極端に小さくならないようにしておくことによって、ＤＣ−ＤＣコンバータ３の出力電流および出力電力をできるかぎり確保することができ、従来構成に比較して出力電力が極端に小さくなることがなく、放電灯６の立ち消えの発生を抑制することができる。なお、本例は誤差増幅回路５２を用いたことによって、入力電流Ｉ１の変化に応じてスイッチング素子３２のオンデューティが変化することになるが、誤差増幅回路５２に代えてコンパレータを用いるようにすれば、入力電流Ｉ１に対応する増幅回路５１の出力電圧が基準電圧Ｖｒｅｆ１を超えるときには、コンパレータ４７への入力が一定値になり、結果的にスイッチング素子３２のオンデューティを一定値に制限することが可能になる。他の構成および動作は従来構成と同様である。
【００３７】
（参考例２）
本例は、図３に示すように、図２８に示した従来構成の制御回路７に、ＤＣ−ＤＣコンバータ３の入力電流Ｉ１を検出する電流検出手段８の出力を増幅する増幅回路５１と、増幅回路５１の出力を基準電圧Ｖｒｅｆ２と比較するコンパレータ５５と、コンパレータ４７およびコンパレータ５５の出力を入力とする論理回路５６とを付加したものである。論理回路５６は、入力電流Ｉ１に相当する増幅回路５１の出力電圧が基準電圧Ｖｒｅｆ２よりも小さくコンパレータ５５の出力がＬレベルであるとコンパレータ４７の出力をコンバータ制御信号Ｄ１として出力し、コンパレータ５５の出力がＨレベルであるとコンパレータ４７の出力にかかわらずコンバータ制御信号Ｄ１をオフにする。ここに、コンバータ制御信号Ｄ１をオフにするタイミングは、コンパレータ５５の出力がＨレベルになった時点、またはコンパレータ４７の出力が次に立ち上がる時点からとする。この種の論理回路５６はＲＳラッチにより構成することができる。つまり、本例の構成では入力電流Ｉ１はスイッチング素子３２のオンオフに応じて増減するから、コンパレータ５５の基準電圧Ｖｒｅｆ２を適宜に設定すれば、スイッチング素子３２のオンオフに同期した矩形波信号を論理回路５６に与えることができるのであって、コンパレータ４７の出力でセット、コンパレータ５５の出力でリセットされるＲＳラッチを論理回路５６に用いればよい。
【００３８】
上述の構成によって、電池１の電圧低下などによって入力電流Ｉ１が増加すると、コンバータ制御信号Ｄ１の一部が欠落して間欠的に出力されることになり、入力電流Ｉ１の極端な増加を抑制することができる。つまり、コンパレータ５５と論理回路８とによって出力調節手段が構成される。このように、入力電流Ｉ１の増加を抑制することにより、入力電流Ｉ１が過大になることによる入力電圧の低下を抑制することができ、電源チャタリングの発生を低減することができる。しかも、入力電流Ｉ１の制限値を適正に設定し、入力電流Ｉ１が極端に小さくならないようにしておくことによって、ＤＣ−ＤＣコンバータ３の出力電流および出力電力をできるかぎり確保することができ、従来構成に比較して出力電力が極端に小さくなることがなく、放電灯６の立ち消えの発生を抑制することができる。他の構成および動作は従来構成と同様である。
【００３９】
（参考例３）
本例も参考例１、参考例２と同様に、ＤＣ−ＤＣコンバータ３の入力電流Ｉ１を監視することによって、入力電流Ｉ１の大小に応じてコンバータ制御信号Ｄ１を制御するものである。ただし、本例ではコンパレータ４７に入力する鋸歯状波の波形を入力電流Ｉ１に応じて変化させる構成を採用している。具体的には、入力電流Ｉ１が小さいときには図５（ａ）のように鋸歯状波の１周期内での休止期間Ｔ１を短くし、入力電流Ｉ１が大きくなると図５（ｂ）のように鋸歯状波の１周期内での休止期間Ｔ１を長くするのである。鋸歯状波のピーク値および半値幅は入力電流Ｉ１に依存しないが、休止期間Ｔ１のみが入力電流Ｉ１に応じて変化するようになっている。したがって、参考例１ではスイッチング素子３２のオンオフの周波数が一定であるのに対して、本例ではスイッチング素子３２のオンオフの周波数は入力電流Ｉ１に応じて変化する。
【００４０】
すなわち、図４に示すように、入力電流Ｉ１を増幅回路５１により増幅して誤差増幅回路５２により基準電圧Ｖｒｅｆ３との誤差を求める。誤差増幅回路５２の出力はＶ−ｆ変換回路５７に入力され、誤差増幅回路５２の出力電圧が大きいほど高い周波数の矩形波信号に変換される。Ｖ−ｆ変換回路５７から出力される矩形波信号はオンデューティが十分に大きい波形であって、ＲＳラッチ６１のリセット端子Ｒに入力される。ＲＳラッチ６１のセット端子Ｓには、コンパレータ６２の出力端が接続される。コンパレータ６２の一方の入力端にはコンデンサＣｓとスイッチング素子Ｑｓとの並列回路が接続され、さらにコンデンサＣｓにはスイッチング素子Ｑｓがオフである間にコンデンサＣｓに充電電流を流す定電流源Ｉｓが接続される。このコンデンサＣｓの両端電圧がコンパレータ４７に入力されるのであって、コンデンサＣｓの両端電圧が発振器４６の出力になる。スイッチング素子ＱｓはＲＳラッチ６１の出力によりオンオフが制御され、コンパレータ６２の他方の入力端には基準電圧Ｖｒｅｆ４が印加される。
【００４１】
したがって、入力電流Ｉ１に対応した増幅回路５１の出力に応じた周波数の矩形波信号の立ち上がりによってＲＳラッチ６１がリセットされＲＳラッチ６１の出力がＬレベルになるとスイッチング素子Ｑｓはオフになり、コンデンサＣｓの充電が開始される。この間には発振器４６の出力電圧は時間の経過に伴って上昇する。コンデンサＣｓの両端電圧が基準電圧Ｖｒｅｆ４に達すると、コンパレータ６２の出力がＬレベルからＨレベルに立ち上がるからＲＳラッチ６１がセットされ、ＲＳラッチ６１の出力がＨレベルになりスイッチング素子Ｑｓがオンになる。つまり、コンデンサＣｓは放電され、発振器４６の出力電圧はゼロになる。ここで、定電流源Ｉｓの出力電流とコンデンサＣｓの容量と基準電圧Ｖｒｅｆ４との関係を適宜に設定することにより、スイッチング素子ＱｓがオフになってからコンデンサＣｓの両端電圧が基準電圧Ｖｒｅｆ４に達してスイッチング素子Ｑｓがオンになるまでの時間を、Ｖ−ｆ変換回路５７から出力される矩形波信号のオン期間よりも短く設定してある。また、スイッチング素子Ｑｓがオフになってからオンになるまでの時間は、Ｖ−ｆ変換回路５７から出力される矩形波信号の最小の周期よりも短くなるように設定してある。その結果、Ｖ−ｆ変換回路５７から出力される矩形波信号の周期が長くなれば、発振器４６の出力の休止期間Ｔ１が長くなる。本例では、誤差増幅回路５２、Ｖ−ｆ変換回路５７、ＲＳラッチ６１、コンパレータ６２、コンデンサＣｓ、定電流源Ｉｓ、スイッチ要素Ｑｓなどにより出力調節手段が構成される。
【００４２】
上述したように、本例では発振器４６からの出力の休止期間Ｔ１を入力電流Ｉ１の大きさに応じて調節し、入力電流Ｉ１が大きくなると休止期間Ｔ１を長くすることによって、入力電流Ｉ１が増大すればＤＣ−ＤＣコンバータ３のスイッチング素子３２のオンデューティが減少するから、ＤＣ−ＤＣコンバータ３の出力が抑制されることになり、結果的に入力電流Ｉ１の増加が抑制されることになる。つまり、入力電流Ｉ１の増加を抑制することにより、入力電流Ｉ１が過大になることによる入力電圧の低下を抑制することができ、電源チャタリングの発生を低減することができる。本例では、入力電流Ｉ１とＶ−ｆ変換回路５７から出力される矩形波信号の周波数との対応関係を適正に設定し、入力電流Ｉ１が極端に小さくならないようにしておくことによって、ＤＣ−ＤＣコンバータ３の出力電流および出力電力をできるかぎり確保することができ、従来構成に比較して出力電力が極端に小さくなることがなく、放電灯６の立ち消えの発生を抑制することができる。他の構成および動作は従来構成と同様である。
【００４３】
（参考例４）
図１に示した参考例１ではＤＣ−ＤＣコンバータ３への入力電流Ｉ１を検出していたのに対して、本例は、図６に示すように、ＤＣ−ＤＣコンバータ３のスイッチング素子３２を通過する電流Ｉｑを検出する電流検出手段９を設け、電流検出手段９により検出した電流Ｉｑに基づいてスイッチング素子３２のオンオフを制御するものである。電流検出手段９にはここではカレントトランスを用いている。なお、図６に示すＤＣ−ＤＣコンバータ３は、図１に示したＤＣ−ＤＣコンバータ３とはトランス３３の２次巻線ｎ２およびダイオード３４の極性を変更してある。この変更によって電流検出用の抵抗３６は平滑コンデンサ３５の負極とインバータ４との間に挿入されるが、ＤＣ−ＤＣコンバータ３の２次側での基準電位が変化するだけであって動作は参考例１とほぼ同様である。
【００４４】
電流検出手段９により検出した電流Ｉｑはスイッチング素子３２のオンオフによって断続されるから、図７に示すように、制御回路７では電流検出手段９により検出された電流を増幅回路５１で増幅した後、平均化回路５８によって平均化している。つまり、増幅回路５１の出力電圧の平均電圧を平均化回路５８により求め、この平均電圧を参考例１と同様に誤差増幅回路５２に入力して基準電圧Ｖｒｅｆ５との誤差を求めている。誤差増幅回路５２の出力はダイオード５４を通してコンパレータ４７に入力されており、コンパレータ４７には誤差増幅回路４５の出力もダイオード５３を通して入力されている。ここにおいて、参考例１ではＤＣ−ＤＣコンバータ３の出力電圧を平滑コンデンサ３５の負極側で監視しているから、制御回路７において反転増幅回路４１を用いたが、本実施形態では平滑コンデンサ３５の正極側でＤＣ−ＤＣコンバータ３の出力電圧を監視するから、制御回路７において増幅回路（非反転）４８を用いている。
【００４５】
本例の構成は、電流検出手段９の位置と平均化回路５８を設けた点を除けば、実質的に参考例１と同様の構成を有している。また、平均化回路５８から出力される平均電圧は、ＤＣ−ＤＣコンバータ３への入力電流Ｉ１と等価であるから、本例の構成は参考例１と同様に機能し、同様に動作することになる。
【００４６】
（参考例５）
本例は、参考例２の構成を参考例４において示したＤＣ−ＤＣコンバータ３に適用したものであって、図８のように、電流検出手段９（図６参照）により検出したスイッチング素子３２に流れる電流Ｉｑを増幅回路５１により増幅し、増幅回路５１の出力電圧をコンパレータ５５で基準電圧Ｖｒｅｆ６と比較している。コンパレータ５５の出力は論理回路５６に入力される。また、論理回路５６にはコンパレータ４７の出力が入力され、論理回路５６の出力がスイッチング素子３２を制御するコンバータ制御信号Ｄ１として用いられる。論理回路５６は参考例２と同様にＲＳラッチを用いればよい。ここに、参考例４と同様に、ＤＣ−ＤＣコンバータ３の出力電圧は増幅回路（非反転）４８により増幅される。要するに、本例の基本的な構成は、電流検出手段９の位置を除けば参考例２と同様である。
【００４７】
この構成によれば、電流Ｉｑに対応する増幅回路５１の出力が基準電圧Ｖｒｅｆ６以下であれば、コンパレータ４７の出力が論理回路５６を通過するから、スイッチング素子３２のオンオフはコンパレータ４７の出力によって制御される。一方、電池１の電圧の低下などによってスイッチング素子３２に流れる電流Ｉｑが増加し、増幅回路５１の出力電圧が基準電圧Ｖｒｅｆ６を超えるとコンパレータ５５の出力がＨレベルになり、結果的に、コンパレータ５５の出力がＨレベルである期間にはコンパレータ４７の出力が論理回路５６を通過できなくなる。すなわち、スイッチング素子３２がオンになって電流Ｉｑが検出され、電流Ｉｑが規定した値よりも大きいときにはスイッチング素子３２がオフになるのであって、電流Ｉｑの立ち上がりの速さに応じてスイッチング素子３２のオン期間が調節されることになり、電流Ｉｑが大きいほどスイッチング素子３２のオン期間が短くなる。その結果、スイッチング素子３２に流れる電流ＩｑはＤＣ−ＤＣコンバータ３の入力電流Ｉ１と等価であるから、入力電流Ｉ１が増加すればスイッチング素子３２のオン期間が短くなってＤＣ−ＤＣコンバータ３の出力が抑制されることになり、参考例２と同様に機能する。ここに、電流Ｉｑはトランス３３の１次巻線ｎ１を流れるから、増幅回路５１の出力電圧が基準電圧Ｖｒｅｆ６を超える場合であっても、スイッチング素子３２がオンになってからコンパレータ５５の出力がＨレベルになるまでの時間は電流Ｉｑの大きさに応じて変化するのであって、電流Ｉｑがごく大きいときにはスイッチング素子３２はオンになると瞬時にオフになる。本例の他の構成および動作は参考例２と同様である。
【００４８】
（第１の実施の形態）
本実施形態は、図９に示す構成の制御回路７を用いるものであって、ＤＣ−ＤＣコンバータ３については参考例４と同様の構成を採用する。つまり、本実施形態ではＤＣ−ＤＣコンバータ３への入力電流Ｉ１に相当する電流をスイッチング素子３２を流れる電流Ｉｑとして電流検出手段９により検出する。制御回路７では、参考例と同様に、ＤＣ−ＤＣコンバータ３の出力電圧Ｖ２および出力電流Ｉ２をそれぞれ監視し、出力電圧Ｖ２を増幅回路（非反転）４８により増幅し、出力電流Ｉ２を反転増幅回路４２により増幅する。増幅回路４８の出力は目標電流演算回路４３に入力され、出力電力設定回路４４において設定された出力電力の目標値と増幅回路４８の出力とから、出力電力を目標値とするための出力電流の目標値を求める。出力電流Ｉ２に相当する電圧を出力する反転増幅回路４２の出力電圧と目標電流演算回路４３で求めた目標値との誤差が誤差増幅回路４５によって求められる。
【００４９】
本実施形態では、誤差増幅回路４５の出力値の上限を制限するための上限規定回路（上限規定手段）６４が設けられており、上限規定回路６４を通して誤差増幅回路４５の出力がコンパレータ４９に入力される。このコンパレータ４９にはスイッチング素子３２に流れる電流に相当する増幅回路５１の出力電圧を電圧重畳回路５９に通すことによって生成した電圧も入力され、上限規定回路６４の出力と上限規定回路５９の出力とがコンパレータ４９により比較される。コンパレータ４９の出力はＲＳラッチ６５のリセット端子Ｒに入力され、ＲＳラッチ６５のセット端子Ｓには発振器６３で生成した一定周波数の矩形波信号が入力される。発振器６３から出力される矩形波信号はオンデューティを十分に大きくとってある。
【００５０】
電圧重畳回路５９は、スイッチング素子３２に電流Ｉｑが流れる期間において（つまり、増幅回路５１の出力電圧が０Ｖではない期間において）、増幅回路５１の出力電圧に三角波状の電圧を重畳する回路であって、増幅回路５１の出力電圧が図１０にイで示すようになるとすれば、電圧重畳回路５９の出力電圧は図１０にロで示すようになる。電圧重畳回路５９を設けたことにより、スイッチング素子３２のオン後における電流Ｉｑの立ち上がり時間を、電圧重畳回路５９を設けない場合よりも短縮することができる。
【００５１】
まず、図１１に示すように上限規定回路６４を設けていない構成として動作を説明する。コンパレータ４９では誤差増幅回路４５の出力電圧と電圧重畳回路５９の出力電圧との大小を比較し、電圧重畳回路５９の出力電圧が誤差増幅回路４５の出力電圧よりも大きくなると出力をＨレベルに立ち上げる。したがって、ＲＳラッチ６５の出力が発振器６３からの矩形波信号の立ち上がりによってＨレベルになりスイッチング素子３２がオンになると電圧重畳回路５９の出力電圧が上昇し、電圧重畳回路５９の出力電圧が誤差増幅回路４５の出力電圧よりも大きくなるとコンパレータ４９の出力がＨレベルになってＲＳラッチ６５の出力がＬレベルになる。つまり、スイッチング素子３２のオン期間をスイッチング素子３２に流れる電流Ｉｑの大きさに応じて変化させることが可能になる。その結果、スイッチング素子３２に流れる電流Ｉｑのピーク値を制御することになり、いわゆる電流ピーク値制御が可能になる。ここに、電流Ｉｑのピーク値の検出値は電圧重畳回路５９の出力に相当し、電流Ｉｑのピーク値の指令値（以下、「電流指令値」と呼ぶ）は誤差増幅回路４５により与えられることになる。つまり、増幅回路４８、反転増幅回路４２、目標電流演算回路４３、出力電力設定回路４４、誤差増幅回路４５により指令値設定手段が構成される。また、増幅回路５１、電圧重畳回路５９、コンパレータ４９、ＲＳラッチ６５、発振器６３により駆動信号生成手段が構成される。
【００５２】
上述した電流ピーク値制御を行う際に電圧重畳回路５９が存在しないとすると、コンパレータ４９に入力される誤差増幅回路４５の出力電圧を増幅回路５１の出力電圧が超えずにＲＳラッチ６５がリセットされない場合がある。このような場合には、発振器６３の出力の１周期内でスイッチング素子３２がオフにならず、発振器６３の出力の次周期で増幅回路５１の出力が上昇することによりスイッチング素子３２がオフになることがある。このような動作ではスイッチング素子３２を発振器６３から出力される矩形波信号の周期でオンオフさせることができず、スイッチング素子３２のオンオフの周期が矩形波信号の２倍になってしまう。このような現象を周波数半減現象と呼ぶことがある。これに対して、コンパレータ４９への入力電圧の立ち上がりを補正する電圧重畳回路５９を設けていることによって、発振器６３から出力される矩形波信号の１周期内でスイッチング素子３２を確実にオンオフさせることが可能になるのである。ただし、電圧重畳回路５９を設けなくても上述した周波数半減現象が生じないように他の回路が設計されている場合には、電圧重畳回路６３は省略することが可能である。
【００５３】
ところで、本実施形態では図９に示すように、上限規定回路６４を設けていることによって、コンパレータ４９に入力される電流Ｉｑの電流指令値に上限が設定されている。その結果、ＤＣ−ＤＣコンバータ３の出力が比較的小さい場合でもＤＣ−ＤＣコンバータ３の入力電流Ｉ１を抑制することが可能になり、電源チャタリングの発生を抑制することができる。他の構成および動作は参考例４と同様である。
【００５４】
（第２の実施の形態）
本実施形態は、図９に示した第１の実施の形態と同様の構成を有し、第１の実施の形態では上限規定回路６４での上限値の設定が固定的であるのに対して、本実施形態は上限規定回路６４に設定された上限値を放電灯６の点灯後の時間経過に伴って変化させるものである。すなわち、放電灯６の始動後に安定点灯状態に移行するまでの間にはＤＣ−ＤＣコンバータ３の出力が放電灯６の状態に応じて変化するから、上限値を一定値に設定すると、始動直後の期間においてＤＣ−ＤＣコンバータ３の入力電流Ｉ１を十分に抑制できないか、あるいは入力電流Ｉ１を抑制しすぎることによって放電灯６が立ち消えしやすくなる可能性がある。そこで、本実施形態では、ＤＣ−ＤＣコンバータ３の出力に基づいて設定される電流Ｉｑの電流指令値の上限を、放電灯６の始動後から安定点灯状態に移行するまでの間に変化させることによって、この問題を解決している。
【００５５】
本実施形態では、上限規定回路６４により設定する上限値を、図１２（ａ）に示すように変化させる。図１２（ａ）において時刻０は電源投入時を示し、電源投入から一定時間は上限値を比較的低く設定することによって、入力電流Ｉ１の上昇を抑制し、結果的に電源チャタリングの発生を抑制している。その後、放電灯６のアーク放電が開始されてから安定点灯状態に移行するまでの間には上限値を徐々に上昇させ、放電灯６が安定点灯状態に移行すれば、過電流を保護できる程度の上限値に設定するのである。
【００５６】
上述した動作によって、電源投入からＤＣ−ＤＣコンバータ３の出力電力が最大値付近になる期間においては入力電流Ｉ１（もしくは、スイッチング素子３２に流れる電流Ｉｑのピーク値）を抑制し、放電灯６が始動してから安定点灯状態に移行する期間および安定点灯状態の期間においては、ＤＣ−ＤＣコンバータ３の出力電力が必要以上に抑制されないように、スイッチング素子３２のオンオフのタイミングを制御することが可能になる。ここにおいて、放電灯６の再始動のさいには、図１２（ｂ）のように、定常点灯状態よりもやや低い上限値に設定しておき、安定点灯状態に達するまでの間に上限値を徐々に上昇させるのが望ましい。
【００５７】
本実施形態は、図３０に示したようにＤＣ−ＤＣコンバータ３の最大の出力電力を入力電圧に応じて調節する構成と併用すれば、電池１の電圧低下に対してより適正な制御が可能になる。また、本実施形態では上限規定回路６４に設定する上限値を時間経過に伴って定率で上昇させた例を示したが、図１３（ａ）のように上限値をランプ関数状に上昇させたり、図１３（ｂ）のように上限値を複数段階で階段状に上昇させたり、図１３（ｃ）のように上限値を折れ線状に上昇させたりするなど、上限値の変化と時間との関係は放電灯６の特性、回路動作の特性、電池１の特性などに応じて適宜に設定することが可能である。他の構成および動作は第１の実施の形態と同様である。
【００５８】
（第３の実施の形態）
本実施形態は、図１４に示すように、ＤＣ−ＤＣコンバータ３のスイッチング素子３２のオン期間におけるスイッチング素子３２の端子電圧Ｖｄをスイッチング素子３２に流れる電流Ｉｑとして検出するものである。この構成では、スイッチング素子３２の端子電圧Ｖｄを検出しているから、スイッチング素子３２の温度特性を補償することが必要である。ここにおいて、本実施形態では、ＤＣ−ＤＣコンバータ３として、上述した実施形態において示したフライバック型のＤＣ−ＤＣコンバータとは異なる形態のＤＣ−ＤＣコンバータ３を用いているが、フライバック型やフォワード型のＤＣ−ＤＣコンバータ３であっても本実施形態の構成を適用することができる。
【００５９】
本実施形態で用いるＤＣ−ＤＣコンバータ３は、電池１の両端間に入力ハーネス２を介して接続した平滑コンデンサ３１を備え、平滑コンデンサ３１の両端間には、トランス３３の１次巻線ｎ１とスイッチング素子３２との直列回路が接続される。スイッチング素子３２はＭＯＳＦＥＴからなり、ドレインがトランス３３の１次巻線ｎ１の巻終端に接続される。トランス３３の２次巻線ｎ２の巻終端にはダイオード３４のアノードが接続され、ダイオード３４のカソードはスイッチング素子３２のソースに接続される。また、トランス３３の１次巻線ｎ１の巻終端と２次巻線ｎ２の巻始端との間にコンデンサ３７が接続される。２次巻線ｎ２とコンデンサ３７との接続点には、インダクタ３８を介して平滑コンデンサ３５の負極が接続され、平滑コンデンサ３５の正極はスイッチング素子３２のソースに接続される。平滑コンデンサ３５の正極とインバータ４との間には電流検出用の抵抗３６が挿入される。
【００６０】
このＤＣ−ＤＣコンバータ３は、定常状態であってコンデンサ３７が充電された状態では、スイッチング素子３２がオンであるときに電池１（平滑コンデンサ３１）からトランス３３の１次巻線ｎ１とスイッチング素子３２とを通る経路で電流が流れてトランス３３に電磁エネルギが蓄積されるとともに、コンデンサ３７の電荷がスイッチング素子３２と平滑コンデンサ３５とインダクタ３８とを通る経路で放出され、平滑コンデンサ３５が充電される。また、スイッチング素子３２がオフになれば、トランス３３に蓄積された電磁エネルギが放出されることにより、トランス３３の２次巻線ｎ２−ダイオード３４−電池１（平滑コンデンサ３１）−トランス３３の１次巻線ｎ１−コンデンサ３７のループ内で電流が流れ、コンデンサ３７が充電される。
【００６１】
つまり、ＤＣ−ＤＣコンバータ３は、電池１を電源としコンデンサ３７を負荷とする昇圧チョッパ回路として動作するとともに、コンデンサ３７を電源として平滑コンデンサ３５を負荷とする降圧チョッパ回路として動作するのであって、スイッチング素子３２は昇圧チョッパ回路と降圧チョッパ回路とに兼用された構成になっている。
【００６２】
ところで、制御回路７は、図１５に示すように、基本的な構成は図９に示した第１の実施の形態と同様の構成であるが、上限規定回路６４の上限値が温度検出回路（温度検出手段）６７により検出された温度によって設定される点が異なる。つまり、上述したように、スイッチング素子３２のオン時の両端電圧Ｖｄを検出し、スイッチング素子３２に流れる電流Ｉｑの代わりに用いるから温度補償が必要であって、この温度補償のために上限規定回路６４の上限値をスイッチング素子３２の温度に相当する温度によって変化させるのである。また、スイッチング素子３２のオン時の両端電圧Ｖｄを電流Ｉｑの代わりに用いるために両端電圧Ｖｄは電流検出回路６６に入力され、増幅回路５１の出力に相当する電圧になるように調節される。電流検出回路６６の出力電圧は電圧重畳回路５９により補正され、コンパレータ４９の一方の入力となる。
【００６３】
ＤＣ−ＤＣコンバータ３の出力電圧Ｖ２および出力電流Ｉ２は、それぞれ反転増幅回路４１，４２に入力され、目標電流演算回路４３において出力電力設定回路４４で設定した出力電力とＤＣ−ＤＣコンバータ３の出力電圧Ｖ２に対応する反転増幅回路４１の出力電圧とに基づいて出力電流の目標値が設定される。出力電流の目標値は誤差増幅回路４５に入力されてＤＣ−ＤＣコンバータ３の出力電流Ｉ２に対応する反転増幅回路４２の出力電圧との誤差が求められる。この誤差増幅回路４５の出力が上限値を制限する上限規定回路６４を通してコンパレータ４９の他方の入力になる。ここに、上述したように上限規定回路６４の上限値は温度検出回路６７により補正される。
【００６４】
温度検出回路６７は、スイッチング素子３２の温度またはスイッチング素子３２の温度に相当する温度を検出するように配置され、上限規定回路６４における上限値の補正量は、図１６に示すように、温度検出回路６７で検出された温度が高くなるほど大きくなるように設定されている。ただし、温度と補正量との関係はスイッチング素子３２の温度特性に応じて設定される。しかして、上限設定回路６４において設定される上限値は、図１７に示すように、温度検出回路６７で検出された温度が高いほど大きくなり、スイッチング素子３２のオン時の両端電圧によりスイッチング素子３２に流れる電流Ｉｑを検出する構成を採用しながらも、スイッチング素子３２の温度特性が補償され、スイッチング素子３２の温度特性によらず電流Ｉｑに対応するようにスイッチング素子３２のオンオフを制御することができる。
【００６５】
なお、図１７に示す例では放電灯６が安定点灯状態に移行した後も温度検出回路６７で検出した温度に応じて上限値を補正しているが、安定点灯状態においては過電流に対する保護のみを行えばよく温度補償は必ずしも必要ではないから、図１８に示すように、放電灯６が安定点灯状態に移行した後には上限値の温度補正を行わないようにしてもよい。他の構成および動作は第２の実施の形態と同様である。
【００６６】
なお、本実施形態の構成は、スイッチング素子３２にごく小さい抵抗を直列接続し、抵抗の両端電圧をスイッチング素子３２に流れる電流Ｉｑとして検出する場合にも適用可能である。
【００６７】
（第４の実施の形態）
本実施形態は、上述した各実施形態のいずれかに組み合わせて用いるものであって、放電灯６の点灯状態に応じて、ＤＣ−ＤＣコンバータ３の出力電力の最大値を制限する状態と、最大値を制限しない状態とを切り換えるようにしたものである。すなわち、従来構成として説明したように、ＤＣ−ＤＣコンバータ３の出力電力の最大値を電池１の電圧に応じて制限する構成を採用すれば、電池１の電圧が低下したときに出力電力を維持するために入力電流が増加してＤＣ−ＤＣコンバータ３の動作が停止してしまうという不都合をある程度は回避することができるが、最大出力電力を大幅に引き下げると放電灯６の始動後に放電を維持するための電力を確保することができなって立ち消えしやすくなるという問題が生じる。そこで、本実施形態では、放電灯６の始動後からアーク放電が持続する状態になるまでは出力電力の最大値を制限せず、アーク放電が維持されるようになってから出力電力の最大値を制限する動作を開始することによって、最大出力電力を引き下げながらも立ち消えを生じにくくしている。
【００６８】
つまり、図１９に示すように、出力電力設定回路４４には、ＤＣ−ＤＣコンバータ３の出力電圧Ｖ２の変化に基づいて放電灯６の点灯状態を判別するための点灯状態検出回路４４ａを設けてあり、点灯状態検出回路４４ａにおいては、始動（絶縁破壊）、点灯（アーク放電の開始）、安定点灯状態、立ち消えなどを検出することが可能になっている。制御回路７は、点灯状態検出回路４４ａで検出された放電灯６の点灯状態に応じてＤＣ−ＤＣコンバータ３のスイッチング素子３２を制御するのであって、ＤＣ−ＤＣコンバータ３の出力電力と始動からの経過時間との関係を規定した電力曲線設定回路４４ｂを通して放電灯６の点灯状態に応じた出力電力の目標値を与えるようにしてある。ここで、通常は電池１の電圧に応じて図２９に示したパターンで出力電力の最大値を制限する最大電力制限回路（最大電力制限手段）４４ｃによって出力電力の目標値について最大値を制限しているのであるが、本実施形態では、点灯状態検出回路４４ａにおいて始動が検出された後から所定の期間については最大値を制限しないように構成してある。つまり、点灯状態検出回路４４ａにおいて始動が検出された後から所定の期間については、電力曲線設定回路４４ｂの出力を出力電力の目標値とし、上記期間の経過後には最大電力制限回路４４ｃの出力を出力電力の目標値として採用する切換スイッチ４４ｄを設けてある。
【００６９】
ここに、切換スイッチ４４ｄを切り換えるタイミングは、点灯状態検出回路４４ａにおいて始動が検出された後にインバータ４の出力電圧の極性が２回反転するまでの期間としてタイミング設定回路４４ｅにより規定されている。ここに、インバータ４は放電灯６が始動した直後においては、安定点灯状態において放電灯６に印加する交番電圧よりも十分に大きい周期で極性を反転させるように制御回路７によって制御される。これは、放電灯６の始動直後では水銀の蒸気圧が十分に上昇しておらず、この段階で放電灯６に印加される電圧の極性が短時間で反転するとアーク放電を維持することができず立ち消えすることが多いからであって、アーク放電の開始直後には比較的大きい電力を供給するとともに極性を反転させずに実質的に直流電圧を印加することによって電極の温度を迅速に上昇させてアーク放電を維持させるのである。また、この期間においては電極に直流電圧が印加されることになるから、印加電圧の極性を２回反転させることによって一方の電極のみが損耗する可能性を低減することができる。以下では、この期間をＤＣフェーズ期間と呼ぶ。つまり、切換スイッチ４４ｄは、ＤＣフェーズ期間には電力曲線設定回路４４ｂの出力を出力電力の目標値として選択し、ＤＣフェーズ期間の終了後には最大電力制限回路４４ｃの出力を出力電力の目標値として選択するのである。
【００７０】
本実施形態の構成によれば、放電灯６の始動後であって放電灯６のアーク放電が安定するまでの間（ＤＣフェーズ期間）において、電池１の電圧の低下に伴う出力電力の制限を行わずスイッチング素子３２に流れる電流のピーク値のみを制限することによって、比較的大きい電力を放電灯６に供給してアーク放電を維持させて立ち消えを防止し、安定点灯状態に移行させることが可能になる。つまり、電池１の電圧が低下しても放電灯６の安定点灯状態に移行するまでの間で立ち消えが生じやすい期間においては出力電力の制限を行わないようにしたことにより、電池１の電圧が低下した場合でも放電灯６の光束を迅速に立ち上げることが可能になる。
【００７１】
（第５の実施の形態）
本実施形態は第１ないし第３の実施の形態に適用可能な構成であって、放電灯６を安定点灯状態に移行させるために、第４の実施の形態において説明したＤＣフェーズ期間における極性反転までの時間を調節するようにしたものである。言い換えると、ＤＣフェーズ期間においては極性反転までの時間が長いほどアーク放電を維持しやすいから、ＤＣ−ＤＣコンバータ３の出力電力が制限される程度が大きいほどＤＣフェーズ期間における極性反転までの時間を延長することによってアーク放電の維持を容易にし、結果的に立ち消えの発生を抑制するものである。
【００７２】
すなわち、制御回路７においてＤＣ−ＤＣコンバータ１の出力電力が制限される程度を上限規定回路６４の入力と出力との差に基づいて判断するのであって、図２０に示すように、上限規定回路６４の入力から出力を減算した差を減算回路７１により求め、減算回路７１の出力を積分回路７２により積分することによって、積分回路７２の出力によってＤＣ−ＤＣコンバータ１の出力電力の制限の程度を知るのである。積分回路７２の出力はコンパレータ７３により基準電圧Ｖｒｅｆ７と比較される。インバータ４を駆動するインバータ制御信号Ｄ２１，Ｄ２２を発生させるインバータ駆動回路７４は、コンパレータ７３の出力がＨレベルかＬレベルかに応じてＤＣフェーズ期間における極性反転までの時間を調節する。つまり、インバータ駆動回路７４が反転周期変更手段として機能する。
【００７３】
具体的には、コンパレータ７３の出力がＬレベルであって、ＤＣ−ＤＣコンバータ３の出力電力の制限の程度が小さいときには、図２１に示すように、ＤＣフェーズ期間Ｔｄｃにおける極性反転の周期Ｔｃを比較的短くし、コンパレータ７３の出力がＨレベルであって、ＤＣ−ＤＣコンバータ３の出力電力の制限の程度が大きいときには、図２２に示すように、ＤＣフェーズ期間Ｔｄｃにおける極性反転の周期Ｔｃ′をコンパレータ７３の出力がＬレベルである場合の１．５倍とする（つまり、Ｔｃ′＝１．５Ｔｃ）。
【００７４】
本実施形態の構成を採用すれば、ＤＣ−ＤＣコンバータ３のスイッチング素子３２に流れる電流のピーク値を制限する機能を有する場合において、上限規定回路６４の動作によって電流のピーク値が制限されると出力電力が低減されることになるが、このような場合でもＤＣフェーズ期間Ｔｄｃにおいては極性反転までの時間を延長することによってアーク放電を維持しやすくし、結果的にＤＣフェーズ期間Ｔｄｃにおける立ち消えの可能性を低減することが可能になる。
【００７５】
なお、本実施形態では上限規定回路６４の動作時に放電灯６に印加する電圧の極性を反転させる周期を通常時の１．５倍に設定したが、これは一例であって周期を延長する程度は適宜に設定すればよい。また、放電灯６に印加する電圧の極性を反転させるタイミングは上述のように時間のみで決定するのではなく、放電灯６に与えたエネルギに相当する電流時間積によって決定してもよい。つまり、通常時の１．５倍の電流時間積に達した時点で極性を反転させるなどしてもよい。この場合にインバータ駆動回路７４が反転タイミング変更手段として機能する。さらに、上限規定回路６４の入力と出力との差は、電池１の電圧を反映しているから入力電圧Ｖ１などの他の検出値を用いても同様に動作させることが可能である。
【００７６】
（第６の実施の形態）
本実施形態は、図２３（ａ）（ｂ）に示すように、インバータ４から放電灯６に印加する電圧の極性を反転させる際に、極性が反転する前後の一定期間Ｔｈにおいて、図２３（ｃ）に示すように、ＤＣ−ＤＣコンバータ３のスイッチング素子３２をオンオフさせる周波数を通常時よりも高くするものである。この制御は発振器６３の出力周波数を調節すればよい。すなわち、発振器６３が周波数変更手段として機能する。このように、スイッチング素子３２のオンオフの周波数を高くすればＤＣ−ＤＣコンバータ３からインバータ４に供給するエネルギを一時的に上昇させることができ、放電灯６への印加電圧の極性反転時において放電灯６に供給するエネルギを一時的に高め、結果として極性反転時における放電灯６の立ち消えを抑制することが可能になる。
【００７７】
ここにおいて、スイッチング素子３２のオンオフの周波数を高めるタイミングは、放電灯６への印加電圧の極性反転と同時でもよいが、極性反転の前から周波数を高めるようにするほうが、立ち消えの防止効果が高くなる。また、図１５に示した第３の実施の形態のように電圧重畳回路５９を備える場合には、スイッチング素子３２のオンオフの周波数が上昇した分だけ重畳分が減少し、結果的にＤＣ−ＤＣコンバータ３の出力の増大により高い効果が得られる。また、本実施形態の技術は、上述したＤＣフェーズ期間において採用すれば、立ち消えの防止効果が高くなる。ただし、本実施形態の技術は上述したいずれの実施形態においても適用可能である。
【００７８】
（第７の実施の形態）
本実施形態は、図２４に示すように、図１４および図１５に示した第３の実施の形態の構成を基本として、図１９に示した第４の実施の形態の技術を付加したものである。また、本実施形態では、制御回路７の主要部分はマイコン８０によって構成されている。本実施形態の基本的な構成は上述した各実施形態と同様であるから、以下では主として相違点について説明する。
【００７９】
本実施形態では、スイッチング素子３２のオン時の両端電圧を電流検出・電圧重畳回路８１に入力し、スイッチング素子３２を通過する電流Ｉｑに対応した電圧を相当する電圧に三角波状の電圧を加算した電圧を電流検出・電圧重畳回路８１から出力する。したがって、電流検出・電圧重畳回路８１は電流検出回路６６および電圧重畳回路５９の機能を備える。すなわち、電流検出・電圧重畳回路８１は、制御回路７の電源Ｖｒ１（たとえば、１２Ｖ）の両端間に接続した抵抗Ｒ２とコンデンサＣ１とスイッチ要素Ｑ３との直列回路を有しており、抵抗Ｒ２とコンデンサＣ１との接続点と電源Ｖｒ１の負極との間には２個のダイオードＤ１３，Ｄ１４とスイッチ要素Ｑ２との直列回路を接続してある。ダイオードＤ１３，Ｄ１４は順方向に接続され、抵抗Ｒ２とコンデンサＣ３との接続点にダイオードＤ１３のアノードが接続される。また、電流検出・電圧重畳回路８１はトランジスタＱ１を備え、トランジスタＱ１のコレクタ−ベースに抵抗Ｒ２が接続され、エミッタ−ベースにはコンデンサＣ１と抵抗Ｒ１との直列回路が接続される。つまり、抵抗Ｒ１の一端はスイッチ要素Ｑ３に接続される。また、コンデンサＣ１と抵抗Ｒ１との接続点にはダイオードＤ１１のアノードが接続され、このダイオードＤ１１のカソードがスイッチング素子３２のドレインに接続される。トランジスタＱ１のエミッタはダイオードＤ１２を介してコンパレータ４９に接続される。ダイオードＤ１２のカソードとコンパレータ４９との接続点には抵抗Ｒ３の一端が接続され、この抵抗Ｒ３の他端は電源Ｖｒ１の負極に接続される。上述したスイッチ要素Ｑ２，Ｑ３はスイッチング素子３２のオフ時にオンになるように、スイッチング素子３２に同期してオンオフが制御される。この構成については後述する。
【００８０】
しかして、スイッチング素子３２のオフ時にはスイッチ要素Ｑ２，Ｑ３がオンであるから、コンデンサＣ１の両端がダイオードＤ１３，Ｄ１４およびスイッチ要素Ｑ２，Ｑ３を介して短絡されることにより、コンデンサＣ１の電荷が放電される。この状態では、トランジスタＱ１はオフであって、コンパレータ４９の入力はＬレベルになっている。また、スイッチ要素Ｑ１，Ｑ２を理想スイッチとみなせば、トランジスタＱ１のベース電位は直列接続された２個のダイオードＤ１３，Ｄ１４の順方向電圧降下に相当する電圧になる。
【００８１】
一方、スイッチング素子３２のオン時にはスイッチ要素Ｑ２，Ｑ３がオフであって、コンデンサＣ１は電源Ｖｒ１から抵抗Ｒ２−コンデンサＣ１−ダイオードＤ１１−スイッチング素子３２の経路で充電される。ここで、コンデンサＣ１と抵抗Ｒ１との接続点の電位は、スイッチング素子３２のオン時の両端電圧にダイオードＤ１１の順方向電圧降下を加算した電位であり、抵抗Ｒ１の両端間の電位差は抵抗Ｒ２とコンデンサＣ１との接続点の電位からトランジスタＱ１のベース−エミッタ降下電圧を減算した電位になるから、抵抗Ｒ１とトランジスタＱ１のエミッタとの接続点の電位は、スイッチング素子３２の端子電圧ＶｄにコンデンサＣ１の両端電圧を加算し、ダイオードＤ１１やトランジスタＱ１による一定の電圧降下分を減算した電位になる。また、コンデンサＣ１の両端電圧はコンデンサＣ１と抵抗Ｒ２とにより決定される時定数によって時間経過とともに上昇するから、結局、コンパレータ４９の一方の入力端にはスイッチング素子３２のオン時の両端電圧に三角波状の電圧を加算した電圧が入力されることになる。
【００８２】
コンパレータ４９の他方の入力端には、スイッチング素子３２を流れる電流Ｉｑの電流指令値が入力される。この目標値は、ＤＣ−ＤＣコンバータ３の出力電圧Ｖ２および出力電流Ｉ２に基づいてマイコン８０で設定される。すなわち、ＤＣ−ＤＣコンバータ３の出力電圧Ｖ２および出力電流Ｉ２は、それぞれ反転増幅器４１，４２を通してマイコン８０に入力され、マイコン８０の内部においてＡ／Ｄ変換された後、出力電力の目標値と放電灯６の点灯状態とスイッチング素子３２の温度とに基づいて設定される。ここにおいて、放電灯６の点灯状態は、ＤＣ−ＤＣコンバータ３の出力電圧Ｖ２に基づいて放電灯６の点灯状態（アーク放電への移行）が検出された時点からの時間経過によって、擬似的に検出される。つまり、点灯状態検出回路４４ａは、抵抗Ｒ１１とスイッチ要素Ｑ４とコンデンサＣ１１との直列回路を制御回路７の電源Ｖｒ２の両端間に接続するとともに、コンデンサＣ１１に抵抗Ｒ１２を並列接続した構成を有する。ＤＣ−ＤＣコンバータ３の出力電圧Ｖ２に基づいてマイコン８０が放電灯６の点灯を検出すると、スイッチ要素Ｑ４がオンになってコンデンサＣ１１が充電される。ここで、コンデンサＣ１１の両端電圧はマイコン８０に入力され、マイコン８０の内部においてＡ／Ｄ変換される。コンデンサＣ１１の両端電圧は放電灯６が点灯してからの時間経過に対応するから、放電灯６の始動後から安定点灯状態に移行するまでの放電灯６の点灯状態に対応した制御が可能になる。
【００８３】
また、スイッチング素子３２の温度は、抵抗Ｒ１３とサーミスタＴｈとの直列回路を制御回路７の電源Ｖｒ３に接続した構成の温度検出回路６７において検出される。抵抗Ｒ１３とサーミスタＴｈとの接続点の電位はマイコン８０に入力され、マイコン８０の内部においてＡ／Ｄ変換される。サーミスタＴｈはスイッチング素子３２の温度に相当する温度を検出するように配置されており、マイコン８０では、マイコン８０により実現されている上限規定回路６４の上限値をスイッチング素子３２の温度に対応させて補正することができる。
【００８４】
上述のようにして、マイコン８０の内部ではスイッチング素子３２を流れる電流Ｉｑの電流指令値が入力され、コンパレータ４９では電流指令値と電流検出・電圧重畳回路８１の出力とが比較される。コンパレータ４９の出力はＲＳラッチ６５のリセット端子Ｒに入力され、ＲＳラッチ６５のセット端子Ｓにはマイコン８０で生成された所定周期の矩形波信号が入力される。このＲＳラッチ６５の出力によってスイッチング素子３２のオンオフを制御するのであって、ＲＳラッチ６５の反転出力をスイッチ要素Ｑ２，Ｑ３のオンオフの制御に用いることによって、上述したようにスイッチング素子３２のオン時にスイッチ要素Ｑ２，Ｑ３をオフにするように制御することができるのである。
【００８５】
以上説明したように、本実施形態は制御回路７における出力電力設定回路４４、目標電流演算回路４３、誤差増幅回路４５、上限規定回路６４、発振器６３、電力曲線設定回路４４ｂ、最大電力制限回路４４ｃ、切換スイッチ４４ｄ、タイミング設定回路４４ｅの機能がマイコン８０により実現されているものであるが、実質的な動作は第３の実施の形態および第４の実施の形態を組み合わせたものになる。
【００８６】
以下では、本実施形態に用いるマイコン８０の主な動作を説明する。図２５に示すように、点灯スイッチ２２が投入されて電池１から電源が供給されると、まずマイコン８０の初期化が行われる（Ｓ１）。次に、ＤＣ−ＤＣコンバータ３の入力電圧Ｖ１が取り込まれ、規定電圧（たとえば、９Ｖ）以上に達していれば（Ｓ２）、放電灯６を点灯する動作が開始される。次に、点灯状態検出回路４４ａおよび温度検出回路６７の状態を検出し（Ｓ３，Ｓ４）、その後、イグナイタ５を動作させる無負荷制御を行う（Ｓ５）。イグナイタ５の動作が開始されると、イグナイタ５から発生した高電圧パルスによって放電灯６の電極間で絶縁破壊されたか否かの点灯判別が行われ（Ｓ６）、規定した時間内に点灯が検出されなければ（Ｓ７）、回路動作を停止させる処理が行われる（Ｓ８）。
【００８７】
一方、放電灯６の点灯が検出されると（Ｓ６）、放電灯６の点灯状態に対応した電力曲線と目標電力とが設定される（Ｓ９）。ここで、ＤＣフェーズ期間か否かが判別され（Ｓ１０）、ＤＣフェーズ期間であれば入力電流に対する最大出力電力を規制せず、ＤＣフェーズ期間でなければ最大出力電力を制限する（Ｓ１１）。また、ＤＣ−ＤＣコンバータ３の出力電圧と目標電力とに基づいて出力電流の目標値を設定し（Ｓ１２）、出力電流の検出値と目標値との誤差を求める（Ｓ１３）。この誤差が電流指令値になるから、電流指令値の上限値を設定するとともに（Ｓ１４）、電流指令値と上限値とを比較し（Ｓ１５）、最終的な電流指令値を決定する（Ｓ１６）。ここに、上限値については適宜に温度補正を行う。
【００８８】
この時点でＤＣフェーズ期間であれば（Ｓ１７）、出力電流の検出値と目標値との誤差の累積値を求めて所定値と比較し（Ｓ１８）、所定値以上であればＤＣフェーズ期間における電流時間積に対するしきい値を大きくする（たとえば、通常時の１．５倍にする）（Ｓ１９）。また、ＤＣフェーズ期間におけるＤＣ−ＤＣコンバータ３の出力電流について電流時間積を求めてしきい値と比較し（Ｓ２０）、しきい値に達すると放電灯６に印加する電圧の極性が反転するようにインバータ４の出力反転フラグをオンにする（Ｓ２１）。出力反転フラグがオンであることは電流時間積がしきい値以上に達したことを意味する。
【００８９】
ＤＣフェーズ期間ではないか、ＤＣフェーズ期間であってインバータ４の極性を判定させるか、電流時間積がしきい値に達していないかのいずれかの場合には、放電灯６の点灯が維持されているか否かをＤＣ−ＤＣコンバータ３の出力電圧に基づいて検出し、点灯が維持されていれば（Ｓ２２）、入力電圧Ｖ１を監視し、入力電圧Ｖ１が規定電圧（たとえば、６Ｖ）以上であれば（Ｓ２３）、ステップＳ９に戻って上述の動作を繰り返す。また、点灯が維持されていなければ、回路動作を停止させる処理を行い（Ｓ２４）、点灯スイッチ２２の投入から規定時間に達していなければ（Ｓ２５）、ステップＳ１からの処理を繰り返す。また、ステップＳ２２において入力電圧Ｖ１が規定電圧よりも低いと判断されたときにも回路動作を停止させる処理を行い（Ｓ２６）、ステップＳ１からの処理を繰り返す。
【００９０】
図２３に示した第６の実施の形態のように、インバータ４から放電灯６に印加する電圧の極性を反転させる前後において、ＤＣ−ＤＣコンバータ３のスイッチング素子３２のオンオフの周波数を変化させる場合には、図２６に示すような割込処理を行う。ここでは、インバータ４の動作周波数はマイコン８０が管理しているから、極性が反転するタイミングはタイマによって知ることができる。そこで、タイマによる割り込みを行い、図２６のような処理を行うことによって、インバータ４を制御するインバータ制御信号Ｄ２１，Ｄ２２の反転のタイミングを制御するとともに、極性の反転の前後において周波数を高くするように制御する。なお、図２６においてＡはＤＣフェーズ期間における極性の反転回数を計数するためのカウンタであり、Ｔαは所定値に設定される。
【００９１】
【発明の効果】
請求項１の発明の構成によれば、直流電源の電圧が低下した場合でも電源チャタリングの発生を抑制することができ、また直流電源の電圧が低下したときであってもＤＣ−ＤＣコンバータの出力電力をできるだけ確保して放電灯の立ち消えを抑制することができる。また、電流指令値に上限値を設定することによってＤＣ−ＤＣコンバータの出力が所定出力に達しない場合でも入力電流を抑制して電源チャタリングの発生を抑制することができる。
【００９８】
請求項２の発明の構成によれば、放電灯の点灯状態に応じて電流指令値の上限値を適正に設定することができる。つまり、ＤＣ−ＤＣコンバータの入力電流を必要以上に抑制する可能性を低減することができ、とくに始動直後において放電灯が立ち消えしやすい期間において上限値を適正に設定することにより、放電灯を安定点灯に導きやすくし、かつ安定点灯状態では過電流の保護が可能な程度の比較的高い上限値を設定することができる。
【００９９】
請求項３の発明の構成によれば、初始動時と再始動時との放電灯の状態に合わせて上限値を適正に設定することができる。
【０１００】
請求項４の発明の構成によれば、スイッチング素子の両端電圧によってスイッチング素子の通過電流を検出するから、ＤＣ−ＤＣコンバータの入力電流に相当する情報を簡易に得ることができる。また、温度検出手段を設けて温度補償を行うから、入力電流を適正に検出することができる。
【０１０１】
請求項５の発明の構成によれば、入力電圧が低いときには出力電力を制限することによって入力電流を抑制する効果が高くなる。
【０１０２】
請求項６の発明の構成によれば、放電灯が立ち消えしやすいＤＣフェーズ期間には比較的大きい電力を供給することによって立ち消えの可能性を低減することができる。
【０１０３】
請求項７の発明の構成によれば、放電灯に供給できるエネルギが比較的小さいときに電圧の極性を反転することによる立ち消えを抑制し、結果的に安定点灯状態に移行しやすくなる。
【０１０４】
請求項８の発明の構成によれば、放電灯に供給できるエネルギが比較的小さいときに電圧の極性を反転することによる立ち消えを抑制し、結果的に安定点灯状態に移行しやすくなる。
【０１０５】
請求項９の発明の構成によれば、放電灯に供給できるエネルギが比較的小さいときに電圧の極性を反転することによる立ち消えを抑制し、結果的に安定点灯状態に移行しやすくなる。
【０１０６】
請求項１０の発明の構成によれば、放電灯に供給できるエネルギが比較的小さいときに電圧の極性を反転することによる立ち消えを抑制し、結果的に安定点灯状態に移行しやすくなる。
【０１０７】
請求項１１の発明の構成によれば、放電灯に印加される電圧の極性が反転するときにＤＣ−ＤＣコンバータからの供給エネルギを大きくすることによって、極性の反転時における立ち消えの可能性を抑制することができる。
【０１０８】
請求項１２の発明の構成によれば、放電灯に印加される電圧の極性が反転するときにＤＣ−ＤＣコンバータからの供給エネルギを大きくすることによって、極性の反転時における立ち消えの可能性を抑制することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 参考例１を示す回路図である。
【図２】 同上の要部ブロック図である。
【図３】 参考例２を示す要部ブロック図である。
【図４】 参考例３を示す要部ブロック図である。
【図５】 同上の動作説明図である。
【図６】 参考例４を示す回路図である。
【図７】 同上の要部ブロック図である。
【図８】 参考例５を示す要部ブロック図である。
【図９】 本発明の第１の実施の形態を示す要部ブロック図である。
【図１０】 同上の動作説明図である。
【図１１】 比較例を示す要部ブロック図である。
【図１２】 本発明の第２の実施の形態を示し、（ａ）は初始動時の動作説明図、（ｂ）は再始動時の動作説明図である。
【図１３】 同上の他の動作例を示す動作説明図である。
【図１４】 本発明の第３の実施の形態を示す回路図である。
【図１５】 同上の要部ブロック図である。
【図１６】 同上の動作説明図である。
【図１７】 同上の動作説明図である。
【図１８】 同上の動作説明図である。
【図１９】 本発明の第４の実施の形態を示す要部ブロック図である。
【図２０】 本発明の第５の実施の形態を示す要部ブロック図である。
【図２１】 同上の動作説明図である。
【図２２】 同上の動作説明図である。
【図２３】 本発明の第６の実施の形態を示す動作説明図である。
【図２４】 本発明の第７の実施の形態を示す回路図である。
【図２５】 同上の動作説明図である。
【図２６】 同上の動作説明図である。
【図２７】 従来例を示す回路図である。
【図２８】 同上の要部ブロック図である。
【図２９】 同上の動作説明図である。
【図３０】 同上の動作説明図である。
【符号の説明】
１ 電池
２ 入力ハーネス
３ ＤＣ−ＤＣコンバータ
４ インバータ
５ イグナイタ
６ 放電灯
７ 制御回路
８ 電流検出手段
９ 電流検出手段
２１ ヒューズ
２２ 点灯スイッチ
３１ 平滑コンデンサ
３２ スイッチング素子
３３ トランス
３４ ダイオードＤ
３５ 平滑コンデンサ
３６ 抵抗
３７ コンデンサ
３８ インダクタ
４１ 反転増幅回路
４２ 反転増幅回路
４３ 目標電流演算回路
４４ 出力電力設定回路
４４ａ 点灯状態検出回路
４４ｂ 電力曲線設定回路
４４ｃ 最大電力制限回路
４４ｄ 切換スイッチ
４４ｅ タイミング設定回路
４５ 誤差増幅回路
４６ 発振器
４７ コンパレータ
４８ 増幅回路
４９ コンパレータ
５１ 増幅回路
５２ 誤差増幅回路
５３，５４ ダイオード
５５ コンパレータ
５６ 論理回路
５７ Ｖ−ｆ変換回路
５８ 平均化回路
５９ 電圧重畳回路
６１ ＲＳラッチ
６２ コンパレータ
６３ 発振器
６４ 上限規定回路
６５ ＲＳラッチ
６６ 電流検出回路
６７ 温度検出回路
７１ 減算回路
７２ 積分回路
７３ コンパレータ
７４ インバータ駆動回路
８０ マイコン
８１ 電流検出・電圧重畳回路
Ｃｓ コンデンサ
Ｉｓ 定電流源
Ｑｓ スイッチ要素
Claims (12)
- 直流電源により電力が供給され出力を制御可能なＤＣ−ＤＣコンバータと、ＤＣ−ＤＣコンバータから供給されるエネルギにより点灯する放電灯を含んだ負荷回路とを備え、ＤＣ−ＤＣコンバータへの入力電流の過大な上昇を抑制するようにＤＣ−ＤＣコンバータの入力側から出力側への伝達エネルギを制御する入力電流抑制手段を備え、前記ＤＣ−ＤＣコンバータにはオンオフ制御されかつオンデューティが大きいほど前記ＤＣ−ＤＣコンバータの入力側から出力側への伝達エネルギを大きくするスイッチング素子が設けられ、前記入力電流抑制手段は、前記ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧および出力電流をそれぞれ検出するとともに、あらかじめ設定されている出力電力の目標値と出力電圧とから求めた電流値を出力電流の目標値として検出された出力電流の誤差を求めて電流指令値とする指令値設定手段と、前記スイッチング素子に流れる電流を検出する電流検出手段と、前記スイッチング素子をオンオフさせる周期を設定するとともに前記電流検出手段により検出された電流に対応した電圧が電流指令値よりも低い期間をオン期間とするように前記スイッチング素子への信号を生成する駆動信号生成手段と、前記指令値設定手段から出力された電流指令値が上限値を超えるときには前記駆動信号生成手段にこの上限値を電流指令値として与える上限規定手段とを備えることを特徴とする放電灯点灯装置。
- 前記上限規定手段により設定される上限値が前記放電灯の点灯から安定点灯状態に移行するまでの間に経過時間に伴って上昇するように設定されていることを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。
- 前記上限規定手段により設定される上限値の初期値を、前記放電灯の初始動時よりも再始動時において高く設定していることを特徴とする請求項２記載の放電灯点灯装置。
- 前記電流検出手段が前記スイッチング素子のオン時における両端電圧により前記スイッチング素子に流れる電流を検出し、スイッチング素子の温度を検出する温度検出手段を設けるとともに、温度検出手段による検出温度が高いほど前記上限値を高くするように補正することを特徴とする請求項２または請求項３記載の放電灯点灯装置。
- 前記ＤＣ−ＤＣコンバータの入力電圧が低いほど出力電力の目標値を低く設定する最大電力制限手段を備えることを特徴とする請求項１ないし請求項４のいずれか１項に記載の放電灯点灯装置。
- 前記負荷回路が前記ＤＣ−ＤＣコンバータの出力を矩形波交番電圧に変換して前記放電灯に印加するインバータを備え、放電灯の点灯後に放電灯への印加電圧の極性を少なくとも１回反転させる間に放電灯の定常点灯状態よりも周期を長くするＤＣフェーズ期間を設定し、ＤＣフェーズ期間には最大電力制限手段の出力を用いないことを特徴とする請求項５記載の放電灯点灯装置。
- 前記ＤＣフェーズ期間において前記上限規定手段により電流指令値の上限値が制限されたときに、上限値が制限されていない場合よりも放電灯に印加する電圧の極性を反転させるまでの時間を延長する反転周期変更手段を設けたことを特徴とする請求項６記載の放電灯点灯装置。
- 前記ＤＣフェーズ期間において前記指令値設定手段から出力される前記電流指令値と前記上限規制手段の出力との差の積分値が規定値を超えたときに、規定値を超えていない場合よりも放電灯に印加する電圧の極性を反転させるまでの時間を延長する反転周期変更手段を設けたことを特徴とする請求項６記載の放電灯点灯装置。
- 前記ＤＣフェーズ期間において前記放電灯に印加する電圧の極性を反転させるタイミングが前記ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電流の電流時間積の大きさにより決定され、前記ＤＣフェーズ期間において前記上限規定手段により電流指令値の上限値が制限されたときに、規定値を超えていない場合よりも放電灯に印加する電圧の極性を反転させるまでの電流時間積を大きく設定する反転タイミング変更手段を設けたことを特徴とする請求項６記載の放電灯点灯装置。
- 前記ＤＣフェーズ期間において前記放電灯に印加する電圧の極性を反転させるタイミングが前記ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電流の電流時間積の大きさによ り決定され、前記ＤＣフェーズ期間において前記指令値設定手段から出力される前記電流指令値と前記上限規制手段の出力との差の積分値が規定値を超えたときに、規定値を超えていない場合よりも放電灯に印加する電圧の極性を反転させるまでの電流時間積を大きく設定する反転タイミング変更手段を設けたことを特徴とする請求項６記載の放電灯点灯装置。
- 前記放電灯に印加する電圧の極性が反転する際の所定期間において前記ＤＣ−ＤＣコンバータにおける前記スイッチング素子のオンオフの周波数を他の期間よりも高くする周波数変更手段を備えることを特徴とする請求項６ないし請求項１０のいずれか１項に記載の放電灯点灯装置。
- 前記負荷回路が前記ＤＣ−ＤＣコンバータの出力を矩形波交番電圧に変換して前記放電灯に印加するインバータを備え、前記放電灯に印加する電圧の極性が反転する際の所定期間において前記ＤＣ−ＤＣコンバータにおける前記スイッチング素子のオンオフの周波数を他の期間よりも高くする周波数変更手段を備えることを特徴とする請求項１ないし請求項５のいずれか１項に記載の放電灯点灯装置。
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