JPWO2007116475A1 - 差動４位相偏移変調器およびその位相シフト量制御方法 - Google Patents

Abstract

本発明は、応答速度がビットレートよりも十分低い安価な光電変換素子を適用しながら、差動４位相偏移変調光をなす合波された２つの差動位相偏移変調光成分が、適正な位相差となるような位相シフト量のフィードバック制御を実現する差動４位相偏移変調器であり、このため、本発明の装置は、第１変調器（２−１）および第２変調器（２−２）において互いにデューティ比が異なる駆動信号を印加することにより、合波部（１６ｂ）から出力される差動４位相偏移変調光の平均光出力パワーが、合波部（１６ｂ）で合波された後の第１光信号成分および第２光信号成分の位相差に応じて変動するように構成され、かつ、差動４位相偏移変調光の平均光出力パワーをモニタするパワーモニタ（１８）と、パワーモニタ（１８）でモニタされた前記平均光出力パワーに基づいて位相シフト部（１４）での位相シフト量をフィードバック制御する位相シフト制御部（１９）とをそなえる。

Description

本発明は、光通信システムにおいて用いて好適の、差動４位相偏移変調器およびその位相シフト量制御方法に関するものである。

近年、次世代の40 Gbit/s 光伝送システム導入の要求が高まっており、しかも10 Gbit/sシステムと同等の伝送距離や周波数利用効率が求められている。その実現手段として、従来10 Gb/s以下のシステムで適用されてきたＮＲＺ（Non Return to Zero）変調方式に比べて、光信号対雑音比(OSNR)耐力、非線形性耐力に優れたＤＰＳＫ（Differential Phase Shift Keying）変調方式の研究開発が活発になっている。更には、上述の変調方式に加えて、狭スペクトル（高周波数利用効率）の特徴を持ったＤＱＰＳＫ（Differential Quadrature Phase-Shift Keying）変調（差動４位相偏移変調）といった位相変調方式の研究開発も活発になっている。

特に、ＤＱＰＳＫ変調方式は、位相変調された二つのデジタル信号を、一つの周波数の信号光を用いて同時に伝送する方式である。この方式は、伝送するデータ速度 (例えば40 Gbit/s) に対してパルス繰り返し周波数が半分 (例えば20 GHz) で済むため、従来のＮＲＺ変調方式などと比較して信号スペクトル幅が半分となり、周波数利用効率、波長分散耐力、デバイス透過特性などの点で優れている。このため、光伝送システムの分野では、特にデータ速度が40 Gbit/sを超える高速伝送システムで本変調方式の適用が盛んに検討されている。

図１７は一般的なＤＱＰＳＫ変調器１００を示す図である。ＤＱＰＳＫ方式による変復調を通じてデータを送信する技術については例えば下記の特許文献１等にも記載されている。
この図１７に示すＤＱＰＳＫ変調器１００は、例えば光伝送システムにおいて光信号を送信する光送信器にそなえられ、データ信号をＤＱＰＳＫ変調方式により光信号に変調するものであって、送信データ処理部１０１，アンプ１０２−１，１０２−２，ＣＷ（Continuous Wave）光源１０３，π／２移相器１０４および２つのマッハツェンダ型位相変調器１０５−１，１０５−２をそなえるとともに、π／２の位相差が与えられた位相変調器１０５−１，１０５−２からの位相変調信号を干渉させるＭＺＭ干渉計１０６をそなえて構成される。

すなわち、ＭＺＭ干渉計１０６は、入力側にＣＷ光源１０３が接続されるとともに、２分岐された導波路部分にそれぞれ位相変調器１０５−１，１０５−２が形成されている。以下においては、ＭＺＭ干渉計１０６をなすマッハツェンダ型導波路を親ＭＺ（Mach-Zehnder）導波路と記載し、位相変調器１０５−１，１０５−２のごとく、親ＭＺ導波路をなす分岐導波路部分に形成された位相変調器をなすマッハツェンダ型導波路を子ＭＺ導波路と記載する場合がある。

ここで、送信データ処理部１０１は、フレーマおよびＦＥＣエンコーダとしての機能をそなえるとともに、１ビット前の符号と現在の符号との差情報が反映された符号化処理を行なうＤＱＰＳＫプリコーダとしての機能をそなえている。この送信データ処理部１０１から出力される送信データ信号は、例えば40Gbit/s程度の符号化データについて、２０Gbit/s程度の２系列の符号化データ（データ♯１，データ♯２）に分離された信号として出力される。又、アンプ１０２−１，１０２−２は、それぞれ、符号化データ（データ♯１，データ♯２）について増幅して、駆動信号として位相変調器１０５−１，１０５−２へ出力する。

さらに、ＣＷ光源１０３は連続光を出力するものであるが、このＣＷ光源１０３から出力された連続光はＭＺＭ干渉計１０６をなす分岐導波路１０６ａで２分岐されて、分岐された一方の導波路であるＩ（In-phase）アームは位相変調器１０５−１に入力され、他方の導波路であるＱ（Quadrature-phase）アームは位相変調器１０５−２に入力される。位相変調器１０５−１，１０５−２は、一般的なＢＰＳＫ変調器（Binary Phase Shift Keying）と基本的に同様の構成を有する。

ここで、位相変調器１０５−１は、ＣＷ光源１０３からの連続光について、送信データ処理部１０１からの一方の系列の符号化データ（データ♯１）で変調して、２値の光位相（０rad又はπrad）に情報が乗った光信号を出力する。更に、位相変調器１０５−２は、ＣＷ光源１０３からの連続光について、送信データ処理部１０１からの他方の系列の符号化データ（データ♯２）で変調する。そして、このように変調された光信号をπ／２移相器１０４においてはφ＝π／２だけ位相シフトさせることにより、２値の光位相（π／２rad又は３π／２rad）に情報が乗った光信号として出力する。

そして、上述の位相変調器１０５−１，１０５−２からの変調光はＭＺＭ干渉計１０６をなす合波導波路１０６ｂで合波されて出力される。即ち、位相変調器１０５−１，１０５−２からの変調光が合波されることで、光強度は一定であるが４値（π／４，３π／４，５π／４，７π／４）の光位相に情報が乗った光信号、即ちＤＱＰＳＫ変調された光信号を出力することができるようになっている。

このように、ＤＱＰＳＫ変調では、位相０と位相πにデータ「０」，「１」がそれぞれ変調された、２系列のデジタル信号をπ／２ずらして干渉させて、π／４（０，０），３π／４（１，０），５π／４（１，１），７π／４（０，１）の４値のシンボルで光伝送を行なう。
ところで、π／２移相器１０４においても、電極を通じて印加する電圧によって、入力される信号光についての位相シフトを行なうものであるが、π／２移相器１０４において印加する電圧（バイアス電圧）と光信号の移相量とは、図１８に示すＡのように、一対一の対応関係を有している。このため、図１７に示すπ／２移相器１０４においては、位相変調器１０５−２からの光信号がπ／２だけずれるような一定電圧Ｖ１が供給されるようになっている。

しかしながら、上述の図１７に示すＤＱＰＳＫ変調器１００においては、ＭＺＭ干渉計１０６の製造バラツキや、周囲温度の変動その他の経時要因によって、ＣＷ光（図１９のＡ参照）について位相変調された光信号に関し、Ｉアーム側からの位相変調信号成分（図１９のＢ参照）と、Ｑアーム側からの位相変調信号成分（図１９のＣ参照）との位相差が、理想状態ではπ／２となるべきところπ／２からずれαが生じる（図１９のＤ参照）。

換言すれば、図１８に示すような対応関係Ａが、上述のごとき要因によって例えばＡ′のように変動するため、一定電圧Ｖ１を与えているだけでは、各位相変調器１０５−１，１０５−２からの光信号について、合波導波路１０６ｂを通過時に所期の位相差を持たせることができなくなる。
このため、４値のシンボル間についてもπ／２の位相差を有さず、各シンボル間でのピークパワーも変動するため（図１９のＤ参照）、信号品質の劣化を招く要因となる。

このため、信号品質の劣化を抑制するため、上述のＩアーム側からの位相変調信号成分と、Ｑアーム側からの位相変調信号成分との位相差を適正な値に安定化させる必要がある。このような位相差安定化のためには、上述の位相差についてのモニタを行なって、π／２移相器１０４でのバイアス電圧をフィードバックすることが考えられる。
以下の特許文献２においては、２光子吸収検出素子や高速線形なフォトダイオードを用いてモニタされた光信号からパイロット信号を用いた同期検波を行なって、π／２からの位相ずれに起因するＤＣ成分がなくなるようにπ／２移相器１０４でのバイアス電圧をフィードバック制御することで、上述の位相差を適正な値に安定化する技術について記載されている。
国際公開第０３／０４９３３３号パンフレット 米国特許出願公開第２００４／００８１４７０号明細書

しかしながら、上述の特許文献２に記載された技術においては、ＤＱＰＳＫ変調された光についてのシンボル単位でのピークパワーを検出するために、２光子吸収検出素子等の高価な素子を適用する必要があるため、ＤＱＰＳＫ変調器としてのコストが増大するという課題がある。
本発明は、このような課題に鑑み創案されたもので、差動４位相偏移変調器において、応答速度がビットレートよりも十分低い安価な素子を適用しながら、差動４位相偏移変調光をなす合波された２つの差動位相偏移変調光成分が、適正な位相差となるような位相シフト量のフィードバック制御を実現することを目的とする。

このため、本発明の差動４位相偏移変調器は、第１データに基づく第１駆動信号で入力光を差動位相偏移変調する第１変調器と、第２データに基づく駆動信号であって該第１駆動信号とはデューティ比が異なる第２駆動信号で入力光を差動位相偏移変調する第２変調器と、該第１変調器で差動位相偏移変調された第１光信号および該第１変調器で差動位相偏移変調された第２光信号が、互いにπ／２の位相差を形成するように位相シフト処理を行なう位相シフト部と、該位相シフト部における前記位相シフト処理が行なわれた前記第１光信号および前記第２光信号を合波することにより、差動４位相偏移変調光を出力する合波部と、をそなえ、該第１変調器および該第２変調器において互いにデューティ比が異なる駆動信号を印加することによって、該合波部から出力される差動４位相偏移変調光の平均光出力パワーが、該合波部で合波された後の前記第１光信号の成分および前記第２光信号の成分の位相差に応じて変動するように構成され、かつ、該合波部から出力される差動４位相偏移変調光の平均光出力パワーをモニタするパワーモニタと、該パワーモニタでモニタされた前記平均光出力パワーに基づいて、該位相シフト部での位相シフト量をフィードバック制御する位相シフト制御部と、をそなえたことを特徴としている。

また、好ましくは、該位相シフト部を、前記第１光信号および前記第２光信号のうちの少なくとも一方に位相制御用のバイアス電圧信号を供給することにより前記位相差を形成させるように構成し、該位相シフト制御部を、低周波信号を生成する低周波信号生成部と、該位相シフト部での前記位相シフト処理を行なうための位相制御電圧信号を設定するとともに、該低周波信号生成部で生成される前記低周波信号を前記位相制御電圧信号に重畳して、該バイアス電圧信号として該位相シフト部に供給するバイアス供給部と、該パワーモニタでモニタされた前記平均光出力パワーに含まれる、前記バイアス信号における前記低周波信号に由来する周波数成分を抽出する周波数成分抽出部と、該周波数成分抽出部にて抽出された周波数成分に基づいて、該バイアス供給部で設定される前記位相制御電圧信号を制御するバイアス制御部と、をそなえることとすることができる。

さらには、前記平均光出力パワーに含まれる前記低周波信号に由来する周波数成分である当該低周波信号の周波数成分が、前記第１光信号および前記第２光信号の位相差がπ／２に近づくに従って増大するように、該第１変調器および該第２変調器における各駆動信号のデューティ比が設定され、該周波数成分抽出部が、前記バイアス信号における前記低周波信号に由来する周波数成分として、前記低周波信号の周波数成分を抽出するように構成され、該位相制御電圧制御部が、該周波数成分抽出部にて抽出される前記低周波信号成分の周波数成分が最大となるように前期位相制御電圧信号を制御すべく構成されたこととしてもよい。

また、前記平均光出力パワーに含まれる前記低周波信号に由来する周波数成分である当該低周波信号の２倍の周波数成分が、前記第１光信号および前記第２光信号の位相差がπ／２に近づくに従って減少するように、該第１変調器および該第２変調器における各駆動信号のデューティ比が設定され、該周波数成分抽出部が、前記バイアス信号における前記低周波信号に由来する周波数成分として、前記低周波信号の２倍の周波数成分を抽出するように構成され、該位相制御電圧制御部が、該周波数成分抽出部にて抽出される前記低周波信号成分の２倍の周波数成分が最小となるように前期位相制御電圧信号を制御すべく構成されたこととしてもよい。

また、好ましくは、該第１変調器および該第２変調器に対して連続光を供給する連続光供給部をそなえるとともに、該第１および第２変調器は、それぞれ該連続光供給部からの連続光を該入力光として前記差動位相変調を行なうことにより、前記第１および第２光信号を出力するように構成することができる。
さらに、該第１変調器は、前記第１駆動信号を出力する第１駆動信号出力部とともに、該第１駆動信号出力部からの前記第１駆動信号を印加することにより、前記入力光について差動位相偏移変調を行なう第１位相変調部をそなえ、該第２変調器は、前記第２駆動信号を出力する第２駆動信号出力部とともに、該第１駆動信号出力部からの前記第２駆動信号を印加することにより、前記入力光について差動位相偏移変調を行なう第２位相変調部をそなえることができる。

さらに、該第１駆動信号出力部は、第１参照値を設定する第１参照値設定部とともに、前記第１データに基づく信号成分を、該第１参照値を中心に切り出して差動増幅を行なうことにより、前記第１駆動信号を差動信号として出力する第１差動増幅器をそなえ、該第２駆動信号出力部は、第２参照値を設定する第２参照値設定部とともに、前記第２データに基づく信号成分を、該第２参照値を中心に切り出して差動増幅を行なうことにより、前記第２駆動信号を差動信号として出力する第２差動増幅器をそなえ、該第１参照値設定部および該第２参照値設定部は、前記の第１参照値および第２参照値をそれぞれ互いに異なるように設定することができる。

また、該第１参照値設定部は、該第１差動増幅器から出力される第１駆動信号の平均値を計算する第１平均値回路とともに、該第１平均値回路での計算結果に基づいて該第１駆動信号が所定のデューティ比に安定するように該第１参照値を設定制御する第１制御回路をそなえ、該第２参照値設定部は、該第２差動増幅器から出力される第２駆動信号の平均値を計算する第２平均値回路とともに、該第２平均値回路での計算結果に基づいて該第２駆動信号が該第１駆動信号とは異なる所定のデューティ比に安定するように該第２参照値を設定制御する第２制御回路をそなえることとしてもよい。

さらに、好ましくは、該パワーモニタは、前記第１データまたは前記第２データのビットレートよりも応答速度が十分低速な光電変換素子をそなえて構成する。
また、本発明の差動４位相偏移変調器の位相シフト量制御方法は、第１駆動信号を印加することにより、入力光が差動位相偏移変調された第１光信号を出力しうる第１変調器と、第２駆動信号を印加することにより、入力光が差動位相偏移変調された第２光信号を出力しうる第２変調器と、前記第１光信号および前記第２光信号がπ／２の位相差を形成するように位相シフト処理を行なう位相シフト部と、該位相シフト部における前記位相シフト処理が行なわれた前記第１光信号および前記第２光信号を合波することにより、差動４位相偏移変調光を出力する合波部と、をそなえてなる差動４位相偏移変調器の位相シフト量制御方法であって、該第１変調器および該第２変調器において互いにデューティ比が異なる駆動信号を印加することによって、該合波部から出力される差動４位相偏移変調光の平均光出力パワーを、該位相シフト処理によって形成される前記第１光信号および前記第２光信号の位相差に応じて変動せしめ、該合波部から出力される差動４位相偏移変調光の平均光出力パワーをモニタし、該モニタされた前記平均光出力パワーに基づいて、該位相シフト部での位相シフト量をフィードバック制御することを特徴としている。

このように、本発明によれば、モニタされた平均光出力パワーに基づいて、位相シフト部での位相シフト量をフィードバック制御することができるので、差動４位相偏移変調器において、応答速度がビットレートよりも十分低い安価な光電変換素子を適用しながら、差動４位相偏移変調光をなす合波された２つの差動位相偏移変調光成分が、適正な位相差となるような位相シフト量のフィードバック制御を実現することができる利点がある。

本発明の一実施形態にかかるＤＱＰＳＫ変調器を示す図である。 （ａ）〜（ｃ）はいずれも、第１参照値および第２参照値の設定により、第１駆動信号および第２駆動信号のデューティ比を設定できることについて説明するための図である。 （ａ）〜（ｃ）はいずれも、第１参照値および第２参照値の設定により、第１駆動信号および第２駆動信号のデューティ比を設定できることについて説明するための図である。 （ａ）〜（ｃ）はいずれも、第１参照値および第２参照値の設定により、第１駆動信号および第２駆動信号のデューティ比を設定できることについて説明するための図である。 （ａ），（ｂ）はともに第１，第２駆動信号に設定するデューティ比について説明するための図である。 （ａ），（ｂ）はともに第１，第２駆動信号に設定するデューティ比について説明するための図である。 デューティ比が異なる駆動信号を印加することによって、合波導波路から出力される差動４位相偏移変調光の平均光出力パワーが、π／２移相器での位相シフト量に応じて変動することを説明する図である。 本発明の一実施形態にかかるＤＱＰＳＫ変調器についてフィードバック制御部に着目して示す図である。 π／２移相器での位相シフト量に応じたロックインアンプからの周波数ｆ０の成分の変化について示す図である。 π／２移相器での位相シフト量に応じたロックインアンプからの周波数２ｆ０の成分の変化について示す図である。 示すπ／２移相器での位相シフト量に応じたロックインアンプからの周波数ｆ０，２ｆ０の成分の変化が図９および図１０の関係となる理由について説明するための図である。 示すπ／２移相器での位相シフト量に応じたロックインアンプからの周波数ｆ０，２ｆ０の成分の変化が図９および図１０の関係となる理由について説明するための図である。 示すπ／２移相器での位相シフト量に応じたロックインアンプからの周波数ｆ０，２ｆ０の成分の変化が図９および図１０の関係となる理由について説明するための図である。 示すπ／２移相器での位相シフト量に応じたロックインアンプからの周波数ｆ０，２ｆ０の成分の変化が図９および図１０の関係となる理由について説明するための図である。 本発明の一実施形態の変形例を示す図である。 本発明の一実施形態の変形例について説明するための図である。 一般的なＤＱＰＳＫ変調器を示す図である。 π／２移相器において印加する電圧（バイアス電圧）と光信号の移相量との関係について示す図である。 図１７に示すＤＱＰＳＫ変調器の動作を説明するための図である。

符号の説明

１，１００ ＤＱＰＳＫ変調器
２−１ 第１変調器
２−２ 第２変調器
１１，１０１ 送信データ処理部
１２−１ 第１駆動信号出力部
１２−２ 第２駆動信号出力部
１２ａ 第１参照値設定部
１２ｂ 第１差動増幅器
１２ｃ 第２参照値設定部
１２ｄ 第２差動増幅器
１２Ａ 駆動信号出力部
１２Ａａ 参照値設定部
１２Ａｂ 差動増幅器
１３，１０３ ＣＷ光源
１４，１０４ π／２移相器
１５−１ 第１位相変調部
１５−２ 第２位相変調部
１６，１０６ ＭＺＭ干渉計
１６ａ，１０６ａ 分岐導波路
１６ｂ，１０６ｂ 合波導波路
１６ｉ Ｉアーム導波路
１６ｑ Ｑアーム導波路
１７ 光カプラ
１８ パワーモニタ
１８ａ フォトダイオード
１８ｂ 電流電圧変換器
１９ フィードバック制御部
１０２―１，１０２−２ アンプ
１０５−１，１０５−２ マッハツェンダ型位相変調器
１２１，１２２ 分岐回路
１２３，１２４ 平均値回路
１２５ 制御回路
１４１，１４２ 電極
１５１ａ，１５２ａ マッハツェンダ型導波路
１５１ｂ，１５２ｂ 電極
１９１ 低周波信号生成部
１９２ バイアス供給部
１９２ａ，１９２ｂ 供給部
１９３ ロックインアンプ（周波数成分抽出部）
１９４ バイアス制御部

以下、図面を参照することにより、本発明の実施の形態を説明する。なお、実施の形態は以下に示す実施例の形態に限るものではない。又、上述の本願発明の目的のほか、他の技術的課題，その技術的課題を解決する手段及びその作用効果についても、以下の実施の形態による開示によって明らかとなるものである。
〔ａ１〕本発明の一実施形態の説明
図１は本発明の一実施形態にかかるＤＱＰＳＫ変調器１を示す図である。この図１に示すＤＱＰＳＫ変調器１は、前述の図１７に示すものと同様に、例えば光伝送システムにおいて光信号を送信する光送信器にそなえられ、データ信号をＤＱＰＳＫ変調方式により光信号に変調するものである。

このＤＱＰＳＫ変調器１においては、前述の図１７における符号１０１〜１０６に対応づけられる送信データ処理部１１，第１，第２駆動信号出力部１２−１，１２−２，ＣＷ（Continuous Wave）光源１３，π／２移相器１４，第１，第２位相変調部１５−１，１５−２およびＭＺＭ干渉計１６をそなえるとともに、光カプラ１７，パワーモニタ１８およびフィードバック制御部１９をそなえて構成される。

ここで、ＣＷ光源１３は連続光を出力するもので、レーザダイオード（ＬＤ）等により構成することができる。波長多重光送信システムを適用する場合においては、ＣＷ光源１３は、波長多重される要素となる波長単位の光を出力する。又、ＭＺＭ干渉計１６は、ＣＷ光源１３からの連続光について２分岐する分岐導波路１６ａ，分岐導波路１６ａにて２分岐された連続光についてそれぞれ伝搬するＩアーム導波路１６ｉおよびＱアーム導波路１６ｑ，ならびにＩアーム導波路１６ｉおよびＱアーム導波路１６ｑからの光信号について合波する合波導波路１６ｂをそなえている。

また、第１位相変調部１５−１は、Ｉアーム導波路１６ｉ上に更に形成されたマッハツェンダ型光導波路１５１ａとともに、マッハツェンダ型光導波路１５１ａの２つのアーム導波路上にそれぞれ形成された２つの電極１５１ｂをそなえ、後述する第１駆動信号出力部１２−１からの第１駆動信号を電極１５１ｂを通じて印加することにより、ＣＷ光源１３からの入力光について差動２位相偏移変調（ＢＰＳＫ）を行なう。

同様に、第２位相変調部１５−２は、Ｑアーム導波路１６ｑ上に更に形成されたマッハツェンダ型光導波路１５２ａとともに、マッハツェンダ型光導波路１５２ａの２つのアーム導波路上にそれぞれ形成された２つの電極１５２ｂをそなえ、後述する第２駆動信号出力部１２−２からの第２駆動信号を電極１５２ｂを通じて印加することにより、ＣＷ光源１３からの入力光について差動２位相偏移変調（ＢＰＳＫ）を行なう。

また、送信データ処理部１１は、図１７に示すもの（符号１０１参照）と同様に、フレーマおよびＦＥＣエンコーダならびに１ビット前の符号と現在の符号との差情報が反映された符号化処理を行なうＤＱＰＳＫプリコーダの各データ処理が行なわれた２系列のデータ信号（第１データおよび第２データの信号）を、それぞれ第１駆動信号出力部１２−１および第２駆動信号出力部１２−２に出力する。

第１駆動信号出力部１２−１は、送信データ処理部１１からの例えば21.5Gb/s程度のビットレートの第１データ信号について差動増幅を行ない、互いに反転した一対の差動電圧信号を第１駆動信号として上述の第１位相変調部１５−１に供給する。一方、第２駆動信号出力部１２−２については、送信データ処理部１１からの21.5Gb/s程度の速度の第２データ信号について差動増幅を行ない、互いに反転した一対の差動電圧信号を第２駆動信号として第２位相変調部１５−２に供給する。

なお、これらの第１，第２駆動信号出力部１２−２は、前述の図１７に示すもの（符号１０２−１，１０２−２参照）とは異なり、出力される差動電圧信号としての第１，第２駆動信号のデューティ比が互いに異なるように構成されている。
ところで、第１駆動信号出力部１２−１は、図１に示すように、第１参照値を固定的に設定する第１参照値設定部１２ａをそなえるとともに、送信データ処理部１１からの第１データに基づく信号成分（即ち第１データ信号の成分）を、第１参照値設定部１２ａで設定された第１参照値を中心に切り出して差動増幅を行なうことにより、第１位相変調部１５−１への第１駆動信号を差動信号として出力する第１差動増幅器１２ｂをそなえている。

同様に、第２駆動信号出力部１２−２は、図１に示すように、第２参照値を固定的に設定する第２参照値設定部１２ｃをそなえるとともに、送信データ処理部１１からの第２データに基づく信号成分（即ち第２データ信号の成分）を、第２参照値設定部１２ｃで設定された第２参照値を中心に切り出して差動増幅を行なうことにより、第２位相変調部１５−２への第２駆動信号を差動信号として出力する第２差動増幅器１２ｄをそなえている。

そして、上述の第１参照値設定部１２ａおよび第２参照値設定部１２ｃにおいては、第１参照値および第２参照値として互いに異なる値を設定するようになっており、これにより、第１駆動信号および第２駆動信号のデューティ比が互いに異なるようにすることができる。
図２（ａ）〜図２（ｃ），図３（ａ）〜図３（ｃ）および図４（ａ）〜図４（ｃ）は、いずれも上述の第１参照値および第２参照値の設定により、第１駆動信号および第２駆動信号のデューティ比を設定できることについて説明するための図である。以下においては、第１差動増幅器１２ｂに着目して説明するが、第２差動増幅器１２ｄが出力する第２駆動信号についても同様である。

まず、図２（ａ）に示すように、第１差動増幅器１２ｂに入力される第１参照値として、入力される第１データ信号の中間レベルよりも高い値Ｖrefhとすることにより、第１差動増幅器１２ｂでは、この値Ｖrefhを中心に切り出した第１データ信号を差動増幅する［図２（ｂ）参照］。これにより、第１差動増幅器１２ｂから出力される第１駆動信号を、デューティ比を５０パーセントよりも小さい信号とすることができる。尚、データ信号としてＮＲＺ信号が入力された場合には、デューティ比が５０パーセントよりも小さい信号として図２（ｃ）に示すようなアイパターンを得ることができる。

また、図３（ａ）に示すように、第１差動増幅器１２ｂに入力される第１参照値として、入力される第１データ信号の中間レベル程度の値Ｖrefoとすることにより、第１差動増幅器１２ｂでは、この値Ｖrefoを中心に切り出した第１データ信号を差動増幅する［図３（ｂ）参照］。これにより、第１差動増幅器１２ｂから出力される第１駆動信号を、デューティ比を５０パーセント程度の信号とすることができる。尚、データ信号としてＮＲＺ信号が入力された場合には、デューティ比が５０パーセント程度の信号として図３（ｃ）に示すようなアイパターンを得ることができる。

さらに、図４（ａ）に示すように、第１差動増幅器１２ｂに入力される第１参照値として、入力される第１データ信号の中間レベルよりも低い値Ｖreflとすることにより、第１差動増幅器１２ｂでは、この値Ｖreflを中心に切り出した第１データ信号を差動増幅する［図４（ｂ）参照］。これにより、第１差動増幅器１２ｂから出力される第１駆動信号を、デューティ比を５０パーセントよりも大きい信号とすることができる。尚、データ信号としてＮＲＺ信号が入力された場合には、デューティ比が５０パーセントよりも大きい信号として図４（ｃ）に示すようなアイパターンを得ることができる。

したがって、上述の第１駆動信号出力部１２−１および第１位相変調部１５−１により、第１データに基づく第１駆動信号で入力光を差動位相偏移変調する第１変調器２−１を構成する。更に、上述の第２駆動信号出力部１２−２および第２位相変調部１５−２により、第２データに基づく駆動信号であって第１駆動信号とはデューティ比が異なる第２駆動信号で入力光を差動位相偏移変調する第２変調器２−２を構成する。

なお、前述のＣＷ光源１３は、第１変調器２−１および第２変調器２−２に対して連続光を供給する連続光供給部であり、上述の第１および第２変調器２−１，２−２は、それぞれＣＷ光源１３からの連続光を入力光として差動位相偏移変調を行なうことにより、ＢＰＳＫ変調された２つの光信号（第１光信号および第２光信号）を出力する。
さらに、π／２移相器１４は、Ｉアーム導波路１６ｉおよびＱアーム導波路１６ｑにおける第１，第２位相変調部１５−１，１５−２の下流側に設けられ、後述のフィードバック制御部１９からの制御を受けて、第１，第２位相変調部１５−１，１５−２から出力されるＢＰＳＫ変調された２つの光信号（第１光信号および第２光信号）にπ／２の位相差を形成させるための位相シフト処理を行なう位相シフト部である。

たとえば、Ｉアーム導波路１６ｉおよびＱアーム導波路１６ｑにおける第１，第２位相変調部１５−１，１５−２の下流側に電極１４１，１４２がそなえられ、この電極１４１，１４２に供給されるバイアス電圧により、上述の２つの光信号にπ／２の位相差を形成させることができるようになっている。
なお、図１中においては、Ｉアーム導波路１６ｉおよびＱアーム導波路１６ｑそれぞれにバイアス電圧が供給される電極１４１，１４２がそなえられているが、これに限定されるものではなく、例えば前述の図１７の場合と同様に、Ｉアーム導波路１６ｉおよびＱアーム導波路１６ｑのうちのいずれか一方に形成された電極にバイアス電圧を印加することによって、上述の位相差を形成するようにしてもよい。

これにより、合波部としての合波導波路１６ｂでは、π／２移相器１４において上述の位相シフト処理が行なわれた第１光信号および第２光信号を合波することにより、差動４位相偏移変調（ＤＱＰＳＫ変調）された光信号を出力することができるようになっている。即ち、第１，第２光信号が21.5Gb/s程度の速度を有している場合には、合波導波路１６ｂからは43Gb/s程度の速度の光信号となる。

ここで、第１変調器２−１および第２変調器２−２において互いにデューティ比が異なる駆動信号を印加することによって、合波導波路１６ｂから出力される差動４位相偏移変調光の平均光出力パワーが、合波導波路１６ｂで合波された後における上述の第１光信号の成分および第２光信号の成分の位相差に応じて変動する（異なる値となる）ようになっている。

たとえば、図５（ａ）に示すように、第１変調器２−１をなす第１駆動信号出力部１２−１からＩアーム導波路１６ｉの第１位相変調部１５−１に供給される第１駆動信号のデューティ比を５０パーセントとし、図５（ｂ）に示すように、第２変調器２−２をなす第２駆動信号出力部１２−２からＱアーム導波路１６ｑの第２位相変調部１５−２に供給される第２駆動信号のデューティ比を、第１駆動信号と同様の５０パーセントとする場合について検討する。

この場合には、第１駆動信号出力部１２−１の第１参照値設定部１２ａにおいて設定される第１参照値、および第２駆動信号出力部１２−２の第２参照値設定部１２ｃにおいて設定される第２参照値は、それぞれのデータ信号の中間レベル程度のレベルとなっている［図３（ａ）参照］。
このとき、図７のＡに示すように、合波導波路１６ｂで合波された後における上述の第１光信号の成分および第２光信号の成分の位相差が３π／２〜−π／２の間で変動したとしても、合波導波路１６ｂから出力される差動４位相偏移変調光の平均光出力パワーは変動することはない。

つぎに、図６（ａ）に示すように、第１変調器２−１において入力光の変調に用いる第１駆動信号のデューティ比を３０パーセントとし、図６（ｂ）に示すように、第２変調器２−２において入力光の変調に用いる第２駆動信号のデューティ比を、第１駆動信号とは異なる７０パーセントとする場合について検討する。この場合には、第１駆動信号出力部１２−１の第１参照値設定部１２ａにおいて設定される第１参照値は、第１データ信号の中間レベルよりも大きいレベルとなり［図２（ａ）参照］、第２駆動信号出力部１２−２の第２参照値設定部１２ｃにおいて設定される第２参照値は、第２データ信号の中間レベルよりも小さいレベルとなっている［図４（ａ）参照］。

このとき、図７のＢに示すように、合波導波路１６ｂで合波された後における上述の第１光信号の成分および第２光信号の成分の位相差を３π／２〜−π／２の間で変動させると、合波導波路１６ｂから出力される差動４位相偏移変調光の平均光出力パワーが異なる値をとることがわかる。この場合においては、平均光出力パワーは、上述の位相差が３π／２〜−π／２の間において正弦波のごとき軌跡の変動を示している。

なお、図７中においては、上述のごとき第１駆動信号および第２駆動信号のデューティ比をともに５０パーセントとした場合の（変動のない）平均光出力パワーを、相対値「１．０」として規格化して示している。
そして、本発明者らは、このようなデューティ比を互いに異なる駆動信号とした場合において、上述の位相差に応じた平均光出力パワーの変動が、特に位相差がπ／２の周辺においては線形な値の変化を示す一方で、例えば位相差がπあるいは０となる周辺のように、位相差がπ／２から離れるに従い非線形な値の変化を有するという特徴を見出した。

そして、本実施形態においては、上述の図７に示すような、第１，第２駆動電圧信号におけるデューティ比の異なる設定によって生じる、位相差と平均光出力パワーの変動との関係を用いて、合波導波路１６ｂからの出力光の平均光出力パワーをモニタし、モニタ結果に応じてπ／２移相器１４に供給されるバイアス電圧をフィードバック制御する。
すなわち、平均光出力パワーのモニタ結果から、合波導波路１６ｂで合波された後における第１光信号の成分および第２光信号の成分の位相差を割り出して、この位相差がπ／２となるように（又は少なくとも伝送信号品質として許容できるようなπ／２からの乖離範囲に収まるように）π／２移相器１４でのバイアス電圧をフィードバック制御することができるようになっている。

このために、本実施形態におけるＤＱＰＳＫ変調器１は、図１に示すように、合波導波路１６ｂから出力されたＤＱＰＳＫ変調光の一部を分岐する光カプラ１７と、光カプラ１７で分岐されたＤＱＰＳＫ変調光の平均光出力パワーをモニタするパワーモニタ１８と、パワーモニタ１８でのモニタされた平均光出力パワーに基づいて、π／２移相器１４での位相シフト量をフィードバック制御する位相シフト制御部としてのフィードバック制御部１９をそなえている。

ここで、パワーモニタ１８は、光カプラ１７からのＤＱＰＳＫ変調光の平均振幅値に応じた電流信号を出力する光電変換素子としてのフォトダイオード（ＰＤ）１８ａと、フォトダイオード１８ａからの電流信号について電圧信号に変換する電流電圧変換器（Ｉ／Ｖ）１８ｂをそなえている。尚、光電変換素子として電圧信号を出力できる機能を有するものを適用する場合には、電流電圧変換器１８ｂとしての機能は適宜省略することができる。

さらに、本実施形態においては、パワーモニタ１８におけるモニタ結果としては、ＤＱＰＳＫ変調光の平均光出力パワーが得られれば、シンボル単位での光出力パワーの変化まではモニタする必要はない。このため、フォトダイオード１８ａとしては、前述の特許文献２のごとき２光子吸収検出素子や高速線形なフォトダイオードを用いる必要はなく、送信データ処理部１１からの第１データ信号や第２データ信号のビットレートよりも応答速度が十分低速なものを用いることができる。

また、フィードバック制御部１９においては、上述したように平均光出力パワーのモニタ結果からπ／２移相器１４へのバイアス電圧を制御する。このとき、Ｉアーム導波路１６ｉからの第１光信号とＱアーム導波路１６ｑからの第２光信号との位相差に応じたＤＱＰＳＫ変調光の平均光出力パワーの変動量は、当該平均光出力パワーのレベル自体と比べれば微少量であるため、絶対的な平均光出力パワーに基づいてバイアス電圧を制御したのでは、位相差をフィードバック制御する精度を高めることが難しくなることが想定される。

そこで、本実施形態のフィードバック制御部１９においては、位相差がπ／２の周辺においては線形な値の変化を示す一方で位相差がπ／２から離れるに従い非線形な値の変化を有するという、位相差に応じた平均光出力パワーの変動についての特徴を用いて、ディザリングにより精度高くフィードバック制御の目標制御点を設定できるようにしている。
このために、フィードバック制御部１９は、図８に示すように、低周波信号生成部１９１，バイアス供給部１９２，ロックインアンプ１９３およびバイアス制御部１９４をそなえている。尚、図８においては、送信データ処理部１１についての図示は省略している。

ここで、低周波信号生成部１９１は低周波信号（周波数ｆ０）を生成するものであり、バイアス供給部１９２は、π／２移相器１４での位相シフト処理のための位相制御電圧信号を設定するとともに、低周波信号生成部１９１からの低周波信号を位相制御電圧信号に重畳して、これをバイアス電圧信号としてπ／２移相器１４に供給するものである。本実施形態においては、Ｉアーム導波路１６ｉ上の電極１４１に対するバイアス電圧信号を供給する第１供給部１９２ａをそなえるとともに、Ｑアーム導波路１６ｑ上の電極１４２に対するバイアス電圧信号を供給する第２供給部１９２ｂをそなえている。

すなわち、第１供給部１９２ａから電極１４１に供給されたバイアス電圧信号によってＩアーム導波路１６ｉからの第１光信号の位相が制御され、第２供給部１９２ｂから電極１４２に供給されたバイアス電圧信号によってＱアーム導波路１６ｑからの第２光信号の位相が制御される。そして、それぞれのバイアス電圧信号には低周波信号ｆ０が重畳されているので、π／２移相器１４から出力される第１，第２光信号成分の位相シフト量も低周波信号ｆ０に応じて変動するようになる。

すなわち、前述の図１７の場合においては、π／２移相器１０４に供給されるバイアス電圧信号は一定電圧としていたが、本実施形態においては、π／２移相器１４に供給されるバイアス電圧信号は、低周波ｆ０で微少に変動するようになっている。前述の図１８に示すように、バイアス電圧の大きさと位相シフト量は線形な関係を有していることから、第１，第２光信号の位相シフト量についても、バイアス電圧信号に対応して低周波ｆ０で微少に変動することになるのである。

本実施形態においては、前述の図７のＢに示すように、合波導波路１６ｂで合波される第１光信号成分および第２光信号の成分の位相差に応じて、合波導波路１６ｂからのＤＱＰＳＫ変調光の平均光出力パワーが変動するようになっている。このため、π／２移相器１４において第１，第２光信号の成分の位相シフト量を上述のごとく周波数ｆ０で変動させることによって、合波導波路１６ｂからのＤＱＰＳＫ変調光の平均光出力パワーにも、この周波数ｆ０に由来する周波数成分が含まれることになる。

なお、低周波信号生成部１９１から第１，第２供給部１９２ａ，１９２ｂに供給される低周波信号は、互いに１８０度位相がずれた低周波信号としている。
さらに、この低周波信号ｆ０は、位相シフト量を微少範囲で変動させることができるように、第１，第２供給部１９２ａ，１９２ｂそれぞれの位相制御電圧信号の振幅よりも（例えば１００分の１程度の）十分小さい振幅値としている。又、周波数ｆ０は、フォトダイオード１８ａにおける平均光出力パワーのモニタによって十分観測できるような低周波数（例えば数ｋＨｚ）とすることができる。

また、ロックインアンプ１９３は、パワーモニタ１８でモニタされた平均光出力パワーに含まれる、低周波信号ｆ０に由来する周波数成分を抽出する周波数成分抽出部としての機能を有するものである。具体的には、パワーモニタ１８からの平均光出力パワーのモニタ信号（電圧信号）を入力されるとともに、参照信号として低周波信号生成部１９１からの当該低周波信号ｆ０を入力されて、パワーモニタ１８からのモニタ信号に含まれる低周波ｆ０の周波数成分を抽出するようになっている。

なお、本実施形態においては、ロックインアンプ１９３では低周波信号生成部１９１からの低周波信号の周波数成分ｆ０を抽出するようになっているが、低周波信号の２倍の周波数成分である２ｆ０を抽出するようにしてもよい。この場合には、低周波信号生成部１９１からの低周波信号について２倍の周波数成分を有する信号に変換して、ロックインアンプ１９３での参照信号として供給する周波数変換回路１９５が、低周波信号生成部１９１およびロックインアンプ１９３との間に適宜介装される。

バイアス制御部１９４は、ロックインアンプ１９３にて抽出された周波数ｆ０の成分に基づいて、バイアス供給部１９２で設定される位相制御電圧信号を制御するものである。具体的には、ロックインアンプ１９３からの周波数ｆ０の成分が最大となるように、バイアス供給部１９２で設定される位相制御電圧信号を制御する。
図９は、π／２移相器１４での位相シフト量、即ち合波導波路１６ｂで合波される第１光信号および第２光信号の位相差に応じたロックインアンプ１９３からの周波数ｆ０の成分の変化について示す図である。この図９に示すように、π／２移相器１４での位相シフト量がπ／２となっているときに、ロックインアンプ１９３で抽出される周波数ｆ０の成分が最大となっている。従って、バイアス制御部１９４においては、ロックインアンプ１９３で抽出される周波数ｆ０の成分を最大とするように位相制御電圧信号を制御することで、π／２移相器１４での位相シフト量を適正な値とすることができるようになる。

一方、ロックインアンプ１９３においてバイアス電圧信号として重畳される周波数ｆ０の２倍の周波数２ｆ０を抽出するように構成する場合においては、この周波数２ｆ０成分が最小となるように、バイアス供給部１９２で設定される位相制御電圧信号を制御する。
図１０は、π／２移相器１４での位相シフト量、即ち合波導波路１６ｂで合波される第１光信号および第２光信号の位相差に応じたロックインアンプ１９３からの周波数２ｆ０の成分の変化について示す図である。この図１０に示すように、π／２移相器１４での位相シフト量がπ／２となっているときに、ロックインアンプ１９３で抽出される周波数２ｆ０の成分が最小となっている。従って、バイアス制御部１９４においては、ロックインアンプ１９３で抽出される周波数２ｆ０の成分を最小とするように位相制御電圧信号を制御することで、π／２移相器１４での位相シフト量を適正な値とすることができるようになる。

図１１〜図１４は、上述のごとき平均光出力パワーに含まれる周波数ｆ０又は２ｆ０成分が、π／２移相器１４での位相シフト量、即ち、合波導波路１６ｂで合波される第１光信号および第２光信号の位相差に応じて上述の図９，図１０に示すようにそれぞれ変化することについて説明するための図である。
前述したように、π／２移相器１４に対するバイアス電圧信号に重畳されている周波数ｆ０の成分は、そのまま位相シフト量に写像されるので、位相差についても周波数ｆ０で変動するようになっている。

このとき、図１１のＢに示すように、π／２移相器１４での位相シフト量がほぼπ／２となっている範囲においては、図１３に示すように、平均光出力パワーは位相差に対して線形に変動するようになっている。従って、パワーモニタ１８でモニタされる平均光出力パワーについてもバイアス電圧信号に重畳した周波数ｆ０がそのまま現れて変動するようになる。

これに対し、図１１のＡに示すように、π／２移相器１４での位相シフト量がπ／２よりも大きく、図１１のＢや図１３に示すような線形な変動範囲から離れると、図１２に示すように、平均光出力パワーは位相差に対して非線形に変動するようになっている。従って、パワーモニタ１８でモニタされる平均光出力パワーの変動成分には、バイアス電圧信号に重畳した周波数ｆ０成分は減少し、歪み成分である周波数ｆ０の２倍の周波数成分が発生してくることになる。

同様に、図１１のＣに示すように、π／２移相器１４での位相シフト量がπ／２よりも小さく、図１１のＢや図１３に示すような線形な変動範囲から離れると、図１４に示すように、パワー変動が位相差に対して非線形に変動するようになる。従って、パワーモニタ１８でモニタされる平均光出力パワーの変動成分には、バイアス電圧信号に重畳した周波数ｆ０成分は減少し、歪み成分である周波数ｆ０の２倍の周波数成分が発生してくることになる。

したがって、π／２移相器１４での位相シフト量が適正な範囲（π／２の状態を含む線形な変動範囲、図１３参照）にある場合には、平均光出力パワーの変動成分としては、図９に示すようにｆ０成分が最大となる一方、図１０に示すように歪み成分である２ｆ０成分は最小となるのである。
上述のごとく構成された本実施形態の差動４位相偏移変調器１においては、第１変調器２−１において、第１駆動信号を印加することにより、ＣＷ光源１３からの入力光が差動２位相偏移変調された第１光信号を出力し、第２変調器２−２において、第２駆動信号を印加することにより、ＣＷ光源１３からの入力光が差動位相偏移変調された第２光信号を出力する。

そして、π／２移相器１４では、上述の第１光信号および第２光信号がπ／２の位相差を形成するように位相シフト処理を行ない、合波導波路１６ｂでは、π／２移相器１４で位相シフト処理が行なわれた上述の第１光信号および第２光信号を合波し、差動４位相偏移変調光として出力する。
このとき、第１，第２駆動信号出力部１２−１，１２−２により、第１変調器２−１および第２変調器２−２において互いにデューティ比が異なる駆動信号を用いることによって、合波導波路１６ｂから出力される差動４位相偏移変調光の平均光出力パワーを、位相シフト処理によって形成される第１光信号および前記第２光信号の位相差に応じて変動させる。

そして、パワーモニタ１８では、合波導波路１６ｂから出力されるＤＱＰＳＫ変調光の一部を光カプラ１７を通じて入力されて、合波導波路１６ｂから出力される差動４位相偏移変調光の平均光出力パワーをモニタする。
そして、フィードバック制御部１９においては、モニタされた平均光出力パワーに基づき、上述の位相差に応じた平均光出力パワーの変動特性を用いることにより、位相シフト部での位相シフト量をフィードバック制御することができる。即ち、低周波信号生成部１９１で生成されバイアス電圧信号として重畳される周波数成分ｆ０が最大となるように、又はその２倍の周波数成分２ｆ０が最小となるように、π／２移相器１４へのバイアス電圧信号をなす位相制御電圧信号をフィードバックして可変制御する。

このように、本実施形態によれば、フィードバック制御部１９により、パワーモニタ１８でモニタされた平均光出力パワーに基づいて、該位相シフト部での位相シフト量をフィードバック制御することができるので、ＤＱＰＳＫ変調器１において、応答速度がビットレートよりも十分低い安価な光電変換素子を適用しながら、差動４位相偏移変調光をなす合波された２つの差動位相偏移変調光成分が、適正な位相差となるような位相シフト量のフィードバック制御を実現することができる利点がある。

〔ａ２〕本発明の一実施形態の変形例の説明
図１５は本発明の一実施形態の変形例を示す図であり、図１に示す実施形態における第１，第２駆動信号出力部１２−１，１２−２についての変形例である。即ち、図１に示す第１，第２駆動信号出力部１２−１，１２−２はそれぞれ、第１，第２参照値設定部１２ａ，１２ｃにおいて、第１，第２参照値を固定的に設定するようになっているが、この図１５に示す駆動信号出力部１２Ａにおいては、参照値（第１又は第２参照値）について安定化のためにフィードバック制御を行なう構成をそなえている。

すなわち、この図１５に示す駆動信号出力部１２Ａは、前述の図１の場合（符号１２ｂ又は１２ｄ）と同様の差動増幅器１２Ａｂをそなえるとともに参照値設定部１２Ａａをそなえている。
ここで、参照値設定部１２Ａａは、差動増幅器１２Ａｂからの一対の差動信号をそれぞれ分岐する分岐回路１２１，１２２，各分岐回路１２１，１２２からの差動信号の平均値を計算する平均値回路１２３，１２４および平均値回路１２３，１２４からの出力をもとに、差動増幅器１２Ａｂへの参照値（第１又は第２参照値）についてフィードバック制御を行なう制御回路１２５をそなえて構成されている。

すなわち、図１に示す第１駆動信号出力部１２−１に代えて図１５に示す駆動信号出力部１２Ａを適用する場合においては、第１参照値設定部１２Ａａは、上述の分岐回路１２１，１２２，平均値回路１２３，１２４および制御回路１２５により構成され、平均値回路１２３，１２４は、第１差動増幅器１２Ａｂから出力される第１駆動信号の平均値を計算する第１平均値回路であり、制御回路１２５は、第１平均値回路１２３，１２４での計算結果に基づいて第１駆動信号が所定のデューティ比に安定するように第１参照値を設定制御する第１制御回路である。

同様に、図１に示す第２駆動信号出力部１２−２に代えて図１５に示す駆動信号出力部１２Ａを適用する場合においては、第２参照値設定部１２Ａａは、上述の分岐回路１２１，１２２，平均値回路１２３，１２４および制御回路１２５により構成され、平均値回路１２３，１２４は、第２差動増幅器１２Ａｂから出力される第２駆動信号の平均値を計算する第２平均値回路であり、制御回路１２５は、第２平均値回路１２３，１２４での計算結果に基づいて第２駆動信号が所定のデューティ比に安定するように第２参照値を設定制御する第２制御回路である。

データ信号は、通常、スクランブル処理によってハイレベル信号およびローレベル信号の数が均一化されており、そのため、図１６に示すように、平均値回路１２３，１２４の出力値はデューティ比に比例する。
すなわち、差動増幅器１２Ａｂから差動信号として出力される駆動信号は、デューティ比が大きくなると、それに比例して駆動信号振幅の平均値についても大きくなる関係にあることから、制御回路１２４においては、これら平均値回路１２３，１２４からの差動信号平均値の計算結果により参照値をフィードバック制御することで、差動増幅器１２Ａｂから出力されるデューティ比を所期の設定に安定化させることができる。例えば前述の図７のＢに示すように、第１変調器２−１においては３０パーセント、第２変調器２−２においては７０パーセントとなるように安定化させることができる。

図７に示すような第１光信号および第２光信号の位相差に応じた平均光出力パワーの変動は、デューティ比の設定によって異なる態様で変動することが考えられるため、第１，第２変調器２−１，２−２において用いられる駆動信号のデューティ比の設定についても安定化されることが求められる。
したがって、図１に示す第１，第２駆動信号出力部１２−１，１２−２に代えて図５に示す駆動信号出力部１２Ａをそれぞれ適用することで、第１，第２変調器２−１，２−２での駆動信号のデューティ比の設定を安定させることができるので、図７に示す平均出力パワーの変動についても所期の特性に安定化させることができるようになるため、π／２移相器１４での位相シフト制御の精度のさらなる向上が期待できるようになる。

〔ｂ〕その他
なお、上述した実施形態にかかわらず、本発明の趣旨を逸脱しない範囲において種々変形して実施することが可能である。
また、上述した実施形態の開示により、本発明の装置を製造することは可能である。

Claims (10)

1. 第１データに基づく第１駆動信号で入力光を差動位相偏移変調する第１変調器と、
   第２データに基づく駆動信号であって該第１駆動信号とはデューティ比が異なる第２駆動信号で入力光を差動位相偏移変調する第２変調器と、
   該第１変調器で差動位相偏移変調された第１光信号および該第１変調器で差動位相偏移変調された第２光信号が、互いにπ／２の位相差を形成するように位相シフト処理を行なう位相シフト部と、
   該位相シフト部における前記位相シフト処理が行なわれた前記第１光信号および前記第２光信号を合波することにより、差動４位相偏移変調光を出力する合波部と、をそなえ、
   該第１変調器および該第２変調器において互いにデューティ比が異なる駆動信号を印加することによって、該合波部から出力される差動４位相偏移変調光の平均光出力パワーが、該合波部で合波された後の前記第１光信号の成分および前記第２光信号の成分の位相差に応じて変動するように構成され、
   かつ、該合波部から出力される差動４位相偏移変調光の平均光出力パワーをモニタするパワーモニタと、
   該パワーモニタでモニタされた前記平均光出力パワーに基づいて、該位相シフト部での位相シフト量をフィードバック制御する位相シフト制御部と、をそなえたことを特徴とする、差動４位相偏移変調器。
2. 該位相シフト部が、前記第１光信号および前記第２光信号のうちの少なくとも一方に位相制御用のバイアス電圧信号を供給することにより前記位相差を形成させるように構成され、
   該位相シフト制御部が、
   低周波信号を生成する低周波信号生成部と、
   該位相シフト部での前記位相シフト処理を行なうための位相制御電圧信号を設定するとともに、該低周波信号生成部で生成される前記低周波信号を前記位相制御電圧信号に重畳して、該バイアス電圧信号として該位相シフト部に供給するバイアス供給部と、
   該パワーモニタでモニタされた前記平均光出力パワーに含まれる、前記バイアス信号における前記低周波信号に由来する周波数成分を抽出する周波数成分抽出部と、
   該周波数成分抽出部にて抽出された周波数成分に基づいて、該バイアス供給部で設定される前記位相制御電圧信号を制御するバイアス制御部と、をそなえたことを特徴とする、請求項１記載の差動４位相偏移変調器。
3. 前記平均光出力パワーに含まれる前記低周波信号に由来する周波数成分である当該低周波信号の周波数成分が、前記第１光信号および前記第２光信号の位相差がπ／２に近づくに従って増大するように、該第１変調器および該第２変調器における各駆動信号のデューティ比が設定され、
   該周波数成分抽出部が、前記バイアス信号における前記低周波信号に由来する周波数成分として、前記低周波信号の周波数成分を抽出するように構成され、
   該位相制御電圧制御部が、該周波数成分抽出部にて抽出される前記低周波信号成分の周波数成分が最大となるように前期位相制御電圧信号を制御すべく構成されたことを特徴とする、請求項２記載の差動４位相偏移変調器。
4. 前記平均光出力パワーに含まれる前記低周波信号に由来する周波数成分である当該低周波信号の２倍の周波数成分が、前記第１光信号および前記第２光信号の位相差がπ／２に近づくに従って減少するように、該第１変調器および該第２変調器における各駆動信号のデューティ比が設定され、
   該周波数成分抽出部が、前記バイアス信号における前記低周波信号に由来する周波数成分として、前記低周波信号の２倍の周波数成分を抽出するように構成され、
   該位相制御電圧制御部が、該周波数成分抽出部にて抽出される前記低周波信号成分の２倍の周波数成分が最小となるように前期位相制御電圧信号を制御すべく構成されたことを特徴とする、請求項２記載の差動４位相偏移変調器。
5. 該第１変調器および該第２変調器に対して連続光を供給する連続光供給部をそなえるとともに、
   該第１および第２変調器は、それぞれ該連続光供給部からの連続光を該入力光として前記差動位相変調を行なうことにより、前記第１および第２光信号を出力するように構成されたことを特徴とする、請求項１記載の差動４位相偏移変調器。
6. 該第１変調器は、前記第１駆動信号を出力する第１駆動信号出力部とともに、該第１駆動信号出力部からの前記第１駆動信号を印加することにより、前記入力光について差動位相偏移変調を行なう第１位相変調部をそなえ、
   該第２変調器は、前記第２駆動信号を出力する第２駆動信号出力部とともに、該第１駆動信号出力部からの前記第２駆動信号を印加することにより、前記入力光について差動位相偏移変調を行なう第２位相変調部をそなえたことを特徴とする、請求項１記載の差動４位相偏移変調器。
7. 該第１駆動信号出力部は、第１参照値を設定する第１参照値設定部とともに、前記第１データに基づく信号成分を、該第１参照値を中心に切り出して差動増幅を行なうことにより、前記第１駆動信号を差動信号として出力する第１差動増幅器をそなえ、
   該第２駆動信号出力部は、第２参照値を設定する第２参照値設定部とともに、前記第２データに基づく信号成分を、該第２参照値を中心に切り出して差動増幅を行なうことにより、前記第２駆動信号を差動信号として出力する第２差動増幅器をそなえ、
   該第１参照値設定部および該第２参照値設定部は、前記の第１参照値および第２参照値をそれぞれ互いに異なるように設定することを特徴とする、請求項６記載の差動４位相偏移変調器。
8. 該第１参照値設定部は、該第１差動増幅器から出力される第１駆動信号の平均値を計算する第１平均値回路とともに、該第１平均値回路での計算結果に基づいて該第１駆動信号が所定のデューティ比に安定するように該第１参照値を設定制御する第１制御回路をそなえ、
   該第２参照値設定部は、該第２差動増幅器から出力される第２駆動信号の平均値を計算する第２平均値回路とともに、該第２平均値回路での計算結果に基づいて該第２駆動信号が該第１駆動信号とは異なる所定のデューティ比に安定するように該第２参照値を設定制御する第２制御回路をそなえたことを特徴とする、請求項７記載の差動４位相偏移変調器。
9. 該パワーモニタは、前記第１データまたは前記第２データのビットレートよりも応答速度が十分低速な光電変換素子をそなえて構成されたことを特徴とする、請求項１記載の差動４位相偏移変調器。
10. 第１駆動信号を印加することにより、入力光が差動位相偏移変調された第１光信号を出力しうる第１変調器と、第２駆動信号を印加することにより、入力光が差動位相偏移変調された第２光信号を出力しうる第２変調器と、前記第１光信号および前記第２光信号がπ／２の位相差を形成するように位相シフト処理を行なう位相シフト部と、該位相シフト部における前記位相シフト処理が行なわれた前記第１光信号および前記第２光信号を合波することにより、差動４位相偏移変調光を出力する合波部と、をそなえてなる差動４位相偏移変調器の位相シフト量制御方法であって、
    該第１変調器および該第２変調器において互いにデューティ比が異なる駆動信号を印加することによって、該合波部から出力される差動４位相偏移変調光の平均光出力パワーを、該位相シフト処理によって形成される前記第１光信号および前記第２光信号の位相差に応じて変動せしめ、
    該合波部から出力される差動４位相偏移変調光の平均光出力パワーをモニタし、
    該モニタされた前記平均光出力パワーに基づいて、該位相シフト部での位相シフト量をフィードバック制御することを特徴とする、差動４位相偏移変調器の位相シフト量制御方法。

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