JP5161370B2 - 光変調器 - Google Patents

Description

本発明は、光変調器に関し、より詳細には、ネストＭＺＩ変調器に関する。

光ファイバー通信システムにおいて、一波長あたりの伝送レートを１０Ｇｂｐｓから４０Ｇｂｐｓ或いは１００Ｇｂｐｓに引き上げる為に、多値変調技術や偏波多重技術を適用することが検討されている。多値変調技術は、光信号の振幅と共に位相情報も利用することにより、１シンボルで多数の情報を伝送する技術であり、４０Ｇｂｐｓ伝送では４値、即ち１シンボルで２ビットの情報が伝送できる差動４相位相変調（Differential Quadrature Phase-Shift Keying ：ＤＱＰＳＫ変調）方式が既に適用されつつある。偏波多重技術は、偏波を利用して２系統の信号を多重することで２倍の伝送レートを得る技術であり、今後実用化が期待されている１００Ｇｂｐｓ級伝送では、上記多値変調技術に加えてこの偏波多重方式を併用した偏波多重ＱＰＳＫ変調方式が有力候補の一つとして検討されている。

これらの変調方式で基本となるＱＰＳＫ変調信号を生成する変調器には、これまでの１０Ｇｂｐｓ伝送等で用いられてきた単一のマッハツェンダー干渉計（ＭＺＩ）からなる変調器とは異なり、図１Ａに示すように、大きなＭＺＩ（以下「親ＭＺＩ」という。）の各アーム導波路部にＭＺＩ変調器（以下「子ＭＺＩ」という。）が配置され、ＭＺＩが入れ子構造になったやや複雑な構成の変調器（以下「ネストＭＺＩ変調器」という。）が用いられる（非特許文献１図１０等参照）。通常、これら変調器は大きな電気光学効果（ＥＯ効果）を持つニオブ酸リチウム光導波路（以下「ＬＮ導波路」という。）技術を用いて作製される。それぞれの子ＭＺＩには、電気信号を光変調信号に乗せ替える為の高周波電極が備わっている（尚、上記高周波電極は一般に進行波電極構成を採り、一定インピーダンスに保たれた伝送線路構造で電極を引き回すが、本図では図面を見やすくする為に信号入力部や信号出力部は図示していない。以下の図面でも基本的には同様である。）。更に、それぞれの子ＭＺＩには、変調動作点を調整するためのバイアス電極（これらはバイアス端子ＢｉａｓＩ、ＢｉａｓＱにそれぞれ接続されている。以降、説明に支障が無ければ、バイアス端子の呼称をバイアス電極にも用いる。）を有する変調動作点調整部が設けられ、親ＭＺＩには、子ＭＺＩからの光信号相対位相を調整（９０°位相調整）するためのバイアス電極Ｂｉａｓ９０°を有する相対位相調整部が備わっている。尚、本図では高周波電極数を削減できるＸカット基板を用いた例を示している。また、このようなＬＮ導波路を用いたネストＭＺＩ変調器（モノリシック型ネストＭＺＩ変調器）は、既に市販されており広く一般に入手可能である。

ネストＭＺＩ変調器によるＱＰＳＫ変調動作を理解する為に、先ず、子ＭＺＩ即ち単体のＭＺＩ変調器の動作について説明する。Ｘカット基板ではＬＮの分極方向が図１Ａの上下方向になっている。ＭＺＩ変調器の中央にある高周波電極からの電界は、上アームに対しては上方向、下アームに対しては下方向と、分極方向に対して上下アーム導波路で逆方向に加わる（図１Ｂ及び１Ｃ参照）。従って、ＥＯ効果による屈折率変化は上下アーム導波路で逆になり、導波路を伝搬する光の位相変化も上下アーム導波路で逆方向になる。尚、図中の電界表示は、図面を見やすくする為、導波路にかかる電界分布のみを簡便に記載し、他の領域の電界分布表示は省略している。以降の図面でも同様である。

ＭＺＩ変調器に入力された連続（ＣＷ）光は、光カプラーで二分岐された後、高周波電極に印加された電気信号により上下アーム導波路でそれぞれ逆方向且つ同量の位相変化を受け、光カプラーにて再び合流する。このとき、出力信号光の電界位相は、図２Ａのように変化する。上アーム経由の光はプラス方向の位相変化を受けるので、その電界ベクトルＥ_MZI(H)は半時計回り（バツ→白丸→黒丸）の軌跡を描き、下アーム経由の光はマイナス方向の位相変化を受けるので、電界ベクトルＥ_MZI(L)は時計回りの軌跡を描く。両電界のベクトル合成が出力信号光の電界ベクトルＥ_MZIとなるので、その軌跡は、実軸上の直線軌跡を描く。これを式で記述すると、

となる。ここで、ξは高周波電極からの電界で加わる位相変化である。従って、Ｘカット基板のＭＺＩ変調器を、図２Ｂに示すようにアーム導波路間の位相差を２π変化させるように駆動（２Ｖπ駆動）すると、出力光は位相ゼロとπに位相変調されて且つ信号タイミング時には信号光強度が変わらない、位相２値の位相変調器（ＰＳＫ変調器）として動作する。尚、Ｚカット基板のＬＮでも上アームと下アームを逆方向に同時に同量の位相変化を与えるプッシュプル駆動を行えば、同様に位相２値の位相変調器として動作する。

ネストＭＺＩ変調器では、Ｉｃｈ用の子ＭＺＩ及びＱｃｈ用の子ＭＺＩから出力された位相２値の変調信号光を、Ｉｃｈ側とＱｃｈ側の光路長差を４分の１波長とすることで、９０°の位相差で合成することにより、図２Ｃに示すように位相４値に変調されたＱＰＳＫ信号光を得ることができる。このように、ネストＭＺＩ変調器はＱＰＳＫ変調器として動作させることができる。更に、電気信号の振幅を２値だけでなく多値の値を設定することで任意の振幅をＩｃｈ／Ｑｃｈが採る事ができ、電界位相平面上で任意の位置に信号点をベクトル合成できることから、本変調器はベクトル変調器とも呼ばれる。

ＬＮ導波路には、長時間電圧を加えているとチャージアップ等により導波路の屈折率が変化し、干渉条件がずれてくるＤＣドリフトと呼ばれる現象がある。また、環境温度によっても屈折率が変化する温度ドリフトと呼ばれる現象がある。このような干渉条件のずれは、子ＭＺＩでは変調動作点のずれとなって現れ、親ＭＺＩではＩｃｈ／Ｑｃｈ光信号の相対位相の直交度のずれ、即ち位相差９０°からのずれとなって現れてくる。これらのずれはいずれも光信号品質の劣化になり好ましくないので、適切なモニター手段によりずれ量を感知し、補償／調整を行う必要がある。

子ＭＺＩの変調動作点のずれの補償は、初期の変調器ではバイアスティーと呼ばれる高周波信号成分と直流バイアス成分を合成する電気回路を高周波入力の前段に挿入し変調信号にバイアス電圧を重担することで補償を行っていたが、バイアスティーを用いると電気信号に対する低周波特性が本質的に劣化するという問題がある為、近年はバイアスティーを用いずに、図１Ａに示すように、変調動作点を補償／調整する専用のバイアス電極ＢｉａｓＩ、ＢｉａｓＱを高周波電極とは別に設けてバイアス電圧を加えることが多い。

バイアス電極は高周波電極の様に高い周波数は扱わないので、進行波電極といった分布定数型の設計形状は取らずに、集中定数型の簡易な設計形状となっているが、バイアス電極から導波路に加わる電界の方向は、基本的に高周波電極と同じであり、直流的には高周波電極もバイアス電極も同じ作用となる。

親ＭＺＩにおける９０°位相調整は、図１Ａのように親ＭＺＩに配置されているバイアス電極Ｂｉａｓ９０°を用い、Ｉｃｈ／Ｑｃｈ光信号の相対位相を調整することで行う。

次に、石英系平面光波回路（ＰＬＣ）とＬＮ変調アレイを組み合せた複合集積型のネストＭＺＩ変調器について説明する（非特許文献２図１等参照）。この複合集積型ネストＭＺＩ変調器は、図３Ａに示すように、ＰＬＣ導波路とＬＮ導波路の異種導波路接続から成る。入力側にある三つの分岐回路、及び、出力側にある三つの合流回路はＰＬＣ導波路で構成され、電気信号を光変調信号に乗せ替える高周波電極が備わっている変調アレイ部はＬＮ導波路で構成されている。

ＰＬＣ導波路は、ＥＯ効果が非常に小さいため単体で変調器を構成することはできないが、伝搬損失がＬＮ導波路の１０分の１以下という非常に低損失な導波媒体であり、且つ、曲がり導波路の許容曲げ半径が２ｍｍ程度で高い設計自由度を持つことから、受動回路であれば低損失で多彩な光回路を実現できる。一方、ＬＮ導波路は、伝搬損失や許容曲げ半径がＰＬＣ導波路と比べて大きいので複雑な光回路を構成することには不向きであるが、前述のように高いＥＯ効果を持つことから、高速変調回路としては非常に優れている。

従って、特にネストＭＺＩ変調器のように複雑な変調器の場合は、図３Ａに示すように、分岐／合流回路等の受動回路部分にはＰＬＣ導波路を用い、変調アレイ部のみＬＮ導波路を用いて両者を複合集積することで、ＰＬＣ導波路とＬＮ導波路の双方の長所を得ることができ、ＬＮ導波路を用いたモノリシック型ネストＭＺＩ変調器よりも低損失で良好な特性の変調器を実現することができる。このメリットは、構成が複雑な変調器ほど顕著となり、例えば、分岐／合流回路に加えて偏波合成器が必要となる偏波多重ＱＰＳＫ変調器では、更にメリットが大きくなる（非特許文献３図１等参照）。

複合集積型ネストＭＺＩ変調器の動作は、基本的には前述のＬＮ導波路モノリシック型変調器の動作と同じである。但し、相対位相調整部がＰＬＣ側に配置されるので、９０°位相調整は熱光学（ＴＯ）移相器にて行っている。ＴＯ移相器は、導波路上のクラッド表面に形成された薄膜ヒーターにて局所的に導波路の温度を制御することによりＴＯ効果を介して導波路の屈折率、即ち導波光の位相を制御するものである。熱を利用しているので、応答速度はミリ秒台であるが、前述の各種ドリフトは非常にゆっくり生じる為、９０°位相調整等のバイアス調整を行うには十分な速度である。子ＭＺＩの変調動作点調整は、同様にＰＬＣ上にＴＯ移相器を設けることで行っても良いが、図３Ａの構成では、前述のように、バイアスティーを用いて高周波電極をバイアス電極に兼ねる構成になっている。

P. J. Winzer et al., "Advanced modulation formats for high-capacity optical transport networks, "Journal of Lightwave Technology, vol. 24, no. 12, pp. 4711-4728, 2006 山田 貴、他、「ＰＬＣ−ＬＮハイブリッド集積技術を用いたＤＱＰＳＫ変調モジュール」、信学会２００７年春季総合大会、Ｃ−３−６６ 山崎 裕史、他、「石英系ＰＬＣ−ＬＮハイブリッド集積技術を用いた１００Ｇｂｐｓ偏波多重ＱＰＳＫ変調器」、信学会２００９年春季総合大会、Ｃ−３−６２

しかしながら、複合集積型ネストＭＺＩ変調器では、ＴＯ移相器を用いていることに起因して、以下のような問題が有った。

ＬＮ導波路を用いたモノリシック型ネストＭＺＩ変調器では、上述のように、ＥＯ効果を用いた移相器（ＥＯ移相器）よってバイアス調整を行っている。従って、導波光の位相変化は電圧に比例して変化し、正負双方への位相制御が可能である。また、電流は殆ど流れず電力消費がない為、出力パワーが小さい駆動回路を用いることが可能であり、通常は電圧出力駆動回路を用い、駆動回路での消費電力も小さい。

一方、ＴＯ移相器によるバイアス調整では、導波光の位相変化は発熱量、即ち、ＴＯ移相器での電力に比例して変化し、正側への位相制御のみ可能である。負側への位相制御を行う場合は、反対側のアーム導波路のＴＯ移相器を駆動することで、相対的に制御を行う。そのため、正負で駆動する移相器を切り替える動作が必要となる。また、電力によって位相制御を行う為、比較的大きな出力パワーが出せる駆動回路が必要となり、通常は電流出力駆動回路を用いるので、駆動回路での消費電力も大きくなる。

このように、複合集積型ネストＭＺＩ変調器では、相対位相調整部であるＴＯ位相器自体および相対位相調整部の駆動回路の両方においてバイアス調整に必要な消費電力が大きくなるという点で問題があった。

また、ＥＯ位相器とＴＯ移相器では駆動回路への要件が大きく異なる為、ＬＮ導波路を用いたモノリシック型ネストＭＺＩ変調器用の通常のバイアス駆動回路及び制御回路を、そのまま複合集積型ネストＭＺＩ変調器に用いることができないことが多かった。従って、これまで一般のＬＮ導波路を用いたモノリシック型ネストＭＺＩ変調器を使用していたユーザーが、新たに複合集積型ネストＭＺＩ変調器を使用する場合、専用のバイアス制御回路を新規に用意しなければならないことが多かった。即ち、バイアス制御／駆動回路に関して既存のモノリシック型ネストＭＺＩ変調器との互換性向上という点でも改善が望まれていた。

本発明は、このような問題点に鑑みてなされたものであり、その第１の目的は、各アームに子ＭＺＩを備えるネストＭＺＩ変調器において、子ＭＺＩからの光信号の相対位相を調整する相対位相調整部自体および相対位相調整部の駆動回路の両方の消費電力を低減することにある。

また、本発明の第２の目的は、ネストＭＺＩ変調器の子ＭＺＩを構成するための単体のＭＺＩ変調器であって、ネストＭＺＩ変調器を構成したときに、ネストＭＺＩ変調器が備える相対位相調整部自体および相対位相調整部の駆動回路の両方の消費電力を低減することのできる単体のＭＺＩ変調器を提供することにある。

尚、上述の説明では「ネストＭＺＩ変調器」として、図１に示すような親ＭＺＩの各アームに子ＭＺＩが配置された光変調器を想定してきたが、相対位相調整部に関する問題点は親ＭＺＩの一方のアームにのみ子ＭＺＩがネストされている光変調器においても存在するものであり、本明細書において使用する用語「ネストＭＺＩ変調器」には親ＭＺＩの一方のアームにのみ子ＭＺＩがネストされている光変調器も包含されることに留意されたい。

このような目的を達成するために、本発明の第１の態様は、電気光学効果を有する材料で構成された移相器を利用したＭＺＩ型の光変調器において、前記光変調器の両アームに同一方向の位相変化を与えることができる移相器を備えることを特徴とする。

また、本発明の第２の態様は、電気光学効果を有する材料で構成される基板に形成された第１及び第２のアーム導波路を有するＭＺＩ型の光変調器において、前記第１及び第２のアーム導波路の近傍に配置された第１及び第２の組の電極を備え、前記第１の組の電極と前記第２の組の電極との間の電界が、前記第１及び第２のアーム導波路を伝搬する光信号に対して共に同一方向の位相変化を与えることを特徴とする。

また、本発明の第３の態様は、第１又は第２の態様において、前記電気光学効果を有する材料は、多元系酸化物材料であることを特徴とする。

また、本発明の第４の態様は、第２の態様において、前記電気光学効果を生じる分極方向は、前記光信号の伝搬方向に対して垂直、且つ、前記基板の面内方向であることを特徴とする。

また、本発明の第５の態様は、第１又は第２の態様において、前記光変調器の受動回路部分は、誘電体材料で構成された基板に形成されていることを特徴とする。

また、本発明の第６の態様は、第５の態様において、前記誘電体材料は石英系ガラスであることを特徴とする。

また、本発明の第７の態様は、第２の態様において、前記第１及び第２のアーム導波路は、前記第１及び第２の組の電極が配置される部分において前記第１のアーム導波路と前記第２の導波路との間のピッチを広げるピッチ変換部を有することを特徴とする。

また、本発明の第８の態様は、少なくとも２個以上並列接続されたＭＺＩ型の光変調器を備える光変調器において、並列接続された前記ＭＺＩ型の光変調器の少なくとも一方は第１の態様の光変調器であることを特徴とする。

また、本発明の第９の態様は、親ＭＺＩの各アーム導波路部に第１及び第２の子ＭＺＩが配置された光変調器において、前記第１および第２の子ＭＺＩの少なくとも一方は第２の態様の光変調器であることを特徴とする。

本発明によれば、子ＭＺＩの上下アームの光信号に対してそれぞれ同方向の位相変化を与えることができる移相器を子ＭＺＩに配置した為、親ＭＺＩ上に位相調整部である移相器を設けなくても、このバイアス電極を用いることで子ＭＺＩからの出力光の相対位相の調整することができる。

従って、複合集積型変調器においても、変調アレイ部に設けたバイアス電極のみ、即ちＴＯ移相器を用いずにＥＯ移相器のみで全てのバイアス調整が可能となることから、移相器本体、及び、移相器の駆動回路の消費電力を低減した複合集積型変調器を提供することができる。

バイアス制御では、制御方法の一つとしてバイアス信号に微小な高周波信号を重畳させるディザリングを用いることがある。この場合、制御速度はディザリング周波数に制限され、最適化を行った場合でもディザリング周波数の逆数程度が上限である。ＴＯ移相器の応答速度は一般にミリ秒オーダーであるが、ＥＯ移相器では集中定数型電極であってもナノ秒程度が得られる。従って、本発明のバイアス電極では数百ＭＨｚのディザリング信号を扱うことができるので、高速にバイアス制御を行うこともできる。

また、ＥＯ移相器のみでバイアス調整が可能であることから、電圧制御の駆動回路の設計仕様を流用することができ、更には、後述のように電極の組み合わせ等の工夫をすることで、既存ＬＮ導波路モノリシック型変調器で用いられているバイアス制御回路をそのまま用いることができる。

更に、ＴＯ移相器を用いないので、ＰＬＣ上に薄膜ヒーター等を形成する必要がなくなるため、ＰＬＣのチップコストが低減するという副次的な効果も得られる。加えて、ＰＬＣには発熱部がなくなるので、これまで必要であった放熱設計／放熱機構が不要になるという効果も得られる。

図１Ａは、従来のモノリシック型ネストＭＺＩ変調器の平面図である。 図１Ｂは、図１ＡのIB-IB線に沿った断面図である。 図１Ｃは、図１ＡのIC-IC線に沿った断面図である。 図２Ａは、単体ＭＺＩ変調器出力の電界位相平面図である。 図２Ｂは、単体ＭＺＩ変調器のＰＳＫ変調動作を説明するための図である。 図２Ｃは、ネストＭＺＩ変調器のＱＰＳＫ変調動作時出力の電界位相平面図である。 図３Ａは、従来の複合集積型ネストＭＺＩ変調器の平面図である。 図３Ｂは、図３ＡのIIIB-IIIB線に沿った断面図である。 図３Ｃは、図３ＡのIIIC-IIIC線に沿った断面図である。 図４Ａは、本願発明の第１の実施形態（形態１ａ）である複合集積型のネストＭＺＩ変調器の構成を示す平面図である。 図４Ｂは、図４ＡのIVB-IVB線に沿った断面図である。 図５Ａは、９０°位相調整用バイアス電極Ｂｉａｓ９０°の配置例を示す図である。 図５Ｂは、９０°位相調整用バイアス電極Ｂｉａｓ９０°の配置例を示す図である。 図６Ａは、本願発明の第１の実施形態の亜種（形態１ｂ）である複合集積型のネストＭＺＩ変調器の構成を示す平面図である。 図６Ｂは、図６ＡのVIB-VIB線に沿った断面図である。 図７Ａは、本願発明の第２の実施形態（形態２ａ）である複合集積型のネストＭＺＩ変調器の構成を示す平面図である。 図７Ｂは、図７ＡのVIIB-VIIB線に沿った断面図である。 図８は、本願発明の第２の実施形態の亜種（形態２ｂ）である複合集積型のネストＭＺＩ変調器の構成を示す図である。 図９Ａは、本願発明の第２の実施形態の別の亜種（形態２ｃ）である複合集積型のネストＭＺＩ変調器の構成を示す図である。 図９Ｂは、図９ＡのIXB-IXB線に沿った断面図である。 図１０Ａは、本願発明の第３の実施形態である複合集積型のネストＭＺＩ変調器の構成を示す図である。 図１０Ｂは、第３の実施形態に適用できる具体的な分圧抵抗回路例を示す図である。 図１０Ｃは、バイアス電極の一方をＧＮＤ接続（例えばｎ側の電極をＧＮＤ）とした場合の分圧抵抗回路例を示す図である。 図１１は、本願発明を並列合成型１６値ＱＡＭ変調器に適用した構成（ＱＡＭ形態１）を示す図である。 図１２Ａは、図１１のＱＡＭ変調器に対する光信号の電界位相平面図を示す図である。 図１２Ｂは、図１１のＱＡＭ変調器に対する光信号の電界位相平面図を示す図である。 図１２Ｃは、図１１のＱＡＭ変調器に対する光信号の電界位相平面図を示す図である。 図１３は、図１１の並列合成型ＱＡＭ変調器のバイアス電極構成を変形した構成（ＱＡＭ形態２）を示す図である。 図１４は、本願発明をＡＰＳＫ変調器に適用した構成を示す図である。 図１５Ａは、図１４のＡＰＳＫ変調器に対する光信号の電界位相平面図を示す図である。 図１５Ｂは、図１４のＡＰＳＫ変調器に対する光信号の電界位相平面図を示す図である。 図１５Ｃは、図１４のＡＰＳＫ変調器に対する光信号の電界位相平面図を示す図である。 図１６Ａは、本願発明をＺカット基板に適用する際の一般則を説明するための図であり、Ｘカット基板に適用した場合を示す図である。 図１６Ｂは、本願発明をＺカット基板に適用する際の一般則を説明するための図であり、Ｚカット基板に適用した場合を示す図である。 図１７Ａは、Ｚカット基板を用いたＱＰＳＫ変調器の形態１ａの構成を示す図である。 図１７Ｂは、図１７ＡのXVIIB-XVIIB線に沿った断面図である。 図１８Ａは、図６Ａに示した形態１ｂのネストＭＺＩ変調器にＺカット基板を用いた例を示す図である。 図１８Ｂは、図１８ＡのXVIIIB-XVIIIB線に沿った断面図である。 図１８Ｃは、図１８Ａに示した構成の派生構成を示す図である。 図１８Ｄは、図１８ＡのXVIIID-XVIIID線に沿った断面図である。 図１９Ａは、図７Ａに示した形態２ａのネストＭＺＩ変調器にＺカット基板を用いた例を示す図である。 図１９Ｂは、図１９ＡのXIXB-XIXB線に沿った断面図である。 図２０は、図１０に示した第３の実施形態のネストＭＺＩ変調器にＺカット基板を用いた例を示す図である。 図２１Ａは、分極反転基板を用いたＱＰＳＫ変調器の形態１ａの構成を示す図である。 図２１Ｂは、図２１ＡのXXIB-XXIB線に沿った断面図である。 図２２Ａは、ＬＮモノリシック基板を用いたＱＰＳＫ変調器の形態１ａの構成を示す図である。 図２２Ｂは、図２２ＡのXXIIB-XXIIB線に沿った断面図である。 図２３は、第１の実施形態の亜種（形態１ｂ）の実施例として作製したネストＭＺＩ変調器の構成を示す図である。 図２４Ａは、図２３のXXIVA-XXIVA線に沿った断面図である。 図２４Ｂは、図２３のXXIVB-XXIVB線に沿った断面図である。 図２４Ｃは、図２３のXXIVC-XXIVC線に沿った断面図である。 図２４Ｄは、図２３のXXIVD-XXIVD線に沿った断面図である。

以下、図面を参照して本発明の実施形態を詳細に説明する。

（第１の実施形態）
図４Ａに、本願発明の第１の実施形態（形態１ａ）である複合集積型のネストＭＺＩ変調器の構成を示す。本形態の変調器構成は、概ね従来構成と同じであるが、子ＭＺＩからの光信号の相対位相を調整する相対位相調整部が相違する。親ＭＺＩに相対位相調整部を配置する代わりに、それぞれの子ＭＺＩ内に、上下両アームとも分極方向と同じ方向（又は逆の方向）に電界が加わるバイアス電極Ｂｉａｓ９０°（「第１の電極」に対応）及びＧＮＤ電極（「第２の電極」に対応）が設けられ（図４Ｂ参照）、それぞれの子ＭＺＩに設けられたバイアス電極Ｂｉａｓ９０°及びＧＮＤ電極が全体として相対位相調整部を構成する。このような相対位相調整部は、子ＭＺＩの上下アーム導波路の光信号に対してそれぞれ同方向の位相変化を与えることができるので、光信号から見ると子ＭＺＩの出力後に位相変化を受けたこと（図１Ａ参照）と等価になる。

これについてＩｃｈ側を例に詳細に説明する。子ＭＺＩの入力を１とすると、上アームの出力電界Ｅ_H、下アームの出力電界Ｅ_Lは、

となる。ここで、ξは高周波電極からの電界で加わる位相変化、φはバイアス電極Ｂｉａｓ９０°からの電界で加わる位相変化である。尚、簡単の為、変調動作点調整用バイアス電極ＢｉａｓＩからの電界で加わる位相変化は省略してある。よって、子ＭＺＩの出力電界Ｅは、

となる。従って、本構成のバイアス電極による位相変化は、図１Ａに示した従来構成モノリシック型ネストＭＺＩ変調器のバイアス電極による位相変化と全く同じになる。Ｑｃｈ側についても同様である。但し、バイアス電極Ｂｉａｓ９０°から電界の加わり方が、分極方向に対してＩｃｈ側と逆なので、位相変化の方向は逆の−φとなる。

以上のことから、本構成は、複合集積型でありながらも、ＴＯ移相器を用いずにＥＯ移相器のみでバイアス調整が可能である。また、バイアス制御回路側からみたバイアス端子の種類、数、及びバイアス調整の方法が図１Ａに示した従来構成モノリシック型変調器と全く同じとなるため、モノリシック型変調器で用いている市販のバイアス制御回路をそのまま用いることができる。

尚、本構成では親ＭＺＩの９０°位相調整用バイアス電極Ｂｉａｓ９０°が、Ｉｃｈ側子ＭＺＩとＱｃｈ側子ＭＺＩの双方に配置されているので、親ＭＺＩでのＩｃｈ／Ｑｃｈ光信号の相対位相は、バイアス電極Ｂｉａｓ９０°により２φの量で調整されることになる。図５Ａのように片側の子ＭＺＩのみに配置することもできるが、この場合は、片側の子ＭＺＩだけでの位相調整となるので、同じ電圧をバイアス電極Ｂｉａｓ９０°に加えた場合の相対位相の変化量はφと半分となる。以降の実施形態では、Ｉｃｈ側／Ｑｃｈ側双方に配置される例を中心に説明しているが、同様に片側のみの配置とすることができることを付記しておく。

また、電極パターンのプロセスの都合上等の理由で図５Ｂのように中央の電極を２分割にして間にＧＮＤ電極を入れる構成にしても、導波路にかかる電界の方向については変わらないので上述の効果に変わりは無いこと、即ちこのようなパターン上の変更があっても本発明の本質的な構成に変わりは無いことを付記しておく。

また、各子ＭＺＩの変調動作点調整部は、バイアスティーを用いて高周波電極をバイアス電極に兼ねる構成として省略することもできるが、前述のように低周波数域の変調特性が劣化する為、本構成のように変調動作点調整部を設けたほうが望ましい。

また、高周波電極、変調動作点調整部、相対位相調整部の光の進行方向から見た順番は入れ替わっても、動作が変わらないことは明らかである。また、必要に応じて、変調動作点調整部や相対位相調整部は分割して配置しても良い。例えば、相対位相調整部を２分割して、光の進行方向から見て、相対位相調整部１、高周波電極、変調動作点調整部、相対位相調整部２という順番に配置しても良い。

図６Ａに、本願発明の第１の実施形態の亜種（形態１ｂ）である複合集積型のネストＭＺＩ変調器の構成を示す。本形態の構成は、バイアス電極が差動入力構成となっている点が形態１ａと異なっているが、親ＭＺＩの９０°位相調整用に、子ＭＺＩ内の上下両アームで分極方向に対して同じ方向に電界が加わるバイアス電極Ｂｉａｓ９０°が配置されている点は形態１ａと同じである。

本構成では、形態１ａでグランド共通電極ＧＮＤとなっていた電極をバイアス電極として独立に駆動可能にしている。従って、ｐとｎで組になっている各電極においてｐ側に加えた電圧の正負反転させた電圧をｎ側に加える差動入力を行うことで、両電極間に加わる電圧を倍にすることができる。よって、形態１ａと比べて位相調整能力を倍にすることができる。

尚、それぞれの電極の組において、ｐ側、ｎ側の一方のみ駆動し、他方をＧＮＤ接続として用いることもできる。その場合の位相調整能力は形態１ａと同じになる。

本実施形態では、複合集積の組み合わせとして、ＬＮ導波路と石英系ＰＬＣ導波路の組み合わせで説明しているが、これは、ＬＮ導波路は高いＥＯ効果を持ち高速変調器の主流導波路技術であり、また、石英系導波路は受動導波路としては最も低損失な導波路であり、この組み合せが、複雑な変調器を低損失に実現する組み合わせとして優れているからである。しかしながら、他の材料系の導波路、例えば、ＥＯ効果をもつ導波路系として多元系酸化物材料や半導体材料等を用いた導波路と、受動導波路としてシリコンや高分子材料を用いた導波路の組み合わせでも、もちろん、本実施形態で示した効果が同様に得られることに変わりは無いことを付記しておく。以下の実施形態においても同様である。

また、本発明の変調器構成は、基本的に導波路を用いた構成としているが、これは通信機器分野で用いられる実用的な変調器は導波型が主流であるからであるが、本発明はこれに限定させることなく、例えば、レンズやミラー等の空間光学系で組まれた変調器に対しても同様に適用できることを付記しておく。

実施例
第１の実施形態の亜種（形態１ｂ）の実施例として作製したネストＭＺＩ変調器の構成を図２３に示す。図２４Ａ〜２４Ｄはそれぞれ、図２３のＡ−Ａ’線、Ｂ−Ｂ’線、Ｃ−Ｃ’線及びＤ−Ｄ’線に沿った断面図である。分岐回路／合流回路は、シリコン基板上に石英系導波路（ＰＬＣ）にて作製した。導波路のコアとクラッドの比屈折率差は１.５％である。変調アレイ部はＸカットＬＮ基板を用いチタン拡散により導波路を形成した。両基板は相互に紫外光硬化接着剤により接続し、同様に入出力ファイバーをＰＬＣの入出力にそれぞれ接続している。この複合接続されたチップは、ＬＮ基板と熱膨張係数がほぼ等しいステンレス（ＳＵＳ）パッケージに収納している。チップの固定は導電性接着剤をＬＮ基板裏面に塗布し、パッケージに固定している。パッケージには高周波端子、バイアス端子、５０Ω終端抵抗が備えられており、ＬＮ基板上の高周波電極、バイアス端子が電気的に接続されている。尚、パッケージ本体は電気的にはＧＮＤ端子に接続されている。

入力側ＰＬＣ上で、対称Ｙ分岐回路を３回路２段に分けて接続した構成とし、１×４分岐回路を構成している。出力側ＰＬＣ上では、対称Ｙ合流回路２回路に２×２カプラーを接続した構成とし、４×２合流分岐回路を構成している。最終段をＹ合流回路ではなく、２×２カプラーとすることで、Ｙ合流回路では放射モードとして捨てていた信号光を利用し、タップ損失を生じることなくモニター出力を得ることができている。このモニター出力は、前述のバイアスずれを検出するために用いる。この２×２カプラーには、広帯域の結合特性／低損失特性が得られる波長無依存カプラー（ＷＩＮＣ）を今回用いたが、広帯域性が必要なければ、通常の方向性結合器やマルチモード干渉（ＭＭＩ）型カプラーを用いても良い。

ＬＮ基板上には、２本２組合計４本の導波路が並べてあり、それぞれの組にＤａｔａ信号を変調信号に乗せ替える高周波電極と各バイアス点を調整するためのバイアス電極が設けられている。高周波電極は５０Ωインピーダンスの進行波電極構造となっており電極の出力側には５０Ωの終端抵抗が接続されている。各バイアス電極は集中定数型の電極構造となっておりそれぞれのバイアス端子に接続されている。尚、高周波電極のインピーダンス、並びに、進行波の速度整合設計上、高周波電極幅と電極厚さの比、及び高周波電極／ＧＮＤ電極間隔の比は、約１：１となる。一方、相対位相調整部のバイアス電極は２本導波路間に最大２個の電極を配置しなければならない。従って、高周波電極部の導波路ピッチとバイアス電極部の導波路ピッチが同じであるとプロセス上、及び、電界分布上、好ましくない。よって、本回路では高周波電極部とバイアス電極部の間の導波路を曲線導波路（「ピッチ変換部」に対応）とし導波路ピッチの変換を行っている。尚、広ピッチの導波路間隔が必要なのは相対位相調整部のバイアス電極においてであるので、このピッチ変換部は変調動作点調整部と相対位相調整部の間に設けても良い。このようにＬＮ基板上でも適宜、必要に応じて導波路のピッチを変換することで、プロセス上の困難性や、電界分布上の不具合を回避することができる。今回、組内の２本の導波路ピッチは高周波電極部で約５０μｍ、バイアス電極部で約２００μｍとした。

作製したネストＭＺＩ変調器の挿入損失は約３ｄＢであり、各ＭＺＩの消光比は２５ｄＢ以上であった。ボーレート２１.５Ｇｂａｕｄの擬似ランダム信号でＩｃｈ／Ｑｃｈを駆動した時、即ち４３ＧｂｐｓＤＱＰＳＫ変調を行った時の受信ＯＳＮＲ耐力は遅延干渉計を用いた差動受信系において、ビット誤り率１０^−３時で約１３ｄＢであった。尚、本ビット誤り測定を行う時に市販のバイアス調整回路を用いたが、特に問題なく制御動作ができた。

（第２の実施形態）
図７Ａに、本願発明の第２の実施形態（形態２ａ）である複合集積型のネストＭＺＩ変調器の構成を示す。本形態の構成は、第１の実施形態における変調動作点調整部と相対位相調整部をまとめた構成としている点が大きく異なる。また、各調整電圧は、抵抗分圧回路を介して、各バイアス電極へ実際に加わる電圧Ｖ_I，Ｖ_Q，Ｖ₉₀となって印加されている。

各端子からＧＮＤへ接続している抵抗ｒの機能については、後述するので、先ずは抵抗ｒが接続されていない回路で動作を説明する。また、Ｒ_１、Ｒ_２、Ｒ_３、Ｒ_４の抵抗値は同一の値Ｒ＝Ｒ_１＝Ｒ_２＝Ｒ_３＝Ｒ_４とする。

先ず、親ＭＺＩの９０°位相調整について説明する。簡単の為、子ＭＺＩの動作点調整電圧Ｖ_BiasI、及びＶ_BiasQはゼロであるとする。この時、各バイアス電極へ実際に加わる電圧Ｖ_I，Ｖ_Q，Ｖ₉₀は

となる。よって、各電極間に加わる電圧はＶ_Bias90°の半分となるが、子ＭＺＩ内の上下両アームで分極方向に対して同じ方向に電界が加わる。即ち、Ｉｃｈ側は上下両アーム共に上方向、Ｑｃｈ側は上下両アーム共に下方向の電界が加わる。図７にはこのときの電界の様子を示してある。従って、第１の実施形態と同様に本端子Ｂｉａｓ９０°を用いることで、親ＭＺＩの９０°位相調整を行うことができる。

次に、Ｉｃｈ側の子ＭＺＩの変調動作点調整について説明する。ここでも簡単の為、親ＭＺＩの動作点調整電圧Ｖ_Bais90°はゼロであるとする。この時、バイアス電極へ実際に加わる電圧Ｖ_Iは

となる。よって、各電極間に加わる電圧はＶ_BiasIの半分になるが、子ＭＺＩの両アーム間の上下両アームで逆方向に電界が加わり、図４Ａに示した第１の実施形態での変調動作点調整部と同じように電界が加わるので、第１の実施形態と同様に本端子ＢｉａｓＩを用いることで、Ｉｃｈ側の子ＭＺＩの変調動作点調整を行うことができることがわかる。Ｑｃｈ側の子ＭＺＩの変調動作点調整についても同様である。

実際の動作では、Ｖ_BiasI、Ｖ_BiasQ、Ｖ_Bias90°が同時に加わることになるが、全体の動作は上記各動作の線形加算であるので、各動作は個別動作として独立して扱うことができる。

以上のように、本構成でも電圧制御にて各バイアス調整を行うことが可能であり、また、抵抗値Ｒが駆動回路の負担にならない程度に十分大きければ、低消費電力での動作が可能である。また、バイアス制御回路側からみたバイアス端子の種類、数、及びバイアス調整の方法が第１の実施形態と同様に図１Ａに示した従来構成モノリシック型変調器と全く同じとなるため、モノリシック型変調器で用いている市販のバイアス制御回路をそのまま用いることができる。尚、端子に加える電圧の半分しか実質的にバイアス電極に加わらない為、駆動能率は半減するが、これについては、バイアス電極の作用長を倍にすることで補うことができる。

第１の実施形態と比べた得失は、本構成はバイアス調整部が１つにまとまっているのでレイアウトが容易であることが利点である反面、抵抗分圧回路が必要になる点が欠点である。

尚、本実施形態では４つの分圧抵抗は全て同じ抵抗値Ｒとしたが、これが相互に異なる値、例えばＲ_１≠Ｒ_２、Ｒ_３≠Ｒ_４であると、Ｖ_Bias90°端子に電圧を加えた場合、Ｖ_BiasI＝０であってもＶ_IとＶ₉₀−Ｖ_Iが同じ値にならず、子ＭＺＩの上下両アームに加わる電界量が異なるので、子ＭＺＩのバイアスが同時に動く。従って、その分、Ｖ_BiasIに逆動作をする電圧を加える補正動作が必要となる。Ｖ_BiasQに関しても同様である。このような補正動作を行うことを許容すれば、必ずしもこれらの抵抗値を同一のＲとしなくても良いが、各入力端子の独立動作による制御方法の簡素化という観点からは、同一のＲとすることが望ましい。

さて、通常は上述のように各端子ＢｉａｓＩ、ＢｉａｓＱ、Ｂｉａｓ９０°は電圧源或いはＧＮＤに接続されるが、稀に、一部の端子を未接続（オープン）の状態で使用することがある。このような場合は、未接続の端子の電位は他の端子の電位に影響を受けて変動してしまうので、上述のような独立動作とならなくなってしまう。例えば、Ｂｉａｓ９０°のみを電圧源に接続し、他の端子を未接続にした場合、Ｖ_Ｉ＝Ｖ_Ｑ＝Ｖ_９０＝Ｖ_{Ｂｉａｓ９０°}となり、所望の動作とならなくなる。これを回避するためには、未接続端子の電位がＧＮＤになるようにすれば良い。具体的な構成としては、各端子からＧＮＤへ抵抗ｒを介して接続すれば良い。但し、ｒ≪Ｒとする。この抵抗ｒにより、端子電圧が電圧源接続時には電源電圧に、電圧源未接続時にはほぼＧＮＤになる。このように一部の端子を未接続にする可能性がある場合、或いは接続している電圧源がシンク動作できないなど理想的な電圧源でない場合には、抵抗ｒを接続する構成が望ましい。もちろん、これらの懸念事項が無いのであれば、消費電力の観点からも抵抗ｒは不要である。

尚、抵抗Ｒ、ｒは変調器モジュール外に外付け抵抗として実装しても良いが、変調器内部に例えば表面実装タイプのチップ抵抗を使用して内装した方がモジュールのユーザーから見ると通常の変調器として用いることができるのでより望ましい。

尚、本形態のバイアス調整構成は、ＢｉａｓＩ端子、ＢｉａｓＱ端子をＧＮＤ接続とすることで、親ＭＺＩの９０°位相調整専用として用いることができることも付記しておく。

図８に、本願発明の第２の実施形態の亜種（形態２ｂ）である複合集積型のネストＭＺＩ変調器の構成を示す。形態２ａでは、各バイアス電極へ実際に加わる電圧Ｖ_I，Ｖ_Q，Ｖ₉₀を分圧抵抗回路というハードウェアを用いて一種のアナログ演算を行って求めていたが、本形態の構成では制御回路内でデジタル的に算出することで、分圧抵抗回路を省いている点が形態２ａと異なる。

各バイアス電極へ加える電圧Ｖ_I，Ｖ_Q，Ｖ₉₀は以下のようになる。

先ず、親ＭＺＩの９０°位相調整について説明する。形態２ａと同様、簡単の為、Ｖ_BaisI、Ｖ_BiasQがゼロの場合の動作を考えると、Ｖ_I＝Ｖ_Q＝Ｖ_Bias90°、Ｖ₉₀＝２・Ｖ_Bias90°となるので、子ＭＺＩ内の上下両アームで同じ方向に電界が加わる。即ち、Ｉｃｈ側は上下両アーム共に上方向、Ｑｃｈ側は上下両アーム共に下方向の電界が加わる。従って、形態２ａと同様に、親ＭＺＩの９０°位相調整が可能であることが分かる。

次に、子ＭＺＩの変調動作点調整について説明する。ここでも前回同様、ＶＢｉａｓ９０°がゼロの場合の動作を考えると、Ｖ_I＝Ｖ_BiasI、Ｖ_Q＝_VBiasQ、Ｖ₉₀＝０となるので、子ＭＺＩの両アーム間の上下両アームで逆方向に電界が加わる。従って、形態２ａと同様に、各子ＭＺＩの変調動作点調整を行うことができることがわかる。

そして、本構成でも同時動作時の全体の動作は上記各動作の線形加算であるので、各動作は個別動作として独立して扱うことができる。

本構成では、制御回路内で上記の変換演算を行わなければならないが、このような演算はソフト的に対応することが可能であることから、制御回路のハード的な変更までは行う必要は無いので、多くの場合、ファームウェアーの変更を施すことで市販のバイアス制御回路を用いることができる。

図９Ａに、本願発明の第２の実施形態の別の亜種（形態２ｃ）である複合集積型のＱＰＳＫ変調器の構成を示す。本構成では、形態２ｂでの変調動作点／相対位相一括調整部のＧＮＤ電極を活用し、Ｂａｉｓ９０°の入力に対して差動入力としている点が、形態２ｂと異なる。

本構成の動作においても、Ｖ_BaisI、Ｖ_BiasQがゼロの場合の動作を考えると、子ＭＺＩ内の上下両アームで分極方向に対して同じ方向に電界が加わるので、２ａ，２ｂ同様に親ＭＺＩの９０°位相調整が可能であることが分かる。図９Ｂにはこのときの電界の様子を示してある。また、Ｖ_Bias90°がゼロの場合の動作を考えると、子ＭＺＩの両アーム間の上下両アームで逆方向に電界が加わるので、各子ＭＺＩの変調動作点調整を行うことができることがわかる。更に、同時動作時に各動作は個別動作として独立して扱うことができることについても同様である。

本構成では、Ｂｉａｓ９０°と−Ｂａｉｓ９０°の端子に差動出力の駆動回路を用いる必要があるが、制御回路内で演算を行う必要が無いので、市販のバイアス制御回路をそのまま用いることができる。また、分圧抵抗回路を設ける必要も無い。

（第３の実施形態）
図１０Ａに、本願発明の第３の実施形態である複合集積型のネストＭＺＩ変調器の構成を示す。本構成では、変調動作点調整部と相対位相調整部において、各ＭＺＩ変調器の各アームへ加える電界を独立して制御できるように完全に独立した電極を備えている点が形態１や２と異なる。各電極へ実際に加える電圧は、形態２ｂと同様に制御回路内でデジタル的に算出する。各バイアス電極へ加える電圧は、以下のようになる。

本構成も、形態２ｂと同様に考えることで、親ＭＺＩの９０°位相調整、及び、各子ＭＺＩの変調動作点調整を独立に行うことができることがわかる。

尚、形態１ｂと同様に、ｎとｐで組になっている電極で、一方のみの駆動とし、もう一方はＧＮＤ接続とすることもできるが、両電極を用いて差動入力とすることで調整能力を倍にすることができる。

本構成では、形態１や２と比べて電極端子数が増えており、駆動回路の数を増やさなければならないので、ファームウェアーの変更だけで市販の制御回路を流用できるかどうかはケースバイケースである。しかしながら、形態１や２と同様にＥＯ移相器のみの制御で済むことから、消費電力低減のメリットや、ＴＯ移相器不要化に伴うＰＬＣのコスト低減のメリットは得られる。

上述のデジタル的に算出していた各バイアス電極への電圧は、形態２ａと形態２ｂで述べたことと逆の考え方で、分圧抵抗回路によるアナログ演算でも求めることができる。図１０Ｂに本実施形態に適用できる具体的な分圧抵抗回路例を示す。また、バイアス電極の一方をＧＮＤ接続（例えばｎ側の電極をＧＮＤ）とした場合の分圧抵抗回路例を図１０Ｃに示す。これらの分圧抵抗回路の動作については、形態２ａと比べると規模が大きくなっているが、基本的には形態２ａと同様に考えれば良い。

本願発明をネストＭＺＩ変調器、即ちＱＰＳＫ変調器に適用した構成について上述してきたが、本発明はこれに限定されること無く、様々な変調器に応用され得る。

（第４の実施形態）
図１１は、本願発明を並列合成型１６値ＱＡＭ変調器に適用した構成（ＱＡＭ形態１）を示したものである。並列合成型ＱＡＭ変調器は、ＱＰＳＫ変調器を並列に接続し、パワー分配比を変えて各ＱＰＳＫ信号をベクトル合成することによりＱＡＭ信号を得るものである。図１１のように、１６値ＱＡＭ変調器の場合は、２個のＱＰＳＫ変調器をパワー分配比２対１で並列接続する。各ＱＰＳＫ変調器経由の信号光は、図１２Ａ及び１２Ｂに示すように４値のＱＰＳＫ信号になるが、パワー分配比が２対１になっているので信号の大きさが２対１となっている。ＱＡＭ変調器としての出力信号光は、これら２つの信号光のベクトル合成となり、図１２Ｃのような１６の信号点をとるＱＡＭ信号になる。尚、二つのＱＰＳＫ信号光の相対位相がずれていると、本来の信号点位置（×）からずれた信号点（○）となる。従って、ネストＭＺＩ変調器での９０°位相調整と同じように、両ＱＰＳＫ信号の相対位相を調整する必要がある。

この両ＱＰＳＫ出力信号の相対位相を調整するために、本構成ではＱＰＳＫ変調器内の全４本のアーム導波路とも全て分極方向に対して同じ方向に電界が加わるバイアス電極ＢｉａｓＲＰをＱＰＳＫ出力信号光相対位相調整部として設けてある。このように電界を加えることで、ＱＰＳＫ変調器の全アーム導波路の光信号に対してそれぞれ同方向の位相変化を与えることができるので、光信号から見るとＱＰＳＫ変調器の出力後（Ａ点）で位相変化を受けたことと等価になる。従って、このバイアス電極ＢｉａｓＲＰを用いることで、両ＱＰＳＫ出力信号の相対位相を調整することができる。

尚、ＱＰＳＫ変調器内の変調動作点調整、９０°位相調整用のバイアス電極は、それぞれ変調動作点調整部、子ＭＺＩ出力信号光相対位相調整部として、別途、形態１ａと同様に設けてある。

また、１６値より更に大きな多値のＱＡＭ変調器でも同様の考え方が適用できる。即ち、並列型４^N値ＱＡＭ変調器は、Ｎ個のＱＰＳＫ変調器がパワー分配比１対２対４対…２^(N-1)で並列接続されているが、各ＱＰＳＫ変調器からの出力信号光の相対位相を調整するために、各ＱＰＳＫ変調器内の全４本のアーム導波路とも全て分極方向に対して同じ方向に電界が加わるバイアス電極をそれぞれ設けておけば良い。

尚、本ＱＡＭ形態１では、バイアス電極ＢｉａｓＲＰはいわゆるシングル入力の構成となっているが、形態１ａのバイアス電極Ｂｉａｓ９０°をシングル入力構成から形態１ｂの差動入力構成にしたのと同様の考え方で、本バイアス電極ＢｉａｓＲＰを差動入力構成にすることができる。もちろん本ＱＡＭ形態１のバイアス電極Ｂｉａｓ９０°を差動入力構成にすることができるのは言うまでもない。以降の実施形態でも、基本的にはシングル入力構成で説明を行っているが、同様に差動入力構成にすることができることも付記しておく。

（第５の実施形態）
図１３は、前述の並列合成型ＱＡＭ変調器のバイアス電極構成を変形した構成（ＱＡＭ形態２）を示したものである。ＱＡＭ形態１ではＱＰＳＫ変調器内の子ＭＺＩ出力信号光相対位相調整部とＱＰＳＫ変調出力信号光相対位相調整部を設けていたが、本形態ではこれを一つにまとめ、相対位相調整部とした点がＱＡＭ形態１と異なる。

各電極へ実際に加える電圧は、ＱＰＳＫ変調器での実施形態と同様に、分圧抵抗回路で求めるようにしても良いし、制御回路内でデジタル的に算出しても良い。尚、各バイアス電極へ加える電圧は、以下のようになる。

また、更にバイアス電極部の統合を進めて、ネストＭＺＩ変調器のときと同じように変調動作点調整部と相対位相調整部をまとめても良い。例えば、形態３のように各アームのバイアス電極完全に独立制御として、印加する電圧は演算によって求めるようにしても良いし、形態２のようにある程度バイアス端子をまとめて、制御端子数を削減するようにしても良い。

（第６の実施形態）
図１４は、他の変調器への適用例として、本願発明をＡＰＳＫ変調器に適用した構成を示したものである。本変調器にＱＰＳＫ変調器を従属に接続することにより８値のＡＰＳＫ変調信号を生成することができる。

本変調器は、位相変調器として動作するＭＺＩ変調器からのＰＳＫ信号にＣＷ光を合わせることで、任意の信号点配置の２値変調信号が得られる。ＣＷ光供給経路経由の光は図１５Ａに示す信号点配置となり、ＭＺＩ変調器経由の信号光は図１５Ｂに示す信号点配置となる。このとき、両光の分岐比、及び、相対位相関係を適切に設定することで、両光の合成信号である出力は図１５Ｃに示すように任意の配置を採る事ができる。

本構成では、ＭＺＩ変調器内の上下両アーム導波路とも分極方向に対して同じ方向に電界が加わるバイアス電極ＢｉａｓＰを相対位相調整部として設けてある。このように電界を加えることで、ＭＺＩ変調器の上下アーム導波路の光信号に対してそれぞれ同方向の位相変化を与えることができるので、光信号から見るとＭＺＩ変調器の出力後（Ａ点）で位相変化を受けたことと等価になる。従って、このバイアス電極ＢｉａｓＰを用いることで、ＭＺＩ変調器出力信号とＣＷ光供給経路経由の光の相対位相を調整することができる。

本例のように、本願発明はＭＺＩ変調器同士の出力光相対位相調整だけでなく、ＭＺＩ変調器の出力光と他のパッシブ回路経由の出力光の相対位相調整等、幅広く適用ができる。

（第７の実施形態）
ここまでの変調器の例では、Ｘカット基板を用いた変調器の例で説明をしてきたが、本発明はこれに限定されること無く、Ｚカット基板等、他の方位性の基板においても同様に適用することができる。Ｚカット基板では基板面に垂直方向に分極が生じている為、導波路コアに対して垂直に電界が加わるように電極を配置する。本発明をＺカット基板の変調器に適用する際の一般則を図１６に示す。基本的には、導波路コア部分に生じている２つの電極Ｐ，Ｎからの電界の方向と基板分極の方向の関係が同じ、即ち同方向であれば同方向に、逆方向であれば逆方向になるようにすれば良い。ここまでで説明してきた各変調器の形態に関しては、この適用則を用いて置き換えることでＺカット基板でも全て実現することができる。

Ｚカット基板を用いた例として、図１７ＡにネストＭＺＩ変調器の形態１ａの構成を示す。本構成においても、やはり、子ＭＺＩ内に上下両アームとも分極方向と同じ方向に電界が加わるバイアス電極Ｂｉａｓ９０°が親ＭＺＩの相対位相調整部として配置されている。従って、子ＭＺＩの上下アーム導波路の光信号に対してそれぞれ同方向の位相変化を与えることができるので、光信号から見ると子ＭＺＩの出力後に位相変化を受けたことと等価になり、子ＭＺＩの後段に相対位相調整電極を別途設ける必要が無くなる。

よって、本構成もＸカットでの形態と同様に、複合集積型で有りながらも、ＴＯ移相器を用いずにＥＯ移相器のみでバイアス調整が可能であり、また、バイアス制御回路側からみたバイアス電極の種類、数、及びバイアス調整の方法が全く同じとなるため、従来構成モノリシック型変調器で用いている市販のバイアス制御回路をそのまま用いることができる。

図１８Ａに、図６Ａに示した形態１ｂのネストＭＺＩ変調器にＺカット基板を用いた例を示す。図１８Ｂは、図１８ＡのXVIIIB-XVIIIB線に沿った断面図である。

図１８Ｃは、図１８Ａに示した構成の派生構成である。図１８Ａのバイアス電極の内、導波路の直上にない電極をＧＮＤ電極に変更した構成である。本構成では図１８Ａで駆動電極となっていた電極の一部がＧＮＤ電極になっている分、位相調整能力が落ちる。図１８Ｄは、図１８ＣのXVIIID-XVIIID線に沿った断面図である。

図１９Ａに、図７Ａに示した形態２ａのネストＭＺＩ変調器にＺカット基板を用いた例を示す。図１９Ｂは、図１９ＡのXIXB-XIXB線に沿った断面図である。形態２ｂ及び２ｃのネストＭＺＩ変調器にＺカット基板を用いた場合も同様となる。

図２０に、図１０に示した第３の実施形態のネストＭＺＩ変調器にＺカット基板を用いた例を示す。

第４〜第６の実施形態、並びに第８及び第９の実施形態に関しても、同様の考え方でＺカット基板を用いた構成に適用できる。

（第８の実施形態）
ここまでの変調器の例では、電極レイアウトを中心に本願発明の構成の説明をしてきたが、電極レイアウトに加えて分極反転構造を用いる構成もある。

図２１Ａは、ネストＭＺＩ変調器の形態１ａの構成で、分極反転基板を用いた例を示している。本構成では、電極レイアウト構成は、変調動作点調整部と相対位相調整部の構成が同一であり、相対位相調整部の基板に一部分極反転を施した基板を用いている点が、形態１ａの構成と異なる。本構成でも、子ＭＺＩ変調器内に上下両アームとも分極方向と同じ方向に電界が加わるバイアス電極Ｂｉａｓ９０°が親ＭＺＩの相対位相調整部として配置されているという観点では、同じ構成と見ることができ、形態１ａと全く同じ動作をする。

本構成は、分極反転基板を用いる必要があるが、形態１ａと比べるとバイアス電極数が減っているので、電極レイアウトは行いやすくなるというメリットがある。

本例では、一例として、形態１ａの変調器で説明をしたが、他の形態でも、また、Ｚカット基板を用いた場合でも、もちろん、同様に分極反転が適用できることは、言うまでもない。

（第９の実施形態）
本発明の変調器の構成として、上記のように、複合材料による組み合わせの構成を取り上げているが、単一の材料系の変調器においてもＥＯ効果を作用させる部分を位相変調アレイ導波路のように集約した方が良い場合、即ち、ＥＯ効果を作用させる部分をＭＺＩ変調器の内部だけに集約させた方が良い場合は、複合集積型でなくても本発明の構成が有効に適用できることを付記しておく。

図２２Ａは、ネストＭＺＩ変調器の形態１ａの構成で、ＬＮモノリシック基板を用いた時の構成を示している。形態１ａではＰＬＣ上に作製されていた分岐部や合流部を、本構成ではＬＮ基板上に作製しているが、何らかの理由でこれら分岐部／合流部に移相器を配置したくない場合などは、本願発明の考えを適用することで、本構成のように移相器を全て位相変調導波路アレイ部に集約してレイアウトすることができる。

また、光回路全てをＬＮモノリシック基板で作製しなくても、例えば、図２２Ａの子ＭＺＩ領域のみＬＮ基板を用い、それより外部をＰＬＣ基板を用いる場合でも、やはり、何らかの理由で位相変調導波路アレイ部に全ての移相器を集約してレイアウトしたい場合も、同様の考えで本願発明が適用できることは言うまでもない。

Claims (10)

1. 電気光学効果を有する材料で構成された移相器を利用したＭＺＩ型の光変調器において、バイアス調整用の移相器であって、前記光変調器の両アームに同一方向の位相変化を与える移相器を備えることを特徴とする光変調器。
2. 電気光学効果を有する材料で構成される基板に形成された第１及び第２のアーム導波路を有するＭＺＩ型の光変調器において、
   バイアス調整用の第１及び第２の組の電極であって、前記第１及び第２のアーム導波路の近傍に配置された第１及び第２の組の電極を備え、
   前記第１の組の電極と前記第２の組の電極との間の電界が、前記第１及び第２のアーム導波路を伝搬する光信号に対して共に同一方向の位相変化を与えることを特徴とする光変調器。
3. 前記電気光学効果を有する材料は、多元系酸化物材料であることを特徴とする請求項１又は２に記載の光変調器。
4. 前記電気光学効果を生じる分極方向は、前記光信号の伝搬方向に対して垂直、且つ、前記基板の面内方向であることを特徴とする請求項２に記載の光変調器。
5. 前記光変調器の受動回路部分は、誘電体材料で構成された基板に形成されていることを特徴とする請求項１又は２に記載の光変調器。
6. 前記誘電体材料は石英系ガラスであることを特徴とする請求項５に記載の光変調器。
7. 前記第１及び第２のアーム導波路は、前記第１及び第２の組の電極が配置される部分において前記第１のアーム導波路と前記第２の導波路との間のピッチを広げるピッチ変換部を有することを特徴とする請求項２に記載の光変調器。
8. 少なくとも２個以上並列接続されたＭＺＩ型の光変調器を備える光変調器において、
   並列接続された前記ＭＺＩ型の光変調器の少なくとも一方は請求項１に記載の光変調器であることを特徴とする光変調器。
9. 親ＭＺＩの各アーム導波路部に第１及び第２の子ＭＺＩが配置された光変調器において、
   前記第１および第２の子ＭＺＩの少なくとも一方は請求項２に記載の光変調器であることを特徴とする光変調器。
10. 電気光学効果を有する材料で構成される基板に形成された第１及び第２のアーム導波路を有するＭＺＩ型の光変調器において、
    前記第１及び第２のアーム導波路の近傍に配置された第１及び第２の組の電極を備え、
    前記第１の組の電極と前記第２の組の電極との間の電界が、前記第１及び第２のアーム導波路を伝搬する光信号に対して共に同一方向の位相変化を与え、
    前記第１及び第２のアーム導波路は、前記第１及び第２の組の電極が配置される部分において前記第１のアーム導波路と前記第２の導波路との間のピッチを広げるピッチ変換部を有することを特徴とする光変調器。

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