JP2003031393A

JP2003031393A - 放電灯点灯装置

Info

Publication number: JP2003031393A
Application number: JP2001215719A
Authority: JP
Inventors: Takashi Kanbara; 隆神原; Yoji Konishi; 洋史小西; Miki Kotani; 幹小谷; Hisafumi Tanaka; 寿文田中
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 2001-07-16
Filing date: 2001-07-16
Publication date: 2003-01-31
Anticipated expiration: 2021-07-16
Also published as: JP4039014B2

Abstract

(57)【要約】【課題】入力電圧が低下したときの電源チャタリングを
抑制しながらも、放電灯の立ち消えをまねくことなく放
電灯を始動から安定点灯状態に移行させることができる
放電灯点灯装置を提供する。【解決手段】電池１から入力ハーネス２を介してＤＣ−
ＤＣコンバータ３に電源が供給される。ＤＣ−ＤＣコン
バータ３はスイッチング素子３２を備え、ＤＣ−ＤＣコ
ンバータ３の出力がインバータ４を介して放電灯６に供
給される。制御回路７は、電流検出手段８により検出し
たＤＣ−ＤＣコンバータ３への入力電流に基づいて入力
電流の過大な上昇を抑制するように、スイッチング素子
３２のオンデューティを制御することにより、ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータ３の入力側から出力側への伝達エネルギを
制御する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、車載用途のように
電圧が比較的不安定な直流電源によって放電灯を点灯さ
せる放電灯点灯装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】近年、自動車のヘッドライトやフォグラ
ンプの光源としてＨＩＤランプが普及してきている。こ
の種の用途の放電灯点灯装置としては、図２７に示すよ
うに、カーバッテリのような電池１を電源とするＤＣ−
ＤＣコンバータ３と、ＤＣ−ＤＣコンバータ３の出力電
圧を矩形波交番電圧に変換するインバータ４と、ＨＩＤ
ランプ（以下、「放電灯」と略称する）６を始動させる
ための高電圧パルスを印加するイグナイタ５とを備える
構成が一般に採用されている。電池１とＤＣ−ＤＣコン
バータ３とは、ヒューズ２１および点灯スイッチ２２を
備える入力ハーネス２を介して接続されている。

【０００３】ＤＣ−ＤＣコンバータ３はフライバック型
であって、電池１の電圧が印加される平滑コンデンサ３
１の両端間に、トランス３３の１次巻線ｎ１とＭＯＳＦ
ＥＴからなるスイッチング素子３２との直列回路を接続
し、トランス３３の２次巻線ｎ２の両端間にダイオード
３４と平滑コンデンサ３５との直列回路を接続した構成
を有する。ダイオード３４の極性は、スイッチング素子
３２のオン時にトランス３３に蓄積されたエネルギによ
って、スイッチング素子３２のオフ時にダイオード３４
を通して平滑コンデンサ３５に充電電流を流すことがで
きるように設定されている。図示例では、ダイオード３
４のアノードと接続されている平滑コンデンサ３５の一
端が平滑コンデンサ３５の低電位側（負極）になる。さ
らに、ＤＣ−ＤＣコンバータ３には平滑コンデンサ３５
の正極とインバータ４との間に挿入された電流検出用の
抵抗３６を備える。

【０００４】インバータ４は一般には４個のスイッチン
グ素子からなるブリッジ回路を用い、ＤＣ−ＤＣコンバ
ータ３の出力電圧（つまり、平滑コンデンサ３５の両端
電圧）を、放電灯６に音響共鳴現象が生じない程度の低
周波で交番する矩形波交番電圧に変換する。

【０００５】ＤＣ−ＤＣコンバータ３およびインバータ
４は制御回路７により動作が制御される。制御回路７
は、平滑コンデンサ３１の両端電圧（ＤＣ−ＤＣコンバ
ータ３の入力電圧）を監視しており、点灯スイッチ２２
の投入後には、平滑コンデンサ３１の両端電圧が所定電
圧（たとえば、９Ｖ）に達するとスイッチング素子３２
をオンオフさせる。また、制御回路７は、ＤＣ−ＤＣコ
ンバータ３の平滑コンデンサ３５の両端電圧を低周波の
矩形波交番電圧に変換するようにインバータ４を駆動す
るインバータ制御信号Ｄ２１，Ｄ２２を発生する。放電
灯６の点灯前の無負荷状態では、インバータ４が駆動さ
れるとイグナイタ５から高電圧パルスが発生し、放電灯
６の電極間の絶縁破壊によって放電灯６が始動する。制
御回路７では、平滑コンデンサ３１の両端電圧だけでは
なく平滑コンデンサ３５の両端電圧（ＤＣ−ＤＣコンバ
ータ３の出力電圧）および抵抗３６の両端電圧も監視し
ている。平滑コンデンサ３５の両端電圧は放電灯６に印
加されるランプ電圧に相当し、抵抗３６の両端電圧は放
電灯６に流れるランプ電流に相当する。したがって、制
御回路７では平滑コンデンサ３５の両端電圧と抵抗３６
の両端電圧とによって放電灯６への供給電力（ランプ電
力に相当する）を監視することができ、放電灯６が始動
した後に安定点灯状態に移行すると、供給電力を一定に
保つようにスイッチング素子３２のオンオフのタイミン
グを制御することによって放電灯６を安定に点灯させ
る。

【０００６】制御回路７のうち平滑コンデンサ３５の両
端電圧Ｖ２および抵抗３６の両端電圧Ｉ２を監視してス
イッチング素子３２のオンオフを制御するコンバータ制
御信号Ｄ１を生成する部分は図２８のような構成にな
る。すなわち、電圧Ｖ２，Ｉ２はそれぞれ反転増幅回路
４１，４２により増幅され、電圧Ｖ２を増幅する反転増
幅回路４１の出力は目標電流演算回路４３に入力され
る。目標電流演算回路４３には出力電力設定回路４４か
ら電力の目標値が与えられ、電力の目標値を反転増幅回
路４１の出力で除算することにより、電力の目標値に応
じてＤＣ−ＤＣコンバータ３から出力すべき電流値が求
められる（実際には抵抗３６の両端電圧に相当する値が
求められる）。この電流値を目標値として反転増幅回路
４２の出力との誤差を誤差増幅回路４５により求める
と、誤差増幅回路４５からは目標値と実際の値との誤差
分に相当する出力が得られるから、発振器４６から出力
される一定周波数の三角波ないし鋸歯状波と誤差増幅回
路４５との出力をコンパレータ４７で比較することによ
り、発振器４６から出力された三角波ないし鋸歯状波の
周波数を有し、誤差増幅回路４５の出力に対応したパル
ス幅を有するコンバータ制御信号Ｄ１を得ることができ
る。すなわち、ＤＣ−ＤＣコンバータ３の出力電力が出
力電力設定回路４４で設定された電力の目標値に維持さ
れるように、スイッチング素子３２のオンオフがＰＷＭ
制御される。

【０００７】この種の放電灯６として用いられるメタル
ハライドランプや超高圧水銀ランプのように水銀が封入
されたＨＩＤランプは、安定点灯状態では定電圧特性を
示し、安定点灯状態において一定の光量を保つために放
電灯点灯装置には定電力の供給が要求される。また、こ
の種の放電灯６はイグナイタ５からの高電圧パルスによ
り始動した直後には水銀蒸気圧が低くランプ電圧が定格
電圧よりも大幅に低くなっており、短時間で安定点灯状
態に移行させるには発光管の温度を短時間で上昇させる
ことが要求される。そこで、この種の放電灯点灯装置で
は、始動直後にはランプ電流を大きくして放電灯６に投
入する電力を大きくするのが一般的であるが、ランプ電
流が大きくなれば放電灯６の電極の損耗が大きくなるか
ら、定格電流の１．５倍程度のランプ電流を与えるよう
に制御していることが多い。

【０００８】いま、イグナイタ５からの高電圧パルスに
よって図２９の時刻０において放電灯６を始動させたと
する。図示例では、放電灯６の始動直後には放電灯６の
放電維持のために上限を制限して比較的大きい電流を時
刻ｔａまでの短時間（通常は、１秒以下）流し、その
後、時刻ｔｂまでの一定時間（一般に数秒）は安定点灯
状態でのランプ電力（一般に定格電力であり、図示例で
は３５Ｗに設定してある）よりも大きい定電力（図示例
では４５Ｗ）をＤＣ−ＤＣコンバータ３から出力する。
こうして放電灯６のアーク放電が維持されるようになれ
ば、安定点灯状態でのランプ電力まで出力電力が徐々に
低減する。図示例においては放電灯６の始動から数十秒
後の時刻ｔｃにおいて安定点灯状態に到達している。図
２９に示す動作は放電灯６が冷えた状態での始動を表
し、放電灯６が立ち消えするなどして放電灯６の管壁温
度が高い状態での再始動の際には、図２９に示す動作の
途中からの動作になる。上述のような制御によって、放
電灯６の始動から安定点灯状態まで比較的短時間で光量
を立ち上げることができる。

【０００９】しかしながら、カーバッテリのような電池
１は電圧が大きく変動するから、電池１の電圧が通常時
よりも大幅に低くなっていることも考えられる。たとえ
ば、通常はＤＣ−ＤＣコンバータ３への入力電圧（平滑
コンデンサ３１の両端電圧）が１４Ｖであるのに対して
入力電圧が９Ｖまで低下していることもある。このよう
に入力電圧が低下しているときに、点灯スイッチ２２を
オンにしたとすると、上述した時刻ｔａから時刻ｔｂの
期間のような比較的大きい電力を出力しようとするとき
に、電池１からＤＣ−ＤＣコンバータ３に大きな電流を
供給しなければならず、結果的に平滑コンデンサ３１の
両端電圧が低下する。これは、主として、電池１の内部
抵抗および入力ハーネス２のインピーダンス成分による
電圧降下を原因としている。平滑コンデンサ３１の両端
電圧が制御回路７に許容された動作可能電圧（たとえ
ば、６Ｖ）よりも低下すると、制御回路７がスイッチン
グ素子３２をオフにしてＤＣ−ＤＣコンバータ３の動作
を停止させることになる。一方、スイッチング素子３２
がオフになれば、平滑コンデンサ３１が充電されて平滑
コンデンサ３１の両端電圧が上昇するから、制御回路７
はスイッチング素子３２を再びオンオフさせることが可
能になる。このように、スイッチング素子３２が動作状
態と非動作状態とを交互に繰り返すことになり、いわゆ
る電源チャタリングを生じることになる。このような電
流チャタリングが生じると、インバータ４に十分に大き
い電力を出力することができないから、始動から定常点
灯状態にすみやかに移行しなくなる。

【００１０】この問題を解決するために、図３０に示す
ように、入力電圧が低下したときには、ＤＣ−ＤＣコン
バータ３に許容される最大の出力電力を上述した時刻ｔ
ａから時刻ｔｂにおける電力よりも引き下げるように設
定することが考えられている。図示例では入力電圧がＶ
ａ以上であれば時刻ｔａから時刻ｔｂにおける出力電力
をＤＣ−ＤＣコンバータ３に許容された最大値（図示例
では４５Ｗ）とし、入力電圧がＶｂ以下であれば時刻ｔ
ａから時刻ｔｂにおける出力電力を最大値よりも十分に
小さい定電力（たとえば、４０Ｗ）とし、入力電圧がＶ
ｂを超えＶａよりも小さいときには、出力電力を入力電
圧に応じて制限するのである。

【００１１】図３０に示すように制御すれば、ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータ３の最大出力電力が制限されることによっ
て入力電流も制限されるから、入力ハーネス２での電圧
降下が少なくなり、結果的に平滑コンデンサ３１の両端
電圧（入力電圧）の低下によって制御回路７がスイッチ
ング素子３２の動作を停止させる可能性が低減され、電
源チャタリングが生じにくくなるのである。

【００１２】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、電池１
が大きく劣化した場合、入力ハーネス２のインピーダン
スが大きい場合、周囲温度が高くＤＣ−ＤＣコンバータ
３やインバータ４での電力変換効率が低い場合などに
は、入力電圧に応じてＤＣ−ＤＣコンバータ３の最大出
力電力を調節するだけでは、入力電流を低減させる効果
が不十分になり、電源チャタリングがほとんど改善され
ないことがある。

【００１３】この問題を解決するには入力電圧の低下時
にＤＣ−ＤＣコンバータ３の最大出力電圧をさらに大き
く引き下げることが考えられるが、最大出力電力が大幅
に引き下げられると、放電灯６の始動後において放電を
維持するための電力を確保することができなくなり、結
果的に始動後に安定点灯状態に移行する前に立ち消えし
やすくなるという問題が生じる。

【００１４】本発明は上記事由に鑑みて為されたもので
あり、その目的は、入力電圧が低下したときの電源チャ
タリングを抑制しながらも、放電灯の立ち消えをまねく
ことなく放電灯を始動から安定点灯状態に移行させるこ
とができる放電灯点灯装置を提供することにある。

【００１５】

【課題を解決するための手段】請求項１の発明は、直流
電源により電力が供給され出力を制御可能なＤＣ−ＤＣ
コンバータと、ＤＣ−ＤＣコンバータから供給されるエ
ネルギにより点灯する放電灯を含んだ負荷回路とを備
え、ＤＣ−ＤＣコンバータへの入力電流の過大な上昇を
抑制するようにＤＣ−ＤＣコンバータの入力側から出力
側への伝達エネルギを制御する入力電流抑制手段を備え
ることを特徴とする。

【００１６】請求項２の発明は、請求項１の発明におい
て、前記ＤＣ−ＤＣコンバータにはオンオフ制御されか
つオンデューティが大きいほど前記ＤＣ−ＤＣコンバー
タの入力側から出力側への伝達エネルギを大きくするス
イッチング素子が設けられ、前記入力電流抑制手段が、
ＤＣ−ＤＣコンバータへの入力電流を検出する電流検出
手段と、電流検出手段により検出された入力電流が規定
値に達するとスイッチング素子のオンオフの周期を変更
せずにオン期間を低減させる出力調節手段とを備えるこ
とを特徴とする。

【００１７】請求項３の発明は、請求項１の発明におい
て、前記ＤＣ−ＤＣコンバータには所定の周期でオンオ
フ制御されかつオンデューティが大きいほど前記ＤＣ−
ＤＣコンバータの入力側から出力側への伝達エネルギを
大きくするスイッチング素子が設けられ、前記入力電流
抑制手段が、ＤＣ−ＤＣコンバータの入力電流を検出す
る電流検出手段と、電流検出手段により検出された入力
電流が規定値に達すると前記周期でのスイッチング素子
のオン期間の一部を欠落させてスイッチング素子を間欠
的にオンオフさせる出力調節手段を備えることを特徴と
する。

【００１８】請求項４の発明は、請求項１の発明におい
て、前記ＤＣ−ＤＣコンバータにはオンオフ制御されか
つオンデューティが大きいほど前記ＤＣ−ＤＣコンバー
タの入力側から出力側への伝達エネルギを大きくするス
イッチング素子が設けられ、前記入力電流抑制手段が、
ＤＣ−ＤＣコンバータへの入力電流を検出する電流検出
手段と、電流検出手段により検出された入力電流が規定
値に達するとスイッチング素子のオン期間は変更せずに
オンオフの周期を長くする出力調節手段とを備えること
を特徴とする。

【００１９】請求項５の発明は、請求項１の発明におい
て、前記ＤＣ−ＤＣコンバータにはオンオフ制御されか
つオンデューティが大きいほど前記ＤＣ−ＤＣコンバー
タの入力側から出力側への伝達エネルギを大きくするス
イッチング素子が設けられ、前記入力電流抑制手段がス
イッチング素子に流れる電流を検出する電流検出手段
と、電流検出手段により検出された電流が規定値に達す
るとスイッチング素子のオンオフの周期を変更せずにオ
ン期間を低減させる出力調節手段とを備えることを特徴
とする。

【００２０】請求項６の発明は、請求項１の発明におい
て、前記ＤＣ−ＤＣコンバータにはオンオフ制御されか
つオンデューティが大きいほど前記ＤＣ−ＤＣコンバー
タの入力側から出力側への伝達エネルギを大きくするス
イッチング素子が設けられ、前記入力電流抑制手段がス
イッチング素子に流れる電流を検出する電流検出手段
と、電流検出手段により検出された電流が規定値に達す
ると前記周期でのスイッチング素子のオン期間の一部を
欠落させてスイッチング素子を間欠的にオンオフさせる
出力調節手段を備えることを特徴とする。

【００２１】請求項７の発明は、請求項１の発明におい
て、前記ＤＣ−ＤＣコンバータにはオンオフ制御されか
つオンデューティが大きいほど前記ＤＣ−ＤＣコンバー
タの入力側から出力側への伝達エネルギを大きくするス
イッチング素子が設けられ、前記入力電流抑制手段が、
前記ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧および出力電流を
それぞれ検出するとともに、あらかじめ設定されている
出力電力の目標値と出力電圧とから求めた電流値を出力
電流の目標値として検出された出力電流の誤差を求めて
電流指令値とする指令値設定手段と、スイッチング素子
に流れる電流を検出する電流検出手段と、スイッチング
素子をオンオフさせる周期を設定するとともに電流検出
手段により検出された電流に対応した電圧が電流指令値
よりも低い期間をオン期間とするようにスイッチング素
子への信号を生成する駆動信号生成手段と、指令値設定
手段から出力された電流指令値が上限値を超えるときに
は駆動信号生成手段にこの上限値を電流指令値として与
える上限規定手段とを備えることを特徴とする。

【００２２】請求項８の発明は、請求項７の発明におい
て、前記上限規定手段により設定される上限値が前記放
電灯の点灯から安定点灯状態に移行するまでの間に経過
時間に伴って上昇するように設定されていることを特徴
とする。

【００２３】請求項９の発明は、請求項８の発明におい
て、前記上限規定手段により設定される上限値の初期値
を、前記放電灯の初始動時よりも再始動時において高く
設定していることを特徴とする。

【００２４】請求項１０の発明は、請求項８または請求
項９の発明において、前記電流検出手段が前記スイッチ
ング素子のオン時における両端電圧により前記スイッチ
ング素子に流れる電流を検出し、スイッチング素子の温
度を検出する温度検出手段を設けるとともに、温度検出
手段による検出温度が高いほど前記上限値を高くするよ
うに補正することを特徴とする。

【００２５】請求項１１の発明は、請求項７ないし請求
項１０の発明において、前記ＤＣ−ＤＣコンバータの入
力電圧が低いほど出力電力の目標値を低く設定する最大
電力制限手段を備えることを特徴とする。

【００２６】請求項１２の発明は、請求項１１の発明に
おいて、前記負荷回路が前記ＤＣ−ＤＣコンバータの出
力を矩形波交番電圧に変換して前記放電灯に印加するイ
ンバータを備え、放電灯の点灯後に放電灯への印加電圧
の極性を少なくとも１回反転させる間に放電灯の定常点
灯状態よりも周期を長くするＤＣフェーズ期間を設定
し、ＤＣフェーズ期間には最大電力制限手段の出力を用
いないことを特徴とする。

【００２７】請求項１３の発明は、請求項１２の発明に
おいて、前記ＤＣフェーズ期間において前記上限規定手
段により電流指令値の上限値が制限されたときに、上限
値が制限されていない場合よりも放電灯に印加する電圧
の極性を反転させるまでの時間を延長する反転周期変更
手段を設けたことを特徴とする。

【００２８】請求項１４の発明は、請求項１２の発明に
おいて、前記ＤＣフェーズ期間において前記指令値設定
手段から出力される前記電流指令値と前記上限規制手段
の出力との差の積分値が規定値を超えたときに、規定値
を超えていない場合よりも放電灯に印加する電圧の極性
を反転させるまでの時間を延長する反転周期変更手段を
設けたことを特徴とする。

【００２９】請求項１５の発明は、請求項１２の発明に
おいて、前記ＤＣフェーズ期間において前記放電灯に印
加する電圧の極性を反転させるタイミングが前記ＤＣ−
ＤＣコンバータの出力電流の電流時間積の大きさにより
決定され、前記ＤＣフェーズ期間において前記上限規定
手段により電流指令値の上限値が制限されたときに、規
定値を超えていない場合よりも放電灯に印加する電圧の
極性を反転させるまでの電流時間積を大きく設定する反
転タイミング変更手段を設けたことを特徴とする。

【００３０】請求項１６の発明は、請求項１２の発明に
おいて、前記ＤＣフェーズ期間において前記放電灯に印
加する電圧の極性を反転させるタイミングが前記ＤＣ−
ＤＣコンバータの出力電流の電流時間積の大きさにより
決定され、前記ＤＣフェーズ期間において前記指令値設
定手段から出力される前記電流指令値と前記上限規制手
段の出力との差の積分値が規定値を超えたときに、規定
値を超えていない場合よりも放電灯に印加する電圧の極
性を反転させるまでの電流時間積を大きく設定する反転
タイミング変更手段を設けたことを特徴とする。

【００３１】請求項１７の発明は、請求項１２ないし請
求項１６の発明において、前記放電灯に印加する電圧の
極性が反転する際の所定期間において前記ＤＣ−ＤＣコ
ンバータにおける前記スイッチング素子のオンオフの周
波数を他の期間よりも高くする周波数変更手段を備える
ことを特徴とする。

【００３２】請求項１８の発明は、請求項１ないし請求
項１１の発明において、前記負荷回路が前記ＤＣ−ＤＣ
コンバータの出力を矩形波交番電圧に変換して前記放電
灯に印加するインバータを備え、前記放電灯に印加する
電圧の極性が反転する際の所定期間において前記ＤＣ−
ＤＣコンバータにおける前記スイッチング素子のオンオ
フの周波数を他の期間よりも高くする周波数変更手段を
備えることを特徴とする。

【００３３】

【発明の実施の形態】（第１の実施の形態）本実施形態
は、図１に示すように、図２７に示した従来構成との主
な相違点は、制御回路７においてＤＣ−ＤＣコンバータ
３の入力電流Ｉ１を監視する点にある。したがって、Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータ３には電池１と平滑コンデンサ３１
との間にカレントトランスのような電流検出手段８を設
けてある。電流検出手段８により検出された入力電流Ｉ
１は制御回路７に入力される。

【００３４】制御回路７は、図２に示すように、図２８
に示した構成に加えて電流検出手段８で検出した入力電
流Ｉ１を増幅する増幅回路５１を備え、増幅回路５１の
出力は誤差増幅回路５２に入力され、あらかじめ設定さ
れた基準電圧Ｖｒｅｆ１との誤差が出力される。ここ
で、誤差増幅回路４５と誤差増幅回路５２との出力はそ
れぞれダイオード５３，５４を介してコンパレータ４７
の一方の入力となり、発振器４６の出力と比較される。
各ダイオード５３，５４は、アノードが各誤差増幅回路
４５，５２の出力端に接続され、カソードがコンパレー
タ４７の一方の入力端に共通に接続されている。

【００３５】上記構成において、電池１の電圧が低下し
たときには出力電力設定回路４４で設定された電力値に
対応する電流値よりも検出された電流Ｉ２のほうが小さ
くなるから、誤差増幅回路４５の出力は小さくなってコ
ンパレータ４７から出力されるコンバータ制御信号Ｄ１
のオン期間を長くしようとする。一方、電池１の電圧の
低下によってＤＣ−ＤＣコンバータ３の入力電流Ｉ１が
増加するから、入力電流Ｉ１に対応する増幅回路５１の
出力電圧が基準電圧Ｖｒｅｆ１を超えるようになり誤差
増幅回路５２の出力が大きくなれば、誤差増幅回路４５
の出力に優先して誤差増幅回路５２の出力がコンパレー
タ４７に入力されることになる。つまり、電池１の電圧
が低下すれば、誤差増幅回路４５の出力が小さくなり、
誤差増幅回路５２の出力が大きくなるのであって両者は
逆方向に変化するから、コンパレータ４７には誤差増幅
回路５２の出力が入力されることになり、結果的に、発
振器４６の出力が誤差増幅回路５２の出力を超える期間
が短くなってコンバータ制御信号Ｄ１のオン期間が短く
なる。要するに、スイッチング素子３２のオンデューテ
ィが小さくなってＤＣ−ＤＣコンバータ３の出力電力が
抑制され入力電流Ｉ１が抑制される。つまり、スイッチ
ング素子３２のオンデューティが小さくなることによっ
て、ＤＣ−ＤＣコンバータ３の入力側から出力側への伝
達エネルギが減少する。このように、主として誤差増幅
回路５２、コンパレータ４７、発振器４６により出力調
節手段が構成される。

【００３６】上述のように入力電流Ｉ１を制限すること
によって、入力電流Ｉ１が過大になることによる入力電
圧の低下を抑制することができ、電源チャタリングの発
生を低減することができる。しかも、入力電流Ｉ１の制
限値（つまり、基準電圧Ｖｒｅｆ１と増幅回路５１の出
力との関係）を適正に設定し、入力電流Ｉ１が極端に小
さくならないようにしておくことによって、ＤＣ−ＤＣ
コンバータ３の出力電流および出力電力をできるかぎり
確保することができ、従来構成に比較して出力電力が極
端に小さくなることがなく、放電灯６の立ち消えの発生
を抑制することができる。なお、本実施形態では誤差増
幅回路５２を用いたことによって、入力電流Ｉ１の変化
に応じてスイッチング素子３２のオンデューティが変化
することになるが、誤差増幅回路５２に代えてコンパレ
ータを用いるようにすれば、入力電流Ｉ１に対応する増
幅回路５１の出力電圧が基準電圧Ｖｒｅｆ１を超えると
きには、コンパレータ４７への入力が一定値になり、結
果的にスイッチング素子３２のオンデューティを一定値
に制限することが可能になる。他の構成および動作は従
来構成と同様である。

【００３７】（第２の実施の形態）本実施形態は、図３
に示すように、図２８に示した従来構成の制御回路７
に、ＤＣ−ＤＣコンバータ３の入力電流Ｉ１を検出する
電流検出手段８の出力を増幅する増幅回路５１と、増幅
回路５１の出力を基準電圧Ｖｒｅｆ２と比較するコンパ
レータ５５と、コンパレータ４７およびコンパレータ５
５の出力を入力とする論理回路５６とを付加したもので
ある。論理回路５６は、入力電流Ｉ１に相当する増幅回
路５１の出力電圧が基準電圧Ｖｒｅｆ２よりも小さくコ
ンパレータ５５の出力がＬレベルであるとコンパレータ
４７の出力をコンバータ制御信号Ｄ１として出力し、コ
ンパレータ５５の出力がＨレベルであるとコンパレータ
４７の出力にかかわらずコンバータ制御信号Ｄ１をオフ
にする。ここに、コンバータ制御信号Ｄ１にするタイミ
ングは、コンパレータ５５の出力がＨレベルになった時
点、またはコンパレータ４７の出力が次に立ち上がる時
点からとする。この種の論理回路５６はＲＳラッチによ
り構成することができる。つまり、本実施形態の構成で
は入力電流Ｉ１はスイッチング素子３２のオンオフに応
じて増減するから、コンパレータ５５の基準電圧Ｖｒｅ
ｆ２を適宜に設定すれば、スイッチング素子３２のオン
オフに同期した矩形波信号を論理回路５６に与えること
ができるのであって、コンパレータ４７の出力でセッ
ト、コンパレータ５７の出力でリセットされるＲＳラッ
チを論理回路５６に用いればよい。

【００３８】上述の構成によって、電池１の電圧低下な
どによって入力電流Ｉ１が増加すると、コンバータ制御
信号Ｄ１の一部が欠落して間欠的に出力されることにな
り、入力電流Ｉ１の極端な増加を抑制することができ
る。つまり、コンパレータ５５と論理回路８とによって
出力調節手段が構成される。このように、入力電流Ｉ１
の増加を抑制することにより、入力電流Ｉ１が過大にな
ることによる入力電圧の低下を抑制することができ、電
源チャタリングの発生を低減することができる。しか
も、入力電流Ｉ１の制限値を適正に設定し、入力電流Ｉ
１が極端に小さくならないようにしておくことによっ
て、ＤＣ−ＤＣコンバータ３の出力電流および出力電力
をできるかぎり確保することができ、従来構成に比較し
て出力電力が極端に小さくなることがなく、放電灯６の
立ち消えの発生を抑制することができる。他の構成およ
び動作は従来構成と同様である。

【００３９】（第３の実施の形態）本実施形態も第１お
よび第２の実施の形態と同様に、ＤＣ−ＤＣコンバータ
３の入力電流Ｉ１を監視することによって、入力電流Ｉ
１の大小に応じてコンバータ制御信号Ｄ１を制御するも
のである。ただし、本実施形態ではコンパレータ４７に
入力する鋸歯状波の波形を入力電流Ｉ１に応じて変化さ
せる構成を採用している。具体的には、入力電流Ｉ１が
小さいときには図５（ａ）のように鋸歯状波の１周期内
での休止期間Ｔ１を短くし、入力電流Ｉ１が大きくなる
と図５（ｂ）のように鋸歯状波の１周期内での休止期間
Ｔ１を長くするのである。鋸歯状波のピーク値および半
値幅は入力電流Ｉ１に依存しないが、休止期間Ｔ１のみ
が入力電流Ｉ１に応じて変化するようになっている。し
たがって、第１の実施の形態ではスイッチング素子３２
のオンオフの周波数が一定であるのに対して、本実施形
態ではスイッチング素子３２のオンオフの周波数は入力
電流Ｉ１に応じて変化する。

【００４０】すなわち、図４に示すように、入力電流Ｉ
１を増幅回路５１により増幅して誤差増幅回路５２によ
り基準電圧Ｖｒｅｆ３との誤差を求める。誤差増幅回路
５２の出力はＶ−ｆ変換回路５７に入力され、誤差増幅
回路５２の出力電圧が大きいほど高い周波数の矩形波信
号に変換される。Ｖ−ｆ変換回路５７から出力される矩
形波信号はオンデューティが十分に大きい波形であっ
て、ＲＳラッチ６１のリセット端子Ｒに入力される。Ｒ
Ｓラッチ６１のセット端子Ｓには、コンパレータ６２の
出力端が接続される。コンパレータ６２の一方の入力端
にはコンデンサＣｓとスイッチング素子Ｑｓとの並列回
路が接続され、さらにコンデンサＣｓにはスイッチング
素子Ｑｓがオフである間にコンデンサＣｓに充電電流を
流す定電流源Ｉｓが接続される。このコンデンサＣｓの
両端電圧がコンパレータ４７に入力されるのであって、
コンデンサＣｓの両端電圧が発振器４６の出力になる。
スイッチング素子ＱｓはＲＳラッチ６１の出力によりオ
ンオフが制御され、コンパレータ６２の他方の入力端に
は基準電圧Ｖｒｅｆ４が印加される。

【００４１】したがって、入力電流Ｉ１に対応した増幅
回路５１の出力に応じた周波数の矩形波信号の立ち上が
りによってＲＳラッチ６１がリセットされＲＳラッチ６
１の出力がＬレベルになるとスイッチング素子Ｑｓはオ
フになり、コンデンサＣｓの充電が開始される。この間
には発振器４６の出力電圧は時間の経過に伴って上昇す
る。コンデンサＣｓの両端電圧が基準電圧Ｖｒｅｆ４に
達すると、コンパレータ６２の出力がＬレベルからＨレ
ベルに立ち上がるからＲＳラッチ６１がセットされ、Ｒ
Ｓラッチ６１の出力がＨレベルになりスイッチング素子
Ｑｓがオンになる。つまり、コンデンサＣｓは放電さ
れ、発振器４６の出力電圧はゼロになる。ここで、定電
流源Ｉｓの出力電流とコンデンサＣｓの容量と基準電圧
Ｖｒｅｆ４との関係を適宜に設定することにより、スイ
ッチング素子ＱｓがオフになってからコンデンサＣｓの
両端電圧が基準電圧Ｖｒｅｆ４に達してスイッチング素
子Ｑｓがオンになるまでの時間を、Ｖ−ｆ変換回路５７
から出力される矩形波信号のオン期間よりも短く設定し
てある。また、スイッチング素子Ｑｓがオフになってか
らオンになるまでの時間は、Ｖ−ｆ変換回路５７から出
力される矩形波信号の最小の周期よりも短くなるように
設定してある。その結果、Ｖ−ｆ変換回路５７から出力
される矩形波信号の周期が長くなれば、発振器４６の出
力の休止期間Ｔ１が長くなる。本実施形態では、誤差増
幅回路５２、Ｖ−ｆ変換回路５７、ＲＳラッチ６１、コ
ンパレータ６２、コンデンサＣｓ、定電流源Ｉｓ、スイ
ッチ要素Ｑｓなどにより出力調節手段が構成される。

【００４２】上述したように、本実施形態では発振器４
６からの出力の休止期間Ｔ１を入力電流Ｉ１の大きさに
応じて調節し、入力電流Ｉ１が大きくなると休止期間Ｔ
１を長くすることによって、入力電流Ｉ１が増大すれば
ＤＣ−ＤＣコンバータ３のスイッチング素子３２のオン
デューティが減少するから、ＤＣ−ＤＣコンバータ３の
出力が抑制されることになり、結果的に入力電流Ｉ１の
増加が抑制されることになる。つまり、入力電流Ｉ１の
増加を抑制することにより、入力電流Ｉ１が過大になる
ことによる入力電圧の低下を抑制することができ、電源
チャタリングの発生を低減することができる。本実施形
態では、入力電流Ｉ１とＶ−ｆ変換回路５７から出力さ
れる矩形波信号の周波数との対応関係を適正に設定し、
入力電流Ｉ１が極端に小さくならないようにしておくこ
とによって、ＤＣ−ＤＣコンバータ３の出力電流および
出力電力をできるかぎり確保することができ、従来構成
に比較して出力電力が極端に小さくなることがなく、放
電灯６の立ち消えの発生を抑制することができる。他の
構成および動作は従来構成と同様である。

【００４３】（第４の実施の形態）図１に示した第１の
実施の形態ではＤＣ−ＤＣコンバータ３への入力電流Ｉ
１を検出していたのに対して、本実施形態は、図６に示
すように、ＤＣ−ＤＣコンバータ３のスイッチング素子
３２を通過する電流Ｉｑを検出する電流検出手段９を設
け、電流検出手段９により検出した電流Ｉｑに基づいて
スイッチング素子３２のオンオフを制御するものであ
る。電流検出手段９にはここではカレントトランスを用
いている。なお、図６に示すＤＣ−ＤＣコンバータ３
は、図１に示したＤＣ−ＤＣコンバータ３とはトランス
３３の２次巻線ｎ２およびダイオード３４の極性を変更
してある。この変更によって電流検出用の抵抗３６は平
滑コンデンサ３５の負極とインバータ４との間に挿入さ
れるが、ＤＣ−ＤＣコンバータ３の２次側での基準電位
が変化するだけであって動作は第１の実施の形態とほぼ
同様である。

【００４４】電流検出手段９により検出した電流Ｉｑは
スイッチング素子３２のオンオフによって断続されるか
ら、図７に示すように、制御回路７では電流検出手段９
により検出された電流を増幅回路５１で増幅した後、平
均化回路５８によって平均化している。つまり、増幅回
路５１の出力電圧の平均電圧を平均化回路５８により求
め、この平均電圧を第１の実施の形態と同様に誤差増幅
回路５２に入力して基準電圧Ｖｒｅｆ５との誤差を求め
ている。誤差増幅回路５２の出力はダイオード５４を通
してコンパレータ４７に入力されており、コンパレータ
４７には誤差増幅回路４５の出力もダイオード５３を通
して入力されている。ここにおいて、第１の実施の形態
ではＤＣ−ＤＣコンバータ３の出力電圧を平滑コンデン
サ３５の負極側で監視しているから、制御回路７におい
て反転増幅回路４１を用いたが、本実施形態では平滑コ
ンデンサ３５の正極側でＤＣ−ＤＣコンバータ３の出力
電圧を監視するから、制御回路７において増幅回路（非
反転）４８を用いている。

【００４５】本実施形態の構成は、電流検出手段９の位
置と平均化回路５８を設けた点を除けば、実質的に第１
の実施の形態と同様の構成を有している。また、平均化
回路５８から出力される平均電圧は、ＤＣ−ＤＣコンバ
ータ３への入力電流Ｉ１と等価であるから、本実施形態
の構成は第１の実施の形態と同様に機能し、同様に動作
することになる。

【００４６】（第５の実施の形態）本実施形態は、第２
の実施の形態の構成を第４の実施の形態において示した
ＤＣ−ＤＣコンバータ３に適用したものであって、図８
のように、電流検出手段９（図６参照）により検出した
スイッチング素子３２に流れる電流Ｉｑを増幅回路５１
により増幅し、増幅回路５１の出力電圧をコンパレータ
５５で基準電圧Ｖｒｅｆ６と比較している。コンパレー
タ５５の出力は論理回路５６に入力される。また、論理
回路５６にはコンパレータ４７の出力が入力され、論理
回路５６の出力がスイッチング素子３２を制御するコン
バータ制御信号Ｄ１として用いられる。論理回路５６は
第２の実施の形態と同様にＲＳラッチを用いればよい。
ここに、第４の実施の形態と同様に、ＤＣ−ＤＣコンバ
ータ３の出力電圧は増幅回路（非反転）４８により増幅
される。要するに、本実施形態の基本的な構成は、電流
検出手段９の位置を除けば第２の実施の形態と同様であ
る。

【００４７】この構成によれば、電流Ｉｑに対応する増
幅回路５１の出力が基準電圧Ｖｒｅｆ６以下であれば、
コンパレータ４７の出力が論理回路５６を通過するか
ら、スイッチング素子３２のオンオフはコンパレータ４
７の出力によって制御される。一方、電池１の電圧の低
下などによってスイッチング素子３２に流れる電流Ｉｑ
が増加し、増幅回路５１の出力電圧が基準電圧Ｖｒｅｆ
６を超えるとコンパレータ５５の出力がＨレベルにな
り、結果的に、コンパレータ５５の出力がＨレベルであ
る期間にはコンパレータ４７の出力が論理回路５６を通
過できなくなる。すなわち、スイッチング素子３２がオ
ンになって電流Ｉｑが検出され、電流Ｉｑが規定した値
よりも大きいときにはスイッチング素子３２がオフにな
るのであって、電流Ｉｑの立ち上がりの速さに応じてス
イッチング素子３２のオン期間が調節されることにな
り、電流Ｉｑが大きいほどスイッチング素子３２のオン
期間が短くなる。その結果、スイッチング素子３２に流
れる電流ＩｑはＤＣ−ＤＣコンバータ３の入力電流Ｉ１
と等価であるから、入力電流Ｉ１が増加すればスイッチ
ング素子３２のオン期間が短くなってＤＣ−ＤＣコンバ
ータ３の出力が抑制されることになり、第２の実施の形
態と同様に機能する。ここに、電流Ｉｑはトランス３３
の１次巻線ｎ１を流れるから、増幅回路５１の出力電圧
が基準電圧Ｖｒｅｆ６を超える場合であっても、スイッ
チング素子３２がオンになってからコンパレータ５５の
出力がＨレベルになるまでの時間は電流Ｉｑの大きさに
応じて変化するのであって、電流Ｉｑがごく大きいとき
にはスイッチング素子３２はオンになると瞬時にオフに
なる。本実施形態の他の構成および動作は第２の実施の
形態と同様である。

【００４８】（第６の実施の形態）本実施形態は、図９
に示す構成の制御回路７を用いるものであって、ＤＣ−
ＤＣコンバータ３については第４の実施の形態と同様の
構成を採用する。つまり、本実施形態ではＤＣ−ＤＣコ
ンバータ３への入力電流Ｉ１に相当する電流をスイッチ
ング素子３２を流れる電流Ｉｑとして電流検出手段９に
より検出する。制御回路７では、他の実施の形態と同様
に、ＤＣ−ＤＣコンバータ３の出力電圧Ｖ２および出力
電流Ｉ２をそれぞれ監視し、出力電圧Ｖ２を増幅回路
（非反転）４８により増幅し、出力電流Ｉ２を反転増幅
回路４２により増幅する。増幅回路４８の出力は目標電
流演算回路４３に入力され、出力電力設定回路４４にお
いて設定された出力電力の目標値と増幅回路４８の出力
とから、出力電力を目標値とするための出力電流の目標
値を求める。出力電流Ｉ２に相当する電圧を出力する反
転増幅回路４２の出力電圧と目標電流演算回路４３で求
めた目標値との誤差が誤差増幅回路４５によって求めら
れる。

【００４９】本実施形態では、誤差増幅回路４５の出力
値の上限を制限するための上限規定回路（上限規定手
段）６４が設けられており、上限規定回路６４を通して
誤差増幅回路４５の出力がコンパレータ４９に入力され
る。このコンパレータ４９にはスイッチング素子３２に
流れる電流に相当する増幅回路５１の出力電圧を電圧重
畳回路５９に通すことによって生成した電圧も入力さ
れ、上限規定回路６４の出力と上限規定回路５９の出力
とがコンパレータ４９により比較される。コンパレータ
４９の出力はＲＳラッチ６５のリセット端子Ｒに入力さ
れ、ＲＳラッチ６５のセット端子Ｓには発振器６３で生
成した一定周波数の矩形波信号が入力される。発振器６
３から出力される矩形波信号はオンデューティを十分に
大きくとってある。

【００５０】電圧重畳回路５９は、スイッチング素子３
２に電流Ｉｑが流れる期間において（つまり、増幅回路
５１の出力電圧が０Ｖではない期間において）、増幅回
路５１の出力電圧に三角波状の電圧を重畳する回路であ
って、増幅回路５１の出力電圧が図１０にイで示すよう
になるとすれば、電圧重畳回路５９の出力電圧は図１０
にロで示すようになる。電圧重畳回路５９を設けたこと
により、スイッチング素子３２のオン後における電流Ｉ
ｑの立ち上がり時間を、電圧重畳回路５９を設けない場
合よりも短縮することができる。

【００５１】まず、図１１に示すように上限規定回路６
４を設けていない構成として動作を説明する。コンパレ
ータ４９では誤差増幅回路４５の出力電圧と電圧重畳回
路５９の出力電圧との大小を比較し、電圧重畳回路５９
の出力電圧が誤差増幅回路４５の出力電圧よりも大きく
なると出力をＨレベルに立ち上げる。したがって、ＲＳ
ラッチ６５の出力が発振器６３からの矩形波信号の立ち
上がりによってＨレベルになりスイッチング素子３２が
オンになると電圧重畳回路５９の出力電圧が上昇し、電
圧重畳回路５９の出力電圧が誤差増幅回路４５の出力電
圧よりも大きくなるとコンパレータ４９の出力がＨレベ
ルになってＲＳラッチ６５の出力がＬレベルになる。つ
まり、スイッチング素子３２のオン期間をスイッチング
素子３２に流れる電流Ｉｑの大きさに応じて変化させる
ことが可能になる。その結果、スイッチング素子３２に
流れる電流Ｉｑのピーク値を制御することになり、いわ
ゆる電流ピーク値制御が可能になる。ここに、電流Ｉｑ
のピーク値の検出値は電圧重畳回路５９の出力に相当
し、電流Ｉｑのピーク値の指令値（以下、「電流指令
値」と呼ぶ）は誤差増幅回路４５により与えられること
になる。つまり、増幅回路４８、反転増幅回路４２、目
標電流演算回路４３、出力電力設定回路４４、誤差増幅
回路４５により指令値設定手段が構成される。また、増
幅回路５１、電圧重畳回路５９、コンパレータ４９、Ｒ
Ｓラッチ６５、発振器６３により駆動信号生成手段が構
成される。

【００５２】上述した電流ピーク値制御を行う際に電圧
重畳回路５９が存在しないとすると、コンパレータ４９
に入力される誤差増幅回路４５の出力電圧を増幅回路５
１の出力電圧が超えずにＲＳラッチ６５がリセットされ
ない場合がある。このような場合には、発振器６３の出
力の１周期内でスイッチング素子３２がオフにならず、
発振器６３の出力の次周期で増幅回路５１の出力が上昇
することによりスイッチング素子３２がオフになること
がある。このような動作ではスイッチング素子３２を発
振器６３から出力される矩形波信号の周期でオンオフさ
せることができず、スイッチング素子３２のオンオフの
周期が矩形波信号の２倍になってしまう。このような現
象を周波数半減現象と呼ぶことがある。これに対して、
コンパレータ４９への入力電圧の立ち上がりを補正する
電圧重畳回路５９を設けていることによって、発振器６
３から出力される矩形波信号の１周期内でスイッチング
素子３２を確実にオンオフさせることが可能になるので
ある。ただし、電圧重畳回路５９を設けなくても上述し
た周波数半減現象が生じないように他の回路が設計され
ている場合には、電圧重畳回路６３は省略することが可
能である。

【００５３】ところで、本実施形態では図９に示すよう
に、上限規定回路６４を設けていることによって、コン
パレータ４９に入力される電流Ｉｑの電流指令値に上限
が設定されている。その結果、ＤＣ−ＤＣコンバータ３
の出力が比較的小さい場合でもＤＣ−ＤＣコンバータ３
の入力電流Ｉ１を抑制することが可能になり、電源チャ
タリングの発生を抑制することができる。他の構成およ
び動作は第４の実施の形態と同様である。

【００５４】（第７の実施の形態）本実施形態は、図９
に示した第６の実施の形態と同様の構成を有し、第６の
実施の形態では上限規定回路６４での上限値の設定が固
定的であるのに対して、本実施形態は上限規定回路６４
に設定された上限値を放電灯６の点灯後の時間経過に伴
って変化させるものである。すなわち、放電灯６の始動
後に安定点灯状態に移行するまでの間にはＤＣ−ＤＣコ
ンバータ３の出力が放電灯６の状態に応じて変化するか
ら、上限値を一定値に設定すると、始動直後の期間にお
いてＤＣ−ＤＣコンバータ３の入力電流Ｉ１を十分に抑
制できないか、あるいは入力電流Ｉ１を抑制しすぎるこ
とによって放電灯６が立ち消えしやすくなる可能性があ
る。そこで、本実施形態では、ＤＣ−ＤＣコンバータ３
の出力に基づいて設定される電流Ｉｑの電流指令値の上
限を、放電灯６の始動後から安定点灯状態に移行するま
での間に変化させることによって、この問題を解決して
いる。

【００５５】本実施形態では、上限規定回路６４により
設定する上限値を、図１２（ａ）に示すように変化させ
る。図１２（ａ）において時刻０は電源投入時を示し、
電源投入から一定時間は上限値を比較的低く設定するこ
とによって、入力電流Ｉ１の上昇を抑制し、結果的に電
源チャタリングの発生を抑制している。その後、放電灯
６のアーク放電が開始されてから安定点灯状態に移行す
るまでの間には上限値を徐々に上昇させ、放電灯６が安
定点灯状態に移行すれば、過電流を保護できる程度の上
限値に設定するのである。

【００５６】上述した動作によって、電源投入からＤＣ
−ＤＣコンバータ３の出力電力が最大値付近になる期間
においては入力電流Ｉ１（もしくは、スイッチング素子
３２に流れる電流Ｉｑのピーク値）を抑制し、放電灯６
が始動してから安定点灯状態に移行する期間および安定
点灯状態の期間においては、ＤＣ−ＤＣコンバータ３の
出力電力が必要以上に抑制されないように、スイッチン
グ素子３２のオンオフのタイミングを制御することが可
能になる。ここにおいて、放電灯６の再始動のさいに
は、図１２（ｂ）のように、定常点灯状態よりもやや低
い上限値に設定しておき、安定点灯状態に達するまでの
間に上限値を徐々に上昇させるのが望ましい。

【００５７】本実施形態は、図３０に示したようにＤＣ
−ＤＣコンバータ３の最大の出力電力を入力電圧に応じ
て調節する構成と併用すれば、電池１の電圧低下に対し
てより適正な制御が可能になる。また、本実施形態では
上限規定回路６４に設定する上限値を時間経過に伴って
定率で上昇させた例を示したが、図１３（ａ）のように
上限値をランプ関数状に上昇させたり、図１３（ｂ）の
ように上限値を複数段階で階段状に上昇させたり、図１
３（ｃ）のように上限値を折れ線状に上昇させたりする
など、上限値の変化と時間との関係は放電灯６の特性、
回路動作の特性、電池１の特性などに応じて適宜に設定
することが可能である。他の構成および動作は第６の実
施の形態と同様である。

【００５８】（第８の実施の形態）本実施形態は、図１
４に示すように、ＤＣ−ＤＣコンバータ３のスイッチン
グ素子３２のオン期間におけるスイッチング素子３２の
端子電圧Ｖｄをスイッチング素子３２に流れる電流Ｉｑ
として検出するものである。この構成では、スイッチン
グ素子３２の端子電圧Ｖｄを検出しているから、スイッ
チング素子３２の温度特性を補償することが必要であ
る。ここにおいて、本実施形態では、ＤＣ−ＤＣコンバ
ータ３として、上述した実施形態において示したフライ
バック型のＤＣ−ＤＣコンバータとは異なる形態のＤＣ
−ＤＣコンバータ３を用いているが、フライバック型や
フォワード型のＤＣ−ＤＣコンバータ３であっても本実
施形態の構成を適用することができる。

【００５９】本実施形態で用いるＤＣ−ＤＣコンバータ
３は、電池１の両端間に入力ハーネス２を介して接続し
た平滑コンデンサ３１を備え、平滑コンデンサ３１の両
端間には、トランス３３の１次巻線ｎ１とスイッチング
素子３２との直列回路が接続される。スイッチング素子
３２はＭＯＳＦＥＴからなり、ドレインがトランス３３
の１次巻線ｎ１の巻終端に接続される。トランス３３の
２次巻線ｎ２の巻終端にはダイオード３４のアノードが
接続され、ダイオード３４のカソードはスイッチング素
子３２のソースに接続される。また、トランス３３の１
次巻線ｎ１の巻終端と２次巻線ｎ２の巻始端との間にコ
ンデンサ３７が接続される。２次巻線ｎ２とコンデンサ
３７との接続点には、インダクタ３８を介して平滑コン
デンサ３５の負極が接続され、平滑コンデンサ３５の正
極はスイッチング素子３２のソースに接続される。平滑
コンデンサ３５の正極とインバータ４との間には電流検
出用の抵抗３６が挿入される。

【００６０】このＤＣ−ＤＣコンバータ３は、定常状態
であってコンデンサ３７が充電された状態では、スイッ
チング素子３２がオンであるときに電池１（平滑コンデ
ンサ３１）からトランス３３の１次巻線ｎ１とスイッチ
ング素子３２とを通る経路で電流が流れてトランス３３
に電磁エネルギが蓄積されるとともに、コンデンサ３７
の電荷がスイッチング素子３２と平滑コンデンサ３５と
インダクタ３８とを通る経路で放出され、平滑コンデン
サ３５が充電される。また、スイッチング素子３２がオ
フになれば、トランス３３に蓄積された電磁エネルギが
放出されることにより、トランス３３の２次巻線ｎ２−
ダイオード３４−電池１（平滑コンデンサ３１）−トラ
ンス３３の１次巻線ｎ１−コンデンサ３７のループ内で
電流が流れ、コンデンサ３７が充電される。

【００６１】つまり、ＤＣ−ＤＣコンバータ３は、電池
１を電源としコンデンサ３７を負荷とする昇圧チョッパ
回路として動作するとともに、コンデンサ３７を電源と
して平滑コンデンサ３５を負荷とする降圧チョッパ回路
として動作するのであって、スイッチング素子３２は昇
圧チョッパ回路と降圧チョッパ回路とに兼用された構成
になっている。

【００６２】ところで、制御回路７は、図１５に示すよ
うに、基本的な構成は図９に示した第６の実施の形態と
同様の構成であるが、上限規定回路６４の上限値が温度
検出回路（温度検出手段）６７により検出された温度に
よって設定される点が異なる。つまり、上述したよう
に、スイッチング素子３２のオン時の両端電圧Ｖｄを検
出し、スイッチング素子３２に流れる電流Ｉｑの代わり
に用いるから温度補償が必要であって、この温度補償の
ために上限規定回路６４の上限値をスイッチング素子３
２の温度に相当する温度によって変化させるのである。
また、スイッチング素子３２のオン時の両端電圧Ｖｄを
電流Ｉｑの代わりに用いるために両端電圧Ｖｄは電流検
出回路６６に入力され、増幅回路５１の出力に相当する
電圧になるように調節される。電流検出回路６６の出力
電圧は電圧重畳回路５９により補正され、コンパレータ
４９の一方の入力となる。

【００６３】ＤＣ−ＤＣコンバータ３の出力電圧Ｖ２お
よび出力電流Ｉ２は、それぞれ反転増幅回路４１，４２
に入力され、目標電流演算回路４３において出力電力設
定回路４４で設定した出力電力とＤＣ−ＤＣコンバータ
３の出力電圧Ｖ２に対応する反転増幅回路４１の出力電
圧とに基づいて出力電流の目標値が設定される。出力電
流の目標値は誤差増幅回路４５に入力されてＤＣ−ＤＣ
コンバータ３の出力電流Ｉ２に対応する反転増幅回路４
２の出力電圧との誤差が求められる。この誤差増幅回路
４５の出力が上限値を制限する上限規定回路６４を通し
てコンパレータ４９の他方の入力になる。ここに、上述
したように上限規定回路６４の上限値は温度検出回路６
７により補正される。

【００６４】温度検出回路６７は、スイッチング素子３
２の温度またはスイッチング素子３２の温度に相当する
温度を検出するように配置され、上限規定回路６４にお
ける上限値の補正量は、図１６に示すように、温度検出
回路６７で検出された温度が高くなるほど大きくなるよ
うに設定されている。ただし、温度と補正量との関係は
スイッチング素子３２の温度特性に応じて設定される。
しかして、上限設定回路６４において設定される上限値
は、図１７に示すように、温度検出回路６７で検出され
た温度が高いほど大きくなり、スイッチング素子３２の
オン時の両端電圧によりスイッチング素子３２に流れる
電流Ｉｑを検出する構成を採用しながらも、スイッチン
グ素子３２の温度特性が補償され、スイッチング素子３
２の温度特性によらず電流Ｉｑに対応するようにスイッ
チング素子３２のオンオフを制御することができる。

【００６５】なお、図１７に示す例では放電灯６が安定
点灯状態に移行した後も温度検出回路６７で検出した温
度に応じて上限値を補正しているが、安定点灯状態にお
いては過電流に対する保護のみを行えばよく温度補償は
必ずしも必要ではないから、図１８に示すように、放電
灯６が安定点灯状態に移行した後には上限値の温度補正
を行わないようにしてもよい。他の構成および動作は第
７の実施の形態と同様である。

【００６６】なお、本実施形態の構成は、スイッチング
素子３２にごく小さい抵抗を直列接続し、抵抗の両端電
圧をスイッチング素子３２に流れる電流Ｉｑとして検出
する場合にも適用可能である。

【００６７】（第９の実施の形態）本実施形態は、上述
した各実施形態のいずれかに組み合わせて用いるもので
あって、放電灯６の点灯状態に応じて、ＤＣ−ＤＣコン
バータ３の出力電力の最大値を制限する状態と、最大値
を制限しない状態とを切り換えるようにしたものであ
る。すなわち、従来構成として説明したように、ＤＣ−
ＤＣコンバータ３の出力電力の最大値を電池１の電圧に
応じて制限する構成を採用すれば、電池１の電圧が低下
したときに出力電力を維持するために入力電流が増加し
てＤＣ−ＤＣコンバータ３の動作が停止してしまうとい
う不都合をある程度は回避することができるが、最大出
力電力を大幅に引き下げると放電灯６の始動後に放電を
維持するための電力を確保することができなって立ち消
えしやすくなるという問題が生じる。そこで、本実施形
態では、放電灯６の始動後からアーク放電が持続する状
態になるまでは出力電力の最大値を制限せず、アーク放
電が維持されるようになってから出力電力の最大値を制
限する動作を開始することによって、最大出力電力を引
き下げながらも立ち消えを生じにくくしている。

【００６８】つまり、図１９に示すように、出力電力設
定回路４４には、ＤＣ−ＤＣコンバータ３の出力電圧Ｖ
２の変化に基づいて放電灯６の点灯状態を判別するため
の点灯状態検出回路４４ａを設けてあり、点灯状態検出
回路４４ａにおいては、始動（絶縁破壊）、点灯（アー
ク放電の開始）、安定点灯状態、立ち消えなどを検出す
ることが可能になっている。制御回路７は、点灯状態検
出回路４４ａで検出された放電灯６の点灯状態に応じて
ＤＣ−ＤＣコンバータ３のスイッチング素子３２を制御
するのであって、ＤＣ−ＤＣコンバータ３の出力電力と
始動からの経過時間との関係を規定した電力曲線設定回
路４４ｂを通して放電灯６の点灯状態に応じた出力電力
の目標値を与えるようにしてある。ここで、通常は電池
１の電圧に応じて図２９に示したパターンで出力電力の
最大値を制限する最大電力制限回路（最大電力制限手
段）４４ｃによって出力電力の目標値について最大値を
制限しているのであるが、本実施形態では、点灯状態検
出回路４４ａにおいて始動が検出された後から所定の期
間については最大値を制限しないように構成してある。
つまり、点灯状態検出回路４４ａにおいて始動が検出さ
れた後から所定の期間については、電力曲線設定回路４
４ｂの出力を出力電力の目標値とし、上記期間の経過後
には最大電力制限回路４４ｃの出力を出力電力の目標値
として採用する切換スイッチ４４ｄを設けてある。

【００６９】ここに、切換スイッチ４４ｄを切り換える
タイミングは、点灯状態検出回路４４ａにおいて始動が
検出された後にインバータ４の出力電圧の極性が２回反
転するまでの期間としてタイミング設定回路４４ｅによ
り規定されている。ここに、インバータ４は放電灯６が
始動した直後においては、安定点灯状態において放電灯
６に印加する交番電圧よりも十分に大きい周期で極性を
反転させるように制御回路７によって制御される。これ
は、放電灯６の始動直後では水銀の蒸気圧が十分に上昇
しておらず、この段階で放電灯６に印加される電圧の極
性が短時間で反転するとアーク放電を維持することがで
きず立ち消えすることが多いからであって、アーク放電
の開始直後には比較的大きい電力を供給するとともに極
性を反転させずに実質的に直流電圧を印加することによ
って電極の温度を迅速に上昇させてアーク放電を維持さ
せるのである。また、この期間においては電極に直流電
圧が印加されることになるから、印加電圧の極性を２回
反転させることによって一方の電極のみが損耗する可能
性を低減することができる。以下では、この期間をＤＣ
フェーズ期間と呼ぶ。つまり、切換スイッチ４４ｄは、
ＤＣフェーズ期間には電力曲線設定回路４４ｂの出力を
出力電力の目標値として選択し、ＤＣフェーズ期間の終
了後には最大電力制限回路４４ｃの出力を出力電力の目
標値として選択するのである。

【００７０】本実施形態の構成によれば、放電灯６の始
動後であって放電灯６のアーク放電が安定するまでの間
（ＤＣフェーズ期間）において、電池１の電圧の低下に
伴う出力電力の制限を行わずスイッチング素子３２に流
れる電流のピーク値のみを制限することによって、比較
的大きい電力を放電灯６に供給してアーク放電を維持さ
せて立ち消えを防止し、安定点灯状態に移行させること
が可能になる。つまり、電池１の電圧が低下しても放電
灯６の安定点灯状態に移行するまでの間で立ち消えが生
じやすい期間においては出力電力の制限を行わないよう
にしたことにより、電池１の電圧が低下した場合でも放
電灯６の光束を迅速に立ち上げることが可能になる。

【００７１】（第１０の実施の形態）本実施形態は第６
ないし第８の実施の形態に適用可能な構成であって、放
電灯６を安定点灯状態に移行させるために、第９の実施
の形態において説明したＤＣフェーズ期間における極性
反転までの時間を調節するようにしたものである。言い
換えると、ＤＣフェーズ期間においては極性反転までの
時間が長いほどアーク放電を維持しやすいから、ＤＣ−
ＤＣコンバータ３の出力電力が制限される程度が大きい
ほどＤＣフェーズ期間における極性反転までの時間を延
長することによってアーク放電の維持を容易にし、結果
的に立ち消えの発生を抑制するものである。

【００７２】すなわち、制御回路７においてＤＣ−ＤＣ
コンバータ１の出力電力が制限される程度を上限規定回
路６４の入力と出力との差に基づいて判断するのであっ
て、図２０に示すように、上限規定回路６４の入力から
出力を減算した差を減算回路７１により求め、減算回路
７１の出力を積分回路７２により積分することによっ
て、積分回路７２の出力によってＤＣ−ＤＣコンバータ
１の出力電力の制限の程度を知るのである。積分回路７
２の出力はコンパレータ７３により基準電圧Ｖｒｅｆ７
と比較される。インバータ４を駆動するインバータ制御
信号Ｄ２１，Ｄ２２を発生させるインバータ駆動回路７
４は、コンパレータ７３の出力がＨレベルかＬレベルか
に応じてＤＣフェーズ期間における極性反転までの時間
を調節する。つまり、インバータ駆動回路７４が反転周
期変更手段として機能する。

【００７３】具体的には、コンパレータ７３の出力がＬ
レベルであって、ＤＣ−ＤＣコンバータ３の出力電力の
制限の程度が小さいときには、図２１に示すように、Ｄ
Ｃフェーズ期間Ｔｄｃにおける極性反転の周期Ｔｃを比
較的短くし、コンパレータ７３の出力がＨレベルであっ
て、ＤＣ−ＤＣコンバータ３の出力電力の制限の程度が
大きいときには、図２２に示すように、ＤＣフェーズ期
間Ｔｄｃにおける極性反転の周期Ｔｃ′をコンパレータ
７３の出力がＬレベルである場合の１．５倍とする（つ
まり、Ｔｃ′＝１．５Ｔｃ）。

【００７４】本実施形態の構成を採用すれば、ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータ３のスイッチング素子３２に流れる電流の
ピーク値を制限する機能を有する場合において、上限規
定回路６４の動作によって電流のピーク値が制限される
と出力電力が低減されることになるが、このような場合
でもＤＣフェーズ期間Ｔｄｃにおいては極性反転までの
時間を延長することによってアーク放電を維持しやすく
し、結果的にＤＣフェーズ期間Ｔｄｃにおける立ち消え
の可能性を低減することが可能になる。

【００７５】なお、本実施形態では上限規定回路６４の
動作時に放電灯６に印加する電圧の極性を反転させる周
期を通常時の１．５倍に設定したが、これは一例であっ
て周期を延長する程度は適宜に設定すればよい。また、
放電灯６に印加する電圧の極性を反転させるタイミング
は上述のように時間のみで決定するのではなく、放電灯
６に与えたエネルギに相当する電流時間積によって決定
してもよい。つまり、通常時の１．５倍の電流時間積に
達した時点で極性を反転させるなどしてもよい。この場
合にインバータ駆動回路７４が反転タイミング変更手段
として機能する。さらに、上限規定回路６４の入力と出
力との差は、電池１の電圧を反映しているから入力電圧
Ｖ１などの他の検出値を用いても同様に動作させること
が可能である。

【００７６】（第１１の実施の形態）本実施形態は、図
２３（ａ）（ｂ）に示すように、インバータ４から放電
灯６に印加する電圧の極性を反転させる際に、極性が反
転する前後の一定期間Ｔｈにおいて、図２３（ｃ）に示
すように、ＤＣ−ＤＣコンバータ３のスイッチング素子
３２をオンオフさせる周波数を通常時よりも高くするも
のである。この制御は発振器６３の出力周波数を調節す
ればよい。すなわち、発振器６３が周波数変更手段とし
て機能する。このように、スイッチング素子３２のオン
オフの周波数を高くすればＤＣ−ＤＣコンバータ３から
インバータ４に供給するエネルギを一時的に上昇させる
ことができ、放電灯６への印加電圧の極性反転時におい
て放電灯６に供給するエネルギを一時的に高め、結果と
して極性反転時における放電灯６の立ち消えを抑制する
ことが可能になる。

【００７７】ここにおいて、スイッチング素子３２のオ
ンオフの周波数を高めるタイミングは、放電灯６への印
加電圧の極性反転と同時でもよいが、極性反転の前から
周波数を高めるようにするほうが、立ち消えの防止効果
が高くなる。また、図１５に示した第８の実施の形態の
ように電圧重畳回路５９を備える場合には、スイッチン
グ素子３２のオンオフの周波数が上昇した分だけ重畳分
が減少し、結果的にＤＣ−ＤＣコンバータ３の出力の増
大により高い効果が得られる。また、本実施形態の技術
は、上述したＤＣフェーズ期間において採用すれば、立
ち消えの防止効果が高くなる。ただし、本実施形態の技
術は上述したいずれの実施形態においても適用可能であ
る。

【００７８】（第１２の実施の形態）本実施形態は、図
２４に示すように、図１４および図１５に示した第８の
実施の形態の構成を基本として、図１９に示した第９の
実施の形態の技術を付加したものである。また、本実施
形態では、制御回路７の主要部分はマイコン８０によっ
て構成されている。本実施形態の基本的な構成は上述し
た各実施形態と同様であるから、以下では主として相違
点について説明する。

【００７９】本実施形態では、スイッチング素子３２の
オン時の両端電圧を電流検出・電圧重畳回路８１に入力
し、スイッチング素子３２を通過する電流Ｉｑに対応し
た電圧を相当する電圧に三角波状の電圧を加算した電圧
を電流検出・電圧重畳回路８１から出力する。したがっ
て、電流検出・電圧重畳回路８１は電流検出回路６６お
よび電圧重畳回路５９の機能を備える。すなわち、電流
検出・電圧重畳回路８１は、制御回路７の電源Ｖｒ１
（たとえば、１２Ｖ）の両端間に接続した抵抗Ｒ２とコ
ンデンサＣ１とスイッチ要素Ｑ３との直列回路を有して
おり、抵抗Ｒ２とコンデンサＣ１との接続点と電源Ｖｒ
１の負極との間には２個のダイオードＤ１３，Ｄ１４と
スイッチ要素Ｑ２との直列回路を接続してある。ダイオ
ードＤ１３，Ｄ１４は順方向に接続され、抵抗Ｒ２とコ
ンデンサＣ３との接続点にダイオードＤ１３のアノード
が接続される。また、電流検出・電圧重畳回路８１はト
ランジスタＱ１を備え、トランジスタＱ１のコレクタ−
ベースに抵抗Ｒ２が接続され、エミッタ−ベースにはコ
ンデンサＣ１と抵抗Ｒ１との直列回路が接続される。つ
まり、抵抗Ｒ１の一端はスイッチ要素Ｑ３に接続され
る。また、コンデンサＣ１と抵抗Ｒ１との接続点にはダ
イオードＤ１１のアノードが接続され、このダイオード
Ｄ１１のカソードがスイッチング素子３２のドレインに
接続される。トランジスタＱ１のエミッタはダイオード
Ｄ１２を介してコンパレータ４９に接続される。ダイオ
ードＤ１２のカソードとコンパレータ４９との接続点に
は抵抗Ｒ３の一端が接続され、この抵抗Ｒ３の他端は電
源Ｖｒ１の負極に接続される。上述したスイッチ要素Ｑ
２，Ｑ３はスイッチング素子３２のオフ時にオンになる
ように、スイッチング素子３２に同期してオンオフが制
御される。この構成については後述する。

【００８０】しかして、スイッチング素子３２のオフ時
にはスイッチ要素Ｑ２，Ｑ３がオンであるから、コンデ
ンサＣ１の両端がダイオードＤ１３，Ｄ１４およびスイ
ッチ要素Ｑ２，Ｑ３を介して短絡されることにより、コ
ンデンサＣ１の電荷が放電される。この状態では、トラ
ンジスタＱ１はオフであって、コンパレータ４９の入力
はＬレベルになっている。また、スイッチ要素Ｑ１，Ｑ
２を理想スイッチとみなせば、トランジスタＱ１のベー
ス電位は直列接続された２個のダイオードＤ１３，Ｄ１
４の順方向電圧降下に相当する電圧になる。

【００８１】一方、スイッチング素子３２のオン時には
スイッチ要素Ｑ２，Ｑ３がオフであって、コンデンサＣ
１は電源Ｖｒ１から抵抗Ｒ２−コンデンサＣ１−ダイオ
ードＤ１１−スイッチング素子３２の経路で充電され
る。ここで、コンデンサＣ１と抵抗Ｒ１との接続点の電
位は、スイッチング素子３２のオン時の両端電圧にダイ
オードＤ１１の順方向電圧降下を加算した電位であり、
抵抗Ｒ１の両端間の電位差は抵抗Ｒ２とコンデンサＣ１
との接続点の電位からトランジスタＱ１のベース−エミ
ッタ降下電圧を減算した電位になるから、抵抗Ｒ１とト
ランジスタＱ１のエミッタとの接続点の電位は、スイッ
チング素子３２の端子電圧ＶｄにコンデンサＣ１の両端
電圧を加算し、ダイオードＤ１１やトランジスタＱ１に
よる一定の電圧降下分を減算した電位になる。また、コ
ンデンサＣ１の両端電圧はコンデンサＣ１と抵抗Ｒ２と
により決定される時定数によって時間経過とともに上昇
するから、結局、コンパレータ４９の一方の入力端には
スイッチング素子３２のオン時の両端電圧に三角波状の
電圧を加算した電圧が入力されることになる。

【００８２】コンパレータ４９の他方の入力端には、ス
イッチング素子３２を流れる電流Ｉｑの電流指令値が入
力される。この目標値は、ＤＣ−ＤＣコンバータ３の出
力電圧Ｖ２および出力電流Ｉ２に基づいてマイコン８０
で設定される。すなわち、ＤＣ−ＤＣコンバータ３の出
力電圧Ｖ２および出力電流Ｉ２は、それぞれ反転増幅器
４１，４２を通してマイコン８０に入力され、マイコン
８０の内部においてＡ／Ｄ変換された後、出力電力の目
標値と放電灯６の点灯状態とスイッチング素子３２の温
度とに基づいて設定される。ここにおいて、放電灯６の
点灯状態は、ＤＣ−ＤＣコンバータ３の出力電圧Ｖ２に
基づいて放電灯６の点灯状態（アーク放電への移行）が
検出された時点からの時間経過によって、擬似的に検出
される。つまり、点灯状態検出回路４４ａは、抵抗Ｒ１
１とスイッチ要素Ｑ４とコンデンサＣ１１との直列回路
を制御回路７の電源Ｖｒ２の両端間に接続するととも
に、コンデンサＣ１１に抵抗Ｒ１２を並列接続した構成
を有する。ＤＣ−ＤＣコンバータ３の出力電圧Ｖ２に基
づいてマイコン８０が放電灯６の点灯を検出すると、ス
イッチ要素Ｑ４がオンになってコンデンサＣ１１が充電
される。ここで、コンデンサＣ１１の両端電圧はマイコ
ン８０に入力され、マイコン８０の内部においてＡ／Ｄ
変換される。コンデンサＣ１１の両端電圧は放電灯６が
点灯してからの時間経過に対応するから、放電灯６の始
動後から安定点灯状態に移行するまでの放電灯６の点灯
状態に対応した制御が可能になる。

【００８３】また、スイッチング素子３２の温度は、抵
抗Ｒ１３とサーミスタＴｈとの直列回路を制御回路７の
電源Ｖｒ３に接続した構成の温度検出回路６７において
検出される。抵抗Ｒ１３とサーミスタＴｈとの接続点の
電位はマイコン８０に入力され、マイコン８０の内部に
おいてＡ／Ｄ変換される。サーミスタＴｈはスイッチン
グ素子３２の温度に相当する温度を検出するように配置
されており、マイコン８０では、マイコン８０により実
現されている上限規定回路６４の上限値をスイッチング
素子３２の温度に対応させて補正することができる。

【００８４】上述のようにして、マイコン８０の内部で
はスイッチング素子３２を流れる電流Ｉｑの電流指令値
が入力され、コンパレータ４９では電流指令値と電流検
出・電圧重畳回路８１の出力とが比較される。コンパレ
ータ４９の出力はＲＳラッチ６５のリセット端子Ｒに入
力され、ＲＳラッチ６５のセット端子Ｓにはマイコン８
０で生成された所定周期の矩形波信号が入力される。こ
のＲＳラッチ６５の出力によってスイッチング素子３２
のオンオフを制御するのであって、ＲＳラッチ６５の反
転出力をスイッチ要素Ｑ２，Ｑ３のオンオフの制御に用
いることによって、上述したようにスイッチング素子３
２のオン時にスイッチ要素Ｑ２，Ｑ３をオフにするよう
に制御することができるのである。

【００８５】以上説明したように、本実施形態は制御回
路７における出力電力設定回路４４、目標電流演算回路
４３、誤差増幅回路４５、上限規定回路６４、発振器６
３、電力曲線設定回路４４ｂ、最大電力制限回路４４
ｃ、切換スイッチ４４ｄ、タイミング設定回路４４ｅの
機能がマイコン８０により実現されているものである
が、実質的な動作は第８の実施の形態および第９の実施
の形態を組み合わせたものになる。

【００８６】以下では、本実施形態に用いるマイコン８
０の主な動作を説明する。図２５に示すように、点灯ス
イッチ２２が投入されて電池１から電源が供給される
と、まずマイコン８０の初期化が行われる（Ｓ１）。次
に、ＤＣ−ＤＣコンバータ３の入力電圧Ｖ１が取り込ま
れ、規定電圧（たとえば、９Ｖ）以上に達していれば
（Ｓ２）、放電灯６を点灯する動作が開始される。次
に、点灯状態検出回路４４ａおよび温度検出回路６７の
状態を検出し（Ｓ３，Ｓ４）、その後、イグナイタ５を
動作させる無負荷制御を行う（Ｓ５）。イグナイタ５の
動作が開始されると、イグナイタ５から発生した高電圧
パルスによって放電灯６の電極間で絶縁破壊されたか否
かの点灯判別が行われ（Ｓ６）、規定した時間内に点灯
が検出されなければ（Ｓ７）、回路動作を停止させる処
理が行われる（Ｓ８）。

【００８７】一方、放電灯６の点灯が検出されると（Ｓ
６）、放電灯６の点灯状態に対応した電力曲線と目標電
力とが設定される（Ｓ９）。ここで、ＤＣフェーズ期間
か否かが判別され（Ｓ１０）、ＤＣフェーズ期間であれ
ば入力電流に対する最大出力電力を規制せず、ＤＣフェ
ーズ期間でなければ最大出力電力を制限する（Ｓ１
１）。また、ＤＣ−ＤＣコンバータ３の出力電圧と目標
電力とに基づいて出力電流の目標値を設定し（Ｓ１
２）、出力電流の検出値と目標値との誤差を求める（Ｓ
１３）。この誤差が電流指令値になるから、電流指令値
の上限値を設定するとともに（Ｓ１４）、電流指令値と
上限値とを比較し（Ｓ１５）、最終的な電流指令値を決
定する（Ｓ１６）。ここに、上限値については適宜に温
度補正を行う。

【００８８】この時点でＤＣフェーズ期間であれば（Ｓ
１７）、出力電流の検出値と目標値との誤差の累積値を
求めて所定値と比較し（Ｓ１８）、所定値以上であれば
ＤＣフェーズ期間における電流時間積に対するしきい値
を大きくする（たとえば、通常時の１．５倍にする）
（Ｓ１９）。また、ＤＣフェーズ期間におけるＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータ３の出力電流について電流時間積を求めて
しきい値と比較し（Ｓ２０）、しきい値に達すると放電
灯６に印加する電圧の極性が反転するようにインバータ
４の出力反転フラグをオンにする（Ｓ２１）。出力反転
フラグがオンであることは電流時間積がしきい値以上に
達したことを意味する。

【００８９】ＤＣフェーズ期間ではないか、ＤＣフェー
ズ期間であってインバータ４の極性を判定させるか、電
流時間積がしきい値に達していないかのいずれかの場合
には、放電灯６の点灯が維持されているか否かをＤＣ−
ＤＣコンバータ３の出力電圧に基づいて検出し、点灯が
維持されていれば（Ｓ２２）、入力電圧Ｖ１を監視し、
入力電圧Ｖ１が規定電圧（たとえば、６Ｖ）以上であれ
ば（Ｓ２３）、ステップＳ９に戻って上述の動作を繰り
返す。また、点灯が維持されていなければ、回路動作を
停止させる処理を行い（Ｓ２４）、点灯スイッチ２２の
投入から規定時間に達していなければ（Ｓ２５）、ステ
ップＳ１からの処理を繰り返す。また、ステップＳ２２
において入力電圧Ｖ１が規定電圧よりも低いと判断され
たときにも回路動作を停止させる処理を行い（Ｓ２
６）、ステップＳ１からの処理を繰り返す。

【００９０】図２３に示した第１１の実施の形態のよう
に、インバータ４から放電灯６に印加する電圧の極性を
反転させる前後において、ＤＣ−ＤＣコンバータ３のス
イッチング素子３２のオンオフの周波数を変化させる場
合には、図２６に示すような割込処理を行う。ここで
は、インバータ４の動作周波数はマイコン８０が管理し
ているから、極性が反転するタイミングはタイマによっ
て知ることができる。そこで、タイマによる割り込みを
行い、図２６のような処理を行うことによって、インバ
ータ４を制御するインバータ制御信号Ｄ２１，Ｄ２２の
反転のタイミングを制御するとともに、極性の反転の前
後において周波数を高くするように制御する。なお、図
２６においてＡはＤＣフェーズ期間における極性の反転
回数を計数するためのカウンタであり、Ｔαは所定値に
設定される。

【００９１】

【発明の効果】請求項１の発明は、直流電源により電力
が供給され出力を制御可能なＤＣ−ＤＣコンバータと、
ＤＣ−ＤＣコンバータから供給されるエネルギにより点
灯する放電灯を含んだ負荷回路とを備え、ＤＣ−ＤＣコ
ンバータへの入力電流の過大な上昇を抑制するようにＤ
Ｃ−ＤＣコンバータの入力側から出力側への伝達エネル
ギを制御する入力電流抑制手段を備えるものであり、直
流電源の電圧が低下した場合でも電源チャタリングの発
生を抑制することができ、また直流電源の電圧が低下し
たときであってもＤＣ−ＤＣコンバータの出力電力をで
きるだけ確保して放電灯の立ち消えを抑制することがで
きる。

【００９２】請求項２の発明は、請求項１の発明におい
て、前記ＤＣ−ＤＣコンバータにはオンオフ制御されか
つオンデューティが大きいほど前記ＤＣ−ＤＣコンバー
タの入力側から出力側への伝達エネルギを大きくするス
イッチング素子が設けられ、前記入力電流抑制手段が、
ＤＣ−ＤＣコンバータへの入力電流を検出する電流検出
手段と、電流検出手段により検出された入力電流が規定
値に達するとスイッチング素子のオンオフの周期を変更
せずにオン期間を低減させる出力調節手段とを備えるも
のであり、直流電源の電圧低下に伴ってＤＣ−ＤＣコン
バータの入力電流が増加したときにはスイッチング素子
のオン期間を低減することによって、電池から放電灯へ
の伝達エネルギを比較的大きくとることができるから、
電源チャタリングの発生を抑制することができ、またＤ
Ｃ−ＤＣコンバータの出力電力をできるだけ確保して放
電灯の立ち消えを抑制することができる。

【００９３】請求項３の発明は、請求項１の発明におい
て、前記ＤＣ−ＤＣコンバータには所定の周期でオンオ
フ制御されかつオンデューティが大きいほど前記ＤＣ−
ＤＣコンバータの入力側から出力側への伝達エネルギを
大きくするスイッチング素子が設けられ、前記入力電流
抑制手段が、ＤＣ−ＤＣコンバータの入力電流を検出す
る電流検出手段と、電流検出手段により検出された入力
電流が規定値に達すると前記周期でのスイッチング素子
のオン期間の一部を欠落させてスイッチング素子を間欠
的にオンオフさせる出力調節手段を備えるものであり、
直流電源の電圧低下に伴ってＤＣ−ＤＣコンバータの入
力電流が増加したときにはスイッチング素子を間欠的に
オンオフさせることによって、電池から放電灯への伝達
エネルギを比較的大きくとることができるから、電源チ
ャタリングの発生を抑制することができ、またＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータの出力電力をできるだけ確保して放電灯の
立ち消えを抑制することができる。

【００９４】請求項４の発明は、請求項１の発明におい
て、前記ＤＣ−ＤＣコンバータにはオンオフ制御されか
つオンデューティが大きいほど前記ＤＣ−ＤＣコンバー
タの入力側から出力側への伝達エネルギを大きくするス
イッチング素子が設けられ、前記入力電流抑制手段が、
ＤＣ−ＤＣコンバータへの入力電流を検出する電流検出
手段と、電流検出手段により検出された入力電流が規定
値に達するとスイッチング素子のオン期間は変更せずに
オンオフの周期を長くする出力調節手段とを備えるもの
であり、直流電源の電圧低下に伴ってＤＣ−ＤＣコンバ
ータの入力電流が増加したときにはスイッチング素子の
オンオフの周期を長くすることによって、電池から放電
灯への伝達エネルギを比較的大きくとることができるか
ら、電源チャタリングの発生を抑制することができ、ま
たＤＣ−ＤＣコンバータの出力電力をできるだけ確保し
て放電灯の立ち消えを抑制することができる。

【００９５】請求項５の発明は、請求項１の発明におい
て、前記ＤＣ−ＤＣコンバータにはオンオフ制御されか
つオンデューティが大きいほど前記ＤＣ−ＤＣコンバー
タの入力側から出力側への伝達エネルギを大きくするス
イッチング素子が設けられ、前記入力電流抑制手段がス
イッチング素子に流れる電流を検出する電流検出手段
と、電流検出手段により検出された電流が規定値に達す
るとスイッチング素子のオンオフの周期を変更せずにオ
ン期間を低減させる出力調節手段とを備えるものであ
り、直流電源の電圧低下に伴ってスイッチング素子に流
れる電流が増加したときにはスイッチング素子のオン期
間を低減させることによって、電池から放電灯への伝達
エネルギを比較的大きくとることができるから、電源チ
ャタリングの発生を抑制することができ、またＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータの出力電力をできるだけ確保して放電灯の
立ち消えを抑制することができる。

【００９６】請求項６の発明は、請求項１の発明におい
て、前記ＤＣ−ＤＣコンバータにはオンオフ制御されか
つオンデューティが大きいほど前記ＤＣ−ＤＣコンバー
タの入力側から出力側への伝達エネルギを大きくするス
イッチング素子が設けられ、前記入力電流抑制手段がス
イッチング素子に流れる電流を検出する電流検出手段
と、電流検出手段により検出された電流が規定値に達す
ると前記周期でのスイッチング素子のオン期間の一部を
欠落させてスイッチング素子を間欠的にオンオフさせる
出力調節手段を備えるものであり、直流電源の電圧低下
に伴ってスイッチング素子に流れる電流が増加したとき
にはスイッチング素子を間欠的にオンオフさせることに
よって、電池から放電灯への伝達エネルギを比較的大き
くとることができるから、電源チャタリングの発生を抑
制することができ、またＤＣ−ＤＣコンバータの出力電
力をできるだけ確保して放電灯の立ち消えを抑制するこ
とができる。

【００９７】請求項７の発明は、請求項１の発明におい
て、前記ＤＣ−ＤＣコンバータにはオンオフ制御されか
つオンデューティが大きいほど前記ＤＣ−ＤＣコンバー
タの入力側から出力側への伝達エネルギを大きくするス
イッチング素子が設けられ、前記入力電流抑制手段が、
前記ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧および出力電流を
それぞれ検出するとともに、あらかじめ設定されている
出力電力の目標値と出力電圧とから求めた電流値を出力
電流の目標値として検出された出力電流の誤差を求めて
電流指令値とする指令値設定手段と、スイッチング素子
に流れる電流を検出する電流検出手段と、スイッチング
素子をオンオフさせる周期を設定するとともに電流検出
手段により検出された電流に対応した電圧が電流指令値
よりも低い期間をオン期間とするようにスイッチング素
子への信号を生成する駆動信号生成手段と、指令値設定
手段から出力された電流指令値が上限値を超えるときに
は駆動信号生成手段にこの上限値を電流指令値として与
える上限規定手段とを備えるものであり、電流指令値に
上限値を設定することによってＤＣ−ＤＣコンバータの
出力が所定出力に達しない場合でも入力電流を抑制して
電源チャタリングの発生を抑制することができる。

【００９８】請求項８の発明は、請求項７の発明におい
て、前記上限規定手段により設定される上限値が前記放
電灯の点灯から安定点灯状態に移行するまでの間に経過
時間に伴って上昇するように設定されているものであ
り、放電灯の点灯状態に応じて電流指令値の上限値を適
正に設定することができる。つまり、ＤＣ−ＤＣコンバ
ータの入力電流を必要以上に抑制する可能性を低減する
ことができ、とくに始動直後において放電灯が立ち消え
しやすい期間において上限値を適正に設定することによ
り、放電灯を安定点灯に導きやすくし、かつ安定点灯状
態では過電流の保護が可能な程度の比較的高い上限値を
設定することができる。

【００９９】請求項９の発明は、請求項８の発明におい
て、前記上限規定手段により設定される上限値の初期値
を、前記放電灯の初始動時よりも再始動時において高く
設定しているものであり、初始動時と再始動時との放電
灯の状態に合わせて上限値を適正に設定することができ
る。

【０１００】請求項１０の発明は、請求項８または請求
項９の発明において、前記電流検出手段が前記スイッチ
ング素子のオン時における両端電圧により前記スイッチ
ング素子に流れる電流を検出し、スイッチング素子の温
度を検出する温度検出手段を設けるとともに、温度検出
手段による検出温度が高いほど前記上限値を高くするよ
うに補正するものであり、スイッチング素子の両端電圧
によってスイッチング素子の通過電流を検出するから、
ＤＣ−ＤＣコンバータの入力電流に相当する情報を簡易
に得ることができる。また、温度検出手段を設けて温度
補償を行うから、入力電流を適正に検出することができ
る。

【０１０１】請求項１１の発明は、請求項７ないし請求
項１０の発明において、前記ＤＣ−ＤＣコンバータの入
力電圧が低いほど出力電力の目標値を低く設定する最大
電力制限手段を備えるものであり、入力電圧が低いとき
には出力電力を制限することによって入力電流を抑制す
る効果が高くなる。

【０１０２】請求項１２の発明は、請求項１１の発明に
おいて、前記負荷回路が前記ＤＣ−ＤＣコンバータの出
力を矩形波交番電圧に変換して前記放電灯に印加するイ
ンバータを備え、放電灯の点灯後に放電灯への印加電圧
の極性を少なくとも１回反転させる間に放電灯の定常点
灯状態よりも周期を長くするＤＣフェーズ期間を設定
し、ＤＣフェーズ期間には最大電力制限手段の出力を用
いないものであり、放電灯が立ち消えしやすいＤＣフェ
ーズ期間には比較的大きい電力を供給することによって
立ち消えの可能性を低減することができる。

【０１０３】請求項１３の発明は、請求項１２の発明に
おいて、前記ＤＣフェーズ期間において前記上限規定手
段により電流指令値の上限値が制限されたときに、上限
値が制限されていない場合よりも放電灯に印加する電圧
の極性を反転させるまでの時間を延長する反転周期変更
手段を設けたものであり、放電灯に供給できるエネルギ
が比較的小さいときに電圧の極性を反転することによる
立ち消えを抑制し、結果的に安定点灯状態に移行しやす
くなる。

【０１０４】請求項１４の発明は、請求項１２の発明に
おいて、前記ＤＣフェーズ期間において前記指令値設定
手段から出力される前記電流指令値と前記上限規制手段
の出力との差の積分値が規定値を超えたときに、規定値
を超えていない場合よりも放電灯に印加する電圧の極性
を反転させるまでの時間を延長する反転周期変更手段を
設けたものであり、放電灯に供給できるエネルギが比較
的小さいときに電圧の極性を反転することによる立ち消
えを抑制し、結果的に安定点灯状態に移行しやすくな
る。

【０１０５】請求項１５の発明は、請求項１２の発明に
おいて、前記ＤＣフェーズ期間において前記放電灯に印
加する電圧の極性を反転させるタイミングが前記ＤＣ−
ＤＣコンバータの出力電流の電流時間積の大きさにより
決定され、前記ＤＣフェーズ期間において前記上限規定
手段により電流指令値の上限値が制限されたときに、規
定値を超えていない場合よりも放電灯に印加する電圧の
極性を反転させるまでの電流時間積を大きく設定する反
転タイミング変更手段を設けたものであり、放電灯に供
給できるエネルギが比較的小さいときに電圧の極性を反
転することによる立ち消えを抑制し、結果的に安定点灯
状態に移行しやすくなる。

【０１０６】請求項１６の発明は、請求項１２の発明に
おいて、前記ＤＣフェーズ期間において前記放電灯に印
加する電圧の極性を反転させるタイミングが前記ＤＣ−
ＤＣコンバータの出力電流の電流時間積の大きさにより
決定され、前記ＤＣフェーズ期間において前記指令値設
定手段から出力される前記電流指令値と前記上限規制手
段の出力との差の積分値が規定値を超えたときに、規定
値を超えていない場合よりも放電灯に印加する電圧の極
性を反転させるまでの電流時間積を大きく設定する反転
タイミング変更手段を設けたものであり、放電灯に供給
できるエネルギが比較的小さいときに電圧の極性を反転
することによる立ち消えを抑制し、結果的に安定点灯状
態に移行しやすくなる。

【０１０７】請求項１７の発明は、請求項１２ないし請
求項１６の発明において、前記放電灯に印加する電圧の
極性が反転する際の所定期間において前記ＤＣ−ＤＣコ
ンバータにおける前記スイッチング素子のオンオフの周
波数を他の期間よりも高くする周波数変更手段を備える
ものであり、放電灯に印加される電圧の極性が反転する
ときにＤＣ−ＤＣコンバータからの供給エネルギを大き
くすることによって、極性の反転時における立ち消えの
可能性を抑制することができる。

【０１０８】請求項１８の発明は、請求項１ないし請求
項１１の発明において、前記負荷回路が前記ＤＣ−ＤＣ
コンバータの出力を矩形波交番電圧に変換して前記放電
灯に印加するインバータを備え、前記放電灯に印加する
電圧の極性が反転する際の所定期間において前記ＤＣ−
ＤＣコンバータにおける前記スイッチング素子のオンオ
フの周波数を他の期間よりも高くする周波数変更手段を
備えるものであり、放電灯に印加される電圧の極性が反
転するときにＤＣ−ＤＣコンバータからの供給エネルギ
を大きくすることによって、極性の反転時における立ち
消えの可能性を抑制することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施の形態を示す回路図であ
る。

【図２】同上の要部ブロック図である。

【図３】本発明の第２の実施の形態を示す要部ブロック
図である。

【図４】本発明の第３の実施の形態を示す要部ブロック
図である。

【図５】同上の動作説明図である。

【図６】本発明の第４の実施の形態を示す回路図であ
る。

【図７】同上の要部ブロック図である。

【図８】本発明の第５の実施の形態を示す要部ブロック
図である。

【図９】本発明の第６の実施の形態を示す要部ブロック
図である。

【図１０】同上の動作説明図である。

【図１１】比較例を示す要部ブロック図である。

【図１２】本発明の第７の実施の形態を示し、（ａ）は
初始動時の動作説明図、（ｂ）は再始動時の動作説明図
である。

【図１３】同上の他の動作例を示す動作説明図である。

【図１４】本発明の第８の実施の形態を示す回路図であ
る。

【図１５】同上の要部ブロック図である。

【図１６】同上の動作説明図である。

【図１７】同上の動作説明図である。

【図１８】同上の動作説明図である。

【図１９】本発明の第９の実施の形態を示す要部ブロッ
ク図である。

【図２０】本発明の第１０の実施の形態を示す要部ブロ
ック図である。

【図２１】同上の動作説明図である。

【図２２】同上の動作説明図である。

【図２３】本発明の第１１の実施の形態を示す動作説明
図である。

【図２４】本発明の第１２の実施の形態を示す回路図で
ある。

【図２５】同上の動作説明図である。

【図２６】同上の動作説明図である。

【図２７】従来例を示す回路図である。

【図２８】同上の要部ブロック図である。

【図２９】同上の動作説明図である。

【図３０】同上の動作説明図である。

【符号の説明】

１電池２入力ハーネス３ＤＣ−ＤＣコンバータ４インバータ５イグナイタ６放電灯７制御回路８電流検出手段９電流検出手段２１ヒューズ２２点灯スイッチ３１平滑コンデンサ３２スイッチング素子３３トランス３４ダイオードＤ３５平滑コンデンサ３６抵抗３７コンデンサ３８インダクタ４１反転増幅回路４２反転増幅回路４３目標電流演算回路４４出力電力設定回路４４ａ点灯状態検出回路４４ｂ電力曲線設定回路４４ｃ最大電力制限回路４４ｄ切換スイッチ４４ｅタイミング設定回路４５誤差増幅回路４６発振器４７コンパレータ４８増幅回路４９コンパレータ５１増幅回路５２誤差増幅回路５３，５４ダイオード５５コンパレータ５６論理回路５７Ｖ−ｆ変換回路５８平均化回路５９電圧重畳回路６１ＲＳラッチ６２コンパレータ６３発振器６４上限規定回路６５ＲＳラッチ６６電流検出回路６７温度検出回路７１減算回路７２積分回路７３コンパレータ７４インバータ駆動回路８０マイコン８１電流検出・電圧重畳回路ＣｓコンデンサＩｓ定電流源Ｑｓスイッチ要素

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者小谷幹大阪府門真市大字門真1048番地松下電工株式会社内 (72)発明者田中寿文大阪府門真市大字門真1048番地松下電工株式会社内Ｆターム(参考） 3K072 AA12 AA13 BA03 BB01 CA16 DA00 DD03 DE02 DE04 EA06 EB04 EB05 EB07 EB10 GA02 GB18 GC04 HA10 HB03 5H730 AS11 BB23 BB43 BB57 DD01 EE02 EE07 FD01 FD11 FD31 FD41 FF02 FG03 FG04 FG05 FG22 XX02 XX13 XX22 XX33

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】直流電源により電力が供給され出力を制
御可能なＤＣ−ＤＣコンバータと、ＤＣ−ＤＣコンバー
タから供給されるエネルギにより点灯する放電灯を含ん
だ負荷回路とを備え、ＤＣ−ＤＣコンバータへの入力電
流の過大な上昇を抑制するようにＤＣ−ＤＣコンバータ
の入力側から出力側への伝達エネルギを制御する入力電
流抑制手段を備えることを特徴とする放電灯点灯装置。
【請求項２】前記ＤＣ−ＤＣコンバータにはオンオフ
制御されかつオンデューティが大きいほど前記ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータの入力側から出力側への伝達エネルギを大
きくするスイッチング素子が設けられ、前記入力電流抑
制手段が、ＤＣ−ＤＣコンバータへの入力電流を検出す
る電流検出手段と、電流検出手段により検出された入力
電流が規定値に達するとスイッチング素子のオンオフの
周期を変更せずにオン期間を低減させる出力調節手段と
を備えることを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装
置。
【請求項３】前記ＤＣ−ＤＣコンバータには所定の周
期でオンオフ制御されかつオンデューティが大きいほど
前記ＤＣ−ＤＣコンバータの入力側から出力側への伝達
エネルギを大きくするスイッチング素子が設けられ、前
記入力電流抑制手段が、ＤＣ−ＤＣコンバータの入力電
流を検出する電流検出手段と、電流検出手段により検出
された入力電流が規定値に達すると前記周期でのスイッ
チング素子のオン期間の一部を欠落させてスイッチング
素子を間欠的にオンオフさせる出力調節手段を備えるこ
とを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。
【請求項４】前記ＤＣ−ＤＣコンバータにはオンオフ
制御されかつオンデューティが大きいほど前記ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータの入力側から出力側への伝達エネルギを大
きくするスイッチング素子が設けられ、前記入力電流抑
制手段が、ＤＣ−ＤＣコンバータへの入力電流を検出す
る電流検出手段と、電流検出手段により検出された入力
電流が規定値に達するとスイッチング素子のオン期間は
変更せずにオンオフの周期を長くする出力調節手段とを
備えることを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装
置。
【請求項５】前記ＤＣ−ＤＣコンバータにはオンオフ
制御されかつオンデューティが大きいほど前記ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータの入力側から出力側への伝達エネルギを大
きくするスイッチング素子が設けられ、前記入力電流抑
制手段がスイッチング素子に流れる電流を検出する電流
検出手段と、電流検出手段により検出された電流が規定
値に達するとスイッチング素子のオンオフの周期を変更
せずにオン期間を低減させる出力調節手段とを備えるこ
とを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。
【請求項６】前記ＤＣ−ＤＣコンバータにはオンオフ
制御されかつオンデューティが大きいほど前記ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータの入力側から出力側への伝達エネルギを大
きくするスイッチング素子が設けられ、前記入力電流抑
制手段がスイッチング素子に流れる電流を検出する電流
検出手段と、電流検出手段により検出された電流が規定
値に達すると前記周期でのスイッチング素子のオン期間
の一部を欠落させてスイッチング素子を間欠的にオンオ
フさせる出力調節手段を備えることを特徴とする請求項
１記載の放電灯点灯装置。
【請求項７】前記ＤＣ−ＤＣコンバータにはオンオフ
制御されかつオンデューティが大きいほど前記ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータの入力側から出力側への伝達エネルギを大
きくするスイッチング素子が設けられ、前記入力電流抑
制手段が、前記ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧および
出力電流をそれぞれ検出するとともに、あらかじめ設定
されている出力電力の目標値と出力電圧とから求めた電
流値を出力電流の目標値として検出された出力電流の誤
差を求めて電流指令値とする指令値設定手段と、スイッ
チング素子に流れる電流を検出する電流検出手段と、ス
イッチング素子をオンオフさせる周期を設定するととも
に電流検出手段により検出された電流に対応した電圧が
電流指令値よりも低い期間をオン期間とするようにスイ
ッチング素子への信号を生成する駆動信号生成手段と、
指令値設定手段から出力された電流指令値が上限値を超
えるときには駆動信号生成手段にこの上限値を電流指令
値として与える上限規定手段とを備えることを特徴とす
る請求項１記載の放電灯点灯装置。
【請求項８】前記上限規定手段により設定される上限
値が前記放電灯の点灯から安定点灯状態に移行するまで
の間に経過時間に伴って上昇するように設定されている
ことを特徴とする請求項７記載の放電灯点灯装置。
【請求項９】前記上限規定手段により設定される上限
値の初期値を、前記放電灯の初始動時よりも再始動時に
おいて高く設定していることを特徴とする請求項８記載
の放電灯点灯装置。
【請求項１０】前記電流検出手段が前記スイッチング
素子のオン時における両端電圧により前記スイッチング
素子に流れる電流を検出し、スイッチング素子の温度を
検出する温度検出手段を設けるとともに、温度検出手段
による検出温度が高いほど前記上限値を高くするように
補正することを特徴とする請求項８または請求項９記載
の放電灯点灯装置。
【請求項１１】前記ＤＣ−ＤＣコンバータの入力電圧
が低いほど出力電力の目標値を低く設定する最大電力制
限手段を備えることを特徴とする請求項７ないし請求項
１０のいずれか１項に記載の放電灯点灯装置。
【請求項１２】前記負荷回路が前記ＤＣ−ＤＣコンバ
ータの出力を矩形波交番電圧に変換して前記放電灯に印
加するインバータを備え、放電灯の点灯後に放電灯への
印加電圧の極性を少なくとも１回反転させる間に放電灯
の定常点灯状態よりも周期を長くするＤＣフェーズ期間
を設定し、ＤＣフェーズ期間には最大電力制限手段の出
力を用いないことを特徴とする請求項１１記載の放電灯
点灯装置。
【請求項１３】前記ＤＣフェーズ期間において前記上
限規定手段により電流指令値の上限値が制限されたとき
に、上限値が制限されていない場合よりも放電灯に印加
する電圧の極性を反転させるまでの時間を延長する反転
周期変更手段を設けたことを特徴とする請求項１２記載
の放電灯点灯装置。
【請求項１４】前記ＤＣフェーズ期間において前記指
令値設定手段から出力される前記電流指令値と前記上限
規制手段の出力との差の積分値が規定値を超えたとき
に、規定値を超えていない場合よりも放電灯に印加する
電圧の極性を反転させるまでの時間を延長する反転周期
変更手段を設けたことを特徴とする請求項１２記載の放
電灯点灯装置。
【請求項１５】前記ＤＣフェーズ期間において前記放
電灯に印加する電圧の極性を反転させるタイミングが前
記ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電流の電流時間積の大き
さにより決定され、前記ＤＣフェーズ期間において前記
上限規定手段により電流指令値の上限値が制限されたと
きに、規定値を超えていない場合よりも放電灯に印加す
る電圧の極性を反転させるまでの電流時間積を大きく設
定する反転タイミング変更手段を設けたことを特徴とす
る請求項１２記載の放電灯点灯装置。
【請求項１６】前記ＤＣフェーズ期間において前記放
電灯に印加する電圧の極性を反転させるタイミングが前
記ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電流の電流時間積の大き
さにより決定され、前記ＤＣフェーズ期間において前記
指令値設定手段から出力される前記電流指令値と前記上
限規制手段の出力との差の積分値が規定値を超えたとき
に、規定値を超えていない場合よりも放電灯に印加する
電圧の極性を反転させるまでの電流時間積を大きく設定
する反転タイミング変更手段を設けたことを特徴とする
請求項１２記載の放電灯点灯装置。
【請求項１７】前記放電灯に印加する電圧の極性が反
転する際の所定期間において前記ＤＣ−ＤＣコンバータ
における前記スイッチング素子のオンオフの周波数を他
の期間よりも高くする周波数変更手段を備えることを特
徴とする請求項１２ないし請求項１６のいずれか１項に
記載の放電灯点灯装置。
【請求項１８】前記負荷回路が前記ＤＣ−ＤＣコンバ
ータの出力を矩形波交番電圧に変換して前記放電灯に印
加するインバータを備え、前記放電灯に印加する電圧の
極性が反転する際の所定期間において前記ＤＣ−ＤＣコ
ンバータにおける前記スイッチング素子のオンオフの周
波数を他の期間よりも高くする周波数変更手段を備える
ことを特徴とする請求項１ないし請求項１１のいずれか
１項に記載の放電灯点灯装置。