CN102804033B - 光调制器 - Google Patents

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Abstract

本发明提供实质上损失低且调制后的光信号的强度衰减小的光调制器。光调制器具备：1×2RZ脉冲化器，在由1×2耦合器和2×2耦合器夹住的2根支路波导路中具备调制用光移相器；2个干涉计型调制器，与所述2×2耦合器的2输出的各个连接；以及2×1耦合器，使所述干涉计型调制器的各个的输出合流。

Description

光调制器
技术领域
本发明涉及光调制器，更详细而言涉及包括QPSK调制器或者DQPSK调制器和RZ脉冲化器的光调制器。
背景技术
光调制器是用于通过光通信网等将电信号变换为光信号的重要的设备。在光调制的方法中，有使光源的发光直接明灭的方法、使透射光的介质的透射率变化的方法、通过控制光干涉计中的光相位而使干涉输出变化的方法等几个方法。其中，利用光干涉计的方法具有所调制的光信号输出不包含不需要的频谱扩展这样的特征。特别，在由于残留分散而时间波形扩展成为问题的长距离传送路径、多个波长通道中高密度地传送的波长复用传送中，作为主流的调制方法，使用利用光干涉计的方法。实用上提供的光干涉计型调制器是在具有大的电气光学效果的铌酸锂(LiNbO3：LN)基板上，使用通过钛扩散形成的光波导路(LN波导路)而形成的。通过对配置于波导路附近的电极施加电信号电压来进行光相位控制。
在针对每个波长通道直至10Gbps左右的传送速度下，使用利用光强度的ON/OFF2值的调制信号。在以前的高速传送中，为了用1个码元高效率地传送多个信息，使用与光信号的振幅一起还利用了相位信息的多值调制信号、利用偏振波对信号进行复用的偏振波复用信号。在40Gbps传送中，4值、即能够用1个码元传送2比特的信息的差动4相相位调制(Differential Quadrature Phase-Shift Keying：DQPSK调制)方式已经得到了实用化。今后，在期待实用化的100Gbps级传送中，还并用了偏振波复用方式的偏振波复用QPSK调制方式被研究为有力候补之一。另外，在QPSK调制中，对各码元的相位值分配符号，相对于此，在DQPSK调制中，对与前一个码元的相对相位变化值分配符号。在调制为4相的光相位的信号这样的观点中，两者相同，且作为调制器的结构以及物理的调制方法没有变化。
图1示出以往的光调制器的结构。在上述那样的高速传送信号中，根据传送中的非线性的抑制、码元间迁移中的啁啾(chirp)的抑制这样的观点，经常使用使各码元的强度波形孤立/统一化的RZ(ReturnTo Zero，归零)脉冲化。如图1所示，在以往的光调制器100中，DQPSK调制器110和RZ脉冲化器120通过偏振波保持光纤132连接。
DQPSK调制器110是在由1×2耦合器111和2×1耦合器112夹住的2根支路波导路的各个中，插入有Ich用MZI调制器113和Qch用MZI调制器114的成套构造的调制器(巢MZI调制器)。在2根支路波导路的至少一方中，插入有π/2光移相器(可变移相器)115。Ich用MZI调制器113和Qch用MZI调制器114是在由1×2耦合器和2×1耦合器夹住的2根支路波导路的各个中具备调制用光移相器的通常的单一马赫曾德尔干涉计型调制器。用数据信号(DataI信号)来驱动Ich用MZI调制器113的调制用光移相器，用数据信号(DataQ信号)来驱动Qch用MZI调制器114的调制用光移相器。
RZ脉冲化器120是在由1×2耦合器121和2×1耦合器122夹住的2根支路波导路的各个中具备调制用光移相器123、124的通常的单一马赫曾德尔干涉计型调制器(MZI调制器)。用时钟信号(CLK信号)来驱动该调制用光移相器123、124。
从与DQPSK调制器110连接的输入光纤131，输入连续(CW)光，从与RZ脉冲化器120连接的输出光纤133，输出RZ脉冲化DQPSK信号(RZ-DQPSK信号)。
参照图2A-D，说明马赫曾德尔干涉计型调制器的动作原理。对于调制器，假设了使用了Z切割基板的LN调制器，但即使在使用了X切割基板的调制器中，也成为基本上同样的动作。图2A所示的MZI调制器在由1×2耦合器151和2×1耦合器152夹住的2根支路波导路的各个中具备调制用光移相器153、154。在使用了Z切割基板的情况下，将驱动电信号Vdrv，输入调制用光移相器153而成为+Vdrv/2以及输入调制用光移相器154而成为-Vdrv/2，进行所谓推挽驱动。另外，在使用X切割基板的情况下，在2根支路波导路之间配置驱动电极。如果施加驱动电信号，则对上下的调制用光移相器，分别施加逆向的电场，所以自动地推挽驱动。
所输入的CW光在通过1×2耦合器151而二分路之后，在2根支路波导路的调制用光移相器153、154中分别接受相位调制，并在2×1耦合器152中再次合流。此时，输出信号光的电场相位如图2B那样变化。经由调制用光移相器153的光接受正方向的相位调制，所以电场矢量描绘逆时针(×→○→●)的轨迹(2-1)。经由调制用光移相器154的光接受负方向的相位调制，所以电场矢量描绘顺时针的轨迹(×→○→●)(2-2)。两个电场的矢量合成成为输出信号光的电场矢量，所以输出信号光的轨迹描绘实轴上的直线轨迹(2-3)。
此处，如图2C所示，如果以使支路波导路间的相位差发生2π变化的方式用Data信号进行驱动，则输出光的相位被调制为相位0和π。单体的MZI调制器的信号光强度不变化，而作为相位2值的相位调制器动作。
图3示出以往的光调制器中的光信号的强度波形和电场相位。如果对图1所示的光调制器100输入CW光(1-1)，则通过1×2耦合器111分路(1-2、1-3)，而输入到Ich用MZI调制器113和Qch用MZI调制器114。如图2C所示，通过Ich用MZI调制器113和Qch用MZI调制器114，输出相位2值的调制信号光(1-4、1-5)。另外，在该图中，为简化，使Ich和Qch成为相同的调制图案“100...”，但在实际的调制中，不限于相同。使Ich侧和Qch侧的光程差成为四分之一波长而以90°的相位差(1-6)合成各调制信号。其结果，对于光信号输出，如(1-7)所示，能够得到调制为相位4值的QPSK信号光。另外，在利用巢MZI调制器的QPSK调制中，由于90°相位差合成而原理上产生3dB的损失。
另一方面，如图2D所示，如果以使支路波导路间的相位差发生π变化的方式用CLK信号来驱动，则输出光的相位不变化。单体的MZI调制器作为生成信号光强度波形对齐的孤立脉冲的脉冲化器而动作。因此，如果应用于图1所示的光调制器100的RZ脉冲化器120，则如图3的(1-8)所示，能够原样地确保DQPSK调制后的信号光的光相位信息，而使各码元形成为相同的强度波形的孤立脉冲。另外，在RZ脉冲化中，以削减光波形的方式衰减而形成波形，所以削减的量成为原理损失。在波形形成为占空比50％的RZ脉冲的情况下，产生3dB的原理损失。
在LN波导路中，存在如果长时间施加电压，则由于充电等而波导路的折射率偏移而干涉条件偏移的被称为“DC漂移”的现象。另外，存在根据环境温度而也使折射率偏移的被称为“温度漂移”的现象。对于这样的干涉条件的偏移，在成套构造的子侧的MZI调制器(图1的Ich用MZI调制器113和Qch用MZI调制器114)、RZ脉冲化器等MZI调制器中，成为调制动作点的偏移而出现，在巢MZI调制器的父侧的MZI中，成为Ich/Qch光信号的相对相位的正交度的偏移、即从相位差90°的偏移而出现。这些偏移都导致光信号质量劣化而不优选，所以需要通过适合的监视单元探测偏移量来进行补偿/调整。
在MZI调制器的调制动作点的偏移的补偿中，通过将使被称为偏置T(Bias-T)的高频信号分量和直流偏置分量合成的电气电路插入到高频输入的前级，并对调制信号施加偏置电压，来进行补偿。或者，通过与高频电极独立地设置对调制动作点进行补偿/调整的专用的偏置电极并施加偏置电压，来进行补偿。
对于父侧的MZI中的90°相位调整，通过如图1那样使用父侧的MZI中配置的可变移相器115，调整Ich/Qch光信号的相对相位来进行调整。
对于调制动作点的偏移、以及正交度的偏移的监视，通常通过在各调制器的输出中设置用光抽头等分路的监视输出并监视光输出来进行监视。具体而言，DQPSK调制器110中的监视器设置于2×1耦合器112之后，RZ脉冲化器120中的监视器设置于2×1耦合器122之后。
但是，在RZ脉冲化中，如上所述信号光通过多级地连接的MZI调制器，所以插入损失增加，由于RZ脉冲化而产生约3dB的原理损失。因此，存在调制后的光信号的强度大幅衰减这样的问题。
发明内容
本发明的目的在于提供一种实质上损失低且调制后的光信号的强度衰减小的光调制器。
为了达成这样的目的，本发明的一个实施方式提供一种光调制器，其特征在于具备：1×2RZ脉冲化器，在由1×2耦合器和2×2耦合器夹住的2根支路波导路中具备调制用光移相器；2个干涉计型调制器，与所述2×2耦合器的2个输出的各个连接；以及2×1耦合器，使所述干涉计型调制器的各自的输出合流。
驱动所述1×2RZ脉冲化器的脉冲化信号是驱动波形f(t)满足f(t-CLK/2)＝-f(t)的关系，并且振幅为Vπ且重复周期CLK的脉冲化信号。
驱动所述1×2RZ脉冲化器的脉冲化信号是在设为F(t)＝Abs{f(t)-Vπ/2}-Vπ/2、或者F(t)＝Abs{f(t)+Vπ/2}-Vπ/2时，驱动波形f(t)满足F(t-CLK/2)＝-F(t)，并且振幅为2Vπ且重复周期CLK的脉冲化信号。
所述干涉计型调制器是在由所述1×2RZ脉冲化器的2×2耦合器的输出和合流耦合器夹住的2根支路波导路中具备调制用光移相器的数据调制器，具备：π/2光移相器，使来自每一个所述干涉计型调制器的输出信号的相对光相位成为90°。
所述干涉计型调制器在由所述1×2RZ脉冲化器的2×2耦合器的输出和偏振波合成器夹住的2根支路波导路中具备马赫曾德尔干涉计型调制器，该马赫曾德尔干涉计型调制器是在由分路耦合器和合流耦合器夹住的2根支路波导路中具备调制用光移相器的数据调制器，具备TE/TM偏振变换器和偏振波合成器。
如以上说明，根据本发明，通过使RZ脉冲化器成为1输入2输出结构，能够得到避免与脉冲化相伴的原理损失的调制器。
另外，使RZ脉冲化器的驱动波形成为上下对称的驱动波形(式1)，以振幅Vπ进行驱动，所以1×2RZ脉冲化器的2输出的波形变得相同，能够得到良好的调制信号。进而，如果将该驱动波形整形为正弦波，则还能够将所输出的调制信号的频谱扩展抑制为最小限。
另外，在以振幅2Vπ驱动RZ脉冲化器的驱动波形的情况下，如果满足(式2、3)，则1×2RZ脉冲化器的2输出的波形变得相同，而能够得到良好的调制信号。进而，如果使驱动波形成为将振幅中心设为+Vπ/2或者-Vπ/2的三角波，则能够将所输出的调制信号的频谱扩展抑制为最小限。
通过使干涉计型调制器成为Ich用MZI调制器以及Qch用MZI调制器并具备π/2光移相器，能够得到能够避免与脉冲化相伴的原理损失的RZ-DQPSK调制器。
通过使干涉计型调制器成为X偏振波用QPSK调制器以及Y偏振波用QPSK调制器并分别包括Ich用MZI调制器以及Qch用MZI调制器而构成巢MZI调制器，能够得到RZ-偏振波复用QPSK调制器。
在延迟电路中，以消除波导路的折射率温度依赖性的方式，将折射率温度依赖性为逆符号的物质插入波导电路中，而能够得到延迟电路的相位差的温度依赖性小的调制器。
附图说明
图1是示出以往的光调制器的结构的图。
图2A是用于说明马赫曾德尔干涉计型调制器的动作原理的图。
图2B是用于说明马赫曾德尔干涉计型调制器的动作原理的图。
图2C是用于说明马赫曾德尔干涉计型调制器的动作原理的图。
图2D是用于说明马赫曾德尔干涉计型调制器的动作原理的图。
图3是示出以往的光调制器中的光信号的强度波形和电场相位的图。
图4是示出本发明的第1实施方式的带RZ脉冲化器的DQPSK调制器的结构的图。
图5A是用于说明Vπ驱动的1×2RZ脉冲化器的动作原理的图。
图5B是用于说明Vπ驱动的1×2RZ脉冲化器的动作原理的图。
图5C是用于说明Vπ驱动的1×2RZ脉冲化器的动作原理的图。
图6是示出本发明的第1实施方式的光调制器中的光信号的强度波形和电场相位的图。
图7A是用于说明2Vπ驱动的1×2RZ脉冲化器的动作原理的图。
图7B是用于说明2Vπ驱动的1×2RZ脉冲化器的动作原理的图。
图7C是用于说明2Vπ驱动的1×2RZ脉冲化器的动作原理的图。
图8是示出2Vπ驱动的光调制器中的光信号的强度波形和电场相位的图。
图9是示出本发明的第2实施方式的带RZ脉冲化器的偏振波复用QPSK调制器的结构的图。
图10是示出本发明的第2实施方式的光调制器中的光信号的强度波形和电场相位的图。
图11是示出本发明的第3实施方式的带RZ脉冲化器的偏振波复用QPSK调制器的结构的图。
图12是示出本发明的第3实施方式的光调制器中的光信号的强度波形和电场相位的图。
图13是示出实施例1的带RZ脉冲化器的DQPSK调制器的结构的图。
图14A是实施例1的热光学移相器的剖面图。
图14B是实施例1的延迟电路的剖面图。
图14C是实施例1的调制器阵列的剖面图。
图15是示出实施例2的带RZ脉冲化器的偏振波复用QPSK调制器的结构的图。
图16A是实施例2的偏振波合成器的剖面图。
图16B是实施例2的偏振波旋转器的剖面图。
图16C是实施例2的调制器阵列的剖面图。
图17A是用于说明调整2×1RZ脉冲化器的偏置点的方法的图。
图17B是用于说明调整2×1RZ脉冲化器的偏置点的方法的图。
图17C是用于说明调整2×1RZ脉冲化器的偏置点的方法的图。
具体实施方式
以下，参照附图，详细说明本发明的实施方式。
(第1实施方式：带RZ脉冲化器的DQPSK调制器：Vπ驱动)
图4示出本申请发明的第1实施方式的带RZ脉冲化器的DQPSK调制器的结构。光调制器200具备：1×2RZ脉冲化器220，在由1×2耦合器221和2×2耦合器222夹住的2根支路波导路中具备调制用光移相器223、224；延迟电路240，在1×2RZ脉冲化器220的2输出的某一方(在图4中Qch侧)中，插入与调制码元速率的一半相当的延迟；以及DQPSK调制器。
DQPSK调制器具备在由1×2耦合器和2×1耦合器夹住的2根支路波导路中具备调制用光移相器的作为数据调制器的Ich用调制器213和Qch用调制器214、以及使来自2个数据调制器的输出合流的2×1耦合器212。Ich用调制器213和Qch用调制器214的各个的输入经由延迟电路240而与1×2RZ脉冲化器220的2输出连接。在Ich用调制器213和Qch用调制器214的某一方的输出中，插入了用于相对来自Ich用调制器213的输出信号使来自Qch用调制器214的输出信号的相对相位差成为90°的π/2光移相器215。另外，各个1×2耦合器、2×1耦合器也可以是使用2×2耦合器而对不需要的端口不连接主信号路径的代用结构。
如果与对DQPSK调制器单纯地连接了RZ脉冲化器的以往的光调制器100比较，则在第1实施方式的光调制器200中，RZ脉冲化器的输出侧2×1耦合器成为2×2耦合器而兼作DQPSK调制器的输入侧的1×2耦合器、以及在DQPSK调制器的支路波导路的一方中具备延迟电路的点中大幅不同。
说明第1实施方式的光调制器的动作。最初，说明1×2RZ脉冲化器220的动作。驱动调制用光移相器223、224的RZ脉冲信号成为以Vπ的振幅输入了CLK信号的(Vπ驱动)。所输入的CW光在1×2耦合器221中被二分路之后，在调制用光移相器223、224中分别接受相位调制，在2×2耦合器222中结合而进行干涉动作。
参照图5A-C，说明Vπ驱动的1×2RZ脉冲化器的动作原理。1×2RZ脉冲化器220的输出信号光的电场相位如图5A、5B那样变化。图5A示出2×2耦合器222的一方的输出端口(图4的上侧)，图5B示出2×2耦合器222的另一方的输出端口(图4的下侧)。经由调制用光移相器223的光接受正方向的相位调制，所以其电场矢量描绘逆时针(●→×→○)的轨迹(3-11)。经由调制用光移相器224的光接受负方向的相位调制，所以电场矢量描绘顺时针(●→×→○)的轨迹(3-12)。在2×2光耦合器222中，相对条状路径，交叉路径的信号光具有90°的相位差，所以相对下侧的输出端口的信号光，上侧的输出端口的信号光如图所示，在偏移了90°的位置描绘轨迹。
两者的电场的矢量合成成为输出信号光的电场矢量，所以输出信号光的轨迹描绘实轴上的直线轨迹(3-2、3-3)。因此，在以振幅Vπ的CLK信号进行了驱动的情况下，从各输出端口，在各码元中光相位以及强度波形同样地反复而输出光脉冲。如图5C所示，轨迹的运动方向的相位在上侧的输出端口和下侧的输出端口中相逆。因此，在上侧的输出端口成为最大输出时，下侧的输出端口成为最小输出，在上侧的输出端口成为最小输出时，下侧的输出端口成为最小输出。从上侧的输出端口输出的光脉冲和从下侧的输出端口输出的光脉冲的输出定时出现半时钟量、即调制码元速率的半码元量的偏移。
这样，1×2RZ脉冲化器220与作为通过RZ脉冲信号而切换的光开关动作等价。所输入的CW光输出到上侧的输出端口和下侧的输出端口中的某一个，在合计观察时，在1×2RZ脉冲化器220中，不产生原理损失。
图6示出第1实施方式的光调制器中的光信号的强度波形和电场相位。如果对图4所示的光调制器200输入CW光(3-1)，则如图5的说明，在偏移了调制码元速率的半码元量的定时，输出光脉冲(3-2、3-3)。对于1×2RZ脉冲化器220的输出信号光通过延迟电路240，一方的输出信号光相对另一方的输出信号光接受相当于半码元量的延迟，在两者对齐的定时输出(3-4、3-5)。
与以往的DQPSK调制器同样地，在Ich用MZI调制器213、Qch用MZI调制器214中，分别用相位2值调制之后(3-6、3-7)，使Ich侧和Qch侧的光程差成为四分之一波长，以90°的相位差(3-8)使各调制信号合成。其结果，对于光信号输出，能够得到如(3-9)所示被调制为相位4值，并且各码元形成为孤立脉冲的RZ-DQPSK信号光。
如果比较使用了以往的光调制器100的信号波形、图3的(1-8)、和利用第1实施方式的光调制器200的信号波形、图6的(3-9)，则可知本实施方式的信号光的强度成为以往的2倍，信号光强度的衰减小。其中，通过如上所述，使RZ脉冲化器220成为1输入2输出的结构，避免了与脉冲化相伴的原理损失。
在第1实施方式中，延迟电路220配置于数据调制器(Ich用调制器213/Qch用调制器214)之前。也可以切换延迟电路220和数据调制器的顺序，而使向Qch用调制器214的信号定时(DataQ信号)相对向Ich用调制器213的信号定时(DataI信号)提前半码元量。具体而言，如果在供给DataI信号的电路中，插入半码元量的电气延迟电路，则能够得到同样的结果。
延迟电路240是半码元量的延迟长，但从1×2RZ脉冲化器220输出的光信号是码元速率的反复光脉冲。因此，延迟长是1.5码元量、或者(k+0.5)码元量(此处k是整数)、即端数为0.5码元量的延迟长即可。但是，如果k的绝对值成为相当大的数字，则在码元速率相对设计延迟长偏移了的情况下，码元的偏移大幅变化，端数大幅偏离0.5码元的延迟，所以基本上k的绝对值优选为小的值。
另外，在RZ脉冲信号中，为了使1×2RZ脉冲化器220的上侧的输出端口和下侧的输出端口的信号光的孤立波形成为相同的波形，优选上下对称的驱动波形。具体而言，相对CLK信号的半时钟量的周期，优选驱动波形f(t)为满足以下关系的驱动波形。
f(t-CLK/2)＝-f(t)
进而，根据所输出的光信号的频谱扩展防止的观点，驱动波形相比于方形波而更优选为正弦波。因此，在RZ脉冲信号中，相比于单纯地使用CLK信号，更优选使用通过电气带通滤波器或者电气低通滤波器而使波形整形为上下对称的正弦波的时钟信号。
此处，叙述调制动作点的偏移、以及正交度的偏移的监视方法。在本申请实施方式的调制器结构中，在DQPSK调制器中嵌入了RZ脉冲化器，所以在监视输出的配置中需要研究。
首先，最简单的方法是在图4所示的(3-2)或者(3-3)的部位，设置用于RZ脉冲化器220的监视器，在(3-9)的部位、即2×1耦合器212之后，设置用于DQPSK调制器的监视器的方法。RZ脉冲化器220成为2输出，但在仅观察一方的输出端口的情况下，基本上与以往的RZ脉冲化器同样地动作。因此，通过监视某一方的输出端口，能够原样地使用以往的调整方法。DQPSK调制器在输出无原理损失的信号光的点中与以往不同，但关于监视器，能够通过(3-9)的部位的监视器，而原样地使用以往的调整方法。
(第1实施方式：带RZ脉冲化器的DQPSK调制器：2Vπ驱动)
接下来，在第1实施方式的光调制器200中，说明作为RZ脉冲信号，使用了对CLK信号进行分频(CLK/2)并设为2Vπ的振幅输入的信号的情况(2Vπ驱动)。这样，通过2Vπ振幅的CLK/2信号来进行RZ脉冲化的方法被称为载波抑制RZ脉冲化(CSRZ化)。一般，如果进行RZ脉冲化，则信号频谱扩展为进行RZ脉冲化之前的约2倍，但在CSRZ脉冲化的情况下，能够将频谱扩展抑制为1.5倍左右。因此，在要提高频率利用效率的情况下，优选使用。
参照图7A-C，说明2Vπ驱动的1×2RZ脉冲化器的动作原理。在进行2Vπ驱动的情况下，图4的1×2RZ脉冲化器220的输出信号光的电场相位如图7A、B那样变化。图7A示出2×2耦合器222的一方的输出端口(图4的上侧)，图7B示出2×2耦合器222的另一方的输出端口(图4的下侧)。1×2RZ脉冲化器220本身的结构相同，所以与驱动相伴的电场矢量的运动与Vπ驱动时相同，上侧的输出端口的信号光相对下侧的输出端口的信号光的相位偏移90°的情况也与Vπ驱动时相同。虽然输出信号光的轨迹描绘实轴上的直线轨迹的点也相同，但驱动脉冲的驱动范围成为2倍，并且，脉冲周期成为2倍，所以输出波形的样子(3-2、3-3)与Vπ驱动时稍微不同。
具体而言，如图7C所示，在使驱动信号的振幅中心成为+Vπ/2的情况下，1×2RZ脉冲化器220的上侧输出端口的信号光的轨迹在实轴上从正向负移动。因此，通过CLK/2信号的一周期的驱动，输出2个孤立脉冲，并且，该2个孤立脉冲的光相位相差π。如果仅观察强度波形，则与图5C所示的Vπ驱动时(在CLK信号的一周期中1个孤立脉冲)不同。但是，如果还观察光相位，则在2Vπ驱动时，针对每个码元，相位反转，而与Vπ驱动时大幅不同。
另一方面，下侧输出端口的信号光的轨迹仅在实轴上的正范围内运动，而在CLK/2信号的一周期中往返2次，所以与Vπ驱动时同样地，在所有码元中得到同一相位的光信号输出。另外，从上侧的输出端口输出的光脉冲和从下侧的输出端口输出的光脉冲的输出定时与Vπ驱动同样地偏移半码元量。
因此，在2Vπ驱动的情况下，在DQPSK调制器的Ich用调制器213中，针对每个码元输入相位反转了的脉冲，所以需要对驱动调制用光移相器的DataI信号，实施针对每个码元使比特反转的预编码处理。
另外，如果在RZ脉冲信号中使用正弦波的CLK/2信号，则来自上侧输出端口的光脉冲波形和来自下侧输出端口的光脉冲波形成为不同的形状。在该情况下，在图7C中考虑时，驱动波形成为从●点瞬间转移到×点的波形。因此，来自上侧输出端口的光脉冲波形成为占空比大的波形、即仅在脉冲宽宽的○点时光强度成为零的波形。另一方面，来自下侧输出端口的光脉冲波形成为占空比小的波形、即除了脉冲宽窄的○点时以外光强度几乎成为零的波形。如果详细计算，则该占空比在来自上侧输出端口的光脉冲中成为约67％、在来自下侧输出端口的光脉冲中成为约33％。这样，仅在Vπ驱动时的推荐条件(上下对称的驱动波形)下，得不到良好的动作。
如果考虑图7C的电气驱动信号与光输出信号的关系，则为了使1×2RZ脉冲化器220的上侧的输出端口和下侧的输出端口的信号光的光脉冲波形成为相同的波形，驱动波形f(t)优选为
在设为F(t)＝Abs{f(t)-Vπ/2}-Vπ/2时，
F(t-CLK/2)＝-F(t)成立那样的波形。
进而，根据防止频谱扩展的观点，为了使光脉冲波形成为正弦波形状，驱动波形优选为使振幅中心成为+Vπ/2的三角波。另外，在图7中，将这样的三角波用作驱动信号而图示了各波形。
图8示出2Vπ驱动的光调制器中的光信号的强度波形和电场相位。如上所述，对DQPSK调制器的Ich用调制器213，输入针对每个码元使相位反转的脉冲。因此，与Vπ驱动时不同的点为，对驱动调制用光移相器的DataI信号，实施针对每个码元使比特反转的预编码处理而动作的点。
1×2RZ脉冲化器220的输出信号光(3-2、3-3)通过延迟电路240成为光脉冲的定时对齐的波形(3-4、3-5)。对于Ich用MZI调制器213的驱动信号DataI信号，通过预编码处理针对每个码元使比特反转而输入，所以例如，在原来的数据图案是“100...”的情况下，作为“001...”输入。因此，对于以光相位“π0π...”(3-4)输入到Ich用MZI调制器213的光信号，以光相位“π00...”(3-6)输出。在Qch用MZI调制器214中，不进行预编码处理而调制(3-7)。之后，使Ich侧和Qch侧的光程差成为四分之一波长而以90°的相位差(3-8)使各调制信号合成。其结果，对于光信号输出，能够得到如(3-9)所示被调制为相位4值，并且各码元形成为孤立脉冲的RZ-DQPSK信号光。
这样，在2Vπ驱动方法中，如果比较使用了以往的光调制器100的信号波形、图3的(1-8)、和利用第1实施方式的光调制器200的信号波形、图8的(3-9)，则可知本实施方式的信号光的强度成为以往的2倍，信号光强度的衰减小。这是因为通过如上所述使RZ脉冲化器220成为1输入2输出的结构，而避免了与脉冲化相伴的原理损失。
另外，在使驱动信号的振幅中心成为-Vπ/2的情况下，如从图7C可知，切换来自1×2RZ脉冲化器220的上侧端口的输出和来自下侧端口的输出的波形，从上侧端口在所有码元中输出同一相位的信号光，从下侧端口输出针对每个码元使相位反转的信号光。因此，在图4中，对Qch用调制器214的DataQ信号，实施针对每个码元使比特反转的预编码处理。
(第2实施方式：带RZ脉冲化器的偏振波复用QPSK调制器)
图9示出本发明的第2实施方式的带RZ脉冲化器的偏振波复用QPSK调制器的结构。光调制器300在前级具备与第1实施方式的光调制器200相同结构的1×2RZ脉冲化器320、和延迟电路340，在后级具备偏振波复用QPSK调制器。
偏振波复用QPSK调制器具备X偏振波用QPSK调制器310X、Y偏振波用QPSK调制器310Y、与X偏振波用QPSK调制器310X的输出连接并将TM偏振变换为TE偏振波的偏振波旋转器341、以及使X偏振波用QPSK调制器310X的光输出和偏振波旋转器341的光输出合成的偏振波合成器343。此处，X偏振波/Y偏振波是指偏振波合成器的输出中的偏振波方向。
X偏振波用QPSK调制器310X和Y偏振波用QPSK调制器310Y的各个具备在由1×2耦合器31IX、Y和2×1耦合器312X、被Y夹住的2根支路波导路中具备调制用光移相器的作为数据调制器的Ich用调制器313X、Y和Qch用调制器314X、Y、以及使来自2个数据调制器的输出合流的2×1耦合器312X、Y。在2根支路波导路的至少一方中，插入了用于相对来自Ich用调制器313X、Y的输出信号使来自Qch用调制器314X、Y的输出信号的相对相位差成为90°的π/2光移相器315X、Y。
图10示出第2实施方式的光调制器中的光信号的强度波形和电场相位。设为在光调制器300中，使用Z切割基板，在1×2RZ脉冲化器320中，通过上述Vπ驱动动作。从图9所示的光调制器300的输入(4-1)至延迟电路340的输出(4-4、4-5)为止的波形与第1实施方式的图6的(3-1)～(3-5)相同。在延迟电路340的输出中，在相同的定时，输出码元速率下的反复脉冲。
与该反复脉冲同步地，在X偏振波用QPSK调制器310X、Y偏振波用QPSK调制器310Y的各个中，进行QPSK调制，输出调制为相位4值的QPSK信号光(4-6、4-7)。在Z切割基板中，用TM偏振光来进行调制，所以此前用TM偏振光传输。从X偏振波用QPSK调制器310X输出的信号光也是TM偏振光，但通过偏振波旋转器341变换为TE偏振光(4-8)。然后，从Y偏振波用QPSK调制器310Y输出的TM偏振光的信号光(4-7)和从偏振波旋转器341输出的TE偏振光的信号光(4-8)通过偏振波合成器343成为被偏振波复用的信号光(4-9)。由于对在相同的脉冲定时对各偏振波的信号光进行偏振波复用，所以将这样的偏振波复用信号特别称为比特对准偏振波复用。
在第2实施方式中，也通过使RZ脉冲化器320成为1输入2输出的结构，能够避免与脉冲化相伴的原理损失，如果以合成X偏振波(TE偏振波)和Y偏振波(TM偏振波)而得到的偏振波复用信号来观察，则可知整体的信号光强度的平均值与第1实施方式相同。
另外，偏振波合成器343还能够用单纯的光耦合器来代替，但在该情况下，产生3dB的原理损失的点成为缺点。另外，在使用了光耦合器的情况下，在偏振波旋转器341的性能不充分时，原样地输出偏振波状态，所以产生X偏振波信号和Y偏振波信号的正交性偏离90°而劣化这样的问题。在使用了偏振波合成器343的情况下，偏振变换尚未完成的偏振波分量在偏振波合成器中消光而衰减。因此，即使偏振波旋转器的性能稍微不充分，也高精度地确保偏振波分量的正交性。因此，并非单纯的光耦合器而优选使用偏振波合成器。
另外，在第2实施方式中，使1×2RZ脉冲化器320成为2Vπ驱动的情况的相异点与第1实施方式相同。作为向RZ脉冲化器320的驱动波形，输入图7C所示那样的振幅中心+Vπ/2的三角波，对Y偏振波用QPSK调制器310Y的DataYI信号、DataYQ信号这两方实施针对每个码元使比特反转的预编码处理。在向RZ脉冲化器320的三角波驱动信号的振幅中心是-Vπ/2的情况下，对X偏振波用QPSK调制器310X的DataXI信号、DataXQ信号这两方实施预编码处理。
在第2实施方式中，使用了Z切割基板，所以偏振波旋转器341设置于X偏振波用QPSK调制器310X侧，但在使用了X切割基板的情况下，调制动作的偏振波方向成为TE偏振波，所以偏振波旋转器341设置于Y偏振波用QPSK调制器310Y侧。
关于第2实施方式，也叙述调制动作点的偏移、以及正交度的偏移的监视方法。通常，在偏振波复用QPSK调制器的情况下，针对各偏振波的每个QPSK调制器，设置监视器。因此，如果还包括RZ脉冲化器的监视器，则需要合计3个部位处的监视器。
在第2实施方式的调制器结构中，也与第1实施方式中的考虑方法同样地，通过在图9所示的(4-2)或者(4-3)的部位设置用于RZ脉冲化器320的监视器，在(4-6)的部位设置用于Y偏振波用QPSK调制器310Y的监视器，在(4-7)或者(4-8)的部位设置用于X偏振波用QPSK调制器310X的监视器，能够得到与以往同样的调整方法。
进而，在第2实施方式的调制器结构中，通过使用以下叙述的方法，能够减少监视部位。在对1×2RZ脉冲化器施加的RZ脉冲化信号的调制动作点、即偏置点的驱动电压如图17A所示偏移了的情况下，来自1×2RZ脉冲化器的输出光的光强度如图17B所示变化。这样，如果偏置点偏离适应值，则来自各输出端口的输出光的脉冲形状失真。如果观察该输出光的光强度的时间平均值，则可知如图17C所示，在最佳偏置点，上侧输出端口的时间平均值和下侧输出端口的时间平均值相同。
因此，以使(4-2)和(4-3)的部位的光强度的时间平均值成为相同的方式，调整1×2RZ脉冲化器的偏置点即可。(4-2)和(4-3)的部位的光强度的时间平均值分别与(4-6)和(4-7)或者(4-8)中的时间平均值基本上相同。因此，在(4-6)的用于Y偏振波用QPSK调制器的监视器、和(4-7)或者(4-8)的用于X偏振波用QPSK调制器的监视器中，以使光强度的时间平均值成为相同的方式，调整1×2RZ脉冲化器的偏置点即可，能够省略上述(4-2)或者(4-3)的用于RZ脉冲化器的监视器。
另外，对于(4-2)和(4-3)中的光输出值，如从图17B可知，使偏置值微小变动了的情况的变化量最大。作为其他方法，预先在1×2RZ脉冲化器的偏置值上重叠微小的抖动信号，通过抖动信号对(4-2)或者(4-3)中的光输出的变动进行锁定检测。通过根据检测结果计算光输出变化量成为最大的偏置点，能够求出最佳偏置值。(4-2)或者(4-3)中的光输出的变动分别与(4-6)和(4-7)或者(4-8)中的光输出的变动基本上相同。
因此，通过在(4-6)的用于Y偏振波用QPSK调制器的监视器、和(4-7)或者(4-8)的用于X偏振波用QPSK调制器的监视器中，进行锁定检测，能够调整1×2RZ脉冲化器的偏置点。能够省略上述(4-2)或者(4-3)的RZ脉冲化器专用的监视器。
另外，此处叙述的监视方法也能够同样地应用于上述第1实施方式。具体而言，在(3-2)或者(3-4)和(3-3)或者(3-5)中设置监视器，以使时间平均时相同的方式，调整1×2RZ脉冲化器的偏置点即可。
(第3实施方式：带RZ脉冲化器的比特交织偏振波复用QPSK调制器)
图11示出本发明的第3实施方式的带RZ脉冲化器的偏振波复用QPSK调制器的结构。与图9所示的第2实施方式的相异点在于，无延迟电路、以及在一方的QPSK调制器(在图11中，X偏振波用QPSK调制器410X)的驱动信号(DataXI信号、DataXQ信号)中插入了半码元量的电气延迟电路434a、b。
图12示出第3实施方式的光调制器中的光信号的强度波形和电场相位。光调制器400的输入(5-1)至1×2RZ脉冲化器420的输出(5-2、5-3)的波形与第1实施方式的图6的(3-1)～(3-3)相同。Y偏振波用QPSK调制器410Y的输出信号(5-4)和X偏振波用QPSK调制器410X的输出信号(5-5)偏移半码元而输出。因此，在偏移了半码元的脉冲定时，对各偏振波的信号光进行偏振波复用(5-7)。该点与在第2实施方式中得到的信号光大幅不同。特别，将这样的偏振波复用信号称为比特交织偏振波复用。
在比特交织偏振波复用中，在X偏振波的脉冲峰值下，Y偏振波的脉冲成为强度零，相逆地在Y偏振波的脉冲峰值下，X偏振波的脉冲成为强度零。因此，在接收时，即使偏振分离不充分，在脉冲位置，无对方偏振波的脉冲，所以能够抑制交叉串扰。进而，具有如果以原来的码元速率的倍的码元速率进行接收，则即使不进行偏振分离，也能够接收比特交织偏振波复用信号这样的优点。
在第3实施方式中，通过使RZ脉冲化器420成为1输入2输出的结构，也能够避免与脉冲化相伴的原理损失，如果以合成X偏振波(TE偏振波)和Y偏振波(TM偏振波)而得到的偏振波复用信号观察，则可知整体的信号光强度的平均值与第1实施方式相同。
另外，在图11中插入的半码元量的电气延迟电路434a、434b是与图9的第2实施方式比较的相对的电路。因此，以与由1×2RZ脉冲化器420生成的光脉冲列符合的方式，调整各Data信号的定时，来驱动各QPSK调制器即可。
另外，关于调制动作点的偏移、以及正交度的偏移的监视方法，可知能够同样地应用在上述第2实施方式中叙述的方法。
实施例1
(带RZ脉冲化器的DQPSK调制器)
图13示出实施例1的带RZ脉冲化器的DQPSK调制器的结构。实施例1的光调制器成为对石英系平面光波电路(PLC)基板501、502和形成了LN调制器阵列的LN基板503进行了端面连接的复合集成结构。
PLC波导路的EO效果非常小，所以无法由单体构成调制器。另一方面，是传输损失为LN波导路的十分之一以下而非常低损失的波导介质。另外，弯曲波导路的容许弯曲半径是2mm左右，具有高的设计自由度，所以如果是无源电路，则能够实现低损失且多彩的光回路。另一方面，LN波导路的传输损失、容许弯曲半径大于PLC波导路，所以不适于构成复杂的光回路。另一方面，如上所述具有高的EO效果，所以作为高速调制电路非常优良。
因此，在本实施方式所示的复杂的调制器的情况下，在分路/合流电路等无源电路部分中，使用PLC波导路，仅在调制器阵列的部分中使用LN波导路来集成，从而得到PLC波导路和LN波导路这双方的优点。另外，相比于通过LN波导路单片技术制作，能够实现更低损失且更良好的特性的调制器。结构越复杂的调制器，该优点越显著，如后述实施例2所述，在除了分路/合流电路以外还需要偏振波合成器的偏振波复用QPSK调制器中，优点更大。
在连接了输入输出光纤531、533的PLC基板501中，制作了1×2RZ脉冲化器520的1×2耦合器521、DQPSK调制器的Ich用调制器513和Qch用调制器514的各个的输出侧的2×1耦合器552I、Q、以及对Ich用调制器513的输出和Qch用调制器514的输出进行合成的2×2耦合器512。2×2耦合器512的一方的输出成为信号光输出，另一方的输出成为用于进行调制器的动作点调整的监视输出。另外，2×2耦合器是不依赖于波长的耦合器(WINC)。另外，对于输入到PLC基板501的信号光，以成为TM偏振光的方式，调整了偏振光保持输入光纤的角度。
在PLC基板502中，制作了1×2RZ脉冲化器520的2×2耦合器522、DQPSK调制器的Ich用调制器513和Qch用调制器514的各个的输入侧的1×2耦合器551I、Q、以及插入与调制码元速率的一半相当的延迟的延迟电路540。由于波导路的折射率是约1.48，所以与比特速率43Gbps、即码元速率21.5Gbaud符合地，将延迟电路540的波导路长差设为约4.7mm。
为了调整1×2RZ脉冲化器520、Ich用调制器513和Qch用调制器514的各个的调制动作点，分别在调制器的2根支路波导路中，设置了热光学移相器525a、b、555Ia、b、555Qa、b。作为用于将DQPSK调制器的Ich、Qch的信号光调整为相对相位差90°而合成的π/2光移相器动作的热光学移相器515a、b设置于延迟电路540的输出。在图4所示的第1实施方式中，在Ich用调制器513、Qch用调制器514的输出中，设置了π/2光移相器。与π/2的光相位差相当的延迟量仅为光的1/4波长，所以也可以如实施例1那样设置于Ich用调制器513、Qch用调制器514之前。
热光学移相器525、555I、555Q、515设置于2根支路波导路的各个。其原因为，热光学移相器通过后述加热控制仅在使相位延迟的方向上动作，所以为了作为调整器在正负两方上进行调整，设置于两方的支路波导路。另外，虽然也能够仅在一方的支路波导路中设置，但在该情况下，使相位调整并非-π～π而成为0～2π来进行调整动作，所以用于加热调整的功耗平均变大。
图14A示出热光学移相器515的剖面图。热光学移相器由在硅基板601上的波导路包层602上设置的薄膜加热器604构成。局部地控制波导路芯603的温度，通过热光学效果使薄膜加热器604正下的光波导路的折射率变化，来控制波导光的相位。
在实施例1中，在一方的PLC基板502中设置了所有热光学移相器，所以具有仅在单方的PLC基板中进行散热设计这样的优点。设置于无光纤连接的PLC基板502的目的在于，避免由于热膨胀所致的芯片的伸缩而对光纤的应力变化。
图14B示出延迟电路540的剖面图。在延迟电路540中，在光波导路的一部分中，以横切波导路芯602的方式形成多个槽605，并填充了硅树脂606。通过这样的结构，能够避免延迟电路540的光程差由于光波导路具有的折射率的温度依赖性而变化，来自延迟电路540的输出光的相位差由于温度而大幅变化。石英系波导路的折射率温度依赖性dn/dT是1×10-5，所以在上述ΔL＝4.7mm的延迟长中，针对ΔT＝30℃的温度变动，根据下式计算相位变化量
[数1]
Δφ = 2 π · ΔL λ · dn dT
与约2π的相位变化大幅变化。硅树脂606的室温下的折射率是约1.4而与石英系波导路大致相同。温度依赖性具有与石英系玻璃成为逆符号且约40倍的温度依赖性dncomp/dT＝-4×10-4。因此，通过使将石英系波导路置换为硅树脂606的部分成为满足式(2)的长度ΔLcomp约0.12mm，
[数2]
ΔL · dn dT + ΔL comp · dn comp dT = 0
能够大致消除光程差的温度依赖性。
将填充了硅树脂606的槽605分割为几个部位的目的在于，抑制通过由于槽605使波导构造丧失而损失增加。另外，由于该构造而产生的损失破坏Ich侧和Qch侧的损失平衡，所以优选对其进行补偿。因此，通过在延迟电路540的无延迟的一侧的波导路中，设置稍微的间隙，附加与在槽605中产生的损失同量的损失。
使用火焰堆积(FHD)法等玻璃膜堆积技术和反应性离子蚀刻(RIE)等微细加工技术的组合，制作了PLC基板501、502。具体而言，在硅基板上堆积成为下部包层的玻璃膜而透明化。接下来，堆积折射率比包层稍微高的芯层。然后，通过微细加工技术对成为光波导电路的芯图案进行构图，堆积成为上部包层的玻璃膜并透明化，从而制作出埋入型的光波导路。最后，在上部包层表面通过真空蒸镀法等堆积成为薄膜加热器的金属，并通过微细加工技术对其进行构图，完成热光学移相器。
波导路的芯与包层的相对折射率差是1.5％。基板尺寸在PLC501中是6×10mm，在PLC502中是6×15mm。另外，虽然在图中未示出，但在芯片上形成了用于向各薄膜加热器供给驱动电流的电气布线图案。
LN基板503由在Z切割基板上形成的6根LN调制器阵列构成。图14C示出调制器阵列的剖面图。在LN基板611中，通过钛扩散法形成了波导路芯612a、b。在各波导路的上部，形成了中心电极613a、b，并在周围形成了GND电极614a-c，而构成了调制用的行波电极。以2根这样的波导路芯612a、b为一组，而构成了RZ脉冲化器520、Ich用调制器513、Qch用调制器514的各个的高速移相器。LN基板503的长度是约60mm。另外，虽然在图中未图示，但在芯片上形成了用于向各行波电极传输调制信号的高频布线图案。
实施例1的光调制器的无调制时的插入损失是约6dB。对于测定条件，以使光调制器成为最大透射的方式，(1)以使Ich用调制器513以及Qch用调制器514成为最大透射的方式，调整两个调制器的动作点，(2)以使RZ脉冲化器520的上侧输出端口、和下侧输出端口成为同一强度的方式，调整RZ脉冲化器520的动作点，(3)以使向输出端口的光输出成为最大的方式调整了π/2移相器515。
接下来，对RZ脉冲化器，以与时钟速率即码元速率相同的21.5GHz的正弦波且Vπ驱动的电压振幅进行输入，对Ich用调制器、以及Qch用调制器，使假随机信号(PRBS)的数据信号在Ich和Qch侧错开几10比特，而以2Vπ驱动的电压振幅进行输入，而发生43Gbps的RZ-(D)QPSK信号。对于各调制动作点以及π/2移相器，以成为适合的状态的方式进行了调整。此时，能够确认输出光信号相对CW输入光的衰减量是约9dB，与调制相伴的损失增加是3dB。因此，在本调制器中，(D)仅产生伴随QPSK信号的90°合成而发生的3dB的原理损失，所以能够避免以往的方式中的RZ脉冲化器中发生的3dB的原理损失。
接下来，使本调制器的环境温度在-5～75℃的范围内变化，但π/2移相器的调整量收敛于2π以下。其是比在实施例1的延迟电路540中不进行硅树脂充填的情况下设想的π/2移相器的调整量5.3π以上远远小的值。能够确认实施例1的延迟电路540的结构有效地发挥功能。
另外，对于在实施例1的PLC基板上制作出的光耦合器，为了得到低损失且宽频平坦的分路特性，使1×2耦合器、2×1耦合器成为Y分路电路，使2×2耦合器成为WINC，但也可以通过多模干涉计型耦合器(MMI耦合器)构成这些耦合器。另外，如果不考虑宽频特性，则也可以是利用单纯的方向性结合器的耦合器。
实施例2
(带RZ脉冲化器的偏振波复用QPSK调制器)
图15是示出实施例2的带RZ脉冲化器的偏振波复用QPSK调制器的结构。实施例2的光调制器也成为对石英系平面光波电路(PLC)基板701、702和形成了LN调制器阵列的LN基板703进行了端面连接的复合集成结构。在实施例2的光调制器中，需要偏振波合成器，但在由LN波导路构成的情况下，呈现不出充分的特性，但在使用了PLC波导路的情况下，能够制作偏振波正交性优良的偏振波合成器。
在连接了输入输出光纤731、733的PLC基板701中，制作了1×2RZ脉冲化器720的1×2耦合器721、X偏振波用QPSK调制器710X、Y偏振波用QPSK调制器710Y的各个Ich用调制器以及Qch用调制器的输出侧的2×1耦合器这4个、以及用于对这些Ich用调制器的输出和Qch用调制器的输出进行合成的2×2耦合器712X、712Y(2个)。2×2耦合器712X、712Y的一方的输出与后级的偏振波旋转器741、偏振波合成器742连接，另一方的输出成为用于进行光调制器的动作点调整的监视输出。另外，2×2耦合器712X、712Y是不依赖于波长的耦合器(WINC)。
在将从Y偏振波用QPSK调制器710Y输出的TE偏振波光变换为TM偏振波光的偏振波旋转器741中，使用了使主轴倾斜了45°的薄膜的半波长板。如果在庞加莱球上观察透射45°的半波长板的各偏振波的光，则在作为45°直线偏振波轴的PQ轴上半旋转了的位置进行偏振变换。因此，TE偏振光被变换为TM偏振光，TM偏振光被变换为TE偏振光，所以作为TE/TM变换器而动作。
图16B示出偏振波旋转器741的剖面图。向横切波导路芯823的槽825插入，并通过折射率匹配了的粘接剂固定半波长板826。另外，为了防止半波长板826中的反射作为返回光传输，倾斜8度而制作了横切波导路的槽825。另外，对于输入到PLC基板701的信号光，以成为TE偏振光的方式，调整偏振光保持输入光纤的角度。
在偏振波合成器743中，使用了在由2个WINC型2×2耦合器751、752夹住的2根支路波导路的一方中，形成了应力释放槽753的干涉计。对于经由玻璃的高温透明化工序的石英系波导路，起因于硅基板与石英玻璃的热膨胀系数差，一般产生强的压缩应力，由此产生双折射。在应力释放槽753中，由于应力释放，双折射成为非常小的值，所以通过调整应力释放槽753的长度、以及干涉计的波导路长差，例如，能够针对TE偏振光设计为等长的光程差，针对TM偏振光设计为半波长的光程差。这样，在所设计的干涉计中，TE偏振光在交叉路径中传输，TM偏振光在条状路径中传输，所以能够将输入到上侧输入端口的TE偏振光的信号光和输入到下侧输入端口的TM偏振光都输出到下侧输出端口。因此，这样的干涉计作为偏振波合成器而动作。
图16A示出偏振波合成器743的剖面图。干涉计由硅基板821上的波导路包层822和波导路芯823所构成的光波导路构成。通过与波导路芯823平行地向下形成比波导路芯823更深地到达硅基板821的槽824a、b，作为应力释放槽753。
在PLC基板702中，制作了1×2RZ脉冲化器720的2×2耦合器722、X偏振波用QPSK调制器710X、Y偏振波用QPSK调制器710Y的各个Ich用调制器以及Qch用调制器的输入侧的1×2耦合器这4个、以及对这些Ich用调制器和Qch用调制器使光分路的1×2耦合器711X、711Y(2个)。另外，2×2耦合器是不依赖于波长的耦合器(WINC)。另外，连接1×2RZ脉冲化器720和X偏振波用QPSK调制器710X、Y偏振波用QPSK调制器710Y的折返波导路760是无相对延迟的等长设计。
在1×2RZ脉冲化器720的输入、X偏振波用QPSK调制器710X和Y偏振波用QPSK调制器710Y的各个的Ich用调制器和Qch用调制器的输出中，为了调整调制动作点，分别在调制器的2本支路波导路中，设置了热光学移相器(10个)。作为用于将DQPSK调制器的Ich、Qch的信号光调整为相对相位差90°来合成的π/2光移相器而动作的热光学移相器715(4个)设置于X偏振波用QPSK调制器710X和Y偏振波用QPSK调制器710Y的输出。在热光学移相器的薄膜加热器的两侧的包层中，设置了用于降低热光学移相器的功耗的隔热槽(在图15中，省略了图示)。
在实施例2中，在各调制器中设置的动作点调整用的移相器、以及π/2光移相器全部设置于PLC基板701。其目的在于，在偏振波合成器中制作应力释放槽的工序能够兼作上述制作热光学移相器的隔热槽的工序，所以能够抑制芯片制作成本。另外，虽然在图中未示出，但在芯片上形成了用于向各薄膜加热器供给驱动电流的电气布线图案。
LN基板703由在X切割的基板上形成的10根LN调制器阵列构成。图16C示出调制器阵列的剖面图。在LN基板831中，通过钛扩散法形成有波导路芯832a、b。在各波导路的中间，形成中心电极833，在周围形成GND电极834a、b，而构成了调制用的行波电极。以2根这样的波导路芯832a、b为一组，而构成了RZ脉冲化器720、X偏振波用QPSK调制器710X和Y偏振波用QPSK调制器710Y的各个的Ich用调制器和Qch用调制器的高速移相器。另外，虽然在图中未示出，但在芯片上形成了用于向各高频电极传输调制信号的高频布线图案。
实施例2的光调制器的无调制时的插入损失是约8dB。对于测定条件，以使光调制器成为最大透射的方式，(1)以使X偏振波用QPSK调制器710X和Y偏振波用QPSK调制器710Y成为最大透射的方式，调整两个调制器的动作点以及π/2移相器，(2)以使RZ脉冲化器720的上侧输出端口、和下侧输出端口成为同一强度的方式，调整RZ脉冲化器720的动作点。另外，作为偏振波合成器的特性，得到偏振波交叉串扰是-30dB以下的非常良好的性能。
对RZ脉冲化器720，以时钟速率(与码元速率相同)25GHz的正弦波且Vπ驱动的电压振幅，输入CLK信号，对X偏振波用QPSK调制器710X和Y偏振波用QPSK调制器710Y的Ich用调制器以及Qch用调制器，输入假随机信号(PRBS)的数据信号。此时，在Ich侧与Qch侧之间，错开几10比特，进而在X偏振波用与Y偏振波用之间，错开几10比特，以2Vπ驱动的电压振幅进行输入，而发生100Gbps的RZ-偏振波复用QPSK信号。以成为适合的状态的方式，调整各调制动作点以及π/2移相器。此时，输出光信号(TE偏振波/TM偏振波的合计)相对CW光的输入的衰减量是约11dB，与调制相伴的损失增加是3dB。因此，在实施例2的调制器中，也仅产生伴随QPSK信号的90°合成而发生的3dB的原理损失，而能够避免以往的光调制器中的RZ脉冲化器中发生的3dB的原理损失。
在实施例2中，关于调制动作点的偏移、以及正交度的偏移的监视方法，使用了在第2实施方式中叙述的方法。即，将X偏振波用QPSK调制器710X的2×2耦合器712X的一方的输出、和Y偏振波用QPSK调制器710Y的2×2耦合器712Y的一方的输出分别作为监视输出，以使两者的输出光强度的时间平均值成为相同的方式，调整RZ脉冲化器720的驱动偏置点。
此处，对于2个监视输出的值，并非直接观察RZ脉冲化器720的输出值，而成为受到直至X偏振波用QPSK调制器710X、Y偏振波用QPSK调制器710Y、偏振波旋转器741等的监视输出的电路要素的损失的值。根据设备，这些损失的值不同，所以在实际的输出光强度的时间平均值的比较中，预先测量这些损失偏差量，并减去偏差之后进行比较。
另外，在实施例2中，在偏振波合成器743的实现中，利用了使用了应力释放槽的双折射调整，但也可以使用其以外的方式、例如利用在使波导路宽横向扩展而成为扁平的波导路构造的情况下产生的构造双折射的方法、通过将半波长板以主轴0°或者90°的角度插入波导路而利用半波长板自身的双折射的方法。
在以上的实施例中，作为复合集成的组合，以LN基板和石英系PLC基板的组合进行了说明，其原因为，LN波导路具有高的EO效果且是高速调制器的主流波导路技术，并且，石英系波导路作为无源波导路是损失最低的波导路，该组合作为低损失地实现复杂的调制器的组合优良。但是，即使使用其他材料系的波导路、例如作为具有EO效果的波导路系使用了多组分氧化物材料、半导体材料的波导路等、和作为无源波导路使用了硅、高分子材料的波导路的组合，当然同样地也能够得到在实施例中示出的效果。

Claims (17)

1.一种光调制器，其特征在于具备：
1×2RZ脉冲化器，在由1×2耦合器和2×2耦合器夹住的2根支路波导路中具备调制用光移相器；
2个干涉计型调制器，与所述2×2耦合器的2个输出的各个连接；以及
2×1合流耦合器，使所述干涉计型调制器的各自的输出合流。
2.根据权利要求1所述的光调制器，其特征在于：驱动所述1×2RZ脉冲化器的脉冲化信号是驱动波形f(t)满足f(t-CLK/2)＝-f(t)的关系，并且振幅为Vπ且重复周期CLK的脉冲化信号。
3.根据权利要求2所述的光调制器，其特征在于：所述脉冲化信号是正弦波。
4.根据权利要求1所述的光调制器，其特征在于：
驱动所述1×2RZ脉冲化器的脉冲化信号是
在设为
F(t)＝Abs{f(t)-Vπ/2}-Vπ/2、或者
F(t)＝Abs{f(t)+Vπ/2}-Vπ/2时，
驱动波形f(t)满足
F(t-CLK/2)＝-F(t)，
并且振幅为2Vπ且重复周期CLK的脉冲化信号。
5.根据权利要求4所述的光调制器，其特征在于：所述脉冲化信号是使振幅中心成为+Vπ/2或者-Vπ/2的三角波。
6.根据权利要求1所述的光调制器，其特征在于：
所述干涉计型调制器是在由1×2耦合器和2×1耦合器夹住的2根支路波导路中具备调制用光移相器的数据调制器，
所述光调制器还具备：
延迟电路，使从所述1×2RZ脉冲化器的2×2耦合器的输出至所述2×1合流耦合器的输入为止的传输延迟时间差成为脉冲化周期的k+0.5倍，其中，k是整数；以及
π/2光移相器，使来自每一个所述干涉计型调制器的输出光的相对光相位差成为90°。
7.根据权利要求1所述的光调制器，其特征在于：
所述2×1合流耦合器是偏振波合成器，对从一个输入端口输入的TE偏振光和从另一个输入端口输入的TM偏振光的偏振波进行合成，
所述光调制器具备与所述偏振波合成器的某一方的输入端口的前级连接的TE/TM偏振变换器，
所述干涉计型调制器是巢套式马赫曾德尔干涉计型数据调制器，在由1×2耦合器和2×1耦合器夹住的2根支路波导路中具备马赫曾德尔干涉计型调制器，
该马赫曾德尔干涉计型调制器的每一个是在由1×2耦合器和2×1耦合器夹住的2根支路波导路中具备调制用光移相器的数据调制器，具备使来自每一个所述马赫曾德尔干涉计型调制器的2×1耦合器的输出光的相对光相位差成为90°的π/2光移相器。
8.根据权利要求7所述的光调制器，其特征在于还具备：
延迟电路，从所述1×2RZ脉冲化器的2×2耦合器的输出至所述干涉计型调制器的分路耦合器为止的传输延迟时间差成为脉冲化周期的k+0.5倍，其中，k是整数。
9.根据权利要求7所述的光调制器，其特征在于：从所述1×2RZ脉冲化器的2×2耦合器的输出至所述偏振波合成器为止的传输延迟时间差是脉冲化周期的k倍，其中，k是整数。
10.根据权利要求6所述的光调制器，其特征在于：
所述延迟电路是在将延迟长设为ΔL、将光波导路的折射率温度依赖性设为dn/dT、将被置换到所述光波导路中的材料的折射率温度依赖性设为dncomp/dT时，所述材料的长度是满足下式的ΔLcomp，
ΔL · dn dT + ΔL comp · dn comp dT = 0 .
11.根据权利要求1所述的光调制器，其特征在于：在所述干涉计型调制器的各自的输出中具备光输出监视器。
12.根据权利要求11所述的光调制器，其特征在于：调整所述1×2RZ脉冲化器的驱动动作点，以使所述光输出监视器的各自的光强度的时间平均值成为相同。
13.根据权利要求1所述的光调制器，其特征在于：在所述1×2RZ脉冲化器的所述2×2耦合器的输出中的某一方或者双方中具备光输出监视器。
14.根据权利要求13所述的光调制器，其特征在于：调整所述1×2RZ脉冲化器的驱动动作点，以使所述2×2耦合器的输出的各个中所具备的光输出监视器的光强度的时间平均值成为相同。
15.根据权利要求11或13所述的光调制器，其特征在于：在所述1×2RZ脉冲化器的驱动动作点的偏置值上重叠微小的抖动信号，调整所述1×2RZ脉冲化器的驱动动作点，以使该抖动信号所致的所述光输出监视器的光强度的变化量成为最大。
16.根据权利要求8所述的光调制器，其特征在于：
所述延迟电路是在将延迟长设为ΔL、将光波导路的折射率温度依赖性设为dn/dT、将被置换到所述光波导路中的材料的折射率温度依赖性设为dncomp/dT时，所述材料的长度是满足下式的ΔLcomp，
ΔL · dn dT + ΔL comp · dn comp dT = 0 .
17.根据权利要求13所述的光调制器，其特征在于：在所述1×2RZ脉冲化器的驱动动作点的偏置值上重叠微小的抖动信号，调整所述1×2RZ脉冲化器的驱动动作点，以使该抖动信号所致的所述光输出监视器的光强度的变化量成为最大。
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