WO2007116475A1

WO2007116475A1 - 差動４位相偏移変調器およびその位相シフト量制御方法

Info

Publication number: WO2007116475A1
Application number: PCT/JP2006/306870
Authority: WO
Inventors: Takafumi Terahara; Takeshi Hoshida; Kentaro Nakamura; Yuichi Akiyama; Hiroki Ooi; C. Rasmussen Jens; Akira Miura
Original assignee: Fujitsu Limited
Priority date: 2006-03-31
Filing date: 2006-03-31
Publication date: 2007-10-18
Also published as: US20090047028A1; EP2003486A2; JP5287239B2; JPWO2007116475A1; EP2003486A4; US7603007B2; EP2003486A9

Abstract

　本発明は、応答速度がビットレートよりも十分低い安価な光電変換素子を適用しながら、差動４位相偏移変調光をなす合波された２つの差動位相偏移変調光成分が、適正な位相差となるような位相シフト量のフィードバック制御を実現する差動４位相偏移変調器であり、このため、本発明の装置は、第１変調器（２－１）および第２変調器（２－２）において互いにデューティ比が異なる駆動信号を印加することにより、合波部（１６ｂ）から出力される差動４位相偏移変調光の平均光出力パワーが、合波部（１６ｂ）で合波された後の第１光信号成分および第２光信号成分の位相差に応じて変動するように構成され、かつ、差動４位相偏移変調光の平均光出力パワーをモニタするパワーモニタ（１８）と、パワーモニタ（１８）でモニタされた前記平均光出力パワーに基づいて位相シフト部（１４）での位相シフト量をフィードバック制御する位相シフト制御部（１９）とをそなえる。

Description

明細書

差動 4位相偏移変調器およびその位相シフト量制御方法

技術分野

[0001] 本発明は、光通信システムにおいて用いて好適の、差動 4位相偏移変調器およびその位相シフト量制御方法に関するものである。

背景技術

[0002] 近年、次世代の 40 Gbit/s光伝送システム導入の要求が高まっており、しかも 10 Gb it/sシステムと同等の伝送距離や周波数利用効率が求められている。その実現手段として、従来 10 Gb/s以下のシステムで適用されてきた NRZ (Non Return to Zero)変調方式に比べて、光信号対雑音比 (OSNR)耐カ、非線形性耐力に優れた DPSK(Dif ferential Phase Shift Keying)変調方式の研究開発が活発になっている。更には、上述の変調方式に加えて、狭スペクトル (高周波数利用効率)の特徴を持った DQPSK (Differential Quadrature Phase-Shift Keying)変調（差動 4位相偏移変調）といった位相変調方式の研究開発も活発になっている。

[0003] 特に、 DQPSK変調方式は、位相変調された二つのデジタル信号を、一つの周波数の信号光を用いて同時に伝送する方式である。この方式は、伝送するデータ速度 (例えば 40 Gbit/s)に対してパルス繰り返し周波数が半分（例えば 20 GHz)で済むため、従来の NRZ変調方式などと比較して信号スペクトル幅が半分となり、周波数利用効率、波長分散耐カ、デバイス透過特性などの点で優れている。このため、光伝送システムの分野では、特にデータ速度が 40 Gbit/sを超える高速伝送システムで本変調方式の適用が盛んに検討されて、る。

[0004] 図 17は一般的な DQPSK変調器 100を示す図である。 DQPSK方式による変復調を通じてデータを送信する技術については例えば下記の特許文献 1等にも記載されている。

この図 17に示す DQPSK変調器 100は、例えば光伝送システムにおいて光信号を送信する光送信器にそなえられ、データ信号を DQPSK変調方式により光信号に変調するものであって、送信データ処理部 101,アンプ 102—1, 102- 2, CW(Conti nuous Wave)光源 103, π Z2移相器 104および 2つのマッハツエンダ型位相変調器 105- 1, 105— 2をそなえるとともに、 π /2の位相差が与えられた位相変調器 105 — 1, 105— 2からの位相変調信号を干渉させる ΜΖΜ干渉計 106をそなえて構成される。

[0005] すなわち、 ΜΖΜ干渉計 106は、入力側に CW光源 103が接続されるとともに、 2分岐された導波路部分にそれぞれ位相変調器 105— 1, 105— 2が形成されている。

、ては、 ΜΖΜ干渉計 106をなすマツハツヱンダ型導波路を親 MZ (Mach- Zehnder)導波路と記載し、位相変調器 105— 1, 105— 2のごとぐ親 MZ導波路をなす分岐導波路部分に形成された位相変調器をなすマツハツンダ型導波路を子 MZ 導波路と記載する場合がある。

[0006] ここで、送信データ処理部 101は、フレーマおよび FECエンコーダとしての機能をそなえるとともに、 1ビット前の符号と現在の符号との差情報が反映された符号化処理を行なう DQPSKプリコーダとしての機能をそなえている。この送信データ処理部 10 1から出力される送信データ信号は、例えば 40Gbit/s程度の符号ィ匕データについて、 20Gbit/s程度の 2系列の符号ィ匕データ (データ # 1,データ # 2)に分離された信号として出力される。又、アンプ 102— 1, 102— 2は、それぞれ、符号化データ（データ # 1,データ # 2)について増幅して、駆動信号として位相変調器 105— 1, 105 2へ出力する。

[0007] さらに、 CW光源 103は連続光を出力するものである力この CW光源 103から出力された連続光は MZM干渉計 106をなす分岐導波路 106aで 2分岐されて、分岐された一方の導波路である I (In-phase)アームは位相変調器 105— 1に入力され、他方の導波路である Q (Quadrature- phase)アームは位相変調器 105— 2に入力される。位相変調器 105— 1, 105— 2は、一般的な BPSK変調器（Binary Phase Shift Keyin g)と基本的に同様の構成を有する。

[0008] ここで、位相変調器 105— 1は、 CW光源 103からの連続光について、送信データ処理部 101からの一方の系列の符号ィ匕データ (データ # 1)で変調して、 2値の光位相（Orad又は Tu rad)に情報が乗った光信号を出力する。更に、位相変調器 105— 2 は、 CW光源 103からの連続光について、送信データ処理部 101からの他方の系列の符号化データ (データ # 2)で変調する。そして、このように変調された光信号を π /2移相器 104においては φ = π /2だけ位相シフトさせることにより、 2値の光位相 ( π Z2rad又は 3 π /2rad)に情報が乗った光信号として出力する。

[0009] そして、上述の位相変調器 105— 1 , 105— 2からの変調光は MZM干渉計 106をなす合波導波路 106bで合波されて出力される。即ち、位相変調器 105— 1 , 105 - 2からの変調光が合波されることで、光強度は一定であるが 4値（π Ζ4, 3 π /4, 5 π /4, 7 π Ζ4)の光位相に情報が乗った光信号、即ち DQPSK変調された光信号を出力することができるようになって!/、る。

[0010] このように、 DQPSK変調では、位相 0と位相 πにデータ「0」 , 「1」がそれぞれ変調された、 2系列のデジタル信号を π Ζ2ずらして干渉させて、 π /4 (0, 0) , 3 π /4 ( 1 , 0) , 5 π /4 ( 1 , 1) , 7 π /4 (0, 1)の 4値のシンボルで光伝送を行なう。

ところで、 π /2移相器 104においても、電極を通じて印加する電圧によって、入力される信号光についての位相シフトを行なうものであるが、 π Ζ2移相器 104において印加する電圧 (バイアス電圧）と光信号の移相量とは、図 18に示す Αのように、一対一の対応関係を有している。このため、図 17に示す π /2移相器 104においては、位相変調器 105— 2からの光信号が π Ζ2だけずれるような一定電圧 VIが供給されるようになっている。

[0011] しかしながら、上述の図 17に示す DQPSK変調器 100においては、 MZM干渉計 106の製造バラツキや、周囲温度の変動その他の経時要因によって、 CW光（図 19 の A参照）について位相変調された光信号に関し、 Iアーム側力ゝらの位相変調信号成分 (図 19の B参照）と、 Qアーム側からの位相変調信号成分 (図 19の C参照）との位相差が、理想状態では π Ζ2となるべきところ π Ζ2からずれ ocが生じる（図 19の D 参照)。

[0012] 換言すれば、図 18に示すような対応関係 A力上述のごとき要因によって例えば A ' のように変動するため、一定電圧 VIを与えているだけでは、各位相変調器 105— 1 , 105— 2からの光信号について、合波導波路 106bを通過時に所期の位相差を持たせることができなくなる。

このため、 4値のシンボル間についても π Ζ2の位相差を有さず、各シンボル間でのピークパワーも変動するため（図 19の D参照）、信号品質の劣化を招く要因となる。

[0013] このため、信号品質の劣化を抑制するため、上述の Iアーム側からの位相変調信号成分と、 Qアーム側力の位相変調信号成分との位相差を適正な値に安定化させる必要がある。このような位相差安定ィ匕のためには、上述の位相差についてのモニタを行なって、 π Ζ2移相器 104でのバイアス電圧をフィードバックすることが考えられる以下の特許文献 2においては、 2光子吸収検出素子や高速線形なフォトダイオードを用いてモニタされた光信号からパイロット信号を用いた同期検波を行なって、 π / 2からの位相ずれに起因する DC成分がなくなるように π Ζ2移相器 104でのバイアス電圧をフィードバック制御することで、上述の位相差を適正な値に安定ィヒする技術について記載されている。

特許文献 1：国際公開第 03Ζ049333号パンフレット

特許文献 2 :米国特許出願公開第 2004Z0081470号明細書

発明の開示

発明が解決しょうとする課題

[0014] し力しながら、上述の特許文献 2に記載された技術においては、 DQPSK変調された光についてのシンボル単位でのピークパワーを検出するために、 2光子吸収検出素子等の高価な素子を適用する必要があるため、 DQPSK変調器としてのコストが増大するという課題がある。

本発明は、このような課題に鑑み創案されたもので、差動 4位相偏移変調器において、応答速度がビットレートよりも十分低い安価な素子を適用しながら、差動 4位相偏移変調光をなす合波された 2つの差動位相偏移変調光成分が、適正な位相差となるような位相シフト量のフィードバック制御を実現することを目的とする。

課題を解決するための手段

[0015] このため、本発明の差動 4位相偏移変調器は、第 1データに基づく第 1駆動信号で入力光を差動位相偏移変調する第 1変調器と、第 2データに基づく駆動信号であつて該第 1駆動信号とはデューティ比が異なる第 2駆動信号で入力光を差動位相偏移変調する第 2変調器と、該第 1変調器で差動位相偏移変調された第 1光信号および該第 1変調器で差動位相偏移変調された第 2光信号が、互いに π Ζ2の位相差を形成するように位相シフト処理を行なう位相シフト部と、該位相シフト部における前記位相シフト処理が行なわれた前記第 1光信号および前記第 2光信号を合波することにより、差動 4位相偏移変調光を出力する合波部と、をそなえ、該第 1変調器および該第 2変調器において互いにデューティ比が異なる駆動信号を印加することによって、該合波部から出力される差動 4位相偏移変調光の平均光出力パワーが、該合波部で合波された後の前記第 1光信号の成分および前記第 2光信号の成分の位相差に応じて変動するように構成され、かつ、該合波部から出力される差動 4位相偏移変調光の平均光出力パワーをモニタするパワーモニタと、該パワーモニタでモニタされた前記平均光出力パワーに基づ、て、該位相シフト部での位相シフト量をフィードバック制御する位相シフト制御部と、をそなえたことを特徴として、る。

[0016] また、好ましくは、該位相シフト部を、前記第 1光信号および前記第 2光信号のうちの少なくとも一方に位相制御用のバイアス電圧信号を供給することにより前記位相差を形成させるように構成し、該位相シフト制御部を、低周波信号を生成する低周波信号生成部と、該位相シフト部での前記位相シフト処理を行なうための位相制御電圧信号を設定するとともに、該低周波信号生成部で生成される前記低周波信号を前記位相制御電圧信号に重畳して、該バイアス電圧信号として該位相シフト部に供給するバイアス供給部と、該パワーモニタでモニタされた前記平均光出力パワーに含まれる、前記バイアス信号における前記低周波信号に由来する周波数成分を抽出する周波数成分抽出部と、該周波数成分抽出部にて抽出された周波数成分に基づいて、該バイアス供給部で設定される前記位相制御電圧信号を制御するバイアス制御部と、をそな免ることとすることができる。

[0017] さらには、前記平均光出力パワーに含まれる前記低周波信号に由来する周波数成分である当該低周波信号の周波数成分が、前記第 1光信号および前記第 2光信号の位相差が π Ζ2に近づくに従って増大するように、該第 1変調器および該第 2変調器における各駆動信号のデューティ比が設定され、該周波数成分抽出部が、前記バィァス信号における前記低周波信号に由来する周波数成分として、前記低周波信号の周波数成分を抽出するように構成され、該位相制御電圧制御部が、該周波数成分抽出部にて抽出される前記低周波信号成分の周波数成分が最大となるように前期位相制御電圧信号を制御すべく構成されたこととしてもよい。

[0018] また、前記平均光出力パワーに含まれる前記低周波信号に由来する周波数成分である当該低周波信号の 2倍の周波数成分が、前記第 1光信号および前記第 2光信号の位相差が π Ζ2に近づくに従って減少するように、該第 1変調器および該第 2変調器における各駆動信号のデューティ比が設定され、該周波数成分抽出部が、前記バイアス信号における前記低周波信号に由来する周波数成分として、前記低周波信号の 2倍の周波数成分を抽出するように構成され、該位相制御電圧制御部が、該周波数成分抽出部にて抽出される前記低周波信号成分の 2倍の周波数成分が最小となるように前期位相制御電圧信号を制御すべく構成されたこととしてもよヽ。

[0019] また、好ましくは、該第 1変調器および該第 2変調器に対して連続光を供給する連続光供給部をそなえるとともに、該第 1および第 2変調器は、それぞれ該連続光供給部からの連続光を該入力光として前記差動位相変調を行なうことにより、前記第 1および第 2光信号を出力するように構成することができる。

さらに、該第 1変調器は、前記第 1駆動信号を出力する第 1駆動信号出力部とともに、該第 1駆動信号出力部力の前記第 1駆動信号を印加することにより、前記入力光につ、て差動位相偏移変調を行なう第 1位相変調部をそなえ、該第 2変調器は、前記第 2駆動信号を出力する第 2駆動信号出力部とともに、該第 1駆動信号出力部力の前記第 2駆動信号を印加することにより、前記入力光について差動位相偏移変調を行なう第 2位相変調部をそなえることができる。

[0020] さらに、該第 1駆動信号出力部は、第 1参照値を設定する第 1参照値設定部とともに、前記第 1データに基づく信号成分を、該第 1参照値を中心に切り出して差動増幅を行なうことにより、前記第 1駆動信号を差動信号として出力する第 1差動増幅器をそなえ、該第 2駆動信号出力部は、第 2参照値を設定する第 2参照値設定部とともに、前記第 2データに基づく信号成分を、該第 2参照値を中心に切り出して差動増幅を行なうことにより、前記第 2駆動信号を差動信号として出力する第 2差動増幅器をそなえ、該第 1参照値設定部および該第 2参照値設定部は、前記の第 1参照値および第 2参照値をそれぞれ互ヽに異なるように設定することができる。 [0021] また、該第 1参照値設定部は、該第 1差動増幅器力出力される第 1駆動信号の平均値を計算する第 1平均値回路とともに、該第 1平均値回路での計算結果に基づいて該第 1駆動信号が所定のデューティ比に安定するように該第 1参照値を設定制御する第 1制御回路をそなえ、該第 2参照値設定部は、該第 2差動増幅器から出力される第 2駆動信号の平均値を計算する第 2平均値回路とともに、該第 2平均値回路での計算結果に基づいて該第 2駆動信号が該第 1駆動信号とは異なる所定のデューティ比に安定するように該第 2参照値を設定制御する第 2制御回路をそなえることとしてちょい。

[0022] さらに、好ましくは、該パワーモニタは、前記第 1データまたは前記第 2データのビットレートよりも応答速度が十分低速な光電変換素子をそなえて構成する。

また、本発明の差動 4位相偏移変調器の位相シフト量制御方法は、第 1駆動信号を印加することにより、入力光が差動位相偏移変調された第 1光信号を出力しうる第 1変調器と、第 2駆動信号を印加することにより、入力光が差動位相偏移変調された第 2光信号を出力しうる第 2変調器と、前記第 1光信号および前記第 2光信号が π / 2の位相差を形成するように位相シフト処理を行なう位相シフト部と、該位相シフト部における前記位相シフト処理が行なわれた前記第 1光信号および前記第 2光信号を合波することにより、差動 4位相偏移変調光を出力する合波部と、をそなえてなる差動 4位相偏移変調器の位相シフト量制御方法であって、該第 1変調器および該第 2 変調器において互いにデューティ比が異なる駆動信号を印加することによって、該合波部から出力される差動 4位相偏移変調光の平均光出力パワーを、該位相シフト処理によって形成される前記第 1光信号および前記第 2光信号の位相差に応じて変動せしめ、該合波部から出力される差動 4位相偏移変調光の平均光出力パワーをモユタし、該モニタされた前記平均光出力パワーに基づいて、該位相シフト部での位相シフト量をフィードバック制御することを特徴としている。

発明の効果

[0023] このように、本発明によれば、モニタされた平均光出力パワーに基づいて、位相シフト部での位相シフト量をフィードバック制御することができるので、差動 4位相偏移変調器にぉ、て、応答速度がビットレートよりも十分低、安価な光電変換素子を適用しながら、差動 4位相偏移変調光をなす合波された 2つの差動位相偏移変調光成分力適正な位相差となるような位相シフト量のフィードバック制御を実現することができる利点がある。

図面の簡単な説明

[図 1]本発明の一実施形態に力かる DQPSK変調器を示す図である。

[図 2] (a)〜(c)はいずれも、第 1参照値および第 2参照値の設定により、第 1駆動信号および第 2駆動信号のデューティ比を設定できることについて説明するための図である。

[図 3] (a)〜(c)はいずれも、第 1参照値および第 2参照値の設定により、第 1駆動信号および第 2駆動信号のデューティ比を設定できることについて説明するための図である。

[図 4] (a)〜(c)はいずれも、第 1参照値および第 2参照値の設定により、第 1駆動信号および第 2駆動信号のデューティ比を設定できることについて説明するための図である。

[図 5] (a) , (b)はともに第 1,第 2駆動信号に設定するデューティ比について説明するための図である。

[図 6] (a) , (b)はともに第 1,第 2駆動信号に設定するデューティ比について説明するための図である。

[図 7]デューティ比が異なる駆動信号を印加することによって、合波導波路から出力される差動 4位相偏移変調光の平均光出力パワーが、 π Ζ2移相器での位相シフト量に応じて変動することを説明する図である。

[図 8]本発明の一実施形態に力かる DQPSK変調器についてフィードバック制御部に着目して示す図である。

[図 9] π Ζ2移相器での位相シフト量に応じたロックインアンプ力もの周波数 fOの成分の変化にっ、て示す図である。

[図 10] π Ζ2移相器での位相シフト量に応じたロックインアンプ力もの周波数 2f0の成分の変化にっ、て示す図である。

[図 11]示す π Ζ2移相器での位相シフト量に応じたロックインアンプ力もの周波数 fO , 2f0の成分の変化が図 9および図 10の関係となる理由について説明するための図である。

[図 12]示す π Ζ2移相器での位相シフト量に応じたロックインアンプ力もの周波数 fO , 2f0の成分の変化が図 9および図 10の関係となる理由について説明するための図である。

[図 13]示す π Ζ2移相器での位相シフト量に応じたロックインアンプ力もの周波数 f0 , 2f0の成分の変化が図 9および図 10の関係となる理由について説明するための図である。

[図 14]示す π Ζ2移相器での位相シフト量に応じたロックインアンプ力もの周波数 f0 , 2f0の成分の変化が図 9および図 10の関係となる理由について説明するための図である。

圆 15]本発明の一実施形態の変形例を示す図である。

圆 16]本発明の一実施形態の変形例について説明するための図である。

[図 17]—般的な DQPSK変調器を示す図である。

[図 18] π Ζ2移相器において印加する電圧 (バイアス電圧）と光信号の移相量との関係につ、て示す図である。

[図 19]図 17に示す DQPSK変調器の動作を説明するための図である。

符号の説明

I, 100 DQPSK変調器

2- 1 第 1変調器

2- 2 第 2変調器

I I, 101 送信データ処理部

12- 1 第 1駆動信号出力部

12- 2 第 2駆動信号出力部

12a 第 1参照値設定部

12b 第 1差動増幅器

12c 第 2参照値設定部

12d 第 2差動増幅器 A 駆動信号出力部

Aa 参照値設定部

Ab 差動増幅器

. 103 CW光源

. 104 π Ζ2移相器

- 1 第 1位相変調部

- 2 第 2位相変調部

, 106 ΜΖΜ干渉計

a, 106a 分岐導波路

b, 106b 合波導波路

1 Iアーム導波路

q Qアーム導波路

光力ブラ

パワーモニタ

a フォトダイオード

b 電流電圧変換器

フィードバック制御部

2—1, 102-2 アンプ

5- 1, 105- 2 マッハツエンダ型位相変調器1, 122 分岐回路

3, 124 平均値回路

5 制御回路

1, 142 電極

1a, 152a マッハツエンダ型導波路

1b, 152b 電極

1 低周波信号生成部

2 バイアス供給部

2a, 192b 供給部 193 ロックインアンプ (周波数成分抽出部）

194 バイアス制御部

発明を実施するための最良の形態

[0026] 以下、図面を参照することにより、本発明の実施の形態を説明する。なお、実施の形態は以下に示す実施例の形態に限るものではない。又、上述の本願発明の目的のほか、他の技術的課題，その技術的課題を解決する手段及びその作用効果についても、以下の実施の形態による開示によって明ら力となるものである。

〔al〕本発明の一実施形態の説明

図 1は本発明の一実施形態に力かる DQPSK変調器 1を示す図である。この図 1に示す DQPSK変調器 1は、前述の図 17に示すものと同様に、例えば光伝送システムにお!/ヽて光信号を送信する光送信器にそなえられ、データ信号を DQPSK変調方式により光信号に変調するものである。

[0027] この DQPSK変調器 1においては、前述の図 17における符号 101〜106に対応づけられる送信データ処理部 11,第 1,第 2駆動信号出力部 12—1, 12- 2, CW(Co ntinuous Wave)光源 13, π Ζ2移相器 14,第 1,第 2位相変調部 15— 1, 15— 2および ΜΖΜ干渉計 16をそなえるとともに、光力プラ 17,パワーモニタ 18およびフィードバック制御部 19をそなえて構成される。

[0028] ここで、 CW光源 13は連続光を出力するもので、レーザダイオード (LD)等により構成することができる。波長多重光送信システムを適用する場合においては、 CW光源 13は、波長多重される要素となる波長単位の光を出力する。又、 ΜΖΜ干渉計 16は、 CW光源 13からの連続光について 2分岐する分岐導波路 16a,分岐導波路 16aにて 2分岐された連続光につ、てそれぞれ伝搬する Iアーム導波路 16iおよび Qアーム導波路 16q,ならびに Iアーム導波路 16iおよび Qアーム導波路 16qからの光信号にっ、て合波する合波導波路 16bをそなえて、る。

[0029] また、第 1位相変調部 15— 1は、 Iアーム導波路 16i上に更に形成されたマッハツエンダ型光導波路 151aとともに、マツハツヱンダ型光導波路 151aの 2つのアーム導波路上にそれぞれ形成された 2つの電極 151bをそなえ、後述する第 1駆動信号出力部 12— 1からの第 1駆動信号を電極 151bを通じて印加することにより、 CW光源 13 力もの入力光について差動 2位相偏移変調 (BPSK)を行なう。

[0030] 同様に、第 2位相変調部 15— 2は、 Qアーム導波路 16q上に更に形成されたマツハツヱンダ型光導波路 152aとともに、マツハツヱンダ型光導波路 152aの 2つのァーム導波路上にそれぞれ形成された 2つの電極 152bをそなえ、後述する第 2駆動信号出力部 12— 2からの第 2駆動信号を電極 152bを通じて印加することにより、 CW 光源 13からの入力光について差動 2位相偏移変調 (BPSK)を行なう。

[0031] また、送信データ処理部 11は、図 17に示すもの (符号 101参照）と同様に、フレーマおよび FECエンコーダならびに 1ビット前の符号と現在の符号との差情報が反映された符号化処理を行なう DQPSKプリコーダの各データ処理が行なわれた 2系列のデータ信号 (第 1データおよび第 2データの信号)を、それぞれ第 1駆動信号出力部 1 2—1および第 2駆動信号出力部 12— 2に出力する。

[0032] 第 1駆動信号出力部 12— 1は、送信データ処理部 11からの例えば 21.5Gb/s程度のビットレートの第 1データ信号について差動増幅を行ない、互いに反転した一対の差動電圧信号を第 1駆動信号として上述の第 1位相変調部 15— 1に供給する。一方、第 2駆動信号出力部 12— 2については、送信データ処理部 11からの 21.5Gb/s程度の速度の第 2データ信号につ、て差動増幅を行な、、互いに反転した一対の差動電圧信号を第 2駆動信号として第 2位相変調部 15— 2に供給する。

[0033] なお、これらの第 1,第 2駆動信号出力部 12— 2は、前述の図 17に示すもの (符号 102- 1, 102— 2参照）とは異なり、出力される差動電圧信号としての第 1,第 2駆動信号のデューティ比が互いに異なるように構成されて、る。

ところで、第 1駆動信号出力部 12— 1は、図 1に示すように、第 1参照値を固定的に設定する第 1参照値設定部 12aをそなえるとともに、送信データ処理部 11からの第 1 データに基づく信号成分 (即ち第 1データ信号の成分)を、第 1参照値設定部 12aで設定された第 1参照値を中心に切り出して差動増幅を行なうことにより、第 1位相変調部 15— 1への第 1駆動信号を差動信号として出力する第 1差動増幅器 12bをそなえている。

[0034] 同様に、第 2駆動信号出力部 12— 2は、図 1に示すように、第 2参照値を固定的に設定する第 2参照値設定部 12cをそなえるとともに、送信データ処理部 11からの第 2 データに基づく信号成分 (即ち第 2データ信号の成分)を、第 2参照値設定部 12cで設定された第 2参照値を中心に切り出して差動増幅を行なうことにより、第 2位相変調部 15— 2への第 2駆動信号を差動信号として出力する第 2差動増幅器 12dをそなえている。

[0035] そして、上述の第 1参照値設定部 12aおよび第 2参照値設定部 12cにおいては、第 1参照値および第 2参照値として互いに異なる値を設定するようになっており、これにより、第 1駆動信号および第 2駆動信号のデューティ比が互いに異なるようにすることができる。

02 (a)〜図 2 (c) ,図 3 (a)〜図 3 (c)および図 4 (a)〜図 4 (c)は、 V、ずれも上述の第 1参照値および第 2参照値の設定により、第 1駆動信号および第 2駆動信号のデュ一ティ比を設定できることについて説明するための図である。以下においては、第 1 差動増幅器 12bに着目して説明するが、第 2差動増幅器 12dが出力する第 2駆動信号についても同様である。

[0036] まず、図 2 (a)に示すように、第 1差動増幅器 12bに入力される第 1参照値として、入力される第 1データ信号の中間レベルよりも高い値 Vrelhとすることにより、第 1差動増幅器 12bでは、この値 Vrelhを中心に切り出した第 1データ信号を差動増幅する [図 2 (b)参照]。これにより、第 1差動増幅器 12bから出力される第 1駆動信号を、デューティ比を 50パーセントよりも小さい信号とすることができる。尚、データ信号として NR Z信号が入力された場合には、デューティ比が 50パーセントよりも小さい信号として図 2 (c)に示すようなアイパターンを得ることができる。

[0037] また、図 3 (a)に示すように、第 1差動増幅器 12bに入力される第 1参照値として、入力される第 1データ信号の中間レベル程度の値 Vrefoとすることにより、第 1差動増幅器 12bでは、この値 Vrefoを中心に切り出した第 1データ信号を差動増幅する [図 3 (b )参照]。これにより、第 1差動増幅器 12bから出力される第 1駆動信号を、デューティ比を 50パーセント程度の信号とすることができる。尚、データ信号として NRZ信号が入力された場合には、デューティ比が 50パーセント程度の信号として図 3 (c)に示すようなアイパターンを得ることができる。

[0038] さらに、図 4 (a)に示すように、第 1差動増幅器 12bに入力される第 1参照値として、入力される第 1データ信号の中間レベルよりも低い値 Vreflとすることにより、第 1差動増幅器 12bでは、この値 Vreflを中心に切り出した第 1データ信号を差動増幅する [図 4 (b)参照]。これにより、第 1差動増幅器 12bから出力される第 1駆動信号を、デューティ比を 50パーセントよりも大きい信号とすることができる。尚、データ信号として NR Z信号が入力された場合には、デューティ比が 50パーセントよりも大きい信号として図 4 (c)に示すようなアイパターンを得ることができる。

[0039] したがって、上述の第 1駆動信号出力部 12— 1および第 1位相変調部 15— 1により、第 1データに基づく第 1駆動信号で入力光を差動位相偏移変調する第 1変調器 2 1を構成する。更に、上述の第 2駆動信号出力部 12— 2および第 2位相変調部 15 2により、第 2データに基づく駆動信号であって第 1駆動信号とはデューティ比が異なる第 2駆動信号で入力光を差動位相偏移変調する第 2変調器 2— 2を構成する。

[0040] なお、前述の CW光源 13は、第 1変調器 2— 1および第 2変調器 2— 2に対して連続光を供給する連続光供給部であり、上述の第 1および第 2変調器 2— 1, 2— 2は、それぞれ CW光源 13からの連続光を入力光として差動位相偏移変調を行なうことにより、 BPSK変調された 2つの光信号 (第 1光信号および第 2光信号)を出力する。さらに、 π Ζ2移相器 14は、 Iアーム導波路 16iおよび Qアーム導波路 16qにおける第 1,第 2位相変調部 15— 1, 15— 2の下流側に設けられ、後述のフィードバック制御部 19からの制御を受けて、第 1,第 2位相変調部 15— 1, 15— 2から出力される B PSK変調された 2つの光信号 (第 1光信号および第 2光信号）に π Ζ2の位相差を形成させるための位相シフト処理を行なう位相シフト部である。

[0041] たとえば、 Iアーム導波路 16iおよび Qアーム導波路 16qにおける第 1,第 2位相変調咅 1, 15— 2の下流佃 Jに電極 141, 142力そなえられ、この電極 141, 142に供給されるバイアス電圧により、上述の 2つの光信号に π Ζ2の位相差を形成させることができるようになって!/、る。

なお、図 1中においては、 Iアーム導波路 16iおよび Qアーム導波路 16qそれぞれにバイアス電圧が供給される電極 141, 142がそなえられている力これに限定されるものではなぐ例えば前述の図 17の場合と同様に、 Iアーム導波路 16iおよび Qァーム導波路 16qのうちのいずれか一方に形成された電極にバイアス電圧を印加することによって、上述の位相差を形成するようにしてもよい。

[0042] これにより、合波部としての合波導波路 16bでは、 π Ζ2移相器 14において上述の位相シフト処理が行なわれた第 1光信号および第 2光信号を合波することにより、差動 4位相偏移変調 (DQPSK変調)された光信号を出力することができるようになっている。即ち、第 1,第 2光信号が 21.5Gb/s程度の速度を有している場合には、合波導波路 16bからは 43Gb/s程度の速度の光信号となる。

[0043] ここで、第 1変調器 2—1および第 2変調器 2— 2において互いにデューティ比が異なる駆動信号を印加することによって、合波導波路 16bから出力される差動 4位相偏移変調光の平均光出力パワーが、合波導波路 16bで合波された後における上述の第 1光信号の成分および第 2光信号の成分の位相差に応じて変動する (異なる値となる）ようになっている。

[0044] たとえば、図 5 (a)に示すように、第 1変調器 2— 1をなす第 1駆動信号出力部 12— 1から Iアーム導波路 16iの第 1位相変調部 15— 1に供給される第 1駆動信号のデュ一ティ比を 50パーセントとし、図 5 (b)に示すように、第 2変調器 2— 2をなす第 2駆動信号出力部 12— 2から Qアーム導波路 16qの第 2位相変調部 15— 2に供給される第 2駆動信号のデューティ比を、第 1駆動信号と同様の 50パーセントとする場合について検討する。

[0045] この場合には、第 1駆動信号出力部 12— 1の第 1参照値設定部 12aにおいて設定される第 1参照値、および第 2駆動信号出力部 12— 2の第 2参照値設定部 12cにおいて設定される第 2参照値は、それぞれのデータ信号の中間レベル程度のレベルとなっている [図 3 (a)参照]。

このとき、図 7の Aに示すように、合波導波路 16bで合波された後における上述の第 1光信号の成分および第 2光信号の成分の位相差が 3 π Ζ2〜一 π Ζ2の間で変動したとしても、合波導波路 16bから出力される差動 4位相偏移変調光の平均光出力パワーは変動することはな!/、。

[0046] つぎに、図 6 (a)に示すように、第 1変調器 2— 1において入力光の変調に用いる第 1駆動信号のデューティ比を 30パーセントとし、図 6 (b)に示すように、第 2変調器 2— 2において入力光の変調に用いる第 2駆動信号のデューティ比を、第 1駆動信号とは異なる 70パーセントとする場合について検討する。この場合には、第 1駆動信号出力部 12— 1の第 1参照値設定部 12aにおいて設定される第 1参照値は、第 1データ信号の中間レベルよりも大きいレベルとなり [図 2 (a)参照]、第 2駆動信号出力部 12— 2の第 2参照値設定部 12cにおいて設定される第 2参照値は、第 2データ信号の中間レベルよりも小さ、レベルとなって!/、る [図 4 (a)参照]。

[0047] このとき、図 7の Bに示すように、合波導波路 16bで合波された後における上述の第 1光信号の成分および第 2光信号の成分の位相差を 3 π Ζ2〜一 π Ζ2の間で変動させると、合波導波路 16bから出力される差動 4位相偏移変調光の平均光出力パヮ一が異なる値をとることがわかる。この場合においては、平均光出力パワーは、上述の位相差が 3 π /2〜― π Ζ2の間において正弦波のごとき軌跡の変動を示している。

[0048] なお、図 7中においては、上述のごとき第 1駆動信号および第 2駆動信号のデューティ比をともに 50パーセントとした場合の（変動のない）平均光出力パワーを、相対値「1. 0」として規格化して示している。

そして、本発明者らは、このようなデューティ比を互いに異なる駆動信号とした場合において、上述の位相差に応じた平均光出力パワーの変動が、特に位相差が π Ζ2 の周辺においては線形な値の変化を示す一方で、例えば位相差が πあるいは 0となる周辺のように、位相差が π Ζ2から離れるに従い非線形な値の変化を有するという特徴を見出した。

[0049] そして、本実施形態においては、上述の図 7に示すような、第 1,第 2駆動電圧信号におけるデューティ比の異なる設定によって生じる、位相差と平均光出力パワーの変動との関係を用いて、合波導波路 16bからの出力光の平均光出力パワーをモニタし、モニタ結果に応じて π Ζ2移相器 14に供給されるバイアス電圧をフィードバック制御する。

すなわち、平均光出力パワーのモニタ結果から、合波導波路 16bで合波された後における第 1光信号の成分および第 2光信号の成分の位相差を割り出して、この位相差が π Ζ2となるように (又は少なくとも伝送信号品質として許容できるような π /2 力もの乖離範囲に収まるように） π Ζ2移相器 14でのバイアス電圧をフィードバック制御することができるようになって!/ヽる。

[0050] このために、本実施形態における DQPSK変調器 1は、図 1に示すように、合波導波路 16bから出力された DQPSK変調光の一部を分岐する光力ブラ 17と、光力ブラ 17で分岐された DQPSK変調光の平均光出力パワーをモニタするパワーモニタ 18 と、パワーモニタ 18でのモニタされた平均光出力パワーに基づいて、 π Ζ2移相器 1 4での位相シフト量をフィードバック制御する位相シフト制御部としてのフィードバック制御部 19をそなえている。

[0051] ここで、パワーモニタ 18は、光力プラ 17からの DQPSK変調光の平均振幅値に応じた電流信号を出力する光電変換素子としてのフォトダイオード (PD) 18aと、フォトダイオード 18aからの電流信号について電圧信号に変換する電流電圧変換器 (IZV ) 18bをそなえている。尚、光電変換素子として電圧信号を出力できる機能を有する

できる。

[0052] さらに、本実施形態においては、パワーモニタ 18におけるモニタ結果としては、 DQ PSK変調光の平均光出力パワーが得られれば、シンボル単位での光出力パワーの変化まではモニタする必要はない。このため、フォトダイオード 18aとしては、前述の特許文献 2のごとき 2光子吸収検出素子や高速線形なフォトダイオードを用いる必要はなぐ送信データ処理部 11からの第 1データ信号や第 2データ信号のビットレートよりも応答速度が十分低速なものを用いることができる。

[0053] また、フィードバック制御部 19においては、上述したように平均光出力パワーのモユタ結果から π Ζ2移相器 14へのバイアス電圧を制御する。このとき、 Iアーム導波路 16iからの第 1光信号と Qアーム導波路 16qからの第 2光信号との位相差に応じた DQPSK変調光の平均光出力パワーの変動量は、当該平均光出力パワーのレベル自体と比べれば微少量であるため、絶対的な平均光出力パワーに基づいてバイアス電圧を制御したのでは、位相差をフィードバック制御する精度を高めることが難しくなることが想定される。

[0054] そこで、本実施形態のフィードバック制御部 19においては、位相差が π Ζ2の周辺にお、ては線形な値の変化を示す一方で位相差が π Ζ2から離れるに従、非線形な値の変化を有するという、位相差に応じた平均光出力パワーの変動についての特徴を用いて、ディザリングにより精度高くフィードバック制御の目標制御点を設定できるようにしている。

このために、フィードバック制御部 19は、図 8に示すように、低周波信号生成部 191 , バイアス供給部 192,ロックインアンプ 193およびバイアス制御部 194をそなえている。尚、図 8においては、送信データ処理部 11についての図示は省略している。

[0055] ここで、低周波信号生成部 191は低周波信号 (周波数 fO)を生成するものであり、バイアス供給部 192は、 π Ζ2移相器 14での位相シフト処理のための位相制御電圧信号を設定するとともに、低周波信号生成部 191からの低周波信号を位相制御電圧信号に重畳して、これをバイアス電圧信号として π Ζ2移相器 14に供給するものである。本実施形態においては、 Iアーム導波路 16i上の電極 141に対するバイアス電圧信号を供給する第 1供給部 192aをそなえるとともに、 Qアーム導波路 16q上の電極 1 42に対するバイアス電圧信号を供給する第 2供給部 192bをそなえている。

[0056] すなわち、第 1供給部 192aから電極 141に供給されたバイアス電圧信号によって I アーム導波路 16 もの第 1光信号の位相が制御され、第 2供給部 192bから電極 14 2に供給されたバイアス電圧信号によって Qアーム導波路 16qからの第 2光信号の位相が制御される。そして、それぞれのバイアス電圧信号には低周波信号 fOが重畳されているので、 π Ζ2移相器 14から出力される第 1 ,第 2光信号成分の位相シフト量も低周波信号 fOに応じて変動するようになる。

[0057] すなわち、前述の図 17の場合においては、 π Ζ2移相器 104に供給されるバイァス電圧信号は一定電圧としていたが、本実施形態においては、 π Ζ2移相器 14に供給されるバイアス電圧信号は、低周波 fOで微少に変動するようになっている。前述の図 18に示すように、バイアス電圧の大きさと位相シフト量は線形な関係を有していることから、第 1 ,第 2光信号の位相シフト量についても、バイアス電圧信号に対応して低周波 fOで微少に変動することになるのである。

[0058] 本実施形態においては、前述の図 7の Bに示すように、合波導波路 16bで合波される第 1光信号成分および第 2光信号の成分の位相差に応じて、合波導波路 16bからの DQPSK変調光の平均光出力パワーが変動するようになっている。このため、 π / 2移相器 14において第 1,第 2光信号の成分の位相シフト量を上述のごとく周波数 fO で変動させることによって、合波導波路 16bからの DQPSK変調光の平均光出力パヮーにも、この周波数 fOに由来する周波数成分が含まれることになる。

[0059] なお、低周波信号生成部 191から第 1,第 2供給部 192a, 192bに供給される低周波信号は、互いに 180度位相がずれた低周波信号としている。

さらに、この低周波信号 fOは、位相シフト量を微少範囲で変動させることができるように、第 1,第 2供給部 192a, 192bそれぞれの位相制御電圧信号の振幅よりも（例えば 100分の 1程度の）十分小さい振幅値としている。又、周波数 fOは、フォトダイォード 18aにおける平均光出力パワーのモニタによって十分観測できるような低周波数（例えば数 kHz)とすることができる。

[0060] また、ロックインアンプ 193は、パワーモニタ 18でモニタされた平均光出力パワーに含まれる、低周波信号 fOに由来する周波数成分を抽出する周波数成分抽出部としての機能を有するものである。具体的には、パワーモニタ 18からの平均光出力パヮ一のモニタ信号 (電圧信号)を入力されるとともに、参照信号として低周波信号生成部 191からの当該低周波信号 fOを入力されて、パワーモニタ 18からのモニタ信号に含まれる低周波 fOの周波数成分を抽出するようになって、る。

[0061] なお、本実施形態においては、ロックインアンプ 193では低周波信号生成部 191からの低周波信号の周波数成分 fOを抽出するようになっている力低周波信号の 2倍の周波数成分である 2f0を抽出するようにしてもよい。この場合には、低周波信号生成部 191からの低周波信号について 2倍の周波数成分を有する信号に変換して、口ックインアンプ 193での参照信号として供給する周波数変換回路 195が、低周波信号生成部 191およびロックインアンプ 193との間に適宜介装される。

[0062] バイアス制御部 194は、ロックインアンプ 193にて抽出された周波数 fOの成分に基づ、て、バイアス供給部 192で設定される位相制御電圧信号を制御するものである。具体的には、ロックインアンプ 193からの周波数 fOの成分が最大となるように、バイァス供給部 192で設定される位相制御電圧信号を制御する。

図 9は、 π Z2移相器 14での位相シフト量、即ち合波導波路 16bで合波される第 1 光信号および第 2光信号の位相差に応じたロックインアンプ 193からの周波数 fOの成分の変化について示す図である。この図 9に示すように、 π Ζ2移相器 14での位相シフト量が π Ζ2となっているときに、ロックインアンプ 193で抽出される周波数 fO の成分が最大となっている。従って、バイアス制御部 194においては、ロックインアンプ 193で抽出される周波数 fOの成分を最大とするように位相制御電圧信号を制御することで、 π /2移相器 14での位相シフト量を適正な値とすることができるようになる。

[0063] 一方、ロックインアンプ 193においてバイアス電圧信号として重畳される周波数 fOの 2倍の周波数 2f0を抽出するように構成する場合にぉ、ては、この周波数 2f0成分が最小となるように、バイアス供給部 192で設定される位相制御電圧信号を制御する。図 10は、 π Z2移相器 14での位相シフト量、即ち合波導波路 16bで合波される第 1光信号および第 2光信号の位相差に応じたロックインアンプ 193からの周波数 2f0 の成分の変化について示す図である。この図 10に示すように、 π Ζ2移相器 14での位相シフト量が π Ζ2となっているときに、ロックインアンプ 193で抽出される周波数 2 fOの成分が最小となっている。従って、バイアス制御部 194においては、ロックインァンプ 193で抽出される周波数 2f0の成分を最小とするように位相制御電圧信号を制御することで、 π Ζ2移相器 14での位相シフト量を適正な値とすることができるようになる。

[0064] 図 11〜図 14は、上述のごとき平均光出力パワーに含まれる周波数 fO又は 2f0成分力 π Z2移相器 14での位相シフト量、即ち、合波導波路 16bで合波される第 1光信号および第 2光信号の位相差に応じて上述の図 9,図 10に示すようにそれぞれ変化することについて説明するための図である。

前述したように、 π Ζ2移相器 14に対するバイアス電圧信号に重畳されて、る周波数 fOの成分は、そのまま位相シフト量に写像されるので、位相差についても周波数 f 0で変動するようになって、る。

[0065] このとき、図 11の Bに示すように、 π Ζ2移相器 14での位相シフト量がほぼ π Ζ2となっている範囲においては、図 13に示すように、平均光出力パワーは位相差に対して線形に変動するようになっている。従って、パワーモニタ 18でモニタされる平均光出力パワーについてもノィァス電圧信号に重畳した周波数 fOがそのまま現れて変動するようになる。 [0066] これに対し、図 11の Aに示すように、 π Ζ2移相器 14での位相シフト量が π Ζ2よりも大きく、図 11の Βや図 13に示すような線形な変動範囲から離れると、図 12に示すように、平均光出力パワーは位相差に対して非線形に変動するようになっている。従つて、パワーモニタ 18でモニタされる平均光出力パワーの変動成分には、バイアス電圧信号に重畳した周波数 fO成分は減少し、歪み成分である周波数 fOの 2倍の周波数成分が発生してくることになる。

[0067] 同様に、図 11の Cに示すように、 π Ζ2移相器 14での位相シフト量が π Ζ2よりも小さぐ図 11の Βや図 13に示すような線形な変動範囲から離れると、図 14に示すように、パワー変動が位相差に対して非線形に変動するようになる。従って、パワーモ- タ 18でモニタされる平均光出力パワーの変動成分には、バイアス電圧信号に重畳した周波数 fO成分は減少し、歪み成分である周波数 fOの 2倍の周波数成分が発生してくること〖こなる。

[0068] したがって、 π Ζ2移相器 14での位相シフト量が適正な範囲（π Ζ2の状態を含む線形な変動範囲、図 13参照）にある場合には、平均光出力パワーの変動成分としては、図 9に示すように fO成分が最大となる一方、図 10に示すように歪み成分である 2f 0成分は最小となるのである。

上述のごとく構成された本実施形態の差動 4位相偏移変調器 1においては、第 1変調器 2—1において、第 1駆動信号を印加することにより、 CW光源 13からの入力光が差動 2位相偏移変調された第 1光信号を出力し、第 2変調器 2— 2において、第 2 駆動信号を印加することにより、 CW光源 13からの入力光が差動位相偏移変調された第 2光信号を出力する。

[0069] そして、 π Ζ2移相器 14では、上述の第 1光信号および第 2光信号が π Ζ2の位相差を形成するように位相シフト処理を行ない、合波導波路 16bでは、 π Ζ2移相器 14 で位相シフト処理が行なわれた上述の第 1光信号および第 2光信号を合波し、差動 4 位相偏移変調光として出力する。

このとき、第 1,第 2駆動信号出力部 12— 1, 12— 2により、第 1変調器 2—1および第 2変調器 2— 2にお、て互いにデューティ比が異なる駆動信号を用いることによつて、合波導波路 16bから出力される差動 4位相偏移変調光の平均光出力パワーを、位相シフト処理によって形成される第 1光信号および前記第 2光信号の位相差に応じて変動させる。

[0070] そして、パワーモニタ 18では、合波導波路 16bから出力される DQPSK変調光の一部を光力ブラ 17を通じて入力されて、合波導波路 16bから出力される差動 4位相偏移変調光の平均光出力パワーをモニタする。

そして、フィードバック制御部 19においては、モニタされた平均光出力パワーに基づき、上述の位相差に応じた平均光出力パワーの変動特性を用いることにより、位相シフト部での位相シフト量をフィードバック制御することができる。即ち、低周波信号生成部 191で生成されバイアス電圧信号として重畳される周波数成分 fOが最大となるように、又はその 2倍の周波数成分 2f0が最小となるように、 π Ζ2移相器 14へのバイアス電圧信号をなす位相制御電圧信号をフィードバックして可変制御する。

[0071] このように、本実施形態によれば、フィードバック制御部 19により、パワーモニタ 18 でモニタされた平均光出力パワーに基づ、て、該位相シフト部での位相シフト量をフイードバック制御することができるので、 DQPSK変調器 1において、応答速度がビットレートよりも十分低い安価な光電変換素子を適用しながら、差動 4位相偏移変調光をなす合波された 2つの差動位相偏移変調光成分が、適正な位相差となるような位相シフト量のフィードバック制御を実現することができる利点がある。

[0072] 〔a2〕本発明の一実施形態の変形例の説明

図 15は本発明の一実施形態の変形例を示す図であり、図 1に示す実施形態における第 1,第 2駆動信号出力部 12— 1, 12— 2についての変形例である。即ち、図 1 に示す第 1,第 2駆動信号出力部 12— 1, 12— 2はそれぞれ、第 1,第 2参照値設定部 12a, 12cにおいて、第 1,第 2参照値を固定的に設定するようになっている力この図 15に示す駆動信号出力部 12Aにおいては、参照値 (第 1又は第 2参照値）につ V、て安定ィ匕のためにフィードバック制御を行なう構成をそなえて！/、る。

[0073] すなわち、この図 15に示す駆動信号出力部 12Aは、前述の図 1の場合 (符号 12b 又は 12d)と同様の差動増幅器 12Abをそなえるとともに参照値設定部 12Aaをそなえている。

ここで、参照値設定部 12Aaは、差動増幅器 12Abからの一対の差動信号をそれぞれ分岐する分岐回路 121, 122,各分岐回路 121, 122からの差動信号の平均値を計算する平均値回路 123, 124および平均値回路 123, 124からの出力をもとに、差動増幅器 12Abへの参照値 (第 1又は第 2参照値）についてフィードバック制御を行なう制御回路 125をそなえて構成されている。

[0074] すなわち、図 1に示す第 1駆動信号出力部 12—1に代えて図 15に示す駆動信号出力部 12Aを適用する場合においては、第 1参照値設定部 12Aaは、上述の分岐回路 121, 122,平均値回路 123, 124および制御回路 125により構成され、平均値回路 123, 124は、第 1差動増幅器 12Ab力も出力される第 1駆動信号の平均値を計算する第 1平均値回路であり、制御回路 125は、第 1平均値回路 123, 124での計算結果に基づいて第 1駆動信号が所定のデューティ比に安定するように第 1参照値を設定制御する第 1制御回路である。

[0075] 同様に、図 1に示す第 2駆動信号出力部 12— 2に代えて図 15に示す駆動信号出力部 12Aを適用する場合においては、第 2参照値設定部 12Aaは、上述の分岐回路 121, 122,平均値回路 123, 124および制御回路 125により構成され、平均値回路 123, 124は、第 2差動増幅器 12Ab力出力される第 2駆動信号の平均値を計算する第 2平均値回路であり、制御回路 125は、第 2平均値回路 123, 124での計算結果に基づいて第 2駆動信号が所定のデューティ比に安定するように第 2参照値を設定制御する第 2制御回路である。

[0076] データ信号は、通常、スクランブル処理によってハイレベル信号およびローレベル信号の数が均一化されており、そのため、図 16に示すように、平均値回路 123, 124 の出力値はデューティ比に比例する。

すなわち、差動増幅器 12Ab力差動信号として出力される駆動信号は、デューティ比が大きくなると、それに比例して駆動信号振幅の平均値についても大きくなる関係にあることから、制御回路 124においては、これら平均値回路 123, 124からの差動信号平均値の計算結果により参照値をフィードバック制御することで、差動増幅器 12Abから出力されるデューティ比を所期の設定に安定化させることができる。例えば前述の図 7の Bに示すように、第 1変調器 2— 1においては 30パーセント、第 2変調器 2— 2におヽては 70パーセントとなるように安定ィ匕させることができる。 [0077] 図 7に示すような第 1光信号および第 2光信号の位相差に応じた平均光出力パワーの変動は、デューティ比の設定によって異なる態様で変動することが考えられるため、第 1,第 2変調器 2—1, 2— 2において用いられる駆動信号のデューティ比の設定についても安定ィ匕されることが求められる。

したがって、図 1に示す第 1,第 2駆動信号出力部 12—1, 12— 2に代えて図 5に示す駆動信号出力部 12Aをそれぞれ適用することで、第 1,第 2変調器 2—1, 2— 2での駆動信号のデューティ比の設定を安定させることができるので、図 7に示す平均出力パワーの変動についても所期の特性に安定ィ匕させることができるようになるため、 π Ζ2移相器 14での位相シフト制御の精度のさらなる向上が期待できるようになる。

[0078] 〔b〕その他

なお、上述した実施形態にかかわらず、本発明の趣旨を逸脱しない範囲において種々変形して実施することが可能である。

また、上述した実施形態の開示により、本発明の装置を製造することは可能である

Claims

請求の範囲

[1] 第 1データに基づく第 1駆動信号で入力光を差動位相偏移変調する第 1変調器と、第 2データに基づく駆動信号であって該第 1駆動信号とはデューティ比が異なる第

2駆動信号で入力光を差動位相偏移変調する第 2変調器と、

該第 1変調器で差動位相偏移変調された第 1光信号および該第 1変調器で差動位相偏移変調された第 2光信号が、互いに π Ζ2の位相差を形成するように位相シフト処理を行なう位相シフト部と、

該位相シフト部における前記位相シフト処理が行なわれた前記第 1光信号および前記第 2光信号を合波することにより、差動 4位相偏移変調光を出力する合波部と、をそなえ、

該第 1変調器および該第 2変調器において互いにデューティ比が異なる駆動信号を印加することによって、該合波部力出力される差動 4位相偏移変調光の平均光出力パワーが、該合波部で合波された後の前記第 1光信号の成分および前記第 2光信号の成分の位相差に応じて変動するように構成され、

かつ、該合波部から出力される差動 4位相偏移変調光の平均光出力パワーをモニタするパワーモニタと、

該パワーモニタでモニタされた前記平均光出力パワーに基づいて、該位相シフト部での位相シフト量をフィードバック制御する位相シフト制御部と、をそなえたことを特徴とする、差動 4位相偏移変調器。

[2] 該位相シフト部が、前記第 1光信号および前記第 2光信号のうちの少なくとも一方に位相制御用のバイアス電圧信号を供給することにより前記位相差を形成させるように構成され、

該位相シフト制御部が、

低周波信号を生成する低周波信号生成部と、

該位相シフト部での前記位相シフト処理を行なうための位相制御電圧信号を設定するとともに、該低周波信号生成部で生成される前記低周波信号を前記位相制御電圧信号に重畳して、該バイアス電圧信号として該位相シフト部に供給するバイアス供給部と、該パワーモニタでモニタされた前記平均光出力パワーに含まれる、前記バイアス信号における前記低周波信号に由来する周波数成分を抽出する周波数成分抽出部と該周波数成分抽出部にて抽出された周波数成分に基づいて、該バイアス供給部で設定される前記位相制御電圧信号を制御するバイアス制御部と、をそなえたことを特徴とする、請求項 1記載の差動 4位相偏移変調器。

[3] 前記平均光出力パワーに含まれる前記低周波信号に由来する周波数成分である当該低周波信号の周波数成分が、前記第 1光信号および前記第 2光信号の位相差が π Z2に近づくに従って増大するように、該第 1変調器および該第 2変調器における各駆動信号のデューティ比が設定され、

該周波数成分抽出部が、前記バイアス信号における前記低周波信号に由来する周波数成分として、前記低周波信号の周波数成分を抽出するように構成され、該位相制御電圧制御部が、該周波数成分抽出部にて抽出される前記低周波信号成分の周波数成分が最大となるように前期位相制御電圧信号を制御すべく構成されたことを特徴とする、請求項 2記載の差動 4位相偏移変調器。

[4] 前記平均光出力パワーに含まれる前記低周波信号に由来する周波数成分である当該低周波信号の 2倍の周波数成分が、前記第 1光信号および前記第 2光信号の位相差が π Ζ2に近づくに従って減少するように、該第 1変調器および該第 2変調器における各駆動信号のデューティ比が設定され、

該周波数成分抽出部が、前記バイアス信号における前記低周波信号に由来する周波数成分として、前記低周波信号の 2倍の周波数成分を抽出するように構成され該位相制御電圧制御部が、該周波数成分抽出部にて抽出される前記低周波信号成分の 2倍の周波数成分が最小となるように前期位相制御電圧信号を制御すべく構成されたことを特徴とする、請求項 2記載の差動 4位相偏移変調器。

[5] 該第 1変調器および該第 2変調器に対して連続光を供給する連続光供給部をそなえるとともに、

該第 1および第 2変調器は、それぞれ該連続光供給部からの連続光を該入力光として前記差動位相変調を行なうことにより、前記第 1および第 2光信号を出力するように構成されたことを特徴とする、請求項 1記載の差動 4位相偏移変調器。

[6] 該第 1変調器は、前記第 1駆動信号を出力する第 1駆動信号出力部とともに、該第 1駆動信号出力部からの前記第 1駆動信号を印加することにより、前記入力光について差動位相偏移変調を行なう第 1位相変調部をそなえ、

該第 2変調器は、前記第 2駆動信号を出力する第 2駆動信号出力部とともに、該第 1駆動信号出力部からの前記第 2駆動信号を印加することにより、前記入力光について差動位相偏移変調を行なう第 2位相変調部をそなえたことを特徴とする、請求項 1 記載の差動 4位相偏移変調器。

[7] 該第 1駆動信号出力部は、第 1参照値を設定する第 1参照値設定部とともに、前記第 1データに基づく信号成分を、該第 1参照値を中心に切り出して差動増幅を行なうことにより、前記第 1駆動信号を差動信号として出力する第 1差動増幅器をそなえ、該第 2駆動信号出力部は、第 2参照値を設定する第 2参照値設定部とともに、前記第 2データに基づく信号成分を、該第 2参照値を中心に切り出して差動増幅を行なうことにより、前記第 2駆動信号を差動信号として出力する第 2差動増幅器をそなえ、該第 1参照値設定部および該第 2参照値設定部は、前記の第 1参照値および第 2 参照値をそれぞれ互いに異なるように設定することを特徴とする、請求項 6記載の差動 4位相偏移変調器。

[8] 該第 1参照値設定部は、該第 1差動増幅器から出力される第 1駆動信号の平均値を計算する第 1平均値回路とともに、該第 1平均値回路での計算結果に基づいて該第 1駆動信号が所定のデューティ比に安定するように該第 1参照値を設定制御する第 1制御回路をそなえ、

該第 2参照値設定部は、該第 2差動増幅器から出力される第 2駆動信号の平均値を計算する第 2平均値回路とともに、該第 2平均値回路での計算結果に基づいて該第 2駆動信号が該第 1駆動信号とは異なる所定のデューティ比に安定するように該第 2参照値を設定制御する第 2制御回路をそなえたことを特徴とする、請求項 7記載の差動 4位相偏移変調器。

[9] 該パワーモニタは、前記第 1データまたは前記第 2データのビットレートよりも応答速度が十分低速な光電変換素子をそなえて構成されたことを特徴とする、請求項 1記載の差動 4位相偏移変調器。

第 1駆動信号を印加することにより、入力光が差動位相偏移変調された第 1光信号を出力しうる第 1変調器と、第 2駆動信号を印加することにより、入力光が差動位相偏移変調された第 2光信号を出力しうる第 2変調器と、前記第 1光信号および前記第 2 光信号が π Ζ2の位相差を形成するように位相シフト処理を行なう位相シフト部と、該位相シフト部における前記位相シフト処理が行なわれた前記第 1光信号および前記第 2光信号を合波することにより、差動 4位相偏移変調光を出力する合波部と、をそなえてなる差動 4位相偏移変調器の位相シフト量制御方法であって、

該第 1変調器および該第 2変調器において互いにデューティ比が異なる駆動信号を印加することによって、該合波部力出力される差動 4位相偏移変調光の平均光出力パワーを、該位相シフト処理によって形成される前記第 1光信号および前記第 2 光信号の位相差に応じて変動せしめ、

該合波部から出力される差動 4位相偏移変調光の平均光出力パワーをモニタし、該モニタされた前記平均光出力パワーに基づ、て、該位相シフト部での位相シフト量をフィードバック制御することを特徴とする、差動 4位相偏移変調器の位相シフト量制御方法。