JP5451872B2 - 光変調器 - Google Patents

Description

本発明は、光変調器に関し、より詳細には、ＱＰＳＫ変調器またはＤＱＰＳＫ変調器とＲＺパルス化器とを含む光変調器に関する。

光変調器は、光通信網等で電気信号を光信号に変換する為の重要なデバイスである。光変調の方法には、光源の発光を直接明滅させる方法、光を透過する媒質の透過率を変化させる方法、光干渉計の中の光位相を制御することにより干渉出力を変化させる方法など、いくつかの方法がある。この中で光干渉計を利用する方法は、変調された光信号出力が不要なスペクトル広がりを持たないという特徴を有している。特に、残留分散により時間波形広がりが問題になる長距離伝送路、多数の波長チャンネルを高密度に伝送する波長多重伝送において、光干渉計を利用する方法は、主流な変調方法として用いられている。実用に供されている光干渉計型変調器は、大きな電気光学効果を有するニオブ酸リチウム（ＬｉＮｂＯ_３：ＬＮ）基板に、チタン拡散により形成した光導波路（ＬＮ導波路）を用いて形成されている。光位相制御は、導波路近傍に配置した電極に電気信号電圧を印加することにより行っている。

波長チャンネル当たり１０Ｇｂｐｓ程度までの伝送速度では、光強度のオンオフ２値による変調信号が用いられている。更なる高速伝送では、１シンボルで多数の情報を効率良く伝送する為に、光信号の振幅と共に位相情報も利用した多値変調信号、偏波を利用して信号を多重する偏波多重信号が用いられる。４０Ｇｂｐｓ伝送では４値、即ち１シンボルで２ビットの情報が伝送できる差動４相位相変調（Differential Quadrature Phase-Shift Keying ：ＤＱＰＳＫ変調）方式が既に実用化されている。今後、実用化が期待されている１００Ｇｂｐｓ級伝送では、更に偏波多重方式を併用した偏波多重ＱＰＳＫ変調方式が有力候補の一つとして検討されている。なお、ＱＰＳＫ変調は、各シンボルの位相値に符号を割り当てるのに対して、ＤＱＰＳＫ変調は一つ前のシンボルとの相対位相変化値に符号を割り当てる点で異なる。４相の光位相に変調した信号という観点では、両者は同じであり、変調器の構成及び物理的な変調方法としては変わらない。

図１に、従来の光変調器の構成を示す。上述のような高速伝送信号では、伝送中の非線形の抑制、シンボル間遷移におけるチャープの抑制という観点から、各シンボルの強度波形を孤立／統一化するＲＺ（Return To Zero）パルス化がしばしば用いられる。図１に示すように、従来の光変調器１００は、ＤＱＰＳＫ変調器１１０とＲＺパルス化器１２０とが、偏波保持光ファイバ１３２により接続されている。

ＤＱＰＳＫ変調器１１０は、１×２カプラと１１１と２×１カプラ１１２に挟まれた２本のアーム導波路のそれぞれに、Ｉｃｈ用ＭＺＩ変調器１１３とＱｃｈ用ＭＺＩ変調器１１４とが挿入された入れ子構造の変調器（ネストＭＺＩ変調器）である。２本のアーム導波路の少なくとも一方には、π／２光移相器（可変移相器）１１５が挿入されている。Ｉｃｈ用ＭＺＩ変調器１１３とＱｃｈ用ＭＺＩ変調器１１４とは、１×２カプラと２×１カプラに挟まれた２本のアーム導波路のそれぞれに変調用光移相器を備えた通常の単一マッハツェンダー干渉計型変調器である。Ｉｃｈ用ＭＺＩ変調器１１３の変調用光移相器を、データ信号（ＤａｔａＩ信号）で駆動し、Ｑｃｈ用ＭＺＩ変調器１１４の変調用光移相器を、データ信号（ＤａｔａＱ信号）で駆動する。

ＲＺパルス化器１２０は、１×２カプラ１２１と２×１カプラに１２２挟まれた２本のアーム導波路のそれぞれに変調用光移相器１２３，１２４を備えた通常の単一マッハツェンダー干渉計型変調器（ＭＺＩ変調器）である。この変調用光移相器１２３，１２４をクロック信号（ＣＬＫ信号）で駆動する。

ＤＱＰＳＫ変調器１１０に接続された入力光ファイバ１３１から、連続（ＣＷ）光が入力され、ＲＺパルス化器１２０に接続された出力光ファイバ１３３から、ＲＺパルス化ＤＱＰＳＫ信号（ＲＺ−ＤＱＰＳＫ信号）が出力される。

図２Ａ−Ｄを参照して、マッハツェンダー干渉計型変調器の動作原理を説明する。変調器は、Ｚカット基板を用いたＬＮ変調器を想定しているが、Ｘカット基板を用いた変調器でも基本的には同様の動作となる。図２Ａに示すＭＺＩ変調器は、１×２カプラ１５１と２×１カプラに１５２挟まれた２本のアーム導波路のそれぞれに変調用光移相器１５３，１５４を備えている。Ｚカット基板を用いた場合は、駆動電気信号Ｖ_ｄｒｖを、変調用光移相器１５３に＋Ｖ_ｄｒｖ／２および変調用光移相器１５４に−Ｖ_ｄｒｖ／２として、それぞれ入力し、いわゆるプッシュプル駆動を行う。なお、Ｘカット基板を用いる場合は、２本のアーム導波路の間に駆動電極が配置される。駆動電気信号を印加すると、上下の変調用光移相器に、それぞれ逆向きの電界がかかるので、自動的にプッシュプル駆動になる。

入力されたＣＷ光は、１×２カプラ１５１で二分岐された後、２本のアーム導波路の変調用光移相器１５３，１５４でそれぞれ位相変調を受け、２×１カプラに１５２にて再び合流する。このとき、出力信号光の電界位相は、図２Ｂのように変化する。変調用光移相器１５３経由の光は、プラス方向の位相変調を受けるので、電界ベクトルは反時計回り（×→○→●）の軌跡を描く（２−１）。変調用光移相器１５４経由の光は、マイナス方向の位相変調を受けるので、電界ベクトルは時計回りの軌跡（×→○→●）を描く（２−２）。両電界のベクトル合成が出力信号光の電界ベクトルとなるので、出力信号光の軌跡は、実軸上の直線軌跡を描く（２−３）。

ここで、図２Ｃに示すように、アーム導波路間の位相差を２π変化させるようにＤａｔａ信号で駆動すると、出力光は位相０とπに位相変調される。単体のＭＺＩ変調器は、信号光強度が変わらず、位相２値の位相変調器として動作する。

図３に、従来の光変調器における光信号の強度波形と電界位相を示す。図１に示した光変調器１００にＣＷ光を入力（１−１）すると、１×２カプラ１１１で分岐され（１−２，１−３）、Ｉｃｈ用ＭＺＩ変調器１１３とＱｃｈ用ＭＺＩ変調器１１４とに入力される。図２Ｃに示したように、Ｉｃｈ用ＭＺＩ変調器１１３とＱｃｈ用ＭＺＩ変調器１１４とにより、位相２値の変調信号光（１−４，１−５）が出力される。尚、本図では、簡単のため、ＩｃｈとＱｃｈとを同じ変調パターン“１００…”としているが、実際の変調では、同じとは限らない。Ｉｃｈ側とＱｃｈ側の光路長差を４分の１波長として９０°の位相差（１−６）で各変調信号を合成する。その結果、光信号出力は、（１−７）に示すように位相４値に変調されたＱＰＳＫ信号光を得ることができる。なお、ネストＭＺＩ変調器によるＱＰＳＫ変調では、９０°位相差合成に起因して原理的に３ｄＢの損失が生じる。

一方、図２Ｄに示すように、アーム導波路間の位相差をπ変化させるようにＣＬＫ信号で駆動すると、出力光の位相は変化しない。単体のＭＺＩ変調器は、信号光強度波形が揃った孤立パルスを生成するパルス化器として動作する。従って、図１に示した光変調器１００のＲＺパルス化器１２０に適用すると、図３の（１−８）に示すように、ＤＱＰＳＫ変調された信号光の光位相情報を保ったまま、各シンボルを同じ強度波形の孤立パルスに形成することができる。なお、ＲＺパルス化は、光波形を削るように減衰させて波形形成するので、削った分が原理損になる。デューティー比５０％のＲＺパルスに波形形成する場合は、３ｄＢの原理損が生じる。

ＬＮ導波路には、長時間電圧を加えているとチャージアップ等により導波路の屈折率がずれ、干渉条件がずれてくる「ＤＣドリフト」と呼ばれる現象がある。また、環境温度によっても屈折率がずれる「温度ドリフト」と呼ばれる現象がある。このような干渉条件のずれは、入れ子構造の子側のＭＺＩ変調器（図１のＩｃｈ用ＭＺＩ変調器１１３とＱｃｈ用ＭＺＩ変調器１１４）やＲＺパルス化器などのＭＺＩ変調器では変調動作点のずれとなって現れ、ネストＭＺＩ変調器の親側のＭＺＩではＩｃｈ／Ｑｃｈ光信号の相対位相の直交度のずれ、すなわち位相差９０°からのずれとなって現れてくる。これらのずれは、いずれも光信号品質の劣化になり好ましくないので、適切なモニタ手段によりずれ量を感知し、補償／調整を行う必要がある。

ＭＺＩ変調器の変調動作点のずれの補償は、バイアスティ（Bias-T）と呼ばれる高周波信号成分と直流バイアス成分を合成する電気回路を、高周波入力の前段に挿入して、変調信号にバイアス電圧を重担することで補償を行う。または、変調動作点を補償／調整する専用のバイアス電極を、高周波電極とは別に設けてバイアス電圧を加えることで補償を行う。

親側のＭＺＩにおける９０°位相調整は、図１のように親側のＭＺＩに配置されている可変移相器１１５を用い、Ｉｃｈ／Ｑｃｈ光信号の相対位相を調整することで行う。

変調動作点のずれ、および直交度のずれのモニタは、通常、各変調器の出力に光タップ等で分岐したモニタ出力を設けることにより、光出力を監視することで行う。具体的には、ＤＱＰＳＫ変調器１１０でのモニタは２×１カプラ１１２の後に、ＲＺパルス化器１２０でのモニタは２×１カプラ１２２の後に設けられる。

しかしながら、ＲＺパルス化は、上述のように多段に接続されたＭＺＩ変調器を信号光が通過するので、挿入損失が増加し、ＲＺパルス化に伴って約３ｄＢの原理損失が生じる。従って、変調後の光信号の強度が大きく減衰するという問題があった。

本発明の目的は、実質的に損失が低く、変調後の光信号の強度減衰が小さい光変調器を提供することにある。

このような目的を達成するために、本発明の一実施態様は、１×２カプラと２×２カプラとに挟まれた２本のアーム導波路に変調用光移相器を備えた１×２ＲＺパルス化器と、前記２×２カプラの２出力のそれぞれに接続された２つの干渉計型変調器と、前記干渉計型変調器のそれぞれの出力を合流させる２×１合流カプラとを備えたことを特徴とする。

前記１×２ＲＺパルス化器を駆動するパルス化信号は、駆動波形ｆ（ｔ）が、
ｆ（ｔ−ＣＬＫ／２）＝−ｆ（ｔ） （式１）
の関係を満たし、振幅Ｖπで繰り返し周期ＣＬＫのパルス化信号とすることができる。

前記１×２ＲＺパルス化器を駆動するパルス化信号は、駆動波形ｆ（ｔ）が、
Ｆ（ｔ）＝Ａｂｓ｛ｆ（ｔ）−Ｖπ／２｝−Ｖπ／２、または、
Ｆ（ｔ）＝Ａｂｓ｛ｆ（ｔ）＋Ｖπ／２｝−Ｖπ／２ （式２）
としたときに、
Ｆ（ｔ−ＣＬＫ／２）＝−Ｆ（ｔ） （式３）
を満たし、振幅２Ｖπで繰り返し周期ＣＬＫのパルス化信号とすることができる。

前記干渉計型変調器は、１×２カプラと２×１カプラとに挟まれた２本のアーム導波路に変調用光移相器を備えたデータ変調器であり、前記１×２ＲＺパルス化器の２×２カプラの出力から前記２×１合流カプラの入力までの伝搬遅延時間差がパルス化周期の（ｋ＋０.５）倍（ｋは整数）となるように構成された遅延回路と、無変調時に、各々の前記干渉計型変調器からの出力信号の相対光位相を９０°にするπ／２光移相器を備えることができる。

前記２×１合流カプラは、一方の入力ポートから入力されたＴＥ偏波と他方の入力ポートから入力されたＴＭ偏波を偏波合成する偏波合成器であり、前記偏波合成器のいずれか一方の入力ポートの前段にＴＥ／ＴＭ偏波変換器を備え、前記干渉計型変調器は、１×２カプラと２×１カプラとに挟まれた２本のアーム導波路にマッハツェンダー干渉計型変調器を含むネストマッハツェンダー干渉計型データ変調器であり、各々のマッハツェンダー干渉計型変調器は、１×２カプラと２×１カプラとに挟まれた２本のアーム導波路に変調用光移相器を備えたデータ変調器であり、無変調時に、各々の前記マッハツェンダー干渉計型変調器の２×１カプラからの出力光の相対光位相差を９０°にするπ／２光移相器を備えることができる。

以上説明したように、本発明によれば、ＲＺパルス化器を１入力２出力構成とすることにより、パルス化に伴う原理損を回避する変調器を得ることができる。

また、ＲＺパルス化器の駆動波形を上下対称の駆動波形とし（式１）、振幅Ｖπで駆動するので、１×２ＲＺパルス化器の２出力の波形が同一となり、良好な変調信号を得ることができる。さらに、この駆動波形を正弦波に波形整形すれば、出力される変調信号のスペクトル拡大を最小限に抑えることもできる。

また、ＲＺパルス化器の駆動波形を、振幅２Ｖπで駆動する場合には、（式２，３）を満たせば、１×２ＲＺパルス化器の２出力の波形が同一となり、良好な変調信号を得ることができる。さらに、駆動波形を、振幅中心を＋Ｖπ／２または−Ｖπ／２とする三角波とすれば、出力される変調信号のスペクトル拡大を最小限に抑えることもできる。

干渉計型変調器を、Ｉｃｈ用ＭＺＩ変調器およびＱｃｈ用ＭＺＩ変調器とし、π／２光移相器を備えることにより、パルス化に伴う原理損を回避できるＲＺ−ＤＱＰＳＫ変調器を得ることができる。

干渉計型変調器を、Ｘ偏波用ＱＰＳＫ変調器およびＹ偏波用ＱＰＳＫ変調器とし、それぞれにＩｃｈ用ＭＺＩ変調器およびＱｃｈ用ＭＺＩ変調器を含め、ネストＭＺＩ変調器を構成することにより、ＲＺ−偏波多重ＱＰＳＫ変調器を得ることができる。

遅延回路に、導波路の屈折率温度依存性を打ち消すように、屈折率温度依存性が逆符号の物質を導波回路中に挿入して、遅延回路の位相差の温度依存性が小さい変調器を得ることができる。

従来の光変調器の構成を示す図である。 マッハツェンダー干渉計型変調器の動作原理を説明するための図である。 マッハツェンダー干渉計型変調器の動作原理を説明するための図である。 マッハツェンダー干渉計型変調器の動作原理を説明するための図である。 マッハツェンダー干渉計型変調器の動作原理を説明するための図である。 従来の光変調器における光信号の強度波形と電界位相を示す図である。 本発明の第１の実施形態にかかるＲＺパルス化器付きＤＱＰＳＫ変調器の構成を示す図である。 Ｖπ駆動の１×２ＲＺパルス化器の動作原理を説明するための図である。 Ｖπ駆動の１×２ＲＺパルス化器の動作原理を説明するための図である。 Ｖπ駆動の１×２ＲＺパルス化器の動作原理を説明するための図である。 本発明の第１の実施形態にかかる光変調器における光信号の強度波形と電界位相を示す図である。 ２Ｖπ駆動の１×２ＲＺパルス化器の動作原理を説明するための図である。 ２Ｖπ駆動の１×２ＲＺパルス化器の動作原理を説明するための図である。 ２Ｖπ駆動の１×２ＲＺパルス化器の動作原理を説明するための図である。 ２Ｖπ駆動の光変調器における光信号の強度波形と電界位相を示す図である。 本発明の第２の実施形態にかかるＲＺパルス化器付き偏波多重ＱＰＳＫ変調器の構成を示す図である。 本発明の第２の実施形態にかかる光変調器における光信号の強度波形と電界位相を示す図である。 本発明の第３の実施形態にかかるＲＺパルス化器付き偏波多重ＱＰＳＫ変調器の構成を示す図である。 本発明の第３の実施形態にかかる光変調器における光信号の強度波形と電界位相を示す図である。 実施例１にかかるＲＺパルス化器付きＤＱＰＳＫ変調器の構成を示す図である。 実施例１にかかる熱光学移相器の断面図である。 実施例１にかかる遅延回路の断面図である。 実施例１にかかる変調器アレイの断面図である。 実施例２にかかるＲＺパルス化器付き偏波多重ＱＰＳＫ変調器の構成を示す図である。 実施例２にかかる偏波合成器の断面図である。 実施例２にかかる偏波回転器の断面図である。 実施例２にかかる変調器アレイの断面図である。 ２×１ＲＺパルス化器のバイアス点を調整する方法を知説明するための図である。 ２×１ＲＺパルス化器のバイアス点を調整する方法を知説明するための図である。 ２×１ＲＺパルス化器のバイアス点を調整する方法を知説明するための図である。

以下、図面を参照しながら本発明の実施形態について詳細に説明する。

（第１の実施形態：ＲＺパルス化器付きＤＱＰＳＫ変調器：Ｖπ駆動）
図４に、本願発明の第１の実施形態にかかるＲＺパルス化器付きＤＱＰＳＫ変調器の構成を示す。光変調器２００は、１×２カプラ２２１と２×２カプラ２２２に挟まれた２本のアーム導波路に変調用光移相器２２３，２２４を備えた１×２ＲＺパルス化器２２０と、１×２ＲＺパルス化器２２０の２出力のいずれか一方（図４ではＱｃｈ側）に、変調シンボルレートの半分に相当する遅延を挿入する遅延回路２４０と、ＤＱＰＳＫ変調器とを備える。

ＤＱＰＳＫ変調器は、１×２カプラと２×１カプラに挟まれた２本のアーム導波路に変調用光移相器を備えたデータ変調器であるＩｃｈ用変調器２１３とＱｃｈ用変調器２１４と、２つのデータ変調器からの出力を合流させる２×１カプラ２１２とを備えている。Ｉｃｈ用変調器２１３とＱｃｈ用変調器２１４のそれぞれの入力は、遅延回路２４０を介して、１×２ＲＺパルス化器２２０の２出力に接続されている。Ｉｃｈ用変調器２１３とＱｃｈ用変調器２１４のいずれか一方の出力には、Ｉｃｈ用変調器２１３からの出力信号に対してＱｃｈ用変調器２１４からの出力信号の相対位相差を９０°にするためのπ／２光移相器２１５が挿入されている。なお、それぞれの１×２カプラ、２×１カプラは、２×２カプラを用いて、不要なポートに主信号経路を接続しない代用構成としても良い。

ＤＱＰＳＫ変調器にＲＺパルス化器を単純に接続した従来の光変調器１００と比較してみると、第１の実施形態の光変調器２００は、ＲＺパルス化器の出力側２×１カプラが２×２カプラになり、ＤＱＰＳＫ変調器の入力側の１×２カプラを兼ねていること、およびＤＱＰＳＫ変調器のアーム導波路の一方に遅延回路が備えられている点で大きく異なる。

第１の実施形態の光変調器の動作について説明する。最初に、１×２ＲＺパルス化器２２０の動作について説明する。変調用光移相器２２３，２２４を駆動するＲＺパルス信号は、ＣＬＫ信号をＶπの振幅で入力した（Ｖπ駆動）とする。入力されたＣＷ光は、１×２カプラ２２１で二分岐された後、変調用光移相器２２３，２２４でそれぞれ位相変調を受け、２×２カプラ２２２にて結合し干渉動作をする。

図５Ａ−Ｃを参照して、Ｖπ駆動の１×２ＲＺパルス化器の動作原理を説明する。１×２ＲＺパルス化器２２０の出力信号光の電界位相は、図５Ａ，５Ｂのように変化する。図５Ａは２×２カプラ２２２の一方の出力ポート（図４の上側）を示し、図５Ｂは２×２カプラ２２２の他方の出力ポート（図４の下側）を示す。変調用光移相器２２３経由の光は、プラス方向の位相変調を受けるので、その電界ベクトルは反時計回り（●→×→○）の軌跡を描く（３−１１）。変調用光移相器２２４経由の光はマイナス方向の位相変調を受けるので、電界ベクトルは時計回り（●→×→○）の軌跡を描く（３−１２）。２×２光カプラ２２２では、バー経路に対してクロス経路の信号光は９０°の位相差がつくので、下側の出力ポートの信号光に対して上側の出力ポートの信号光は、図に示すように９０°ずれた位置で軌跡描く。

両者の電界のベクトル合成が出力信号光の電界ベクトルとなるので、出力信号光の軌跡は、実軸上の直線軌跡を描く（３−２，３−３）。従って、振幅ＶπのＣＬＫ信号で駆動した場合、各出力ポートからは、各シンボルで光位相及び強度波形が同じ繰り返し光パルスが出力される。図５Ｃに示したように、軌跡の動き方の位相は、上側の出力ポートと下側の出力ポートで逆になる。従って、上側の出力ポートが最大出力になっている時に、下側の出力ポートは最小出力となり、上側の出力ポートが最小出力になっている時に、下側の出力ポートは最小出力になる。上側の出力ポートから出力される光パルスと下側の出力ポートから出力される光パルスの出力タイミングは、半クロック分、すなわち変調シンボルレートの半シンボル分ずれる。

このように、１×２ＲＺパルス化器２２０は、ＲＺパルス信号によって切り替わる光スイッチとして動作していることと等価になる。入力されたＣＷ光は、上側の出力ポートと下側の出力ポートのいずれかに出力され、合計で見ると１×２ＲＺパルス化器２２０では、原理損失が生じていないことが分かる。

図６に、第１の実施形態にかかる光変調器における光信号の強度波形と電界位相を示す。図４に示した光変調器２００にＣＷ光を入力（３−１）すると、図５で説明したように、変調シンボルレートの半シンボル分ずれたタイミングで光パルスが出力される（３−２，３−３）。１×２ＲＺパルス化器２２０の出力信号光は、遅延回路２４０により、一方の出力信号光が他方の出力信号光に対して半シンボル分に相当する遅延を受け、両者が揃ったタイミングで出力される（３−４，３−５）。

従来のＤＱＰＳＫ変調器と同様に、Ｉｃｈ用ＭＺＩ変調器２１３、Ｑｃｈ用ＭＺＩ変調器２１４において、それぞれ位相２値で変調された後（３−６，３−７）、Ｉｃｈ側とＱｃｈ側の光路長差を４分の１波長として９０°の位相差（３−８）で各変調信号を合成する。その結果、光信号出力は、（３−９）に示すように位相４値に変調され、かつ、各シンボルが孤立パルスに形成されたＲＺ−ＤＱＰＳＫ信号光を得ることができる。

従来の光変調器１００を用いた信号波形、図３の（１−８）と、第１の実施形態の光変調器２００による信号波形、図６の（３−９）とを比較すると、本実施形態による信号光の強度は、従来の２倍となり、信号光強度の減衰が小さいことが分かる。これは、上述したように、ＲＺパルス化器２２０を、１入力２出力の構成とすることにより、パルス化に伴う原理損失を回避したことによる。

第１の実施形態では、遅延回路２２０は、データ変調器（Ｉｃｈ用変調器２１３／Ｑｃｈ用変調器２１４）の前に配置した。遅延回路２２０とデータ変調器の順番を入れ替え、Ｑｃｈ用変調器２１４への信号タイミング（ＤａｔａＱ信号）が、Ｉｃｈ用変調器２１３への信号タイミング（ＤａｔａＩ信号）に対して半シンボル分早めるようにしてもよい。具体的には、ＤａｔａＩ信号を供給する回路に、半シンボル分の電気遅延回路を挿入すれば、同様の結果を得ることができる。

遅延回路２４０は、半シンボル分の遅延長としたが、１×２ＲＺパルス化器２２０から出力される光信号は、シンボルレートの繰り返し光パルスである。従って、遅延長は、１.５シンボル分、または（ｋ＋０.５）シンボル分（ここでｋは整数）、すなわち端数が０.５シンボル分である遅延長であれば良い。ただし、あまりｋの絶対値が大きな数字になると、設計遅延長に対してシンボルレートがずれた場合に、シンボルのずれが大きく変化し、端数が０.５シンボルの遅延から大きくずれるので、基本的にはｋの絶対値は小さい値が望ましい。

また、ＲＺパルス信号は、１×２ＲＺパルス化器２２０の上側の出力ポートと下側の出力ポートの信号光の孤立波形を同じ波形にするために、上下対称の駆動波形が望ましい。具体的には、ＣＬＫ信号の半クロック分の周期に対して、駆動波形ｆ（ｔ）が、
ｆ（ｔ−ＣＬＫ／２）＝−ｆ（ｔ）
の関係を満たす駆動波形であることが望ましい。

さらに、出力される光信号のスペクトル拡大防止の観点から、駆動波形は方形波よりも正弦波である方がより望ましい。従って、ＲＺパルス信号には、単純にＣＬＫ信号を用いるよりも、電気バンドパスフィルタまたは電気低域フィルタを通して上下対象の正弦波に波形整形したクロック信号を用いた方が良い。

ここで、変調動作点のずれ、および直交度のずれのモニタ方法に関して述べておく。本願実施形態の変調器構成では、ＤＱＰＳＫ変調器にＲＺパルス化器が組み込まれた構成になっているので、モニタ出力の配置には工夫が必要である。

まず、最も簡単な方法は、図４に示した（３−２）または（３−３）の箇所に、ＲＺパルス化器２２０のためのモニタを設け、（３−９）の箇所、すなわち２×１カプラ２１２の後にＤＱＰＳＫ変調器のためのモニタを設ける方法である。ＲＺパルス化器２２０は、２出力となっているが、一方の出力ポートのみを見た場合は、基本的に従来のＲＺパルス化器と同じように動作しているように見える。そこで、いずれか一方の出力ポートのモニタを行うことにより、従来の調整方法をそのまま用いることができる。ＤＱＰＳＫ変調器は、原理損失の無い信号光が出力される点で従来と異なるが、モニタに関しては、（３−９）の箇所のモニタにより、従来の調整方法をそのまま用いることができる。

（第１の実施形態：ＲＺパルス化器付きＤＱＰＳＫ変調器：２Ｖπ駆動）
次に、第１の実施形態の光変調器２００において、ＲＺパルス信号として、ＣＬＫ信号を分周（ＣＬＫ／２）し、２Ｖπの振幅入力とした信号を用いた場合（２Ｖπ駆動）について説明する。このように２Ｖπ振幅のＣＬＫ／２信号でＲＺパルス化を行う方法は、キャリア抑圧ＲＺパルス化（ＣＳＲＺ化）と呼ばれる。一般に、ＲＺパルス化を行うと信号スペクトルがＲＺパルス化を行う前の約２倍に広がるが、ＣＳＲＺパルス化の場合はスペクトル広がりが１.５倍程度に抑えることができる。このため、周波数利用効率を向上させる場合には好んで用いられる。

図７Ａ−Ｃを参照して、２Ｖπ駆動の１×２ＲＺパルス化器の動作原理を説明する。２Ｖπ駆動を行う場合、図４の１×２ＲＺパルス化器２２０の出力信号光の電界位相は、図７Ａ，Ｂのように変化する。図７Ａは２×２カプラ２２２の一方の出力ポート（図４の上側）を示し、図７Ｂは２×２カプラ２２２の他方の出力ポート（図４の下側）を示す。１×２ＲＺパルス化器２２０そのものの構成は同じなので、駆動に伴う電界ベクトルの動きは、Ｖπ駆動時と同じであり、下側の出力ポートの信号光に対する上側の出力ポートの信号光の位相が９０°ずれることも、Ｖπ駆動時と同じである。出力信号光の軌跡が実軸上の直線軌跡を描く点も同じであるが、駆動パルスの駆動範囲が２倍になり、かつ、パルス周期が２倍になるので、出力波形の様子（３−２，３−３）は、Ｖπ駆動時と若干異なる。

具体的には、図７Ｃに示したように、駆動信号の振幅中心を＋Ｖπ／２にした場合、１×２ＲＺパルス化器２２０の上側出力ポートの信号光の軌跡は、実軸上をプラスからマイナスまで動く。従って、ＣＬＫ／２信号の一周期の駆動により、２個の孤立パルスが出力され、かつ、この２個の孤立パルスの光位相はπ異なっている。強度波形だけを見ると、図５Ｃに示したＶπ駆動時（ＣＬＫ信号の一周期で１個の孤立パルス）と変わらない。しかし、光位相まで見ると、２Ｖπ駆動時には、シンボル毎に位相反転しており、Ｖπ駆動時と大きく異なっている。

一方、下側出力ポートの信号光の軌跡は、実軸上のプラス範囲のみ動き、ＣＬＫ／２信号の一周期で２往復するので、Ｖπ駆動時と同じように全てのシンボルで同一位相の光信号出力が得られる。なお、上側の出力ポートから出力される光パルスと下側の出力ポートから出力される光パルスの出力タイミングは、Ｖπ駆動と同様に半シンボル分ずれる。

従って、２Ｖπ駆動の場合は、ＤＱＰＳＫ変調器のＩｃｈ用変調器２１３においては、シンボル毎に位相反転したパルスが入力されるので、変調用光移相器を駆動するＤａｔａＩ信号に対して、シンボル毎にビットを反転させるプリコード処理を入れる必要がある。

また、ＲＺパルス信号に正弦波のＣＬＫ／２信号を用いると、上側出力ポートからの光パルス波形と下側出力ポートからの光パルス波形が異なる形になる。この場合、図７Ｃに当て嵌めて考えると、駆動波形は●点から×点に瞬時に移る波形となる。従って、上側出力ポートからの光パルス波形は、デューティー比が大きい波形、すなわちパルス幅が広く○点の時だけ光強度がゼロになる波形となる。一方、下側出力ポートからの光パルス波形は、デューティー比が小さい波形、即ちパルス幅が狭く○点の時以外は光強度が殆どゼロになる波形となる。詳細に計算すると、このデューティー比は、上側出力ポートからの光パルスで約６７％、下側出力ポートからの光パルスで約３３％となる。このようにＶπ駆動時の推奨条件（上下対称の駆動波形）だけでは、良好な動作は得られない。

図７Ｃの電気駆動信号と光出力信号の関係を勘案すると、１×２ＲＺパルス化器２２０の上側の出力ポートと下側の出力ポートの信号光の光パルス波形を同じ波形にするためには、駆動波形ｆ（ｔ）は、
Ｆ（ｔ）＝Ａｂｓ｛ｆ（ｔ）−Ｖπ／２｝−Ｖπ／２
としたときに、
Ｆ（ｔ−ＣＬＫ／２）＝−Ｆ（ｔ）
が成り立つようは波形が望ましいことが分かる。さらに、スペクトル拡大防止の観点から、光パルス波形を正弦波形状とするために、駆動波形は、振幅中心を＋Ｖπ／２とする三角波が望ましい。なお、図７ではこのような三角波を駆動信号に用いたとして各波形を図示している。

図８に、２Ｖπ駆動の光変調器における光信号の強度波形と電界位相を示す。上述したように、ＤＱＰＳＫ変調器のＩｃｈ用変調器２１３には、シンボル毎に位相反転したパルスが入力される。従って、Ｖπ駆動時と異なる点は、変調用光移相器を駆動するＤａｔａＩ信号に対して、シンボル毎にビットを反転させるプリコード処理を入れて動作させている点である。

１×２ＲＺパルス化器２２０の出力信号光（３−２，３−３）は、遅延回路２４０により光パルスのタイミングが揃った波形（３−４，３−５）になる。Ｉｃｈ用ＭＺＩ変調器２１３の駆動信号ＤａｔａＩ信号は、プリコード処理によりシンボル毎にビット反転させて入力するので、例えば、元のデータパターンが“１００…”であった場合には、“００１…”として入力する。従って、光位相“π０π…”（３−４）でＩｃｈ用ＭＺＩ変調器２１３に入力された光信号は、光位相“π００…”（３−６）で出力される。Ｑｃｈ用ＭＺＩ変調器２１４においては、プリコード処理を行わずに変調される（３−７）。その後、Ｉｃｈ側とＱｃｈ側の光路長差を４分の１波長として９０°の位相差（３−８）で各変調信号を合成する。その結果、光信号出力は、（３−９）に示すように位相４値に変調され、かつ、各シンボルが孤立パルスに形成されたＲＺ−ＤＱＰＳＫ信号光を得ることができる。

このように２Ｖπ駆動方法においても、従来の光変調器１００を用いた信号波形、図３の（１−８）と、第１の実施形態の光変調器２００による信号波形、図８の（３−９）とを比較すると、本実施形態による信号光の強度は、従来の２倍となり、信号光強度の減衰が小さいことが分かる。これは、上述したように、ＲＺパルス化器２２０を、１入力２出力の構成とすることにより、パルス化に伴う原理損失を回避したことによる。

なお、駆動信号の振幅中心を−Ｖπ／２にした場合には、図７Ｃを見て分かるように、１×２ＲＺパルス化器２２０の上側ポートからの出力と下側ポートからの出力の波形が入れ替わり、上側ポートからは全てのシンボルで同一位相の信号光が出力され、下側ポートからはシンボル毎に位相反転する信号光が出力される。従って、シンボル毎にビット反転させるプリコード処理は、図４ではＱｃｈ用変調器２１４のＤａｔａＱ信号に対して入れることになる。

（第２の実施形態：ＲＺパルス化器付き偏波多重ＱＰＳＫ変調器）
図９に、本発明の第２の実施形態にかかるＲＺパルス化器付き偏波多重ＱＰＳＫ変調器の構成を示す。光変調器３００は、前段に、第１の実施形態の光変調器２００と同じ構成の１×２ＲＺパルス化器３２０と、遅延回路３４０とを備え、後段に、偏波多重ＱＰＳＫ変調器を備えている。

偏波多重ＱＰＳＫ変調器は、Ｘ偏波用ＱＰＳＫ変調器３１０Ｘと、Ｙ偏波用ＱＰＳＫ変調器３１０Ｙと、Ｘ偏波用ＱＰＳＫ変調器３１０Ｘの出力に接続され、ＴＭ偏波をＴＥ偏波に変換する偏波回転器３４１と、Ｘ偏波用ＱＰＳＫ変調器３１０Ｘの光出力と偏波回転器３４１の光出力とを合成する偏波合成器３４３とを備えている。ここで、Ｘ偏波／Ｙ偏波とは、偏波合成器の出力における偏波方向を指している。

Ｘ偏波用ＱＰＳＫ変調器３１０ＸとＹ偏波用ＱＰＳＫ変調器３１０Ｙのそれぞれは、１×２カプラ３１１Ｘ，Ｙと２×１カプラ３１２Ｘ，Ｙに挟まれた２本のアーム導波路に変調用光移相器を備えたデータ変調器であるＩｃｈ用変調器３１３Ｘ，ＹとＱｃｈ用変調器３１４Ｘ，Ｙと、２つのデータ変調器からの出力を合流させる２×１カプラ３１２Ｘ，Ｙとを備えている。２本のアーム導波路の少なくとも一方には、Ｉｃｈ用変調器３１３Ｘ，Ｙからの出力信号に対してＱｃｈ用変調器３１４Ｘ，Ｙからの出力信号の相対位相差を９０°にするためのπ／２光移相器３１５Ｘ，Ｙが挿入されている。

図１０に、第２の実施形態にかかる光変調器における光信号の強度波形と電界位相を示す。光変調器３００は、Ｚカット基板を使用し、１×２ＲＺパルス化器３２０は、上述したＶπ駆動で動作させたとする。図９に示した光変調器３００の入力（４−１）から遅延回路３４０の出力（４−４，４−５）までの波形は、第１の実施形態の図６の（３−１）〜（３−５）と同じである。遅延回路３４０の出力には、シンボルレートでの繰り返しパルスが同じタイミングで出力される。

この繰り返しパルスに同期して、Ｘ偏波用ＱＰＳＫ変調器３１０Ｘ、Ｙ偏波用ＱＰＳＫ変調器３１０Ｙのそれぞれにおいて、ＱＰＳＫ変調が行われ、位相４値に変調されたＱＰＳＫ信号光が出力される（４−６，４−７）。Ｚカット基板では、ＴＭ偏光で変調が行われるので、ここまではＴＭ偏光で伝搬させる。Ｘ偏波用ＱＰＳＫ変調器３１０Ｘから出力された信号光もＴＭ偏光であるが、偏波回転器３４１によってＴＥ偏光に変換される（４−８）。そして、Ｙ偏波用ＱＰＳＫ変調器３１０Ｙから出力されたＴＭ偏光の信号光（４−７）と偏波回転器３４１から出力されたＴＥ偏光の信号光（４−８）とは、偏波合成器３４３によって偏波多重された信号光（４−９）となる。各偏波の信号光は、同じパルスタイミングで偏波多重されるので、このような偏波多重信号は、特にビットアライン偏波多重と呼ばれる。

第２の実施形態においても、ＲＺパルス化器３２０を１入力２出力の構成とすることにより、パルス化に伴う原理損が回避できており、Ｘ偏波（ＴＥ偏波）とＹ偏波（ＴＭ偏波）を合わせた偏波多重信号で見てみると、全体の信号光強度の平均値は第１の実施形態と同じであることが分かる。

なお、偏波合成器３４３は、単純な光カプラで代用することもできるが、その場合は、３ｄＢの原理損失が生じる点がデメリットになる。また、光カプラを用いた場合、偏波回転器３４１の性能が不十分であったとき、偏波状態がそのまま出力されるので、Ｘ偏波信号とＹ偏波信号の直交性が９０°からずれて劣化するという問題が生じる。偏波合成器３４３を用いた場合は、偏波変換し切れなかった偏波成分は偏波合成器で消光されて減衰する。従って、偏波回転器の性能が多少不十分であっても、偏波成分の直交性が高精度に保たれる。従って、単純な光カプラではなく偏波合成器を用いることが望ましい。

また、第２の実施形態において、１×２ＲＺパルス化器３２０を２Ｖπ駆動にした場合の相違点は、第１の実施形態と同じである。ＲＺパルス化器３２０への駆動波形として、図７Ｃに示したような振幅中心＋Ｖπ／２の三角波を入力し、シンボル毎にビット反転させるプリコード処理は、Ｙ偏波用ＱＰＳＫ変調器３１０ＹのＤａｔａＹＩ信号、ＤａｔａＹＱ信号の両方に対して入れる。ＲＺパルス化器３２０への三角波駆動信号の振幅中心が−Ｖπ／２の場合には、プリコード処理は、Ｘ偏波用ＱＰＳＫ変調器３１０ＸのＤａｔａＸＩ信号、ＤａｔａＸＱ信号の両方に対して入れることになる。

第２の実施形態では、Ｚカット基板を用いているので、偏波回転器３４１はＸ偏波用ＱＰＳＫ変調器３１０Ｘ側に設けているが、Ｘカット基板を用いた場合は、変調動作の偏波方向がＴＥ偏波となるので、偏波回転器３４１はＹ偏波用ＱＰＳＫ変調器３１０Ｙ側に設けることになる。

第２の実施形態に関しても、変調動作点のずれ、および直交度のずれのモニタ方法に関して述べておく。通常、偏波多重ＱＰＳＫ変調器の場合は、各偏波のＱＰＳＫ変調器毎にモニタを設ける。従って、ＲＺパルス化器のモニタも含めると、合計３箇所でのモニタが必要となる。

第２の実施形態の変調器構成においても、第１の実施形態での考え方と同様に、図９に示した（４−２）または（４−３）の箇所にＲＺパルス化器３２０のためのモニタを、（４−６）の箇所にＹ偏波用ＱＰＳＫ変調器３１０Ｙのためのモニタを、（４−７）または（４−８）の箇所にＸ偏波用ＱＰＳＫ変調器３１０Ｘのためのモニタを設けることにより、従来と同様の調整方法を用いることができる。

さらに、第２の実施形態の変調器構成では、以下の述べる方法を用いることにより、モニタ箇所を減らすことができる。１×２ＲＺパルス化器に加えているＲＺパルス化信号の変調動作点、即ち、バイアス点の駆動電圧が図１７Ａに示すようにずれた場合、１×２ＲＺパルス化器からの出力光の光強度は、図１７Ｂに示すように変化する。このようにバイアス点が適性値からずれると各出力ポートからの出力光のパルス形状が歪んでくる。この出力光の光強度の時間平均値を見てみると、図１７Ｃに示すように、最適バイアス点で上側出力ポートの時間平均値と下側出力ポートの時間平均値が同じになることが分かる。

従って、（４−２）と（４−３）の箇所の光強度の時間平均値が同じになるように、１×２ＲＺパルス化器のバイアス点を調整すれば良い。（４−２）と（４−３）の箇所の光強度の時間平均値は、それぞれ（４−６）と、（４−７）または（４−８）における時間平均値と基本的には同じである。従って、（４−６）のＹ偏波用ＱＰＳＫ変調器のためのモニタと、（４−７）または（４−８）のＸ偏波用ＱＰＳＫ変調器のためのモニタにおいて、光強度の時間平均値が同じになるように、１×２ＲＺパルス化器のバイアス点を調整すれば良く、前述した（４−２）または（４−３）のＲＺパルス化器のためのモニタを省略することができる。

また、（４−２）と（４−３）での光出力値は、図１７Ｂを見て分かるように、バイアス値を微小変動させた場合の変化量が最も大きくなる。別の方法として、１×２ＲＺパルス化器のバイアス値に微小なディザリング信号を重畳しておき、（４−２）または（４−３）での光出力の変動を、ディザリング信号でロックイン検出する。検出結果から、光出力変化量が最大となるバイアスポイントを算出することにより、最適バイアス値を求めることができる。（４−２）または（４−３）での光出力の変動は、それぞれ（４−６）と、（４−７）または（４−８）とにおける光出力の変動と基本的には同じである。

従って、（４−６）のＹ偏波用ＱＰＳＫ変調器のためのモニタと、（４−７）または（４−８）のＸ偏波用ＱＰＳＫ変調器のためのモニタにおいて、ロックイン検出を行うことにより、１×２ＲＺパルス化器のバイアス点の調整が可能になる。前述した（４−２）または（４−３）のＲＺパルス化器専用のモニタを省略することができる。

尚、ここで述べたモニタ方法は、前述の第１の実施形態でも同様に適用することができる。具体的には、（３−２）又は（３−４）と（３−３）又は（３−５）にモニタを設け、時間平均時が同じになるように１×２ＲＺパルス化器のバイアス点の調整を行えばよい。

（第３の実施形態：ＲＺパルス化器付きビットインターリーブ偏波多重ＱＰＳＫ変調器）
図１１に、本発明の第３の実施形態にかかるＲＺパルス化器付き偏波多重ＱＰＳＫ変調器の構成を示す。図９に示した第２の実施形態との相違点は、遅延回路が無いこと、一方のＱＰＳＫ変調器（図１１では、Ｘ偏波用ＱＰＳＫ変調器４１０Ｘ）の駆動信号（ＤａｔａＸＩ信号、ＤａｔａＸＱ信号）に半シンボル分の電気遅延回路４３４ａ，ｂを挿入している点である。

図１２に、第３の実施形態にかかる光変調器における光信号の強度波形と電界位相を示す。光変調器４００の入力（５−１）から１×２ＲＺパルス化器４２０の出力（５−２，５−３）までの波形は、第１の実施形態の図６の（３−１）〜（３−３）と同じである。Ｙ偏波用ＱＰＳＫ変調器４１０Ｙの出力信号（５−４）とＸ偏波用ＱＰＳＫ変調器４１０Ｘの出力信号（５−５）が半シンボルずれて出力される。従って、各偏波の信号光は、半シンボルずれたパルスタイミングで偏波多重される（５−７）。この点が、第２の実施形態で得られる信号光と大きく異なる。このような偏波多重信号は、特にビットインターリーブ偏波多重と呼ばれている。

ビットインターリーブ偏波多重においては、Ｘ偏波のパルスピークではＹ偏波のパルスは強度ゼロ、逆にＹ偏波のパルスピークではＸ偏波のパルスは強度ゼロとなっている。このため、受信の際に偏波分離が不十分であっても、パルス位置では相手偏波のパルスが無いのでクロストークを抑制することができる。さらに、ビットインターリーブ偏波多重信号は、元のシンボルレートの倍のシンボルレートで受信を行えば、偏波分離を行わなくても受信ができると言うメリットがある。

第３の実施形態においても、ＲＺパルス化器４２０を１入力２出力の構成とすることにより、パルス化に伴う原理損が回避できており、Ｘ偏波（ＴＥ偏波）とＹ偏波（ＴＭ偏波）を合わせた偏波多重信号で見てみると、全体の信号光強度の平均値は第１の実施形態と同じであることが分かる。

なお、図１１で挿入している半シンボル分の電気遅延回路４３４ａ，４３４ｂは、図９の第２の実施形態と比較した相対的なものである。従って、１×２ＲＺパルス化器４２０で生成される光パルス列にあわせるように、各Ｄａｔａ信号のタイミングを調整し、各ＱＰＳＫ変調器を駆動すれば良い。

なお、変調動作点のずれ、および直交度のずれのモニタ方法に関しては、前述の第２の実施形態で述べた方法を同様に適用することができることは、明らかである。

（ＲＺパルス化器付きＤＱＰＳＫ変調器）
図１３に、実施例１にかかるＲＺパルス化器付きＤＱＰＳＫ変調器の構成を示す。実施例１の光変調器は、石英系平面光波回路（ＰＬＣ）基板５０１，５０２とＬＮ変調器アレイが形成されたＬＮ基板５０３とを端面接続した複合集積構成となっている。

ＰＬＣ導波路は、ＥＯ効果が非常に小さいため、単体で変調器を構成することはできない。一方、伝搬損失がＬＮ導波路の１０分の１以下で、非常に低損失な導波媒体である。加えて、曲がり導波路の許容曲げ半径が２ｍｍ程度であり、高い設計自由度を持つことから、受動回路であれば低損失で多彩な光回路を実現することができる。一方、ＬＮ導波路は、伝搬損失、許容曲げ半径がＰＬＣ導波路と比べて大きいので、複雑な光回路を構成することには不向きである。一方、上述のように高いＥＯ効果を持つことから、高速変調回路としては非常に優れている。

従って、本実施形態に示した複雑な変調器の場合には、分岐／合流回路等の受動回路部分にはＰＬＣ導波路を用い、変調器アレイの部分のみＬＮ導波路を用いて集積することにより、ＰＬＣ導波路とＬＮ導波路の双方の長所を得ることができる。加えて、ＬＮ導波路モノリシック技術で作製するよりも低損失で良好な特性の変調器を実現することができる。このメリットは、構成が複雑な変調器ほど顕著となり、後述する実施例２で示すように、分岐／合流回路に加えて、偏波合成器が必要となる偏波多重ＱＰＳＫ変調器では、さらにメリットが大きくなる。

入出力ファイバ５３１，５３３が接続されているＰＬＣ基板５０１には、１×２ＲＺパルス化器５２０の１×２カプラ５２１と、ＤＱＰＳＫ変調器のＩｃｈ用変調器５１３とＱｃｈ用変調器５１４のそれぞれの出力側の２×１カプラ５５２Ｉ，Ｑと、Ｉｃｈ用変調器５１３の出力とＱｃｈ用変調器５１４の出力とを合成する２×２カプラ５１２とが作製されている。２×２カプラ５１２の一方の出力は信号光出力となり、もう一方の出力は変調器の動作点調整を行うためのモニタ出力になっている。なお、２×２カプラは波長無依存カプラ（ＷＩＮＣ）とした。なお、ＰＬＣ基板５０１に入力する信号光は、ＴＭ偏光となるように偏光保持入力ファイバの角度を調整してある。

ＰＬＣ基板５０２には、１×２ＲＺパルス化器５２０の２×２カプラ５２２と、ＤＱＰＳＫ変調器のＩｃｈ用変調器５１３とＱｃｈ用変調器５１４のそれぞれの入力側の１×２カプラ５５１Ｉ，Ｑと、変調シンボルレートの半分に相当する遅延を挿入する遅延回路５４０とが作製されている。遅延回路５４０の導波路長差は、導波路の屈折率が約１.４８であるので、ビットレート４３Ｇｂｐｓ、すなわちシンボルレート２１.５Ｇｂａｕｄに合わせて、約４.７ｍｍとした。

１×２ＲＺパルス化器５２０、Ｉｃｈ用変調器５１３とＱｃｈ用変調器５１４のそれぞれの変調動作点を調整するために、それぞれ変調器の２本のアーム導波路に、熱光学移相器５２５ａ，ｂ、５５５Ｉａ，ｂ、５５５Ｑａ，ｂが設けられている。ＤＱＰＳＫ変調器のＩｃｈ、Ｑｃｈの信号光を相対位相差９０°に調整して合成するためのπ／２光移相器として動作する熱光学移相器５１５ａ，ｂが、遅延回路５４０の出力に設けられている。図４に示した第１の実施形態では、Ｉｃｈ用変調器５１３、Ｑｃｈ用変調器５１４の出力にπ／２光移相器を設けていた。π／２の光位相差に相当する遅延量は、光の１／４波長と僅かであるので、実施例１のようにＩｃｈ用変調器５１３、Ｑｃｈ用変調器５１４の前に設けても良い。

熱光学移相器５２５、５５５Ｉ、５５５Ｑ、５１５は、２本のアーム導波路のそれぞれに設けられている。これは熱光学移相器が後述の加熱制御によって位相を遅らせる方向にのみ動作するので、調整器として正負両方に調整を行うために、両方のアーム導波路に設けてある。なお、一方のアーム導波路にのみに設けることも可能であるが、その場合は位相調整が−π〜πでは無く、０〜２πとして調整動作を行うので、平均して加熱調整のための消費電力が大きくなる。

熱光学移相器５１５の断面図を図１４Ａに示す。熱光学移相器は、シリコン基板６０１上の導波路クラッド６０２上に設けた薄膜ヒータ６０４からなる。局所的に導波路コア６０３の温度を制御し、熱光学効果により薄膜ヒータ６０４直下の光導波路の屈折率を変化させて、導波光の位相を制御する。

実施例１では、一方のＰＬＣ基板５０２に全ての熱光学移相器を設けたので、放熱設計が片方のＰＬＣ基板のみで良いというメリットがある。光ファイバ接続の無いＰＬＣ基板５０２に設けたのは、熱膨張によるチップの伸び縮みにより光ファイバへの応力が変化することを避けるためである。

遅延回路５４０の断面図を図１４Ｂに示す。遅延回路５４０は、光導波路の一部分に、導波路コア６０２を横切るように複数の溝６０５を掘り、シリコン樹脂６０６が充填されている。このような構成により、光導波路が持つ屈折率の温度依存性により、遅延回路５４０の光路長差が変化し、遅延回路５４０からの出力光の位相差が温度によって大きく変化することを避けることができる。石英系導波路の屈折率温度依存性ｄｎ／ｄＴは１×１０^−５であるので、上記ΔＬ＝４.７ｍｍの遅延長において、位相変化量Δφは、ΔＴ＝３０℃の温度変動に対して、

から計算され、約２πの位相変化と大きく変化する。シリコン樹脂６０６の室温での屈折率は、約１.４で石英系導波路とほぼ同じである。温度依存性は、石英系ガラスと逆符号で約４０倍の温度依存性ｄｎ_ｃｏｍｐ／ｄＴ＝−４×１０^−４を有している。従って、石英系導波路をシリコン樹脂６０６に置き換える部分が、

を満たす長さｄＬ_ｃｏｍｐ＝約０.１２ｍｍとすることにより、光路長差の温度依存性をほぼキャンセルすることができる。

シリコン樹脂６０６が充填された溝６０５を、数箇所に分割してあるのは、溝６０５により導波構造が失われることで損失が増加するのを抑えるためである。なお、この構造により生じている損失は、Ｉｃｈ側とＱｃｈ側の損失バランスを崩すので、これを補償した方が好ましい。そこで、遅延回路５４０の遅延の無い側の導波路に、僅かなギャップ５４１を入れることにより、溝６０５で生じている損失と同量の損失を付加する。

ＰＬＣ基板５０１，５０２は、火炎堆積（ＦＨＤ）法等のガラス膜堆積技術と反応性イオンエッチング（ＲＩＥ）等の微細加工技術の組み合わせを用いて作製した。具体的には、シリコン基板上に下部クラッド層となるガラス膜を堆積して透明化する。引き続き、屈折率がクラッド層よりもやや高いコア層を堆積した。そして、光導波回路となるコアパターンを微細加工技術によりパターン化し、上部クラッド層となるガラス膜を堆積して透明化することで埋め込み型の光導波路を作製した。最後に、上部クラッド表面に薄膜ヒータとなる金属を真空蒸着法等で堆積し、これを微細加工技術でパターン化し、熱光学移相器を装荷した。

導波路のコアとクラッドの比屈折率差は１.５％である。基板サイズは、ＰＬＣ５０１で６×１０ｍｍ、ＰＬＣ５０２で６×１５ｍｍある。なお、図中には示していないが、各薄膜ヒータへは駆動連流を給電するための電気配線パターンがチップ上に形成されている。

ＬＮ基板５０３は、Ｚカット基板上に形成された６本のＬＮ変調器アレイで構成されている。変調器アレイの断面図を図１４Ｃに示す。ＬＮ基板６１１には、チタン拡散法により導波路コア６１２ａ，ｂが形成されている。各導波路の上部には、中心電極６１３ａ，ｂが形成され、周囲にはＧＮＤ電極６１４ａ−ｃが形成され、変調用の進行波電極を構成している。このような導波路コア６１２ａ，ｂが２本一組で、ＲＺパルス化器５２０、Ｉｃｈ用変調器５１３、Ｑｃｈ用変調器５１４のそれぞれの高速移相器を構成している。ＬＮ基板５０３の長さは、約６０ｍｍである。なお、図中には示していないが、各進行波電極へは、変調信号を伝搬させるための高周波配線パターンがチップ上に形成されている。

実施例１にかかる光変調器の無変調時の挿入損失は、約６ｄＢであった。測定条件は、光変調器が最大透過になるように、（１）Ｉｃｈ用変調器５１３およびＱｃｈ用変調器５１４が最大透過となるように、両変調器の動作点を調整、（２）ＲＺパルス化器５２０の上側出力ポートと、下側出力ポートとが同一強度となるようにＲＺパルス化器５２０の動作点を調整、（３）π／２移相器５１５は出力ポートへの光出力が最大になるように調整した。

次にＲＺパルス化器にはクロックレート即ちシンボルレートと同じ２１.５ＧＨｚの正弦波でＶπ駆動の電圧振幅で入力し、Ｉｃｈ用変調器、及び、Ｑｃｈ用変調器には擬似ランダム信号（ＰＲＢＳ）のデータ信号をＩｃｈとＱｃｈ側で数１０ビットずらして、２Ｖπ駆動の電圧振幅で入力し、４３ＧｂｐｓのＲＺ−（Ｄ）ＱＰＳＫ信号を発生させた。各変調動作点、並びに、π／２移相器は適切な状態になるように調整している。この時、ＣＷ入力光に対する、出力光信号の減衰量は、約９ｄＢであり、変調に伴う損失増加は３ｄＢであることが確認できた。従って、本変調器では、（Ｄ）ＱＰＳＫ信号の９０°合成に伴って発生する３ｄＢの原理損失のみが生じているのみで、従来の形態におけるＲＺパルス化器で発生する３ｄＢの原理損失は回避できたことが確認できた。

次に、本変調器の環境温度を−５〜７５℃に変化させたが、π／２移相器の調整量は２π以下に収まった。これは、実施例１の遅延回路５４０においてシリコン樹脂の充填を行わない場合に想定されるπ／２移相器の調整量５.３π以上よりも遥かに小さい値である。実施例１の遅延回路５４０の構成が、有効に機能していることが確認できる。

なお、実施例１のＰＬＣ基板上に作製した光カプラは、低損失で広帯域平坦な分岐特性を得るために、１×２カプラ、２×１カプラはＹ分岐回路とし、２×２カプラはＷＩＮＣとしたが、マルチモード干渉計型カプラ（ＭＭＩカプラ）によりこれらのカプラを構成しても構わない。また、広帯域特性を問わなければ、単純な方向性結合器によるカプラでも構わない。

（ＲＺパルス化器付き偏波多重ＱＰＳＫ変調器）
図１５に、実施例２にかかるＲＺパルス化器付き偏波多重ＱＰＳＫ変調器の構成を示す。実施例２の光変調器も、石英系平面光波回路（ＰＬＣ）基板７０１，７０２とＬＮ変調器アレイが形成されたＬＮ基板７０３とを端面接続した複合集積構成となっている。実施例２の光変調器においては偏波合成器が必要になるが、ＬＮ導波路で構成する場合には、十分な特性が出ないが、ＰＬＣ導波路を用いた場合には、偏波直交性の優れた偏波合成器を作製することができる。

入出力ファイバ７３１，７３３が接続されているＰＬＣ基板７０１には、１×２ＲＺパルス化器７２０の１×２カプラ７２１と、Ｘ偏波用ＱＰＳＫ変調器７１０Ｘ、Ｙ偏波用ＱＰＳＫ変調器７１０ＹのそれぞれＩｃｈ用変調器およびＱｃｈ用変調器の出力側の２×１カプラ４個と、これらＩｃｈ用変調器の出力とＱｃｈ用変調器の出力を合成するための２×２カプラ７１２Ｘ，７１２Ｙ（２個）が作製されている。２×２カプラ７１２Ｘ，７１２Ｙの一方の出力は、後段の偏波回転器７４１、偏波合成器７４２に接続され、もう一方の出力は、光変調器の動作点調整を行うためのモニタ出力になっている。なお、２×２カプラ７１２Ｘ，７１２Ｙは、波長無依存カプラ（ＷＩＮＣ）とした。

Ｙ偏波用ＱＰＳＫ変調器７１０Ｙから出力されるＴＥ偏波光を、ＴＭ偏波光に変換する偏波回転器７４１には、主軸を４５°傾けた薄膜の半波長板を用いている。４５°の半波長板を透過する各偏波の光は、ポアンカレ球上で見てみると４５°直線偏波軸であるＰＱ軸で半回転した位置に偏波変換される。従って、ＴＥ偏光はＴＭ偏光に、ＴＭ偏光はＴＥ偏光に変換されるのでＴＥ／ＴＭ変換器として動作する。

偏波回転器７４１の断面図を図１６Ｂに示す。半波長板８２６は、導波路コア８２３を横切る溝８２５に挿入し、屈折率整合した接着剤にて固定してある。なお、導波路を横切る溝８２５は、半波長板８２６での反射が戻り光として伝搬するのを防ぐために、８度傾けて作製してある。なお、ＰＬＣ基板７０１に入力する信号光は、ＴＥ偏光となるように偏光保持入力ファイバの角度を調整してある。

偏波合成器７４３には、２個のＷＩＮＣ型２×２カプラ７５１，７５２に挟まれた２本のアーム導波路の一方に、応力解放溝７５３が掘られた干渉計を用いている。ガラスの高温透明化工程を経た石英系導波路は、シリコン基板と石英ガラスの熱膨張係数差に起因して、一般に強い圧縮応力が生じており、これにより複屈折が生じている。応力解放溝７５３では、応力解放により複屈折が非常に小さい値になっていることから、応力解放溝７５３の長さ、および干渉計の導波路長差を調整することにより、例えば、ＴＥ偏光に対しては等長、すなわち光路長差をゼロに、ＴＭ偏光に対しては半波長の光路長差に設計することができる。このように設計された干渉計では、ＴＥ偏光はクロス経路に伝搬し、ＴＭ偏光はバー経路に伝搬するため、上側入力ポートに入力されたＴＥ偏光の信号光と下側入力ポートに入力されたＴＭ偏光を共に下側出力ポートに出力することができる。従って、このような干渉計は偏波合成器として動作する。

偏波合成器７４３の断面図を図１６Ａに示す。干渉計は、シリコン基板８２１上の導波路クラッド８２２と導波路コア８２３とから構成される光導波路からなる。導波路コア８２３より深くシリコン基板８２１に達する溝８２４ａ，ｂを、導波路コア８２３と平行に掘り下げることにより、応力解放溝７５３としている。

ＰＬＣ基板７０２には、１×２ＲＺパルス化器７２０の２×２カプラ７２２と、Ｘ偏波用ＱＰＳＫ変調器７１０Ｘ、Ｙ偏波用ＱＰＳＫ変調器７１０ＹのそれぞれＩｃｈ用変調器およびＱｃｈ用変調器の入力側の１×２カプラ４個と、これらＩｃｈ用変調器とＱｃｈ用変調器とに光を分岐する１×２カプラ７１１Ｘ，７１１Ｙ（２個）が作製されている。なお、２×２カプラは波長無依存カプラ（ＷＩＮＣ）とした。また、１×２ＲＺパルス化器７２０とＸ偏波用ＱＰＳＫ変調器７１０Ｘ、Ｙ偏波用ＱＰＳＫ変調器７１０Ｙとを結ぶ折り返し導波路７６０は、相対遅延無しの等長設計としている。

１×２ＲＺパルス化器７２０の入力、Ｘ偏波用ＱＰＳＫ変調器７１０ＸとＹ偏波用ＱＰＳＫ変調器７１０ＹのそれぞれのＩｃｈ用変調器とＱｃｈ用変調器の出力には、変調動作点を調整するために、それぞれ、変調器の２本アーム導波路に、熱光学移相器（１０個）が設けられている。ＤＱＰＳＫ変調器のＩｃｈ、Ｑｃｈの信号光を相対位相差９０°に調整して合成するためのπ／２光移相器として動作する熱光学移相器７１５（４個）が、Ｘ偏波用ＱＰＳＫ変調器７１０ＸとＹ偏波用ＱＰＳＫ変調器７１０Ｙの出力に設けられている。熱光学移相器の薄膜ヒータの両側のクラッドには、熱光学移相器の消費電力を低減するための断熱溝を設けてある（図１５では、図示を省略してある）。

実施例２では、各変調器に設ける動作点調整用の移相器、およびπ／２光移相器は、ＰＬＣ基板７０１に全て設けた。これは、偏波合成器に応力解放溝を作製する工程は、上記の熱光学移相器の断熱溝を作製する工程が兼ねることができるので、チップ作製コストを抑制することができるためである。なお、図中には示していないが、各薄膜ヒータへは駆動連流を給電するための電気配線パターンがチップ上に形成されている。

ＬＮ基板７０３は、Ｘカットの基板上に形成された１０本のＬＮ変調器アレイで構成されている。変調器アレイの断面図を図１６Ｃに示す。ＬＮ基板８３１には、チタン拡散法により導波路コア８３２ａ，ｂが形成されている。各導波路の中間には、中心電極８３３が形成され、周囲にはＧＮＤ電極８３４ａ，ｂが形成され、変調用の進行波電極を構成している。このような導波路コア８３２ａ，ｂが２本一組で、ＲＺパルス化器７２０、Ｘ偏波用ＱＰＳＫ変調器７１０ＸとＹ偏波用ＱＰＳＫ変調器７１０ＹのそれぞれのＩｃｈ用変調器とＱｃｈ用変調器の高速移相器を構成している。なお、図中には示していないが、各高周波電極へは変調信号を伝搬させる為の高周波配線パターンがチップ上に形成されている。

実施例２にかかる光変調器の無変調時の挿入損失は、約８ｄＢであった。測定条件は、光変調器が最大透過になるように、（１）Ｘ偏波用ＱＰＳＫ変調器７１０ＸとＹ偏波用ＱＰＳＫ変調器７１０Ｙが最大透過となるように、両変調器の動作点およびπ／２移相器を調整、（２）ＲＺパルス化器７２０の上側出力ポートと、下側出力ポートとが同一強度となるようにＲＺパルス化器７２０の動作点を調整した。また、偏波合成器の特性としては、偏波クロストークが−３０ｄＢ以下の非常に良好な性能が得られた。

ＲＺパルス化器７２０には、クロックレート（シンボルレートと同じ）２５ＧＨｚの正弦波でＶπ駆動の電圧振幅でＣＬＫ信号を入力し、Ｘ偏波用ＱＰＳＫ変調器７１０ＸとＹ偏波用ＱＰＳＫ変調器７１０ＹのＩｃｈ用変調器およびＱｃｈ用変調器には、擬似ランダム信号（ＰＲＢＳ）のデータ信号を入力する。このときＩｃｈ側とＱｃｈ側との間で数１０ビットずらし、さらにＸ偏波用とＹ偏波用との間で数１０ビットずらして、２Ｖπ駆動の電圧振幅で入力し、１００ＧｂｐｓのＲＺ−偏波多重ＱＰＳＫ信号を発生させた。各変調動作点、およびπ／２移相器は、適切な状態になるように調整している。このとき、ＣＷ光の入力に対する出力光信号（ＴＥ偏波／ＴＭ偏波の合計）の減衰量は、約１１ｄＢであり、変調に伴う損失増加は３ｄＢである。従って、実施例２の変調器でも、ＱＰＳＫ信号の９０°合成に伴って発生する３ｄＢの原理損失のみが生じているだけであり、従来の光変調器におけるＲＺパルス化器で発生する３ｄＢの原理損失を回避することができる。

実施例２において、変調動作点のずれ、および直交度のずれのモニタ方法に関しては、第２の実施形態で述べた方法を用いている。即ち、Ｘ偏波用ＱＰＳＫ変調器７１０Ｘの２×２カプラ７１２Ｘの一方の出力と、Ｙ偏波用ＱＰＳＫ変調器７１０Ｙの２×２カプラ７１２Ｙの一方の出力をそれぞれモニタ出力とし、両者の出力光強度の時間平均値が同じになるように、ＲＺパルス化器７２０の駆動バイアス点を調整する。

ここで、２つのモニタ出力の値は、ＲＺパルス化器７２０の出力値が直接見えているのではなく、Ｘ偏波用ＱＰＳＫ変調器７１０Ｘ、Ｙ偏波用ＱＰＳＫ変調器７１０Ｙ、偏波回転器７４１等のモニタ出力までの回路要素の損失を受けた値になっている。これら損失の値は、デバイス毎によってばらついているので、実際の出力光強度の時間平均値の比較においては、これらの損失ばらつき分を予め計測し、ばらつきを差し引いた上で行っている。

なお、実施例２では、偏波合成器７４３の実現には、応力解放溝を用いた複屈折調整を利用したが、これ以外の方式、例えば、導波路幅を横方向に広くして扁平な導波路構造にした場合に生じる構造複屈折を利用する方法、半波長板を主軸０°または９０°の角度で導波路に挿入することにより、半波長板自身の複屈折を利用する方法を用いても良い。

以上の実施例では、複合集積の組み合わせとして、ＬＮ基板と石英系ＰＬＣ基板の組み合わせで説明しているが、これは、ＬＮ導波路は高いＥＯ効果を持ち高速変調器の主流導波路技術であり、また、石英系導波路は受動導波路としては最も低損失な導波路であり、この組み合せが、複雑な変調器を低損失に実現する組み合わせとして優れているからである。しかしながら、他の材料系の導波路、例えば、ＥＯ効果をもつ導波路系として多元系酸化物材料、半導体材料を用いた導波路等と、受動導波路としてシリコン、高分子材料を用いた導波路の組み合わせでも、もちろん、実施例で示した効果が同様に得られることに変わりは無いことを付記しておく。

Claims (15)

1. １×２カプラと２×２カプラとに挟まれた２本のアーム導波路に変調用光移相器を備えた１×２ＲＺパルス化器と、
   前記２×２カプラの２出力のそれぞれに接続された２つの干渉計型変調器と、
   前記干渉計型変調器のそれぞれの出力を合流させる２×１合流カプラと
   を備えたことを特徴とする光変調器。
2. 前記１×２ＲＺパルス化器を駆動するパルス化信号は、駆動波形ｆ（ｔ）が、
   ｆ（ｔ−ＣＬＫ／２）＝−ｆ（ｔ）
   の関係を満たし、振幅Ｖπで繰り返し周期ＣＬＫのパルス化信号であることを特徴とする請求項１に記載の光変調器。
3. 前記パルス化信号は、正弦波であることを特徴とする請求項２に記載の光変調器。
4. 前記１×２ＲＺパルス化器を駆動するパルス化信号は、駆動波形ｆ（ｔ）が、
   Ｆ（ｔ）＝Ａｂｓ｛ｆ（ｔ）−Ｖπ／２｝−Ｖπ／２、または、
   Ｆ（ｔ）＝Ａｂｓ｛ｆ（ｔ）＋Ｖπ／２｝−Ｖπ／２
   としたときに、
   Ｆ（ｔ−ＣＬＫ／２）＝−Ｆ（ｔ）
   を満たし、振幅２Ｖπで繰り返し周期ＣＬＫのパルス化信号であることを特徴とする請求項１に記載の光変調器。
5. 前記パルス化信号は、振幅中心を＋Ｖπ／２または−Ｖπ／２とする三角波であること特徴とする請求項４に記載の光変調器。
6. 前記干渉計型変調器は、１×２カプラと２×１カプラとに挟まれた２本のアーム導波路に変調用光移相器を備えたデータ変調器であり、
   前記１×２ＲＺパルス化器の２×２カプラの出力から前記２×１合流カプラの入力までの伝搬遅延時間差がパルス化周期の（ｋ＋０.５）倍（ｋは整数）となるように構成された遅延回路と、
   無変調時に、各々の前記干渉計型変調器からの出力光の相対光位相差を９０°にするπ／２光移相器と
   をさらに備えたことを特徴とする請求項１に記載の光変調器。
7. 前記２×１合流カプラは、一方の入力ポートから入力されたＴＥ偏波と他方の入力ポートから入力されたＴＭ偏波を偏波合成する偏波合成器であり、
   前記偏波合成器のいずれか一方の入力ポートの前段にＴＥ／ＴＭ偏波変換器を備え、
   前記干渉計型変調器は、１×２カプラと２×１カプラとに挟まれた２本のアーム導波路にマッハツェンダー干渉計型変調器を含むネストマッハツェンダー干渉計型データ変調器であり、
   各々のマッハツェンダー干渉計型変調器は、１×２カプラと２×１カプラとに挟まれた２本のアーム導波路に変調用光移相器を備えたデータ変調器であり、無変調時に、各々の前記マッハツェンダー干渉計型変調器の２×１カプラからの出力光の相対光位相差を９０°にするπ／２光移相器を備えることを特徴とする請求項１に記載の光変調器。
8. 前記１×２ＲＺパルス化器の２×２カプラの出力から前記干渉計型変調器の分岐カプラまでの伝搬遅延時間差がパルス化周期の（ｋ＋０.５）倍（ｋは整数）となる遅延回路をさらに備えたことを特徴とする請求項７に記載の光変調器。
9. 前記１×２ＲＺパルス化器の２×２カプラの出力から前記偏波合成器までの伝搬遅延時間差がパルス化周期のｋ倍（ｋは整数）であることを特徴とする請求項７に記載の光変調器。
10. 前記遅延回路は、遅延長をΔＬ、光導波路に置き換えられる材料の屈折率温度依存性をｄｎ／ｄＴとしたときに、前記材料が、
    

    

    を満たす長さｄＬ_ｃｏｍｐであることを特徴とする請求項６または８に記載の光変調器。
11. 前記干渉計型変調器のそれぞれの出力に光出力モニタを備えたことを特徴とする請求項１に記載の光変調器。
12. 前記光出力モニタのそれぞれの光強度の時間平均値が同じになるように、前記１×２ＲＺパルス化器の駆動動作点を調整することを特徴とする請求項１１に記載の光変調器。
13. 前記１×２ＲＺパルス化器の前記２×２カプラの出力いずれか一方、または双方に光出力モニタを備えたことを特徴とする請求項１に記載の光変調器。
14. 前記２×２カプラの出力のそれぞれに備えられた光出力モニタの光強度の時間平均値が同じになるように、前記１×２ＲＺパルス化器の駆動動作点を調整することを特徴とする請求項１３に記載の光変調器。
15. 前記１×２ＲＺパルス化器の駆動動作点のバイアス値に微小なディザリング信号を重畳し、該ディザリング信号による前記光出力モニタの光強度の変化量が最大になるように、前記１×２ＲＺパルス化器の駆動動作点を調整することを特徴とする請求項１１または１３に記載の光変調器。

Images