CN102472900A - 光调制器 - Google Patents

Abstract

在各臂上具备子MZI的嵌套MZI调制器中，降低对来自子MZI的光信号的相对相位进行调整的相对相位调整部本身和相对相位调整部的驱动电路这两方的消耗电力。方式(1a)的复合集成型嵌套MZI调制器的结构如下：代替在母MZI中配置相对相位调整部而在各个子MZI内设置对上下两臂均施加方向与极化方向相同(或相反方向)的电场的偏置电极Bias90°和接地电极(参照图4B)，设置于各个子MZI的偏置电极Bias90°和接地电极整体构成相对相位调整部。这种相对相位调整部能够对子MZI的上下臂波导的光信号分别赋予同方向的相位变化，因此从光信号的角度来看与在子MZI输出之后接受相位变化(参照图1A)是等价的。

Description

光调制器

技术领域

本发明涉及一种光调制器，更详细地说，涉及一种嵌套MZI(Mach-Zehnder inter-ferometer：马赫-曾德干涉仪)调制器。

背景技术

在光纤通信系统中，为了将每个波长的传输速率从10Gbps提升到40Gbps或100Gbps，对应用多值调制技术、偏振复用技术进行了研究。多值调制技术是通过在利用光信号的振幅的同时还利用相位信息来以一个码元传输大量信息的技术，在40Gbps的传输中，已经应用了4值，即应用了一个码元能够传输2比特信息的差分四相相位调制(Differential QuadraturePhase-Shift Keying：DQPSK(差分正交相移键控)调制)方式。偏振复用技术是通过利用偏振波对两个系统的信号进行多路复用来得到两倍的传输速率的技术，在期望今后实际应用的100Gbps级传输中，除了上述多值调制技术以外还兼用该偏振复用方式的偏振复用QPSK(正交相移键控)调制方式作为有力候补之一而正在被研究。

在用于生成在这些调制方式中成为基本的QPSK调制信号的调制器中，与此前的在10Gbps传输等中所使用的由单一的Mach-Zehnder干涉仪(MZI)构成的调制器不同，如图1A所示，使用在大的MZI(以下称为“母MZI”)的各臂波导部上配置MZI调制器(以下称为“子MZI”)而使MZI成为嵌套结构的结构略复杂的调制器(以下称为“嵌套MZI调制器”)(参照非专利文献1的图10等)。通常，使用具有大的电光效应(EO效应)的铌酸锂光波导(以下称为“LN波导”)技术来制作这些调制器。在各个子MZI中具备用于将电信号转换为光调制信号的高频电极(此外，上述高频电极一般采用行波电极结构，用保持为固定阻抗的传输线路结构将电极围起，但是在本图中为了易于观看附图而并未对信号输入部、信号输出部进行图示。在下面的附图也基本相同)。并且，各个子MZI中分别设置有调制动作点调整部，该调制动作点调整部具有用于对调制动作点进行调整的偏置电极(它们与偏置端子BiasI、BiasQ相连接。以后，如果说明上没有妨碍，则将偏置端子的称呼也用于偏置电极)，母MZI中具备相对相位调整部，该相对相位调整部具有用于对来自子MZI的光信号的相对相位进行调整(90°相位调整)的偏置电极Bias90°。此外，在本图中，示出使用了能够削减高频电极数的X切(X-cut)基板的例子。另外，利用了这种LN波导的嵌套MZI调制器(单块式嵌套MZI调制器)已经上市，能够普遍得到。

为了理解由嵌套MZI调制器进行的QPSK调制动作，首先，说明子MZI即单体的MZI调制器的动作。在X切基板中，LN的极化方向为图1A的上下方向。关于来自处于MZI调制器的中央的高频电极的电场，对于上臂来说施加上方向的电场，对于下臂来说施加下方向的电场，对于极化方向来说在上下臂波导中施加相反方向的电场(参照图1B和图1C)。因而，EO效应所带来的折射率变化在上下臂波导中是相反的，在波导中传送的光的相位变化也是，在上下臂波导中是方向相反的。此外，为了易于观看附图，图中的电场显示只简便地记载了与波导有关的电场分布，而省略了其它区域的电场分布显示。以后的附图中也是同样的。

输入到MZI调制器的连续(CW)光在光耦合器中被分为两路后，由于施加到高频电极的电信号而在上下臂波导中分别接受方向相反且量相同的相位改变，在光耦合器中再次合流。此时，输出信号光的电场相位如图2A所示那样变化。经由上臂的光接受正方向的相位变化，因此其电场矢量E_MZI(H)描绘出逆时针(叉→白圆→黑圆)的轨迹，经由下臂的光接受负方向的相位变化，因此电场矢量E_MZI(L)描绘出顺时针的轨迹。两个电场的矢量合成为输出信号光的电场矢量E_MZI，因此其轨迹描绘出实轴上的直线轨迹。当以数式进行描述时，为

[数1]

$E_{\mathrm{MZI}\left(H\right)}=\frac{1}{2}{e}^{\mathrm{j\ξ}}$

$E_{\mathrm{MZI}\left(L\right)}=\frac{1}{2}{e}^{-\mathrm{j\ξ}}$

$E_{\mathrm{MZI}}=E_{\mathrm{MZI}\left(H\right)}+E_{\mathrm{MZI}\left(L\right)}=\frac{1}{2}(e^{\mathrm{j\ξ}}+e^{-\mathrm{j\ξ}})=\cos \left(\mathrm{\ξ}\right).$

在此，ξ为利用来自高频电极的电场而施加的相位变化。因而，使该X切基板的MZI调制器作为二值相位的相位调制器(PSK调制器)而发挥功能，当进行驱动(2Vπ驱动)以使臂波导之间的相位差如图2B所示那样改变2π时，输出光的相位被调制成零和π且信号光强度在信号定时的时刻不变。此外，Z切基板的LN也是，如果进行在上臂与下臂中同时赋予相反方向且量相同的相位变化的推挽驱动，则同样作为二值相位的相位调制器而发挥功能。

在嵌套MZI调制器中，通过使Ich侧和Qch侧的光程差为四分之一波长来以90°的相位差对从Ich用子MZI和Qch用子MZI输出的二值相位的调制信号光进行合成，由此能够得到如图2C所示那样被调制成四值相位的QPSK信号光。这样，嵌套MZI调制器能够作为QPSK调制器而发挥功能。并且，通过将电信号的振幅设定为多值的值而不仅仅设定为二值，能够使Ich/Qch取任意的振幅，能够在电场相位平面上任意的位置处对信号点进行矢量合成，因此本调制器也被称为矢量调制器。

在LN波导中，存在被称为DC漂移(直流漂移)的现象，该现象如下：若长时间施加电压，则波导的折射率会由于充电(charge-up)等而发生变化，干涉条件会产生偏差。还存在被称为温度漂移的现象，该现象如下：根据环境温度不同，折射率也会发生变化。这种干涉条件的偏差在子MZI中表现为调制动作点的偏差，在母MZI中表现为Ich/Qch光信号的相对相位的正交度的偏差，即偏离于相位差90°。这些偏差都会导致光信号质量的劣化，是不合乎需要的，因此需要利用适当的监视单元来感测偏差量，进行补偿/调整。

关于对子MZI的调制动作点偏差的补偿，在初期的调制器中，将对高频信号成分和直流偏置成分进行合成的被称为偏置器(Bias Tee)的电路插入到高频输入的前级，对调制信号施加偏置电压来进行补偿，但是若使用偏置器则存在针对电信号的低频特性本质上劣化的问题，因此近年来大多不再使用偏置器而如图1A所示那样独立于高频电极地另外设置对调制动作点进行补偿/调整的专用的偏置电极BiasI、BiasQ来施加偏置电压。

偏置电极不像高频电极那样对高频率进行处理，因此形成为集中常数型的简易的设计形状而不采取行波电极这样的分布常数型的设计形状，但是从偏置电极施加于波导的电场的方向基本与高频电极相同，就直流来说高频电极与偏置电极的作用是相同的。

使用如图1A所示那样配置在母MZI上的偏置电极Bias90°对Ich/Qch光信号的相对相位进行调整，由此来进行母MZI中的90°相位调整。

接着，对将石英系平面光波回路(PLC)与LN调制阵列进行组合而得到的复合集成型嵌套MZI调制器进行说明(参照非专利文献2的图1等)。如图3A所示，该复合集成型嵌套MZI调制器由PLC波导和LN波导这样的不同种类波导连接而成。位于输入侧的三个分支回路以及位于输出侧的三个合流回路由PLC波导构成，具备将电信号转换为光调制信号的高频电极的调制阵列部由LN波导构成。

PLC波导由于EO效应非常小而无法单独构成调制器，但是它是传送损耗小于等于LN波导的十分之一的损耗非常低的波导介质，并且具有弯曲波导的允许弯曲半径高至2mm左右的设计自由度，因此如果是无源回路则能够实现损耗低且多样的光回路。另一方面，LN波导与PLC波导相比传送损耗、允许弯曲半径大，因此不适合构成复杂的光回路，但是由于如前所述那样具有高EO效应，因此作为高速调制回路非常优异。

因而，特别是在如嵌套MZI调制器那样复杂的调制器的情况下，如图3A所示，通过在分支/合流回路等无源回路部分使用PLC波导、仅调制阵列部使用LN波导来将两者复合集成，能够得到PLC波导和LN波导双方的长处，能够实现与利用了LN波导的单块式嵌套MZI调制器相比损耗低且特性良好的调制器。调制器的结构越为复杂，这个优点越显著，例如，在除了分支/合流回路以外还需要偏振波合成器的偏振复用QPSK调制器中，优点会变得更大(参照非专利文献3的图1)。

复合集成型嵌套MZI调制器的动作基本与上述的LN波导单块式调制器的动作相同。但是，相对相位调整部被配置于PLC侧，因此90°相位调整是在热光(TO)移相器中进行的。TO移相器通过形成在波导上的包层表面的薄膜加热器来局部地控制波导的温度，由此通过TO效应来控制波导的折射率，即波导的相位。由于利用了热量，因此响应速度为毫秒级，但是由于上述各种漂移是非常缓慢地产生的，因此该响应速度是足以进行90°相位调整等偏置调整的速度。子MZI的调制动作点调整也可以同样地通过在PLC上设置TO移相器来进行，但是在图3A的结构中，如前所述，构成为使用偏置器来使高频电极兼用作偏置电极。

非专利文献1：P.J.Winzer et al.，″Advanced modulationformats for high-capacity optical transport networks，″Journal ofLightwave Technology，vol.24，no.12，pp.4711-4728，2006

非专利文献2：山田貴等「PLC-LNハイブリツド集積技術を用いたDQPSK変調モジユ一ル」，信学会2007年春季総合大会，C-3-66

非专利文献3：山崎裕史等「石英系PLC-LNハイブリツド集積技術を用いた100Gbps偏波多重QPSK変調器」，信学会2009年春季総合大会，C-3-62

发明内容

然而，在复合集成型嵌套MZI调制器中，由于使用TO移相器而具有以下的问题。

在利用了LN波导的单块式嵌套MZI调制器中，如上所述，由使用了EO效应的移相器(EO移相器)来进行偏置调整。因而，导波光的相位变化与电压成比例地进行变化，能够进行向正负双方的相位控制。另外，几乎不流动电流而不存在电力消耗，因此，能够使用输出功率小的驱动电路，通常使用电压输出驱动电路，而驱动电路中的消耗电力也小。

另一方面，在利用TO移相器进行的偏置调整中，导波光的相位变化与发热量即TO移相器中的电力成比例地变化，只能够进行向正侧的相位控制。在要进行向负侧的相位控制的情况下，通过对相反侧的臂波导的TO移相器进行驱动来进行相对控制。因此，需要进行切换以正负进行驱动的移相器的动作。另外，由于利用电力来进行相位控制，因此需要能够输出比较大的输出功率的驱动电路，通常使用电流输出驱动电路，因此驱动电路中的消耗电力也变大。

这样，在复合集成型嵌套MZI调制器中，在以下方面存在问题：在作为相对相位调整部的TO移相器本身和相对相位调整部的驱动电路这两方中，进行偏置调整所需的消耗电力变大。

另外，由于在EO移相器和TO移相器中对驱动电路的要求大为不同，因此多数情况下无法将利用了LN波导的单块式嵌套MZI调制器用的通常的偏置驱动电路和控制电路直接使用于复合集成型嵌套MZI调制器中。因而，之前使用一般的利用了LN波导的单块式嵌套MZI调制器的用户要新使用复合集成型嵌套MZI调制器的情况下，大多必须重新准备专用的偏置控制回路。即，针对偏置控制/驱动电路，在提高与现有的单块式嵌套MZI调制器之间的兼容性方面也希望得到改善。

本发明是鉴于上述问题而完成的，其第一目的在于，在各臂上具备子MZI的嵌套MZI调制器中，降低对来自子MZI的光信号的相对相位进行调整的相对相位调整部本身和相对相位调整部的驱动电路这两方的消耗电力。

另外，本发明的第二目的在于提供一种单体MZI调制器，该单体MZI调制器用于构成嵌套MZI调制器的子MZI，在构成嵌套MZI调制器时，能够降低嵌套MZI调制器所具备的相对相位调整部本身和相对相位调整部的驱动电路这两方的消耗电力。

此外，在上述说明中，作为“嵌套MZI调制器”，假设了图1所示那样的在母MZI的各臂上配置有子MZI的光调制器，但是与相对相位调整部有关的问题点在仅在母MZI的一个臂上嵌套了子MZI的光调制器中也存在，希望注意到本说明书中所使用的技术用语“嵌套MZI调制器”也包括仅在母MZI的一个臂上嵌套了子MZI的光调制器。

为了达到这种目的，本发明的第一方式是一种光调制器，是利用了由具有电光效应的材料构成的移相器的MZI型光调制器，其特征在于，具备能够使上述光调制器的两臂产生相同方向的相位变化的移相器。

另外，本发明的第二方式是一种光调制器，是具有第一臂波导和第二臂波导的MZI型光调制器，该第一臂波导和第二臂波导形成在由具有电光效应的材料构成的基板上，该光调制器的特征在于，具备配置在上述第一臂波导和上述第二臂波导附近的第一组电极和第二组电极，上述第一组电极与上述第二组电极之间的电场使在上述第一臂波导和上述第二臂波导中传输的光信号均产生相同方向的相位变化。

另外，本发明的第三方式的特征在于，在第一或第二方式中，上述具有电光效应的材料是多元系氧化物材料。

另外，本发明的第四方式的特征在于，在第二方式中，产生上述电光效应的极化方向与上述光信号的传输方向垂直，并且为上述基板的面内方向。

另外，本发明的第五方式的特征在于，在第一或第二方式中，上述光调制器的无源回路部分形成在由电介质材料构成的基板上。

另外，本发明的第六方式的特征在于，在第五方式中，上述电介质材料是石英系玻璃。

另外，本发明的第七方式的特征在于，在第二方式中，上述第一臂波导和上述第二臂波导具有间距变换部，该间距变换部用于在配置上述第一组电极和上述第二组电极的部分扩大上述第一臂波导与上述第二臂波导之间的间距。

另外，本发明的第八方式是一种光调制器，具备至少两个以上并联连接的MZI型光调制器，该光调制器的特征在于，并联连接的上述MZI型光调制器的至少一个是第一方式的光调制器。

另外，本发明的第九方式是一种光调制器，在母MZI的各臂波导部配置有第一子MZI和第二子MZI，该光调制器的特征在于，上述第一子MZI和上述第二子MZI中的至少一个是第二方式的光调制器。

根据本发明，将能够对子MZI的上下臂的光信号分别赋予同方向的相位变化的移相器配置在子MZI中，因此即使不在母MZI上设置作为相位调整部的移相器，也能够通过使用该偏置电极对来自子MZI的输出光的相对相位进行调整。

因而，在复合集成型调制器中也是，能够只利用设置于调制阵列部的偏置电极，即不使用TO移相器而只利用EO移相器来进行全部的偏置调整，因此能够提供降低了移相器本身和移相器的驱动电路的消耗电力的复合集成型调制器。

在偏置控制中，作为控制方法之一，有时会使用使微小的高频信号重叠于偏置信号的抖动(dithering)。在这种情况下，控制速度受限于抖动频率，在进行了优化的情况下也是，抖动频率的倒数左右是上限。TO移相器的响应速度一般为毫秒级，而在EO移相器中即使是集中常数型电极也可以达到毫微秒程度。因而，在本发明的偏置电极中能够处理数百MHz的抖动信号，因此还能够高速地进行偏置控制。

另外，由于只利用EO移相器就能够进行偏置调整，因此能够借用电压控制的驱动电路的设计方式，通过进一步如后所述那样进行电极的组合等，能够直接使用在现有LN波导单块式调制器中使用的偏置控制回路。

并且，由于不使用TO移相器，因此无需在PLC上形成薄膜加热器等，因此还可以得到PLC的芯片成本降低这样的次要效果。除此以外，由于在PLC中不存在发热部，因此还可以得到不需要以前所需的散热设计/散热机构的效果。

附图说明

图1A是现有的单块式嵌套MZI调制器的俯视图。

图1B是沿图1A的IB-IB线的截面图。

图1C是沿图1A的IC-IC线的截面图。

图2A是单体MZI调制器输出的电场相位俯视图。

图2B是用于说明单体MZI调制器的PSK调制动作的图。

图2C是嵌套MZI调制器的QPSK调制动作时输出的电场相位俯视图。

图3A是现有的复合集成型嵌套MZI调制器的俯视图。

图3B是沿图3A的IIIB-IIIB线的截面图。

图3C是沿图3A的IIIC-IIIC线的截面图。

图4A是表示作为本申请发明的第一实施方式(方式1a)的复合集成型嵌套MZI调制器的结构的俯视图。

图4B是沿图4A的IVB-IVB线的截面图。

图5A是表示90°相位调整用偏置电极Bias90°的配置例的图。

图5B是表示90°相位调整用偏置电极Bias90°的配置例的图。

图6A是表示作为本申请发明的第一实施方式的变形(方式1b)的复合集成型嵌套MZI调制器的结构的俯视图。

图6B是沿图6A的VIB-VIB线的截面图。

图7A是表示作为本申请发明的第二实施方式(方式2a)的复合集成型嵌套MZI调制器的结构的俯视图。

图7B是沿图7A的VIIB-VIIB线的截面图。

图8是表示作为本申请发明的第二实施方式的变形(方式2b)的复合集成型嵌套MZI调制器的结构的图。

图9A是表示作为本申请发明的第二实施方式的其它变形(方式2c)的复合集成型嵌套MZI调制器的结构的图。

图9B是沿图9A的IXB-IXB线的截面图。

图10A是表示作为本申请发明的第三实施方式的复合集成型嵌套MZI调制器的结构的图。

图10B是表示能够应用于第三实施方式的具体的分压电阻电路例的图。

图10C是表示对偏置电极的一方进行接地连接(例如使n侧的电极接地)的情况下的分压电阻电路例的图。

图11是表示将本申请发明应用于并联合成型16值QAM(Quadrature Amplitude Modulation：正交振幅调制)调制器的结构(QAM方式1)的图。

图12A是表示针对图11的QAM调制器的光信号的电场相位俯视图的图。

图12B是表示针对图11的QAM调制器的光信号的电场相位俯视图的图。

图12C是表示针对图11的QAM调制器的光信号的电场相位俯视图的图。

图13是表示对图11的并联合成型QAM调制器的偏置电极结构进行变形后得到的结构(QAM方式2)的图。

图14是表示将本申请发明应用于APSK(振幅相移键控)调制器的结构的图。

图15A是表示针对图14的APSK调制器的光信号的电场相位俯视图的图。

图15B是表示针对图14的APSK调制器的光信号的电场相位俯视图的图。

图15C是表示针对图14的APSK调制器的光信号的电场相位俯视图的图。

图16A是用于说明将本申请发明应用于Z切基板时的一般规则的图，是表示应用于X切基板的情况的图。

图16B是用于说明将本申请发明应用于Z切基板时的一般规则的图，是表示应用于Z切基板的情况的图。

图17A是表示利用了Z切基板的QPSK调制器的方式1a的结构的图。

图17B是沿图17A的XVIIB-XVIIB线的截面图。

图18A是表示在图6A所示的方式1b的嵌套MZI调制器中使用Z切基板的例的图。

图18B是沿图18A的XVIIIB-XVIIIB线的截面图。

图18C是表示图18A所示的结构的派生结构的图。

图18D是沿图18C的XVIIID-XVIIID线的截面图。

图19A是表示在图7A所示的方式2a的嵌套MZI调制器中使用Z切基板的例的图。

图19B是沿图19A的XIXB-XIXB线的截面图。

图20是表示在图10所示的第三实施方式的嵌套MZI调制器中使用Z切基板的例的图。

图21A是表示利用了极化反转基板的QPSK调制器的方式1a的结构的图。

图21B是沿图21A的XXIB-XXIB线的截面图。

图22A是表示利用了LN单块基板的QPSK调制器的方式1a的结构的图。

图22B是沿图22A的XXIIB-XXIIB线的截面图。

图23是表示作为第一实施方式的变形(方式1b)的实施例而制作的嵌套MZI调制器的结构的图。

图24A是沿图23的XXIVA-XXIVA线的截面图。

图24B是沿图23的XXIVB-XXIVB线的截面图。

图24C是沿图23的XXIVC-XXIVC线的截面图。

图24D是沿图23的XXIVD-XXIVD线的截面图。

具体实施方式

下面，参照附图来详细说明本发明的实施方式。

(第一实施方式)

图4A中示出了作为本申请发明的第一实施方式(方式1a)的复合集成型嵌套MZI调制器的结构。本方式的调制器结构与现有结构大致相同，但是对来自子MZI的光信号的相对相位进行调整的相对相位调整部是不同的。取代在母MZI中配置相对相位调整部，在各个子MZI内针对上下两臂均设置向与极化方向相同的方向(或相反的方向)施加电场的偏置电极Bias90°(与“第一电极”对应)和GND电极(与“第二电极”对应)(参照图4B)，设置于各个子MZI的偏置电极Bias90°和GND电极全体构成相对相位调整部。这种相对相位调整部能够对子MZI的上下臂波导的光信号分别赋予同方向的相位变化，因此从光信号的角度来看与在子MZI输出之后接受相位变化(参照图1A)是等价的。

对此，以Ich侧为例来详细进行说明。当将子MZI的输入设为1时，上臂的输出电场E_H、下臂的输出电场E_L为

[数2]

$E_H=\frac{1}{\sqrt{2}}{e}^{j(\mathrm{\ξ}+\mathrm{\φ})}$

$E_L=\frac{1}{\sqrt{2}}{e}^{j(-\mathrm{\ξ}+\mathrm{\φ})}.$

在此，ξ为由来自高频电极的电场所施加的相位变化，

是由来自偏置电极Bias90°的电场所施加的相位变化。此外，为了简便起见，省略了由来自调制动作点调整用偏置电极BiasI的电场所施加的相位变化。因而，子MZI的输出电场E为

[数3]

$E=\frac{1}{\sqrt{2}}{E}_H+\frac{1}{\sqrt{2}}{E}_L=\frac{1}{2}(e^{\mathrm{j\ξ}}+e^{-\mathrm{j\ξ}})e^{\mathrm{j\φ}}=\cos \left(\mathrm{\ξ}\right)\·e^{\mathrm{j\φ}}.$

因而，利用本结构的偏置电极而得到的相位变化与利用图1A所示的现有结构单块式嵌套MZI调制器的偏置电极而得到的相位变化完全相同。Qch侧也是同样的。但是，相对于极化方向，从偏置电极Bias90°施加的电场与Ich侧相反，因此相位变化的方向为相反的

根据以上内容，本结构既是复合集成型，同时也能够不使用TO移相器而只利用EO移相器进行偏置调整。另外，从偏置控制电路侧的角度来看，偏置端子的种类、数量以及偏置调整的方法与图1A所示的现有结构单块式调制器完全相同，因此能够直接使用在单块式调制器中所使用的市场上出售的偏置控制电路。

此外，在本结构中，将用于进行母MZI的90°相位调整的偏置电极Bias90°配置在Ich侧子MZI和Qch侧子MZI双方上，因此母MZI中的Ich/Qch光信号的相对相位通过偏置电极Bias90°以

的量进行调整。也能够如图5A所示那样只配置于单侧的子MZI上，但是在这种情况下，只在单侧的子MZI中进行相位调整，因此在对偏置电极Bias90°施加相同电压的情况下，相对相位的变化量变成一半即在以后的实施方式中，以配置于Ich侧/Qch侧双方的例子为中心来进行说明，但是同样能够只配置于单侧，这一点事先注明。

另外，即使以便于电极图案的加工等理由而如图5B所示那样构成为将中央的电极分割为两个并在中间置入GND电极，施加于波导的电场的方向也不改变，因此上述效果也不变化，即，即使存在这种图案上的变更，本发明的本质结构也不发生变化，这一点事先注明。

另外，在构成为使用偏置器来使高频电极兼作偏置电极的结构时，还能够省略各子MZI的调制动作点调整部，但是由于会如前所述那样使低频区域的调制特性劣化，因此期望如本结构这样设置调制动作点调整部。

另外，高频电极、调制动作点调整部、相对相位调整部的从光的行进方向看的顺序即使改变，其动作也不变化，这是显而易见的。另外，也可以根据需要对调制动作点调整部、相对相位调整部进行分割配置。例如，也可以将相对相位调整部分割成两个，从光的行进方向看，以相对相位调整部1、高频电极、调制动作点调整部、相对相位调整部2的顺序进行配置。

图6A中示出了作为本申请发明的第一实施方式的变形(方式1b)的复合集成型嵌套MZI调制器的结构。在本方式的结构中，偏置电极为差动输入结构，这一点与方式1a不同，但是在子MZI内的上下两臂上配置了向相对于极化方向相同的方向施加电场的偏置电极Bias90°以用于进行母MZI的90°相位调整，这一点与方式1a相同。

在本结构中，能够将在方式1a中成为接地共用电极GND的电极设为偏置电极来独立地进行驱动。因而，能够通过在以p和n为组的各电极中进行对n侧施加将施加于p侧的电压正负反转后得到的电压的差动输入，来使施加于两电极之间的电压加倍。因而，与方式1a相比，能够使相位调整能力加倍。

此外，在各个电极组中，也能够只驱动p侧、n侧中的一个而将另一个接地连接来使用。这种情况下的相位调整能力与方式1a相同。

在本实施方式中，以LN波导与石英系PLC波导的组合为复合集成的组合来进行了说明，这是由于LN波导具有高EO效应，是高速调制器的主流波导技术，而石英系波导作为无源波导是损耗最低的波导，这种组合作为低损耗地实现复杂的调制器的组合是优异的。然而，利用其它材料系的波导，例如以使用了多元系氧化物材料或半导体材料等的波导作为具有EO效应的波导系统，以使用硅或高分子材料的波导作为无源波导，这种组合当然也同样可以得到本实施方式所示的效果，这一点是不变的，事先注明。以下的实施方式也是同样的。

另外，本发明的调制器结构构成为基本上使用波导，这是由于在通信设备领域中使用的实际应用的调制器的主流是波导型，但是本发明并不限定于此，例如，对于由透镜、反射镜等空间光学系统组成的调制器也同样可以适用，这一点事先注明。

实施例

图23中示出了作为第一实施方式的变形(方式1b)的实施例而制作的嵌套MZI调制器的结构。图24A～24D分别是沿图23的XXIVA-XXIVA线、XXIVB-XXIVB线、XXIVC-XXIVC线以及XXIVD-XXIVD线的截面图。分支回路/合流回路是在硅基板上利用石英系波导(PLC)而制作成的。波导的芯与包层的相对折射率差为1.5％。调制阵列部使用X切LN基板并利用钛扩散来形成波导。利用紫外线固化粘合剂将两个基板相互连接，同样将输入输出光纤与PLC的输入输出分别进行连接。这个进行复合连接的芯片容纳于热膨胀系数与LN基板大致相等的不锈钢(SUS)封装中。芯片的固定是通过将导电性粘合剂涂敷在LN基板背面来固定在封装上的。封装中具备高频端子、偏置端子以及50Ω终端电阻，与LN基板上的高频电极、偏置端子电连接。此外，封装主体与GND端子电连接。

在输入侧PLC上，构成为将对称Y分支回路分为三回路两级来进行连接，构成1×4分支回路。在输出侧PLC上，构成为在对称Y合流回路两个回路上连接2×2个耦合器，构成4×2合流分支回路。通过将最终级设为2×2耦合器而不是Y合流回路，能够利用Y合流回路中作为放射模式而被舍弃的信号光，不产生抽头损失地得到监视输出。该监视输出用于检测前述的偏置偏差。作为该2×2耦合器，本次使用了可以得到宽带的耦合特性/低损耗特性的非波长依赖型耦合器(WINC)，但是如果不需要宽带性，则也可以使用通常的定向耦合器、多模干涉(MMI)型耦合器。

在LN基板上排列有两组两条合计四条波导，在各个组中设置有将数据信号转换为调制信号的高频电极和用于对各偏置点进行调整的偏置电极。高频电极为50Ω阻抗的行波电极构造，电极的输出侧连接有50Ω的终端电阻。各偏置电极为集中常数型的电极构造，与各个偏置端子相连接。此外，在高频电极的阻抗以及行波的速度匹配的设计上，高频电极宽度与电极厚度之比以及高频电极/GND电极间隔之比均约为1∶1。另一方面，相对相位调整部的偏置电极必须在两条波导之间配置最多两个电极。因而，如果高频电极部的波导间距与偏置电极部的波导间距相同，则在工艺上以及电场分布上都不理想。因而，在本回路中，将高频电极部与偏置电极部之间的波导设为曲线波导(与“间距变换部”相对应)，对波导间距进行变换。此外，由于是在相对相位调整部的偏置电极处需要宽间距的波导间隔，因此该间距变换部也可以设置在调制动作点调整部与相对相位调整部之间。这样，通过在LN基板上也适当地、根据需要地变换波导的间距，能够避免工艺上的困难性、电场分布上的问题。这次，设组内的两条波导间距在高频电极部处约为50μm，在偏置电极部处约为200μm。

制作出的嵌套MZI调制器的插入损耗约为3dB，各MZI的消光比为25dB以上。在使用延迟干涉仪的差动接收系统中，在利用波特率21.5Gbaud的模拟随机信号对Ich/Qch进行驱动时，即进行43GbpsDQPSK调制时，接收OSNR(接收信号信噪比)承受力在比特错误率为10^-3时约为13dB。此外，在对本比特错误进行测量时使用了市场出售的偏置调整电路，没有特别问题，能够进行控制动作。

(第二实施方式)

图7A中示出了作为本申请发明的第二实施方式(方式2a)的复合集成型嵌套MZI调制器的结构。在本方式的结构中，构成为将第一实施方式中的调制动作点调整部和相对相位调整部合为一个，这一点上大为不同。另外，各调整电压通过电阻分压电路变为实际施加于各偏置电极的电压V_I、V_Q、V₉₀来施加。

从各端子接地的电阻r的功能在后面叙述，因此首先利用未连接电阻r的电路来说明动作。另外，设R₁、R₂、R₃、R₄的电阻值为相同的值，R＝R₁＝R₂＝R₃＝R₄。

首先，对母MZI的90°相位调整进行说明。简便起见，设子MZI的动作点调整电压V_BiasI和V_BiasQ为零。此时，实际施加于各偏置电极的电压V_I、V_Q、V₉₀为

[数4]

V₉₀＝V_Bias90°。

因而，施加于各电极之间的电压为V_Bias90°的一半，在子MZI内的上下两臂中施加相对于极化方向方向相同的电场。即，对Ich侧的上下两臂均施加上方向的电场，对Qch侧的上下两臂均施加下方向的电场。图7B中示出了此时的电场的情形。因而，通过使用本端子Bias90°，能够与第一实施方式同样地进行母MZI的90°相位调整。

接着，说明Ich侧的子MZI的调制动作点调整。在此也是为了简便起见而设母MZI的动作点调整电压V_Bias90°为零。此时，实际施加于偏置电极的电压V_I为

[数5]

$V_I=\frac{V_{\mathrm{BiasI}}}{2}.$

因而，施加于各电极之间的电压为V_BiasI的一半，在子MZI的两臂间对上下两臂施加相反方向的电场，从而与图4A所示的第一实施方式中的调制动作点调整部同样地施加电场，因此可知通过使用本端子BiasI，能够与第一实施方式同样地进行Ich侧子MZI的调制动作点调整。Qch侧子MZI的调制动作点调整也是同样的。

在实际的动作中，V_BiasI、V_BiasQ、V_Bias90°是同时施加的，但是由于整体动作是上述各动作的线性相加，因此各动作能够作为个别动作而独立地进行处理。

以上，在本结构中也能够利用电压控制来进行各偏置调整，另外，如果电阻值R足够大，大到不会成为驱动电路的负载的程度，则能够以低消耗电力进行动作。另外，从偏置控制电路侧的角度来看，偏置端子的种类、数量以及偏置调整的方法与第一实施方式同样地，与图1A所示的现有结构单块式调制器完全相同，因此能够直接使用在单块式调制器中使用的市场上出售的偏置控制电路。此外，施加于端子的电压只有一半实质上施加在偏置电极上，因此驱动效率减半，但是，能够通过使偏置电极的作用时长加倍来进行补偿。

与第一实施方式相比的得失如下：在本结构中，偏置调整部合为一个，因此优点是布局容易，相反，缺点是需要电阻分压电路。

此外，在本实施方式中，设四个分压电阻为完全相同的电阻值R，这是由于当设为互不相同的值，例如R₁≠R₂、R₃≠R₄时，在对V_Bias90°端子施加电压的情况下，即使V_BiasI＝0，V_I与V₉₀-V_I也不会成为相同的值，对子MZI的上下两臂施加的电场量不同，因此子MZI的偏置同时也发生变动。因而，需要与该变动相应的对V_BiasI施加使其进行反向动作的电压的校正动作。V_BiasQ也是同样的。如果允许进行这种校正动作，则也可以不必将这些电阻值设为相同的R，但是从利用各输入端子的独立动作来简化控制方法的观点来看，期望设为相同的R。

另外，通常如上所述那样各端子BiasI、BiasQ、Bias90°与电压源连接或接地，但是偶尔会将一部分端子以未连接(open)的状态进行使用。在这种情况下，未连接的端子的电位会受到其它端子的电位的影响而发生变动，因此变得无法进行上述那样的独立动作。例如在仅将Bias90°与电压源连接而将其它端子设为未连接的情况下，会变成V_I＝V_Q＝V₉₀＝V_Bias90°，从而无法进行期望的动作。为了避免这种情况，只要使未连接端子的电位接地即可。作为具体的结构，只要从各端子经由电阻r接地即可。其中，设r＜＜R。利用该电阻r，端子电压在连接电压源时为电源电压，在未连接电压源时基本接地。这样，在有可能将一部分端子设为未连接的情况下，或者所连接的电压源无法进行同步动作等不是理想电压源的情况下，优选构成为连接电阻r。当然，如果不存在这些担心事项，则从消耗电力的观点来看也是不需要电阻r。

此外，也可以将电阻R、r作为外置电阻安装在调制器模块外，但是例如使用表面安装型的贴片电阻来安装在调制器内部，则从模块的用户的角度来看能够作为通常的调制器来使用，因此更优选。

此外，本方式的偏置调整结构能够通过使BiasI端子、BiasQ端子接地来专用于母MZI的90°相位调整，这一点也事先注明。

图8中示出了作为本申请发明的第二实施方式的变形(方式2b)的复合集成型嵌套MZI调制器的结构。在方式2a中，使用被称为分压电阻电路的硬件进行一种模拟运算来求出实际施加于各偏置电极的电压V_I、V_Q、V₉₀，但是在本方式的结构中，在控制电路内以数字方式进行计算，由此省略分压电阻电路，这一点与方式2a不同。

施加于各偏置电极的电压V_I、V_Q、V₉₀如下。

[数6]

V_I＝V_BiasI+V_Bias90°

V_Q＝V_BiasQ+V_Bias90°

V₉₀＝2·V_Bias90°

首先，对母MZI的90°相位调整进行说明。当与方式2a同样地为了简便起见而考虑V_BiasI、V_BiasQ为零的情况下的动作时，V_I＝V_Q＝V_Bias90°，V₉₀＝2·V_Bias90°，因此在子MZI内的上下两臂中被施加相同方向的电场。即，对Ich侧的上下两臂均施加上方向的电场，对Qch侧的上下两臂均施加下方向的电场。因而，可知与方式2a同样地能够进行母MZI的90°相位调整。

接着，对子MZI的调制动作点调整进行说明。在此也与上一次同样地考虑V_Bias90°为零的情况下的动作，此时V_I＝V_BiasI、V_Q＝V_BiasQ、V₉₀＝0，因此在子MZI的两臂间对上下两臂施加相反方向的电场。因而，可知与方式2a同样地能够进行各子MZI的调制动作点调整。

而且，在本结构中也是，同时动作时的整体动作是上述各动作的线性相加，因此各动作能够作为个别动作而独立地进行处理。

在本结构中，必须在控制电路内进行上述变换运算，但是这种运算能够以软件方式来对应，因此无需对控制电路进行硬件上的变更，因此，在多数情况下，能够通过实施固件的变更来使用市场上出售的偏置控制电路。

图9A中示出了作为本申请发明的第二实施方式的其它变形(方式2c)的复合集成型QPSK调制器的结构。在本结构中，灵活利用了方式2b中的调制动作点/相对相位统一调整部的接地电极，使Bais90°的输入成为差动输入，这一点与方式2b不同。

在本结构的动作中也是，当考虑V_BiasI、V_BiasQ为零的情况下的动作时，在子MZI内的上下两臂中施加相对于极化方向方向相同的电场，因此可知与2a、2b同样地能够进行母MZI的90°相位调整。图9B中示出了此时的电场的情形。另外，当考虑V_Bias90°为零的情况下的动作时，在子MZI的两臂之间对上下两臂施加相反方向的电场，因而，可知能够进行各子MZI的调制动作点调整。并且，在同时动作时各动作能够作为个别动作独立地进行处理，这一点也是相同的。

在本结构中，需要对Bais90°和-Bais90°的端子使用差动输出的驱动电路，但是无需在控制电路内进行运算，因此能够直接使用市场上出售的偏置控制电路。另外，无需设置分压电阻电路。

(第三实施方式)

图10A中示出了作为本申请发明的第三实施方式的复合集成型嵌套MZI调制器的结构。在本结构中，在调制动作点调整部和相对相位调整部中设置完全独立的电极以能够独立地控制施加于各MZI调制器的各臂的电场，这一点与方式1、2不同。实际施加于各电极的电压与方式2b同样地在控制电路内以数字方式计算。施加于各偏置电极的电压如下。

[数7]

V_IH(p)＝V_BiasI+V_Bias90°

V_IL(p)＝-V_BiasI+V_Bias90°

V_QH(p)＝V_BiasQ-V_Bias90°

V_QL(p)＝-V_BiasQ-V_Bias90°

[数8]

V_IH(n)＝-V_BiasI-V_Bias90°

V_IL(n)＝V_BiasI-V_Bias90°

V_QH(n)＝-V_BiasQ+V_Bias90°

V_QL(n)＝V_BiasQ+V_Bias90°

可知本结构也是，通过基于与方式2b同样的考虑而能够独立地进行母MZI的90°相位调整以及各子MZI的调制动作点调整。

此外，与方式1b同样地，在以n和p为组的电极中，也能够只驱动其中一方而将另一方设为接地，但是通过使用两个电极来进行差动输入能够使调整能力加倍。

在本结构中，与方式1、2相比电极端子数增加，必须增加驱动电路的数量，因此是否只通过变更固件就能够使用市场上出售的控制电路要看具体情况。然而，由于与方式1、2同样地只进行EO移相器的控制即可，因此可以得到以下优点：消耗电力降低，由于不需要TO移相器而PLC的成本降低。

基于与方式2a和方式2b中叙述的想法相反的想法，利用由分压电阻电路进行的模拟运算也能够求出上述的以数字方式计算出的施加于各偏置电极的电压。图10B中示出了能够应用于本实施方式的具体的分压电阻电路例。另外，图10C中示出了使偏置电极的一方接地连接(例如使n侧的电极接地)的情况下的分压电阻电路例。这些分压电阻电路的动作与方式2a相比规模变大，但是基本上来说与方式2a同样考虑即可。

上面叙述了将本申请发明应用于嵌套MZI调制器即QPSK调制器的结构，但是本发明并不限定于此，能够应用于各种调制器。

(第四实施方式)

图11是表示将本申请发明应用于并联合成型16值QAM调制器的结构(QAM方式1)。并联合成型QAM调制器将QPSK调制器并联连接，通过改变功率分配比并对各QPSK信号进行矢量合成来得到QAM信号。如图11，在16值QAM调制器的情况下，将两个QPSK调制器以功率分配比为2比1的方式并联连接。经由各QPSK调制器的信号光如图12A和图12B所示那样为4值的QPSK信号，但是由于功率分配比为2比1，因此信号的大小为2比1。作为QAM调制器的输出信号光为这两个信号光的矢量合成，成为取图12C那样的16个信号点的QAM信号。此外，当两个QPSK信号光的相对相位有偏差时，成为偏离于原本的信号点位置(×)的信号点(○)。因而，需要与嵌套MZI调制器中的90°相位调整同样地对两个QPSK信号的相对相位进行调整。

为了对这两个QPSK输出信号的相对相位进行调整，在本结构中设置对QPSK调制器内的全部四条臂波导均施加相对于极化方向方向相同的电场的偏置电极BiasRP来作为QPSK输出信号光相对相位调整部。这样，通过施加电场，能够对QPSK调制器的全部臂波导的光信号分别赋予同方向的相位变化，因此从光信号的角度来看与在QPSK调制器输出之后(A点)接受相位变化是等价的。因而，能够通过使用该偏置电极BiasRP来对两个QPSK输出信号的相对相位进行调整。

此外，与方式1a同样地分别设置用于进行QPSK调制器内的调制动作点调整、90°相位调整的偏置电极以分别作为调制动作点调整部、子MZI输出信号光相对相位调整部。

另外，在比16值更大的多值QAM调制器中也能够应用同样的想法。即，并联型4^N值QAM调制器将N个QPSK调制器以功率分配比为1比2比4比…2^(N-1)的方式并联连接，为了对来自各QPSK调制器的输出信号光的相对相位进行调整，只要分别设置对各QPSK调制器内的全部四条臂波导均施加相对于极化方向方向相同的电场的偏置电极即可。

此外，在本QAM方式1中，偏置电极BiasRP为所谓的单输入的结构，但是能够利用与使方式1a的偏置电极Bais90°从单输入结构变为方式1b的差动输入结构的想法相同的想法来将本偏置电极BaisRP设为差动输入结构。能够将本QAM方式1的偏置电极Bais90°设为差动输入结构，这当然是不言而喻的。在以后的实施方式中也是，基本以单输入结构来进行说明，但是同样能够设为差动输入结构，这一点事先注明。

(第五实施方式)

图13中示出了对前述的并联合成型QAM调制器的偏置电极结构进行变形后得到的结构(QAM方式2)。在QAM方式1中设置了QPSK调制器内的子MZI输出信号光相对相位调整部和QPSK调制输出信号光相对相位调整部，但是在本方式中，将它们合为一个相对相位调整部，这一点与QAM方式1不同。

实际施加于各电极的电压与QPSK调制器中的实施方式同样地，既可以利用分压电阻电路求出，也可以在控制电路内以数字方式计算。此外，施加于各偏置电极的电压如下。

[数9]

另外，还可以进一步进行偏置电极部的合并，而与嵌套MZI调制器时同样地将调制动作点调整部和相对相位调整部合为一个。例如，也可以如方式3那样通过运算求出所施加的电压以完全独立地控制各臂的偏置电极，还可以如方式2那样将偏置端子进行某种程度的汇总以削减控制端子数。

(第六实施方式)

图14作为应用于其它调制器的应用例，示出将本申请发明应用于APSK调制器的结构。能够通过将QPSK调制器从属地连接在本调制器上来生成8值的APSK调制信号。

本调制器通过将CW光与来自作为相位调制器而进行动作的MZI调制器的PSK信号结合，可以得到任意的信号点配置的二值调制信号。经由CW光供给路径的光为图15A所示的信号点配置，经由MZI调制器的信号光为图15B所示的信号点配置。此时，通过对两光的分支比以及相对相位关系适当地进行设定，两光的合成信号即输出能够如图15C所示那样取任意的配置。

在本结构中，设置了偏置电极BiasP作为相对相位调整部，该偏置电极BiasP对MZI调制器内的上下两臂波导均施加相对于极化方向方向相同的电场。通过如这样施加电场，能够对MZI调制器的上下臂波导的光信号分别赋予同方向的相位变化，因此从光信号的角度来看与在MZI调制器输出之后(A点)接受相位变化是等价的。因而，通过使用该偏置电极BiasP，能够对MZI调制器输出信号和经由CW光供给路径的光的相对相位进行调整。

如本例这样，本申请发明不仅能够应用于MZI调制器之间的输出光相对相位调整，还能够广泛应用于MZI调制器的输出光与经由其它无源回路的输出光之间的相对相位调整等。

(第七实施方式)

在以前的调制器的例子中，以利用X切基板的调制器的例子进行了说明，但是本发明并不限定于此，在Z切基板等其它取向性基板中也同样能够应用。在Z切基板中，在与基板面垂直的方向上产生极化，因此以施加与波导芯垂直的电场的方式配置电极。图16A和图16B中示出了将本发明应用于Z切基板的调制器时的一般规则。基本上来说，只要使在波导芯部分产生的来自两个电极P、N的电场的方向与基板极化方向之间的关系相同即可，即均设为与基板极化方向相同的方向或与基板极化方向相反的方向。通过使用该应用规则进行置换，即使利用Z切基板也能够完全实现之前说明的各调制器的方式。

作为使用Z切基板的例子，图17A中示出了嵌套MZI调制器的方式1a的结构。在本结构中也是，仍然同样在子MZI内配置了偏置电极Bias90°作为母MZI的相对相位调整部，该偏置电极Bias90°对上下两臂均施加方向与极化方向相同的电场。因而，能够对子MZI的上下臂波导的光信号分别赋予同方向的相位变化，因此从光信号的角度来看与在子MZI输出之后接受相位变化是等价的，从而无需在子MZI的后级另外设置相对相位调整电极。

因而，本结构也与X切中的方式同样地，既是复合集成型，同时也能够不使用TO移相器而只利用EO移相器进行偏置调整，另外，从偏置控制电路侧的角度来看，偏置电极的种类、数量以及偏置调整的方法完全相同，因此能够直接使用在现有结构的单块式调制器中所使用的市场上出售的偏置控制回路。

图18A中示出了在图6A所示的方式1b的嵌套MZI调制器中使用Z切基板的例子。图18B是沿图18A的XVIIIB-XVIIIB线的截面图。

图18C是图18A所示的结构的派生结构。构成为将图18A的偏置电极中的不位于波导正上方的电极变更为接地电极。在本结构中，与图18A中成为驱动电极的电极的一部分变为接地电极相应地相位调整能力降低。图18D是沿图18C的XVIIID-XVIIID线的截面图。

图19A示出在图7A所示的方式2a的嵌套MZI调制器中使用Z切基板的例子。图19B是沿图19A的XIXB-XIXB线的截面图。在方式2b和2c的嵌套MZI调制器中使用Z切基板时也是同样的。

图20中示出了在图10所示的第三实施方式的嵌套MZI调制器中使用Z切基板的例子。

第四～第六实施方式以及第八和第九实施方式也能够基于同样的想法而应用于使用Z切基板的结构。

(第八实施方式)

在之前的调制器的例子中，以电极布局为中心对本申请发明的结构进行了说明，但是也存在除了电极布局之外还使用极化反转构造的结构。

图21A表示在嵌套MZI调制器的方式1a的结构中使用极化反转基板的例子。在本结构中，电极布局结构的调制动作点调整部和相对相位调整部的结构是相同的，而使用对相对相位调整部的基板实施局部极化反转而得到的基板这一点与方式1a的结构不同。在本结构中也是，在子MZI调制器内配置了偏置电极Bias90°作为母MZI的相对相位调整部，该偏置电极Bias90°对上下两臂波导均施加方向与极化方向相同的电场，从这个观点来看可以看做是相同的结构，进行与方式1a完全相同的动作。

本结构需要使用极化反转基板，与方式1a相比减少了偏置电极数量，因此具有易于进行电极布局的优点。

在本例中，作为一例，利用方式1a的调制器进行了说明，但是在其它方式中或使用Z切基板的情况下，也同样能够应用极化反转，这当然是不言而喻的。

(第九实施方式)

作为本发明的调制器的结构，如上所述那样采用了利用复合材料的组合的结构，但是在单一材料系统的调制器中也是，在将使EO效应作用的部分集成为相位调制阵列波导好的情况下，即在将使EO效应作用的部分集成在MZI调制器的内部好的情况下，即使不是复合集成型也能够有效应用本发明的结构，这一点事先注明。

图22A表示在嵌套MZI调制器的方式1a的结构中使用LN单块式基板时的结构。在本结构中，将方式1a中制作在PLC上的分支部、合流部制作在LN基板上，在基于某些理由不想在该分支部/合流部配置移相器时等，通过应用本申请发明的想法，能够如本结构那样以将移相器全部集成到相位调制波导阵列部的方式来进行布局。

另外，即使不将所有光回路制作在LN单块式基板上，例如在只在图22A的子MZI区域使用LN基板而其外部则使用PLC基板的情况下，在基于某种理由想要以将全部移相器集成到相位调制波导阵列部的方式进行布局时，也同样能够基于同样的想法应用本申请发明，这是不言而喻的。

权利要求书(按照条约第19条的修改)

1.(修改后)一种光调制器，是利用了由具有电光效应的材料构成的移相器的MZI型光调制器，其特征在于，具备能够使上述光调制器的两臂产生相同方向的相位变化的用于偏置调整的移相器。

2.(修改后)一种光调制器，是具有第一臂波导和第二臂波导的MZI型光调制器，该第一臂波导和第二臂波导形成在由具有电光效应的材料构成的基板上，该光调制器的特征在于，

具备配置在上述第一臂波导和上述第二臂波导附近的用于偏置调整的第一组电极和第二组电极，

上述第一组电极与上述第二组电极之间的电场使在上述第一臂波导和上述第二臂波导中传输的光信号均产生相同方向的相位变化。

3.根据权利要求1或2所述的光调制器，其特征在于，

上述具有电光效应的材料是多元系氧化物材料。

4.根据权利要求2所述的光调制器，其特征在于，

产生上述电光效应的极化方向与上述光信号的传输方向垂直，并且为上述基板的面内方向。

5.根据权利要求1或2所述的光调制器，其特征在于，

上述光调制器的无源回路部分形成在由电介质材料构成的基板上。

6.根据权利要求5所述的光调制器，其特征在于，

上述电介质材料是石英系玻璃。

7.根据权利要求2所述的光调制器，其特征在于，

上述第一臂波导和上述第二臂波导具有间距变换部，该间距变换部用于在配置上述第一组电极和上述第二组电极的部分扩大上述第一臂波导与上述第二臂波导之间的间距。

8.一种光调制器，具备至少两个以上并联连接的MZI型光调制器，该光调制器的特征在于，

并联连接的上述MZI型光调制器的至少一个是根据权利要求1所述的光调制器。

9.一种光调制器，在母MZI的各臂波导部配置有第一子MZI和第二子MZI，该光调制器的特征在于，

上述第一子MZI和上述第二子MZI中的至少一个是根据权利要求2所述的光调制器。

10.(追加)一种光调制器，是具有第一臂波导和第二臂波导的MZI型光调制器，该第一臂波导和第二臂波导形成在由具有电光效应的材料构成的基板上，该光调制器的特征在于，

具备配置在上述第一臂波导和上述第二臂波导附近的第一组电极和第二组电极，

上述第一组电极与上述第二组电极之间的电场使在上述第一臂波导和上述第二臂波导中传输的光信号均产生相同方向的相位变化，

上述第一臂波导和上述第二臂波导具有间距变换部，该间距变换部用于在配置上述第一组电极和上述第二组电极的部分扩大上述第一臂波导与上述第二臂波导之间的间距。

Claims (9)

1.一种光调制器，是利用了由具有电光效应的材料构成的移相器的MZI型光调制器，其特征在于，具备能够使上述光调制器的两臂产生相同方向的相位变化的移相器。

2.一种光调制器，是具有第一臂波导和第二臂波导的MZI型光调制器，该第一臂波导和第二臂波导形成在由具有电光效应的材料构成的基板上，该光调制器的特征在于，

具备配置在上述第一臂波导和上述第二臂波导附近的第一组电极和第二组电极，

上述第一组电极与上述第二组电极之间的电场使在上述第一臂支路波导和上述第二臂波导中传输的光信号均产生相同方向的相位变化。

3.根据权利要求1或2所述的光调制器，其特征在于，

上述具有电光效应的材料是多元系氧化物材料。

4.根据权利要求2所述的光调制器，其特征在于，

产生上述电光效应的极化方向与上述光信号的传输方向垂直，并且为上述基板的面内方向。

5.根据权利要求1或2所述的光调制器，其特征在于，

上述光调制器的无源回路部分形成在由电介质材料构成的基板上。

6.根据权利要求5所述的光调制器，其特征在于，

上述电介质材料是石英系玻璃。

7.根据权利要求2所述的光调制器，其特征在于，

上述第一臂波导和上述第二臂波导具有间距变换部，该间距变换部用于在配置上述第一组电极和上述第二组电极的部分扩大上述第一臂波导与上述第二臂波导之间的间距。

8.一种光调制器，具备至少两个以上并联连接的MZI型光调制器，该光调制器的特征在于，

并联连接的上述MZI型光调制器的至少一个是根据权利要求1所述的光调制器。

9.一种光调制器，在母MZI的各臂波导部配置有第一子MZI和第二子MZI，该光调制器的特征在于，

上述第一子MZI和上述第二子MZI中的至少一个是根据权利要求2所述的光调制器。

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